JPH047931B2 - - Google Patents
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- JPH047931B2 JPH047931B2 JP60129752A JP12975285A JPH047931B2 JP H047931 B2 JPH047931 B2 JP H047931B2 JP 60129752 A JP60129752 A JP 60129752A JP 12975285 A JP12975285 A JP 12975285A JP H047931 B2 JPH047931 B2 JP H047931B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
- G01C19/726—Phase nulling gyrometers, i.e. compensating the Sagnac phase shift in a closed loop system
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、サニヤツク干渉計として知られてい
る閉ループ光学干渉計における非可逆位相シフト
を測定する装置に関する。
る閉ループ光学干渉計における非可逆位相シフト
を測定する装置に関する。
従来の技術
この種の干渉計は主に次の各部材から構成され
ている。すなわち、通常はレーザが用いられると
ころの光源と、導波路を形成し且つ所定の枚数の
ミラーあるいは多重巻き光フアイバコイルからな
る光学部材と、出力信号を検出し解析する装置で
ある。
ている。すなわち、通常はレーザが用いられると
ころの光源と、導波路を形成し且つ所定の枚数の
ミラーあるいは多重巻き光フアイバコイルからな
る光学部材と、出力信号を検出し解析する装置で
ある。
この種の干渉計では、よく知られているよう
に、ビームスプリツタで分岐し、同一の光路を逆
方向に進む２光波が存在する。
に、ビームスプリツタで分岐し、同一の光路を逆
方向に進む２光波が存在する。
閉ループ干渉計の基本的な特性は可逆性であ
る。この特性は次のように表わすことができる。
すなわち、全く同時に、また同方向に被るもので
はないが、光路のいかなる変動も２つの光波に同
様に及ぶのである。
る。この特性は次のように表わすことができる。
すなわち、全く同時に、また同方向に被るもので
はないが、光路のいかなる変動も２つの光波に同
様に及ぶのである。
しかしながら、可逆性に影響を及ぼす変動には
２つのタイプがある。一方は、光波が干渉計の光
路を伝搬するのに要する時間以上の周期で変化す
る変動である。他方は、いわゆる“非可逆的”変
動、言い換えれば、光波が光路をある方向に伝搬
するかあるいは逆の方向に伝搬するかによつて、
その光波に異なる影響を及ぼす変動である。実
際、光波が伝搬する媒質の対称性を損なう物理的
な効果が存在する。
２つのタイプがある。一方は、光波が干渉計の光
路を伝搬するのに要する時間以上の周期で変化す
る変動である。他方は、いわゆる“非可逆的”変
動、言い換えれば、光波が光路をある方向に伝搬
するかあるいは逆の方向に伝搬するかによつて、
その光波に異なる影響を及ぼす変動である。実
際、光波が伝搬する媒質の対称性を損なう物理的
な効果が存在する。
２つの公知の効果がこの変動の第２のタイプに
属している。
属している。
フアラデー効果、すなわち磁場が光学物質の
電子スピンに選択的な方向を生じさせる磁気光
学効果、 サニヤツク効果、すなわち慣性座標系に対し
て干渉計が回転することにより伝搬時間の対称
性が損なわれる相対論的慣性効果。この効果
は、特に通常レートジヤイロとして知られてい
るジヤイロスコープの設計や構造に活用されて
いる。
電子スピンに選択的な方向を生じさせる磁気光
学効果、 サニヤツク効果、すなわち慣性座標系に対し
て干渉計が回転することにより伝搬時間の対称
性が損なわれる相対論的慣性効果。この効果
は、特に通常レートジヤイロとして知られてい
るジヤイロスコープの設計や構造に活用されて
いる。
従つて、“非可逆的”変動が存在しないときに
は、光路を進んだ後に光線分波・合波部材で再結
合する２つの光波の間の位相差（以後、Δφと記
す）はゼロとなる。検出・解析装置は、再結合し
た後に得られる合成波のオプテイカルパワーを示
す信号を検出する。従来の干渉計では、このオプ
テイカルパワーは２つの成分、すなわち定数成分
およびcos（Δφ）に比例し且つ“非可逆的”変動
が現われたときにのみ存在する成分に分解するこ
とができる。
は、光路を進んだ後に光線分波・合波部材で再結
合する２つの光波の間の位相差（以後、Δφと記
す）はゼロとなる。検出・解析装置は、再結合し
た後に得られる合成波のオプテイカルパワーを示
す信号を検出する。従来の干渉計では、このオプ
テイカルパワーは２つの成分、すなわち定数成分
およびcos（Δφ）に比例し且つ“非可逆的”変動
が現われたときにのみ存在する成分に分解するこ
とができる。
例えば、レートジヤイロにおける低回転速度の
ように、大きさの小さい変動を測定しようとして
も、このときには、位相差Δφがゼロに近いので、
cos（Δφ）の形の項を含む成分はごくわずかしか
変化しない。
ように、大きさの小さい変動を測定しようとして
も、このときには、位相差Δφがゼロに近いので、
cos（Δφ）の形の項を含む成分はごくわずかしか
変化しない。
従つて、測定感度を高めるためには、人為的に
所定の付加的な位相シフトあるいは“非可逆バイ
アス”を持込む必要がある。特に、新しく測定さ
れる位相差Δφ′を、 Δφ′＝Δφ＋π／２ とすると有効である。
所定の付加的な位相シフトあるいは“非可逆バイ
アス”を持込む必要がある。特に、新しく測定さ
れる位相差Δφ′を、 Δφ′＝Δφ＋π／２ とすると有効である。
この場合、測定する項がcos（Δφ＋π／２）すなわ
ちsin（Δφ）に比例するので、感度が最大となる。
この方法は注目に値するが、使用上適するよう
に十分安定した非可逆バイアスを導入する装置を
供給できるかどうかに関して、特に実行上の困難
が伴なう。これらの装置は通常、測定量の変化と
同程度の不安定性を有している。
に十分安定した非可逆バイアスを導入する装置を
供給できるかどうかに関して、特に実行上の困難
が伴なう。これらの装置は通常、測定量の変化と
同程度の不安定性を有している。
これらの欠点を克服するために、フランス国特
許FR−Ｂ−2471583号は、閉ループを伝搬する２
つの光波に交互に＋π／２と−π／２ラジアンの位相変 調を加えることを提案した。
許FR−Ｂ−2471583号は、閉ループを伝搬する２
つの光波に交互に＋π／２と−π／２ラジアンの位相変 調を加えることを提案した。
この方法は、不連続的な周期的ドリフトと同等
の量を生じるサニヤツク干渉計の特性を基礎とし
ている。
の量を生じるサニヤツク干渉計の特性を基礎とし
ている。
実際、位相変調はフアイバループの一端におい
てなされるので、一方の光波は光波の発生と同時
に変調されるが、他方の光波はフアイバ内の伝搬
時間だけ遅れて変調される。この伝搬時間は次の
関係式を満たす。
てなされるので、一方の光波は光波の発生と同時
に変調されるが、他方の光波はフアイバ内の伝搬
時間だけ遅れて変調される。この伝搬時間は次の
関係式を満たす。
t0＝nl／Ｃ
ただし、ｎはフアイバを構成するシリカの屈折
率、ｌはフアイバ長、Ｃは真空中の光速である。
干渉計の“自然周波数”は1/2t0であり、これは
２つの光波がそれぞれ反対の位相シフトを受ける
変調周波数を示している。従つて、２つの光波間
の位相差はＳ（ｔ）−Ｓ（ｔ−t0）となる。ただし、
Ｓ（ｔ）は位相変調器に適用された信号である。
その結果、変調信号の２分の１周期がt0であるな
らば、干渉計の出力端における位相シフトは適用
された位相シフトの値の２倍に等しくなる。これ
は、干渉計の動作点を定めるバイアスを生成する
ために用いられる方法である。この位相シフト
に、非可逆的効果すなわち回転によつて生じる位
相シフトΔφ0がゼロでなければ、この位相シフト
Δφ0が加えられる。
率、ｌはフアイバ長、Ｃは真空中の光速である。
干渉計の“自然周波数”は1/2t0であり、これは
２つの光波がそれぞれ反対の位相シフトを受ける
変調周波数を示している。従つて、２つの光波間
の位相差はＳ（ｔ）−Ｓ（ｔ−t0）となる。ただし、
Ｓ（ｔ）は位相変調器に適用された信号である。
その結果、変調信号の２分の１周期がt0であるな
らば、干渉計の出力端における位相シフトは適用
された位相シフトの値の２倍に等しくなる。これ
は、干渉計の動作点を定めるバイアスを生成する
ために用いられる方法である。この位相シフト
に、非可逆的効果すなわち回転によつて生じる位
相シフトΔφ0がゼロでなければ、この位相シフト
Δφ0が加えられる。
信号を直接利用して、cos（Δφ＋π／２）の成分を
測定することは可能である。
オプトエレクトロニクスに用いられる様々な要
素のドリフトによつて生じる誤差を防ぐ、より正
確な方法は、例えば間接的方法あるいは“ゼロ方
式”からなつている。この方法によれば、上記の
±π／２ラジアンに関する位相シフト差は、非可逆 的効果により生じる位相シフトと絶対値が等しく
且つこの位相シフトをゼロとするために反対の符
号を有する付加的位相シフトを生じることによつ
て比較される。
素のドリフトによつて生じる誤差を防ぐ、より正
確な方法は、例えば間接的方法あるいは“ゼロ方
式”からなつている。この方法によれば、上記の
±π／２ラジアンに関する位相シフト差は、非可逆 的効果により生じる位相シフトと絶対値が等しく
且つこの位相シフトをゼロとするために反対の符
号を有する付加的位相シフトを生じることによつ
て比較される。
この結果を得るために、非可逆的効果を生じ
る、換言すれば、回転を変化させる同一の物理的
現象を利用することは実際には不可能である。
る、換言すれば、回転を変化させる同一の物理的
現象を利用することは実際には不可能である。
そこで、負帰還信号を発生する電気的手段が用
いられる。この選択は、実際の経験から示される
ように、電気的手段が干渉計の他の要素よりも効
果的に制御され得るという仮定の下に立つてい
る。
いられる。この選択は、実際の経験から示される
ように、電気的手段が干渉計の他の要素よりも効
果的に制御され得るという仮定の下に立つてい
る。
この負帰還の目的は、回転速度によつて誘起さ
れる位相シフトと常に同じ大きさで且つ反対の符
号の位相シフトを２つの光波の間に生じさせるこ
とである。従つて、仮りに、速度が一定で位相シ
フトΔφを生じるものとすると、２時点の間ｔに
位相変調の瞬時値を確実にΔφ0＋2πn（ただし、ｎ
は整数）だけ変化させる必要がある。これは速度
を積分することに等しい。実施上の一つの方法
は、Δφ0／t0に比例する傾きを持つ、いわゆる
“位相ランプ”を生成することにある。
れる位相シフトと常に同じ大きさで且つ反対の符
号の位相シフトを２つの光波の間に生じさせるこ
とである。従つて、仮りに、速度が一定で位相シ
フトΔφを生じるものとすると、２時点の間ｔに
位相変調の瞬時値を確実にΔφ0＋2πn（ただし、ｎ
は整数）だけ変化させる必要がある。これは速度
を積分することに等しい。実施上の一つの方法
は、Δφ0／t0に比例する傾きを持つ、いわゆる
“位相ランプ”を生成することにある。
しかしながら、この方法は２つの相異なる動作
を前提としている。すなわち、位相変調と負帰還
信号の発生である。さらに、比例定数あるいはス
ケールフアクターは±π／２ラジアンの変調には用 いられない。
を前提としている。すなわち、位相変調と負帰還
信号の発生である。さらに、比例定数あるいはス
ケールフアクターは±π／２ラジアンの変調には用 いられない。
また、前記の位相ランプは無限にすることがで
きない。言え換えれば、実際に位相変調制御電圧
によつて指定される信号は、所定のしきい値以上
に増大することはできない。
きない。言え換えれば、実際に位相変調制御電圧
によつて指定される信号は、所定のしきい値以上
に増大することはできない。
結局、実行可能な方法は、周期的で2πラジア
ンの周期を有する数学的関数を含み、2πラジア
ンに相当するピークピーク値を有するのこぎり波
位相シフト制御信号を発生することにある。する
と、2πラジアンに等しい大きさの位相シフトを
正確に決定することの問題がある。
ンの周期を有する数学的関数を含み、2πラジア
ンに相当するピークピーク値を有するのこぎり波
位相シフト制御信号を発生することにある。する
と、2πラジアンに等しい大きさの位相シフトを
正確に決定することの問題がある。
本発明の目的は、上述した問題を克服すること
にある。そのために、いわゆる位相ランプはデジ
タル信号からなつている。デジタル形式において
も、位相変調とこの位相ランプは一つの信号に結
合され、干渉計のループ内に設置された位相変調
器を制御するためにアナログ信号に変換される。
にある。そのために、いわゆる位相ランプはデジ
タル信号からなつている。デジタル形式において
も、位相変調とこの位相ランプは一つの信号に結
合され、干渉計のループ内に設置された位相変調
器を制御するためにアナログ信号に変換される。
このような構成の結果として達成される簡易化
は別として、スケールフアクター間の関係および
2πラジアン単位の位相シフトの問題はこのよう
に簡単に且つ同時に解決する。
は別として、スケールフアクター間の関係および
2πラジアン単位の位相シフトの問題はこのよう
に簡単に且つ同時に解決する。
発明が解決しようとする問題点
まず、前述したフランス国特許FR−Ｂ−
2471583号が教示した変調法とともにサニヤツク
閉ループ干渉計で利用される第１の現象を思い出
すことは有益である。
2471583号が教示した変調法とともにサニヤツク
閉ループ干渉計で利用される第１の現象を思い出
すことは有益である。
第１図は、前記特許に記載されているタイプの
閉ループ干渉計の構成配置を示す概略図である。
閉ループ干渉計の構成配置を示す概略図である。
レーザＳは、例えば干渉計ループ２に光結合し
ている半透明板あるいは半透鏡Ｍからなるビーム
スプリツタに入射する平行光線のビーム１を発生
する。このループ２は、例えば多重巻きコイルを
形成する単一モード光フアイバから構成すること
ができる。実際、測定感度は、巻き数に比例する
実質的な光路長を利用することによつて高められ
る。ループ２は、混合器の機能をなし且つ出力線
３を限定するビームスプリツタＭ上で閉じてい
る。従つて、伝搬する２つの光波はループを反対
方向に進む。すなわち、一方の光波は時計回り方
向（方向２）に、他方の光波は反時計回り方向
（方向１）に進む。これらの２つの光波は、ビー
ムスプリツタ板Ｍ上で再結合する。この再結合の
結果は、検出器Ｄによつて出力線３上で観測され
る。
ている半透明板あるいは半透鏡Ｍからなるビーム
スプリツタに入射する平行光線のビーム１を発生
する。このループ２は、例えば多重巻きコイルを
形成する単一モード光フアイバから構成すること
ができる。実際、測定感度は、巻き数に比例する
実質的な光路長を利用することによつて高められ
る。ループ２は、混合器の機能をなし且つ出力線
３を限定するビームスプリツタＭ上で閉じてい
る。従つて、伝搬する２つの光波はループを反対
方向に進む。すなわち、一方の光波は時計回り方
向（方向２）に、他方の光波は反時計回り方向
（方向１）に進む。これらの２つの光波は、ビー
ムスプリツタ板Ｍ上で再結合する。この再結合の
結果は、検出器Ｄによつて出力線３上で観測され
る。
環状コイルあるいは閉じループを反対方向に伝
搬する２つの光波間の位相差をΔφ0とする。さら
に、出力線３上で測定されるオプテイカルパワー
出力をPsとする。いかなる“非可逆的”変動も
ないときには、Δφ0はゼロである。
搬する２つの光波間の位相差をΔφ0とする。さら
に、出力線３上で測定されるオプテイカルパワー
出力をPsとする。いかなる“非可逆的”変動も
ないときには、Δφ0はゼロである。
非限定的な例として、閉ループ干渉計を利用す
るジヤイロメータやいわゆるレートジヤイロを考
えると、非可逆的変動はジヤイロに回転を与える
ことによつて引起こされる。もはや、位相差はゼ
ロではなく、次の関係を得る。
るジヤイロメータやいわゆるレートジヤイロを考
えると、非可逆的変動はジヤイロに回転を与える
ことによつて引起こされる。もはや、位相差はゼ
ロではなく、次の関係を得る。
Δφ0＝αΩ、α＝ＫＬ／λC
ただし、Ωは回転速度、Ｋはレートジヤイロの
形状の大きさで決定される定数、Ｌは光路長、λ
はレーザＳから発する光の波長、Ｃはループ２内
における光速である。
形状の大きさで決定される定数、Ｌは光路長、λ
はレーザＳから発する光の波長、Ｃはループ２内
における光速である。
回転速度Ωが増加すると、係数αが一定である
から、位相差Δφ0は同じ割合で増加する。オプテ
イカルパワーPsは余弦定理にしたがつて次第に変
化する。実際、次のようになる。
から、位相差Δφ0は同じ割合で増加する。オプテ
イカルパワーPsは余弦定理にしたがつて次第に変
化する。実際、次のようになる。
Ps＝P1s＋P2s＋2P1sP2scos（Δφ0）
ここで、成分P1sは方向１に対応し、成分P2sは
方向２に対応している。値Δφに対する測定感度
は、Psの導関数で表わされる。
方向２に対応している。値Δφに対する測定感度
は、Psの導関数で表わされる。
すなわち、
dPs／Ｄ（Δφ）＝−2P1sP2ssin（Δφ0）
となる。
干渉計の感度は、位相差Δφがゼロからわずか
に異なるだけのときには、極めて低い。これが低
回転速度Ωを測定しようとするときのレートジヤ
イロにおける問題である。位相差Δφの作用とし
ての出力線におけるオプテイカルパワーの変化を
第２図に示す。
に異なるだけのときには、極めて低い。これが低
回転速度Ωを測定しようとするときのレートジヤ
イロにおける問題である。位相差Δφの作用とし
ての出力線におけるオプテイカルパワーの変化を
第２図に示す。
項P1sとP2sは同等であると考えられる。従つ
て、位相差Δφがπラジアンである場合には、検
出されるパワーは最小値をとる。位相差Δφが０
ラジアンや2πラジアン等のときに最大値Psmax
となる。
て、位相差Δφがπラジアンである場合には、検
出されるパワーは最小値をとる。位相差Δφが０
ラジアンや2πラジアン等のときに最大値Psmax
となる。
干渉計の感度を高めるために、２つの逆回転を
する光波の位相に一定の非可逆バイアスを導入す
ることが可能である。これによつて、干渉計の動
作点が置き換えられる。
する光波の位相に一定の非可逆バイアスを導入す
ることが可能である。これによつて、干渉計の動
作点が置き換えられる。
余弦定理にしたがつて変化する機能の場合に
は、角度が（2n＋１）π／２ラジアンのときに感度 が最高となる。ただし、ｎは整数を示す。そこ
で、それぞれの光波に絶対値がπ／４ラジアンで
逆の符号の位相変化を導くバイアスを選択するこ
とが可能となる。従つて、非可逆的変動が存在し
ない場合、位相差は、 Δφ′＝Δφ1＋Δφ0ただし、Δφ1＝±π／２とな
る。
は、角度が（2n＋１）π／２ラジアンのときに感度 が最高となる。ただし、ｎは整数を示す。そこ
で、それぞれの光波に絶対値がπ／４ラジアンで
逆の符号の位相変化を導くバイアスを選択するこ
とが可能となる。従つて、非可逆的変動が存在し
ない場合、位相差は、 Δφ′＝Δφ1＋Δφ0ただし、Δφ1＝±π／２とな
る。
これは、第２図の点Ps0に対応している。
前記のフランス特許の教示に従つて、可逆的効
果を適用する位相変調器は干渉計のループ２の光
路上に導入される。この変調器Φ（第１図）は、
変調器内を通る光波の位相Φ（ｔ）の変化を生じ
るように作動する。位相の変化は周期的であり、
その周期は2t0に等しい。ただし、t0はループ内
の光波の伝搬時間を示す。
果を適用する位相変調器は干渉計のループ２の光
路上に導入される。この変調器Φ（第１図）は、
変調器内を通る光波の位相Φ（ｔ）の変化を生じ
るように作動する。位相の変化は周期的であり、
その周期は2t0に等しい。ただし、t0はループ内
の光波の伝搬時間を示す。
すると、逆方向に回転する各々の光波が位相Φ
（ｔ）＝Φ（ｔ＋2t0）で変調器を通過して位相シフ
トを受けると、位相差は、 Δφ′＝Δφ0＋Φ（ｔ）−Φ（ｔ−t0） となる。
（ｔ）＝Φ（ｔ＋2t0）で変調器を通過して位相シフ
トを受けると、位相差は、 Δφ′＝Δφ0＋Φ（ｔ）−Φ（ｔ−t0） となる。
第３図および第４図は、対称的な関数Φ（ｔ）
による位相変調の効果を示している。動作点は、
一対の終端の間で第２図の曲線Ps＝ｆ（Δφ）を対
称に描く。
による位相変調の効果を示している。動作点は、
一対の終端の間で第２図の曲線Ps＝ｆ（Δφ）を対
称に描く。
第３図に示す第１の終端ＡおよびＢは、測定さ
れる回転がゼロで、−π／２ラジアンと＋π／２ラジア ンの２つの値に分解される場合を示している。第
４図に示す第２の終端A′およびB′は、測定する
速度がもはやゼロではなく、位相差がΔφ0である
場合を示している。すなわち、 （−π／２＋Δφ0）ラジアンと（＋π／２＋Δφ0）ラ
ジ アンで示される。
れる回転がゼロで、−π／２ラジアンと＋π／２ラジア ンの２つの値に分解される場合を示している。第
４図に示す第２の終端A′およびB′は、測定する
速度がもはやゼロではなく、位相差がΔφ0である
場合を示している。すなわち、 （−π／２＋Δφ0）ラジアンと（＋π／２＋Δφ0）ラ
ジ アンで示される。
このため、矩形の可逆的位相シフトΦ（ｔ）を、
π／４ラジアンの大きさで光路の一端に適用する
ことができる。
π／４ラジアンの大きさで光路の一端に適用する
ことができる。
検出信号がΩ＝０およびΔφ0＝０を示す例とし
て、第３図の場合をとると、Φ（ｔ）の導入の結
果、成分Φ（ｔ）−Φ（ｔ−０）が付加される。も
しも、第５図の左方に示されるように、ΦCWと
ΦCCWが干渉する２光波に及ぶ位相シフトだとす
ると、ΦCWとΦCCWとの間の位相シフトは完全に可
逆的位相シフトであり、（ΦCCW−ΦCW）は、＋π／４ ラジアンと−π／４ラジアンの間を変化する矩形波 信号となる。
て、第３図の場合をとると、Φ（ｔ）の導入の結
果、成分Φ（ｔ）−Φ（ｔ−０）が付加される。も
しも、第５図の左方に示されるように、ΦCWと
ΦCCWが干渉する２光波に及ぶ位相シフトだとす
ると、ΦCWとΦCCWとの間の位相シフトは完全に可
逆的位相シフトであり、（ΦCCW−ΦCW）は、＋π／４ ラジアンと−π／４ラジアンの間を変化する矩形波 信号となる。
一方、検出信号がΩ＝εを示す第４図のような
場合には、Φ（ｔ）の導入の結果、中心が０では
ない成分（Φ′CCW−Φ′CW）が付加される。実際に
は、非可逆的位相シフトΔΦ0が前記の可逆的位相
シフトに加えられる。Ω＝０である上記の場合と
比較すれば、 Φ′（ｔ）＝Φ（ｔ）＋Δφ0／２ Φ′（ｔ−τ）＝Φ′（ｔ）−Δφ0／２ 従つて、 Φ′（ｔ）−Φ′（ｔ−τ） ＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）＋Δφ0 となる。
場合には、Φ（ｔ）の導入の結果、中心が０では
ない成分（Φ′CCW−Φ′CW）が付加される。実際に
は、非可逆的位相シフトΔΦ0が前記の可逆的位相
シフトに加えられる。Ω＝０である上記の場合と
比較すれば、 Φ′（ｔ）＝Φ（ｔ）＋Δφ0／２ Φ′（ｔ−τ）＝Φ′（ｔ）−Δφ0／２ 従つて、 Φ′（ｔ）−Φ′（ｔ−τ） ＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）＋Δφ0 となる。
ΦCWおよびΦCCWは、反対方向にループを進む結
果として生じる、２光波のそれぞれの位相シフト
である。従つて、ΦCCW−ΦCWは、時間軸に関して
ΔΦ0だけずれた平均値を有する矩形波信号であ
る。
果として生じる、２光波のそれぞれの位相シフト
である。従つて、ΦCCW−ΦCWは、時間軸に関して
ΔΦ0だけずれた平均値を有する矩形波信号であ
る。
変調器の構成の他の２、３の例がすでに前記フ
ランス国特許に記されている。この変調器は、周
波数１／2t0で制御回路CC（第１図）から発生する信 号Vcによつて電圧制御される。検出器Ｄは同期
型であり、信号Vcの発生と同じ周波数を有する
周期信号Syを入力する。
ランス国特許に記されている。この変調器は、周
波数１／2t0で制御回路CC（第１図）から発生する信 号Vcによつて電圧制御される。検出器Ｄは同期
型であり、信号Vcの発生と同じ周波数を有する
周期信号Syを入力する。
回転速度がゼロ（Ω＝０）であるときには、立
上り時間および立下り時間が限定されるので、信
号（ΦCCW−ΦCW）の過渡期に対応するシヨートパ
ルスを除くと、検出される光学強度は一定で静
止状態の値0（第５図）に等しくなる。
上り時間および立下り時間が限定されるので、信
号（ΦCCW−ΦCW）の過渡期に対応するシヨートパ
ルスを除くと、検出される光学強度は一定で静
止状態の値0（第５図）に等しくなる。
回転速度がゼロでない場合には、信号（Φ′CCW
−Φ′CW）の割合の変化し且つ静止状態の値0に
等しい平均値を有する矩形波信号によつて、光学
的強度が示される。
−Φ′CW）の割合の変化し且つ静止状態の値0に
等しい平均値を有する矩形波信号によつて、光学
的強度が示される。
上に述べたように、“ゼロ方式”は直接信号を
利用する代わりに用いることができる。
利用する代わりに用いることができる。
この目的で、付加的位相シフトが、非可逆的効
果により生じた位相シフトΔφ0と共に負帰還とし
て導入される。
果により生じた位相シフトΔφ0と共に負帰還とし
て導入される。
適当な方法は、Δφ0／t0に比例する傾き、いわ
ゆる位相ランプを作り出すことにある。
ゆる位相ランプを作り出すことにある。
実際には、付加的位相シフト信号は限りなく増
大することができないので、2πラジアン単位の
位相シフトを作ることだけが必要となる。このた
め、第６図に示されるように、位相Φ1、Δφ0／t0
に比例する傾きαおよび2πラジアンに相当する
ピークピーク値を有するのこぎり波信号が作られ
る。
大することができないので、2πラジアン単位の
位相シフトを作ることだけが必要となる。このた
め、第６図に示されるように、位相Φ1、Δφ0／t0
に比例する傾きαおよび2πラジアンに相当する
ピークピーク値を有するのこぎり波信号が作られ
る。
位相変調信号はこののこぎり波信号に結合され
る。
る。
しかしながら、このアナログ式方法では、位相
変調制御信号と負帰還信号の各スケールフアクタ
ーを相関させることができないという欠点があ
る。さらに、2πラジアンに担当するピークピー
ク値の検出を正確に行なわなければならない。
変調制御信号と負帰還信号の各スケールフアクタ
ーを相関させることができないという欠点があ
る。さらに、2πラジアンに担当するピークピー
ク値の検出を正確に行なわなければならない。
問題点を解決するための手段
本発明の装置は、閉ループ導波路内を反対方向
に循還する２つの光波が受ける非可逆的位相シフ
トを測定する干渉計であつて、 単色光の光源と、 前記２つの光波の干渉を検出し、検出された干
渉の光学的強度を示す電気信号を出力する光検出
手段と、 前記導波路の両端を前記光源および前記光検出
手段に光結合させる光学的分波・合波手段と、 前記２つの光波に作用を及ぼす閉ループ内に設
置され、電気的に制御される光学的位相シフト手
段と、 前記閉ループによつて決定される光路長を各光
波が進行するに要する時間をt0として、周波数f0
＝１／２t0を有し、矩形波パルスの波形をした周期 的な電気信号を出力する発振器と、 前記光検出手段の出力信号を第１の入力端子に
入力し、前記周波数f0の前記電気信号から得られ
る検出同期信号を第２の入力端子に入力する同期
検出回路と、 該同期検出回路の出力端子に接続され、同期検
出によつて得られる電子信号を所定の長さの符号
付き２進ワードに変換するアナログ−デジタル変
換器と、 合成デジタル制御信号を発生する回路と、 前記合成デジタル制御信号を前記光学的位相シ
フト手段の制御入力端子に伝送されるアナログ制
御信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、 前記同期検出回路、前記アナログ−デジタル変
換器、前記合成デジタル制御信号を発生する前記
回路および前記デジタル−アナログ変換器の制
御・同期手段とを有し、 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路
は前記周波数の第１の矩形波周期信号および階段
状の第２の信号を重畳して信号を生成し、前記第
１の信号は、デジタル−アナログ変換後、前記閉
ループを反対方向に循還する前記２つの光波に＋
π／２および−π／２ラジアンの周期的可逆効果位相シ フトを交互に及ぼし、 前記第２の信号の階段の各段は、前記時間t0あ
るいは該時間の奇数倍に等しい持続時間と、アナ
ログ−デジタル変換後に前記第２の信号が前記非
可逆的効果の大きさに比例する大きさで且つ反対
の符号の付加的な可逆効果の増加位相シフトを及
ぼすような大きさとを有しており、 前記第２の信号により生じる位相シフトは2π
ラジアンに対応する振幅変化を生成し、 これにより、前記合成デジタル制御信号を形成
する前記第１および第２の信号の前記重畳は、前
記閉ループ内を反対方向に循還する前記２つの光
波間に、第１の期間には−π／２および＋π／２ラジア ンに、第２の期間には−３／2πラジアンに交互に変 化する総合的な位相シフトを及ぼし、前記第１お
よび第２の期間は重複するシーケンスにおいて連
続的に生じることを特徴とする。
に循還する２つの光波が受ける非可逆的位相シフ
トを測定する干渉計であつて、 単色光の光源と、 前記２つの光波の干渉を検出し、検出された干
渉の光学的強度を示す電気信号を出力する光検出
手段と、 前記導波路の両端を前記光源および前記光検出
手段に光結合させる光学的分波・合波手段と、 前記２つの光波に作用を及ぼす閉ループ内に設
置され、電気的に制御される光学的位相シフト手
段と、 前記閉ループによつて決定される光路長を各光
波が進行するに要する時間をt0として、周波数f0
＝１／２t0を有し、矩形波パルスの波形をした周期 的な電気信号を出力する発振器と、 前記光検出手段の出力信号を第１の入力端子に
入力し、前記周波数f0の前記電気信号から得られ
る検出同期信号を第２の入力端子に入力する同期
検出回路と、 該同期検出回路の出力端子に接続され、同期検
出によつて得られる電子信号を所定の長さの符号
付き２進ワードに変換するアナログ−デジタル変
換器と、 合成デジタル制御信号を発生する回路と、 前記合成デジタル制御信号を前記光学的位相シ
フト手段の制御入力端子に伝送されるアナログ制
御信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、 前記同期検出回路、前記アナログ−デジタル変
換器、前記合成デジタル制御信号を発生する前記
回路および前記デジタル−アナログ変換器の制
御・同期手段とを有し、 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路
は前記周波数の第１の矩形波周期信号および階段
状の第２の信号を重畳して信号を生成し、前記第
１の信号は、デジタル−アナログ変換後、前記閉
ループを反対方向に循還する前記２つの光波に＋
π／２および−π／２ラジアンの周期的可逆効果位相シ フトを交互に及ぼし、 前記第２の信号の階段の各段は、前記時間t0あ
るいは該時間の奇数倍に等しい持続時間と、アナ
ログ−デジタル変換後に前記第２の信号が前記非
可逆的効果の大きさに比例する大きさで且つ反対
の符号の付加的な可逆効果の増加位相シフトを及
ぼすような大きさとを有しており、 前記第２の信号により生じる位相シフトは2π
ラジアンに対応する振幅変化を生成し、 これにより、前記合成デジタル制御信号を形成
する前記第１および第２の信号の前記重畳は、前
記閉ループ内を反対方向に循還する前記２つの光
波間に、第１の期間には−π／２および＋π／２ラジア ンに、第２の期間には−３／2πラジアンに交互に変 化する総合的な位相シフトを及ぼし、前記第１お
よび第２の期間は重複するシーケンスにおいて連
続的に生じることを特徴とする。
実施例
本発明は、前述した欠点を克服し、2πラジア
ンに相当するピークピーク値を確実に自動検出す
ることを可能とする。
ンに相当するピークピーク値を確実に自動検出す
ることを可能とする。
本発明の第１の本質的な特徴にしたがつて、の
こぎり波負帰還位相シフト信号の代わりに、階段
状信号が用いられる。各段の高さはΔφ0に等し
く、持続時間はt0に等しい。第７図はこの種の信
号を図示している。平均すると、階段状ランプの
傾きはΔφ0／t0に相当することになる。
こぎり波負帰還位相シフト信号の代わりに、階段
状信号が用いられる。各段の高さはΔφ0に等し
く、持続時間はt0に等しい。第７図はこの種の信
号を図示している。平均すると、階段状ランプの
傾きはΔφ0／t0に相当することになる。
各時間間隔t0における２つの光波は常に連続す
る２つの段の上にあり、このため、２つの相異な
る位相シフトΔφ0を受ける。この技術はデジタル
処理システムに完全に適合し得るという利点を有
している。
る２つの段の上にあり、このため、２つの相異な
る位相シフトΔφ0を受ける。この技術はデジタル
処理システムに完全に適合し得るという利点を有
している。
さらに、信号をデジタル処理するプロセツサに
よつて、周波数１／2t0の位相変調とデジタルランプ の和を直接とることができる。このことは、以下
にのべるような多くの利点を提供する。
よつて、周波数１／2t0の位相変調とデジタルランプ の和を直接とることができる。このことは、以下
にのべるような多くの利点を提供する。
本発明に基づく非可逆的効果の検出により得ら
れる信号を処理する装置の概略的な構成を第８図
を参照して説明する。
れる信号を処理する装置の概略的な構成を第８図
を参照して説明する。
実質的に出力線３に光結合する第１図の同期検
出器Ｄには、検出された光の強度を電気的出力信
号VDに変換するためのフオトダイオードPDが
含まれている。この出力信号は同期検出回路
CDSに伝達され、信号SYが周波数１／2t0で各検出 回路の同期入力として用いられる。
出器Ｄには、検出された光の強度を電気的出力信
号VDに変換するためのフオトダイオードPDが
含まれている。この出力信号は同期検出回路
CDSに伝達され、信号SYが周波数１／2t0で各検出 回路の同期入力として用いられる。
中央処理装置CPUが装置全体を制御している。
好ましい態様においては、このプロセツサ
（CPU）はワイヤードロジツクで構成されるシス
テムからなつている。種々の周辺回路を制御する
ために、入出力インターフエースに接続されたマ
イクロプロセツサを有することもできる。
好ましい態様においては、このプロセツサ
（CPU）はワイヤードロジツクで構成されるシス
テムからなつている。種々の周辺回路を制御する
ために、入出力インターフエースに接続されたマ
イクロプロセツサを有することもできる。
このプロセツサCPUは、１／2t0の周波数を有す
る、例えば調温装置で制御される水晶発振器のよ
うな発振器OSCが発生するクロツクパルスSHに
同期した論理信号である信号SYを出力する。
うな発振器OSCが発生するクロツクパルスSHに
同期した論理信号である信号SYを出力する。
レートジヤイロが回転しているときには、変調
器が適用する位相シフトの作用として、干渉計の
応答曲線全体が相対的に移動する。その結果、位
相シフトが応答曲線の直線部分にあるほどに十分
低い回転速度である場合には、この回転速度に比
例する大きさで且つ、 周波数f0＝１／2t0の強度変調を引き起こす。
器が適用する位相シフトの作用として、干渉計の
応答曲線全体が相対的に移動する。その結果、位
相シフトが応答曲線の直線部分にあるほどに十分
低い回転速度である場合には、この回転速度に比
例する大きさで且つ、 周波数f0＝１／2t0の強度変調を引き起こす。
この変調の大きさは同期検出回路CDSで検出
され、同期検出回路CDSは、例えば電気フイル
タに接続された通常PID型の増幅器のようなイン
ターフエースＡに出力信号VDSを出力する。
され、同期検出回路CDSは、例えば電気フイル
タに接続された通常PID型の増幅器のようなイン
ターフエースＡに出力信号VDSを出力する。
次に、このインターフエースＡの出力信号VA
はアナログ−デジタル変換器ADによりデジタル
化される。変換器ADの出力信号VADは合成制御
信号VSCを発生する回路GSCに入力する。この
回路の意図する機能は、デジタルの階段状ランプ
を作ること、および本発明の主たる思想に基づい
てこのランプとデジタル位相変調信号を合成する
ことである。これらの回路はデジタル積分器を含
んでいる。
はアナログ−デジタル変換器ADによりデジタル
化される。変換器ADの出力信号VADは合成制御
信号VSCを発生する回路GSCに入力する。この
回路の意図する機能は、デジタルの階段状ランプ
を作ること、および本発明の主たる思想に基づい
てこのランプとデジタル位相変調信号を合成する
ことである。これらの回路はデジタル積分器を含
んでいる。
次に、前記の合成制御信号VSCがデジタル−
アナログ変換器DAにより再びアナログ制御電圧
VCに変換される。
アナログ変換器DAにより再びアナログ制御電圧
VCに変換される。
このアナログ制御電圧VCが位相変調器Φの制
御入力となる。
御入力となる。
プロセツサCPUは、同期検出器Ｄの同期信号
SYに加えて、後に詳述する本発明に基づいて装
置の各要素に出力する参照番号VC1ないしVC3の
様々な制御・同期信号を発生する。
SYに加えて、後に詳述する本発明に基づいて装
置の各要素に出力する参照番号VC1ないしVC3の
様々な制御・同期信号を発生する。
デジタル−アナログ変換器DAの前段にある回
路GSC内のデジタル積分器を用いることによつ
て、2πラジアン単位の周期的な位相シフトの問
題は非常に簡単に解決する。実際には、デジタル
積分器のダイナミツクレンジは、計算結果の下位
Ｎビツトのみが出力されるときのこのビツト数Ｎ
によつて限定される。さらに、最大電圧（デジタ
ル入力2N−１に相当する）のときに確実に2πラジ
アンの位相シフトを生じるように変換器DAを較
正すれば、自動的に2πを単位とする位相シフト
を行なうシステムが実現される。
路GSC内のデジタル積分器を用いることによつ
て、2πラジアン単位の周期的な位相シフトの問
題は非常に簡単に解決する。実際には、デジタル
積分器のダイナミツクレンジは、計算結果の下位
Ｎビツトのみが出力されるときのこのビツト数Ｎ
によつて限定される。さらに、最大電圧（デジタ
ル入力2N−１に相当する）のときに確実に2πラジ
アンの位相シフトを生じるように変換器DAを較
正すれば、自動的に2πを単位とする位相シフト
を行なうシステムが実現される。
従つて、2πラジアンの位相シフトは、極めて
簡単になされ、変換器DAのスケールフアクター
によつて自動的に較正される。注目すべき且つ有
利な見地に従つて、位相ランプ自体、択一的に、
−π／２ラジアンとπ／２ラジアンの値を有するバイア ス変調および2πラジアンの位相シフトはすべて
デジタルで生成されてから、一つの変換器によつ
てアナログ電圧に変換される。従つて、各スケー
ルフアクターは本質的に等しくなり、エラーの可
能性は相当低下する。
簡単になされ、変換器DAのスケールフアクター
によつて自動的に較正される。注目すべき且つ有
利な見地に従つて、位相ランプ自体、択一的に、
−π／２ラジアンとπ／２ラジアンの値を有するバイア ス変調および2πラジアンの位相シフトはすべて
デジタルで生成されてから、一つの変換器によつ
てアナログ電圧に変換される。従つて、各スケー
ルフアクターは本質的に等しくなり、エラーの可
能性は相当低下する。
信号VSDに対応する位相の変化が時間の関数
として第９図に示されている。時間軸の原点は任
意である。
として第９図に示されている。時間軸の原点は任
意である。
合成位相シフトΔφcは位相Φ′1（第７図）を有す
るデジタルランプに基づいて増加し、2πラジア
ンのしきい値に達するまで、すなわち第９図の時
刻t1に達するまで、正の増加分（＋π／４ラジアン） と負の増加分（−π／４ラジアン）が一つの期間か ら次の期間へ移る（時間間隔t0）毎に交互に上載
せされる。次に、2πラジアンを越えると、2πラ
ジアンだけ差引かれる。第９図の次の時点t1＋t0
では、−π／４ラジアンが代数的に加えられるので、 合成信号は2πラジアンのしきい値以下となる。
そこで、2πラジアンの削減は時点t1＋2t0で再び
始まる。そして、再び2πラジアンのしき値を越
え、2πラジアンだけ差引かれる。この過程は、
デジタル位相ランプの大きさが2πラジアンを越
す時刻t2まで繰返される。デジタル位相ランプは
ゼロに戻り、時刻t1より前の動作状態と同様にサ
イクルが再開する。
るデジタルランプに基づいて増加し、2πラジア
ンのしきい値に達するまで、すなわち第９図の時
刻t1に達するまで、正の増加分（＋π／４ラジアン） と負の増加分（−π／４ラジアン）が一つの期間か ら次の期間へ移る（時間間隔t0）毎に交互に上載
せされる。次に、2πラジアンを越えると、2πラ
ジアンだけ差引かれる。第９図の次の時点t1＋t0
では、−π／４ラジアンが代数的に加えられるので、 合成信号は2πラジアンのしきい値以下となる。
そこで、2πラジアンの削減は時点t1＋2t0で再び
始まる。そして、再び2πラジアンのしき値を越
え、2πラジアンだけ差引かれる。この過程は、
デジタル位相ランプの大きさが2πラジアンを越
す時刻t2まで繰返される。デジタル位相ランプは
ゼロに戻り、時刻t1より前の動作状態と同様にサ
イクルが再開する。
干渉計の出力で測定される位相シフトの段階的
な変化を第１０図に示す。
な変化を第１０図に示す。
要約すれば、デジタル積分器にオーバーフロー
がない限りは、２つのクロツク間の位相差は±
π／２＋Δφ0となる（Δφ0は第７図に示すデジタル ランプの各段の高さを示す）。干渉計の応答曲線
上の対応点およびが第１１図に示されてい
る。この第１１図は時間ｔの関数として検出され
た光の強度を表わしている。
がない限りは、２つのクロツク間の位相差は±
π／２＋Δφ0となる（Δφ0は第７図に示すデジタル ランプの各段の高さを示す）。干渉計の応答曲線
上の対応点およびが第１１図に示されてい
る。この第１１図は時間ｔの関数として検出され
た光の強度を表わしている。
一方、オーバーフローがあるときには、２つの
クロツク間の位相差は±3π／２＋Δφ0となり、これ は第１１図の点およびに対応する。
クロツク間の位相差は±3π／２＋Δφ0となり、これ は第１１図の点およびに対応する。
いずれの場合においても、同様の強度応答が得
られる。これは、2πラジアンの位相シフトのこ
の方法が検出信号にいかなる変調をも起こさせな
いことを示している。
られる。これは、2πラジアンの位相シフトのこ
の方法が検出信号にいかなる変調をも起こさせな
いことを示している。
従つて、一つの完全なサイクルには２つの動作
モードがある。すなわち、デジタル積分器のオー
バーフローがあるかないかに基づいて、第９図お
よび第１０図における時刻０とt1との間の第１の
モード“モードＡ”と、時刻t1とt2との間の第２
のモード“モードＢ”である。
モードがある。すなわち、デジタル積分器のオー
バーフローがあるかないかに基づいて、第９図お
よび第１０図における時刻０とt1との間の第１の
モード“モードＡ”と、時刻t1とt2との間の第２
のモード“モードＢ”である。
しかしながら、本発明のさらに有利な態様によ
れば、発明の範囲内で用いられる装置は変調器の
スケールフアクターを実時間で校正することがで
きる。いかなる理由でスケールフアクターが変動
しても、この変動を検出することができる。
れば、発明の範囲内で用いられる装置は変調器の
スケールフアクターを実時間で校正することがで
きる。いかなる理由でスケールフアクターが変動
しても、この変動を検出することができる。
この可能性を示すために、スケールフアクター
が減少して相関的に位相変調の大きさが小さすぎ
るものと仮定する。この状態を第１２図に示す。
が減少して相関的に位相変調の大きさが小さすぎ
るものと仮定する。この状態を第１２図に示す。
点ないしはそれぞれ点′ないし′とな
る。この場合、位相変調のダイナミツクレンジの
全体的な縮小が見られる。
る。この場合、位相変調のダイナミツクレンジの
全体的な縮小が見られる。
第１３図は検出される光の強さの変化を示す。
各点のうちの一つが直線部分に存在すれば、点
′と′との間の強度差Δ0および点′と′
との間の強度差Δ0は変化しない。これに対し
て、点ととの平均強度は点ととの平均強
度より小さい。
′と′との間の強度差Δ0および点′と′
との間の強度差Δ0は変化しない。これに対し
て、点ととの平均強度は点ととの平均強
度より小さい。
動作点′および′（モードＡ）から動作点
′および′（モードＢ）へと移るときに見られ
る強度の変化Δ1は、スケールフアクターにお
けるエラーを測定したものであり、従つて、この
変化Δ1に基づいてスケールフアクターを校正
することができる。
′および′（モードＢ）へと移るときに見られ
る強度の変化Δ1は、スケールフアクターにお
けるエラーを測定したものであり、従つて、この
変化Δ1に基づいてスケールフアクターを校正
することができる。
実際に、この測定はそれぞれの2πラジアンの
位相シフトにおいて実行される。すなわち、回転
速度が高まるほど、頻繁に測定される。従つて、
スケールフアクターの相対的精度が回転速度とと
もに増加し、絶対的精度が速度の全範囲にわたつ
て一様に確実に達せられるようになる。
位相シフトにおいて実行される。すなわち、回転
速度が高まるほど、頻繁に測定される。従つて、
スケールフアクターの相対的精度が回転速度とと
もに増加し、絶対的精度が速度の全範囲にわたつ
て一様に確実に達せられるようになる。
最後に、本発明の他の利点に従つて、負帰還信
号を適用した結果として、角度量により速度では
なくては位置の測定がなされる。実際、速度をデ
ジタル的に積分すると、位置の測定を行なうこと
になる。それぞれの2πラジアンの位相シフトに
おいてパルスが発生すると、これらの各パルスは
次の関係式を満たす角度の増加を示す。
号を適用した結果として、角度量により速度では
なくては位置の測定がなされる。実際、速度をデ
ジタル的に積分すると、位置の測定を行なうこと
になる。それぞれの2πラジアンの位相シフトに
おいてパルスが発生すると、これらの各パルスは
次の関係式を満たす角度の増加を示す。
α＝λn／2R
ただし、ｎ、λおよびＲはそれぞれ、フアイバ
の屈折率、使用する光の波長および干渉計ループ
（第１図に示されている）を形成する光フアイバ
の平均半径を示す。
の屈折率、使用する光の波長および干渉計ループ
（第１図に示されている）を形成する光フアイバ
の平均半径を示す。
実施例においては、ループの直径は５cmであ
り、これはフアイバとレーザを用いた場合に５秒
の角度の増加に相当する。
り、これはフアイバとレーザを用いた場合に５秒
の角度の増加に相当する。
第８図に示した装置の種々の概略的ブロツクの
詳細な構成例を第１４図を参照して説明する。さ
らに、図示した装置には、前記した本発明の付加
的特徴に基づいて、スケールフアクターの制御回
路が結合されている。
詳細な構成例を第１４図を参照して説明する。さ
らに、図示した装置には、前記した本発明の付加
的特徴に基づいて、スケールフアクターの制御回
路が結合されている。
第８図で説明した要素と共通の要素は同一の参
照符号で示している。
照符号で示している。
中央処理装置CPUおよび周波数f0＝１／2t0で信号
を発生する発振器OSCは一つのブロツクとして
示されている。
示されている。
プロセツサCPUは、１つの参照符号BCで示し
た双方向多重データ転送バスによつて他のブロツ
クと接続している。
た双方向多重データ転送バスによつて他のブロツ
クと接続している。
このバスによつて転送される信号は、同期信号
と、プロセツサCPUから他のブロツクへ転送さ
れる制御信号と、これらのブロツクの回路の動作
を示し、プロセツサCPUへ転送される状態信号
とを含むデジタル信号である。以下の説明でこれ
らの信号を特記する。
と、プロセツサCPUから他のブロツクへ転送さ
れる制御信号と、これらのブロツクの回路の動作
を示し、プロセツサCPUへ転送される状態信号
とを含むデジタル信号である。以下の説明でこれ
らの信号を特記する。
まず、第１のブロツクは検出ブロツクＤであ
り、検出光の変化によつて誘導される矩形波信号
VDを周波数f0で出力するフオトダイオードPDお
よび同期検出回路CDSを含んでいる。
り、検出光の変化によつて誘導される矩形波信号
VDを周波数f0で出力するフオトダイオードPDお
よび同期検出回路CDSを含んでいる。
この検出回路は、信号VDと論理的に同値であ
る信号VD′を出力する中間整合増幅器A0を含む。
る信号VD′を出力する中間整合増幅器A0を含む。
この信号VD′は４つのサンプリング・ブロツキ
ングユニツトEB1ないしEB4に入力する。
ングユニツトEB1ないしEB4に入力する。
これらのユニツトはそれぞれプロセツサCPU
で発生する許容信号をバスBCを介して受信する
許容入力を有している。各許容信号は第１０図お
よび第１１図に示される状態ないしのうちの
一つに対応している。
で発生する許容信号をバスBCを介して受信する
許容入力を有している。各許容信号は第１０図お
よび第１１図に示される状態ないしのうちの
一つに対応している。
サンプリング・ブロツキングユニツトの出力信
号VS1ないしVS4は、上記４つの状態（ないし
）において検出される強度、すなわち第１１図
に示す曲線における点ないしの縦座標を表わ
している。さらに、サンプリングされた値は次の
サンプリング動作までの間、記憶される。
号VS1ないしVS4は、上記４つの状態（ないし
）において検出される強度、すなわち第１１図
に示す曲線における点ないしの縦座標を表わ
している。さらに、サンプリングされた値は次の
サンプリング動作までの間、記憶される。
サンプリング動作は第１０図に示すシーケンス
に従つて実行される。モードＡにおけるシーケン
スは、、、…である。最後の値が、モードの
変換時（時刻t1）に記憶される。モードＢにおけ
るシーケンスは、時刻t2に至るまで、…であ
る。このサイクルは再びモードＡで開始される。
に従つて実行される。モードＡにおけるシーケン
スは、、、…である。最後の値が、モードの
変換時（時刻t1）に記憶される。モードＢにおけ
るシーケンスは、時刻t2に至るまで、…であ
る。このサイクルは再びモードＡで開始される。
位相シフトを表わす値を得るために、モードＡ
における状態およびとモードＢにおける状態
およびとの間の差を示す信号を発生する必要
がある。このために、２つの差動増幅器A1およ
びA2が用いられる。
における状態およびとモードＢにおける状態
およびとの間の差を示す信号を発生する必要
がある。このために、２つの差動増幅器A1およ
びA2が用いられる。
出力信号VS1およびVS2は第１の増幅器A1に入
力し、その出力VS12が状態およびの増幅差
分信号を表わす。状態およびにおいても同様
に、信号VS3およびVS4が第２の増幅器A2に入力
し、ここから増幅差分信号VS34が出力される。
力し、その出力VS12が状態およびの増幅差
分信号を表わす。状態およびにおいても同様
に、信号VS3およびVS4が第２の増幅器A2に入力
し、ここから増幅差分信号VS34が出力される。
最後に、アナログスイツチK1は、動作シーケ
ンスがモードＡであるか、モードＢであるかに基
づいて、それぞれ信号VS12あるいはVS34を選択
する。このために、これもまたプロセツサで発生
するモード選択信号が、簡略化のために電気機械
的構成の形で図に示されているスイツチの制御入
力端子にバスBCを介して入力する。実際には、
このスイツチは半導体集積回路で構成される。こ
の種の構成は一般に商業上有効であり、その選択
は他の構成要素に用いられる技術の種類によつて
特定される。
ンスがモードＡであるか、モードＢであるかに基
づいて、それぞれ信号VS12あるいはVS34を選択
する。このために、これもまたプロセツサで発生
するモード選択信号が、簡略化のために電気機械
的構成の形で図に示されているスイツチの制御入
力端子にバスBCを介して入力する。実際には、
このスイツチは半導体集積回路で構成される。こ
の種の構成は一般に商業上有効であり、その選択
は他の構成要素に用いられる技術の種類によつて
特定される。
出力信号VK1は電気フイルタを含む増幅器Ａ
に伝達される。このフイルタは好ましくは、いわ
ゆるPID（比例積分微分）タイプであり、その伝
達関数は、速度制御をするために得られ且つ本質
的には選択された周波数f0による特性に基づく。
このフイルタによつてシステム全体の安定性が保
証される。この構成は従来技術と変わりがなく、
これ以上の説明を要しない。
に伝達される。このフイルタは好ましくは、いわ
ゆるPID（比例積分微分）タイプであり、その伝
達関数は、速度制御をするために得られ且つ本質
的には選択された周波数f0による特性に基づく。
このフイルタによつてシステム全体の安定性が保
証される。この構成は従来技術と変わりがなく、
これ以上の説明を要しない。
発明をより限定する意味で、この装置には直列
に接続された３つのユニツトが含まれている。す
なわち、アナログ−デジタル変調器AD、回路
GSCおよびデジタル−アナログ変調器DAであ
る。
に接続された３つのユニツトが含まれている。す
なわち、アナログ−デジタル変調器AD、回路
GSCおよびデジタル−アナログ変調器DAであ
る。
変調器ADは、周波数f0の割合で増幅器Ａの出
力信号VAを変調するために、バスBCを介して
制御・同期信号を入力し、符号化デジタル信号
VAD、すなわち速度に比例する２進数の値と回
転方向を示す符号とを有する信号を出力端子に発
生する。
力信号VAを変調するために、バスBCを介して
制御・同期信号を入力し、符号化デジタル信号
VAD、すなわち速度に比例する２進数の値と回
転方向を示す符号とを有する信号を出力端子に発
生する。
合成信号VSCを発生するための回路GSCはデ
ジタル信号VADを記憶する第１のバツフアメモ
リM1を有している。従来の方法に従つて、この
メモリは、変換と同じ割合で信号VADを記憶す
るためのロード信号を制御バスBCを介して入力
する。
ジタル信号VADを記憶する第１のバツフアメモ
リM1を有している。従来の方法に従つて、この
メモリは、変換と同じ割合で信号VADを記憶す
るためのロード信号を制御バスBCを介して入力
する。
メモリの出力端で得られる記憶された信号SM1
は加算器ADDの１つの計算入力端子e1に伝達さ
れる。
は加算器ADDの１つの計算入力端子e1に伝達さ
れる。
特定の構造例においては、加算器ADDは、符
号付きの８ビツトの数を符号なし12ビツトの数に
変換する論理を有する通常の４ビツト加算回路か
ら構成される。もちろん、他のあらゆる解法およ
び／またはワード長でもよい。
号付きの８ビツトの数を符号なし12ビツトの数に
変換する論理を有する通常の４ビツト加算回路か
ら構成される。もちろん、他のあらゆる解法およ
び／またはワード長でもよい。
累積レジスタとして動作する第２のメモリM2
が直列に設置され、加算器ADDの出力信号
SADDを入力する。このメモリM2で記憶され出
力される信号VSCは加算器ADDの第２の計算入
力端子e2に帰還し、デジタル化された回転速度に
加算される。
が直列に設置され、加算器ADDの出力信号
SADDを入力する。このメモリM2で記憶され出
力される信号VSCは加算器ADDの第２の計算入
力端子e2に帰還し、デジタル化された回転速度に
加算される。
このようにして、瞬間回転速度に等しい量だけ
周期2t0で出力値を増加させることにより、デジ
タル積分がなされる。
周期2t0で出力値を増加させることにより、デジ
タル積分がなされる。
従つて、加算器ADDの出力信号SADDはレー
トジヤイロの角度位置を示している。オーバーフ
ローは所定の大きさの角度変位を示す。前記の特
定の構造例においては、この角度変位は前述した
ように５秒に等しい。オーバーフローは、加算器
の容量があふれたとき、すなわち2N−１より大き
い（正のオーバーフロー）かあるいはゼロより小
さい（負のオーバーフロー）２進数値の場合に生
じる。ただし、Ｎは加算器が演算するワードのビ
ツト数である。
トジヤイロの角度位置を示している。オーバーフ
ローは所定の大きさの角度変位を示す。前記の特
定の構造例においては、この角度変位は前述した
ように５秒に等しい。オーバーフローは、加算器
の容量があふれたとき、すなわち2N−１より大き
い（正のオーバーフロー）かあるいはゼロより小
さい（負のオーバーフロー）２進数値の場合に生
じる。ただし、Ｎは加算器が演算するワードのビ
ツト数である。
このレベルにおいて、矩形波位相変調信号が周
波数f0で混合される。
波数f0で混合される。
これは、交互に＋π／４ラジアンおよび−π／４ラジ
アンを示す２進数、すなわち前述した構成を選択
した場合には0001000000および1001000000を代数
学的に加算することによつて達成される。これら
の２進ワードはプロセツサCPUで処理され、バ
スBCを介して加算器の第３の入力端子e3に伝達
される。
した場合には0001000000および1001000000を代数
学的に加算することによつて達成される。これら
の２進ワードはプロセツサCPUで処理され、バ
スBCを介して加算器の第３の入力端子e3に伝達
される。
オーバーフローの状態は出力SLによつてプロ
セツサCPUへバスBCを介して伝えられる。これ
らの信号およびクロツク信号から始めて、論理積
の機能を利用することによつて、このプロセツサ
は、様々な制御・同期信号を発生する。これらの
制御・同期信号は、種々のユニツトに伝達し、Ａ
モードとＢモードとを識別し、またこれらのモー
ドにおいて、一方では状態とを、他方では状
態とを識別するのに役立つ。
セツサCPUへバスBCを介して伝えられる。これ
らの信号およびクロツク信号から始めて、論理積
の機能を利用することによつて、このプロセツサ
は、様々な制御・同期信号を発生する。これらの
制御・同期信号は、種々のユニツトに伝達し、Ａ
モードとＢモードとを識別し、またこれらのモー
ドにおいて、一方では状態とを、他方では状
態とを識別するのに役立つ。
すでに述べたように、本発明の有効かつ付加的
択一的な態様では、第８図には示されなかつたス
ケールフアクター制御回路CAFEが備えられてい
る。
択一的な態様では、第８図には示されなかつたス
ケールフアクター制御回路CAFEが備えられてい
る。
再び、第１２図および第１３図を参照すると、
一方では状態′と′との強度の差分、他方では
状態′と′との差分が2πラジアンの過渡期に
おけるスケールフアクターのエラーを現わしてい
ることが示されている。
一方では状態′と′との強度の差分、他方では
状態′と′との差分が2πラジアンの過渡期に
おけるスケールフアクターのエラーを現わしてい
ることが示されている。
これらの状態は、サンプリング・ブロツキング
回路EB1ないしEB4の出力信号VS1ないしVS4の
大きさによつて測定される。
回路EB1ないしEB4の出力信号VS1ないしVS4の
大きさによつて測定される。
上記の差分を確証するために、それぞれ信号
VS1とVS4および信号VS2とVS3を入力する２つ
の差動増幅器A14およびA23がスケールフアクタ
ー制御回路に備えられている。
VS1とVS4および信号VS2とVS3を入力する２つ
の差動増幅器A14およびA23がスケールフアクタ
ー制御回路に備えられている。
出力信号VS14およびVS23は増幅後の前記差分
を表わしている。
を表わしている。
スイツチK1と同じタイプで選択的にモードＡ
あるいはモードＢを示す信号によつて制御される
アナログスイツチK2は出力信号VS14およびVS23
のうちの一つをアナログ積分器Ａに伝達する。
あるいはモードＢを示す信号によつて制御される
アナログスイツチK2は出力信号VS14およびVS23
のうちの一つをアナログ積分器Ａに伝達する。
発明に基づいて装置内にこれらの構造を結合さ
せるときには、デジタル−アナログ変換器DA
は、変換を実行するだけではなく、変換により得
られる信号にスケールフアクターを表わす値を掛
ける。このために、変換器DAは、アナログ積分
器の出力信号SIAを入力する乗算入力端子eMを有
している。
せるときには、デジタル−アナログ変換器DA
は、変換を実行するだけではなく、変換により得
られる信号にスケールフアクターを表わす値を掛
ける。このために、変換器DAは、アナログ積分
器の出力信号SIAを入力する乗算入力端子eMを有
している。
当然、変換はバスBCを介して伝達される信号
に周波数f0の割合で同期する。
に周波数f0の割合で同期する。
装置の最終段は、デジタル−アナログ変換によ
り得られた制御信号VCが入力されるパワー増幅
器APによつて構成されている。パワー増幅器AP
の出力信号VC′は、ループ内に設置されている位
相変調器Φの制御入力に整合した同軸線LCに伝
送される。パワー増幅器APから位相変調器Φま
での構造自体は、従来技術と異なるものではな
い。
り得られた制御信号VCが入力されるパワー増幅
器APによつて構成されている。パワー増幅器AP
の出力信号VC′は、ループ内に設置されている位
相変調器Φの制御入力に整合した同軸線LCに伝
送される。パワー増幅器APから位相変調器Φま
での構造自体は、従来技術と異なるものではな
い。
このようにして制御ループが完成している。位
相変調器Φは、周波数f0とデジタル位相ランプの
変化との合成結果に基づき、反時計方向に循還す
る光波を位相変調する。この可逆的な位相変調
は、回転速度に比例する非可逆的結果と結合され
る。
相変調器Φは、周波数f0とデジタル位相ランプの
変化との合成結果に基づき、反時計方向に循還す
る光波を位相変調する。この可逆的な位相変調
は、回転速度に比例する非可逆的結果と結合され
る。
前述した構成をとると、例えばスケールフアク
ターに関して達成される精度は10-4となる。位置
の情報は、パルス当り５秒の正あるいは負の角度
増加を示す２つのパルス列の形で伝えられる。
ターに関して達成される精度は10-4となる。位置
の情報は、パルス当り５秒の正あるいは負の角度
増加を示す２つのパルス列の形で伝えられる。
特に、８ビツトアナログ−デジタル変換器と12
ビツトのデジタル積分を選択した上記の場合に
は、速度のダイナミツクレンジは使用するビツト
数によつて制限される。12ビツトのフルスケール
が2πラジアンの値を有するのに対して、速度は
８ビツトで測定されるから、最高速度はπ／８ラ
ジアンの位相シフトを生じることになる。この値
は、毎秒±23秒の最高回転速度に相当する。ダイ
ナミツクレンジを拡張するためには、変換器AD
から出力される２進数ワードのビツト数を増加す
ることだけが必要である。これによつて、ダイナ
ミツクレンジは対応する大きさに増大される。し
かしながら、これは位相シフトが2πラジアンよ
り小さい場合にのみ可能である。この状態は、毎
秒350度程度の回転速度に対応している。
ビツトのデジタル積分を選択した上記の場合に
は、速度のダイナミツクレンジは使用するビツト
数によつて制限される。12ビツトのフルスケール
が2πラジアンの値を有するのに対して、速度は
８ビツトで測定されるから、最高速度はπ／８ラ
ジアンの位相シフトを生じることになる。この値
は、毎秒±23秒の最高回転速度に相当する。ダイ
ナミツクレンジを拡張するためには、変換器AD
から出力される２進数ワードのビツト数を増加す
ることだけが必要である。これによつて、ダイナ
ミツクレンジは対応する大きさに増大される。し
かしながら、これは位相シフトが2πラジアンよ
り小さい場合にのみ可能である。この状態は、毎
秒350度程度の回転速度に対応している。
また、速度測定の８ビツトの相対的変化を生ず
ることによつても、ダイナミツクレンジの拡張は
可能である。上位ビツトは加算され、相応数の下
位ビツトは削除される。ビツトの総数は速度のた
めに維持される。さらに、位置のビツト数を同じ
量だけ縮めることが必要となる。
ることによつても、ダイナミツクレンジの拡張は
可能である。上位ビツトは加算され、相応数の下
位ビツトは削除される。ビツトの総数は速度のた
めに維持される。さらに、位置のビツト数を同じ
量だけ縮めることが必要となる。
もちろん、より高い速度の測定が可能となる。
そうするために、閉ループを形成する光フアイバ
の長さを縮めることが必要である。このことは、
変調周波数を増加し、所定の回転速度に関してよ
り小さい光学的位相シフトを生成する効果があ
る。
そうするために、閉ループを形成する光フアイバ
の長さを縮めることが必要である。このことは、
変調周波数を増加し、所定の回転速度に関してよ
り小さい光学的位相シフトを生成する効果があ
る。
ダイナミツクレンジを増す目的で、変調周波数
に奇数2N＋１を掛けることにより変調周波数を
増加することもまた可能である。達成し得る最大
の増加は2N＋１を掛けることでもある。
に奇数2N＋１を掛けることにより変調周波数を
増加することもまた可能である。達成し得る最大
の増加は2N＋１を掛けることでもある。
信号がデジタル処理される、言い換えれば量子
化されることに関する問題が残つている。極めて
低い回転速度の場合に、信号が量子化レベル以下
であると、測定速度はゼロとなつてしまう。しか
しながら、解決法が光学的ノイズの有効利用にあ
る。
化されることに関する問題が残つている。極めて
低い回転速度の場合に、信号が量子化レベル以下
であると、測定速度はゼロとなつてしまう。しか
しながら、解決法が光学的ノイズの有効利用にあ
る。
実際、同期検出が主に100KHz以上の値に伸び
る広い帯域で用いられるものとし、主に0.5W程
度のパワーが用いられることを考慮すると、量子
化域に対するノイズの大きさの比は２程度であ
る。増幅器Ａに結合されたフイルタの特性はこれ
らの条件を考慮に入れなくてはならない。
る広い帯域で用いられるものとし、主に0.5W程
度のパワーが用いられることを考慮すると、量子
化域に対するノイズの大きさの比は２程度であ
る。増幅器Ａに結合されたフイルタの特性はこれ
らの条件を考慮に入れなくてはならない。
ノイズ測定、およびデジタル積分で定められる
ように測定ノイズの平均値によつて、人為的に感
度が高められる。極端な場合には、信号の公知の
特性を有するノイズを加えることが必要となる。
ように測定ノイズの平均値によつて、人為的に感
度が高められる。極端な場合には、信号の公知の
特性を有するノイズを加えることが必要となる。
さらに、同様の現象を利用することによつて、
アナログ−デジタル変換器の精度を閉ループ回路
のノイズの大きさおよび所望のダイナミツクレン
ジに矛盾しない任意の小さな数値に下げることも
可能となる。
アナログ−デジタル変換器の精度を閉ループ回路
のノイズの大きさおよび所望のダイナミツクレン
ジに矛盾しない任意の小さな数値に下げることも
可能となる。
極端に制限すると、単一ビツト上の変換とな
る。この場合には、図示していない択一的な態様
に従つて、アナログ−デジタル変換器は、予め設
定されたしきい値を越えたか否かによつて“オー
ルオアナン”タイプの信号を出力する機能を有し
た比較器に換えることができる。
る。この場合には、図示していない択一的な態様
に従つて、アナログ−デジタル変換器は、予め設
定されたしきい値を越えたか否かによつて“オー
ルオアナン”タイプの信号を出力する機能を有し
た比較器に換えることができる。
従つて、本発明に基づいた装置は、極めて精密
な寸法の許容誤差を有する要素を用いることな
く、すなわち低い製造コストで、非常に精確且つ
高感度の回転測定を可能とする。さらに、回転が
２つのパルス列で示されるために、この種の信号
処理は、デジタル型の計算要素、例えば前述した
様々な制御・同期信号を発生するために用いられ
るプロセツサCPUによつて容易に実行される。
な寸法の許容誤差を有する要素を用いることな
く、すなわち低い製造コストで、非常に精確且つ
高感度の回転測定を可能とする。さらに、回転が
２つのパルス列で示されるために、この種の信号
処理は、デジタル型の計算要素、例えば前述した
様々な制御・同期信号を発生するために用いられ
るプロセツサCPUによつて容易に実行される。
しかしながら、本発明は、より完壁な説明をす
るために図面を用いて前述した構成の択一的な形
には少しも限定されるものではない。
るために図面を用いて前述した構成の択一的な形
には少しも限定されるものではない。
限定されない例として、矩形波変調信号の周波
数はデジタルランプ（第７図に示される）の段階
の移行の周波数１／t0より高くすることができ
る。より正確な言葉にすると、矩形波変調信号の
周波数は関係式ｍ１／t0に従う。ただし、ｍは１以 上の奇数である。
数はデジタルランプ（第７図に示される）の段階
の移行の周波数１／t0より高くすることができ
る。より正確な言葉にすると、矩形波変調信号の
周波数は関係式ｍ１／t0に従う。ただし、ｍは１以 上の奇数である。
第１図は従来の閉ループ干渉計の概略図、第２
図は干渉計のフアイバループを循還する２光波間
の位相差の作用として検出されたオプテイカルパ
ワーの変化を示す図、第３図ないし第５図は従来
技術に基づいて感度を向上させる変調方法を示す
説明図、第６図および第７図は本発明に基づく方
法の特定の状況を示す説明図、第８図は本発明に
よる装置の概略図、第９図ないし第１３図は本発
明による装置の動作の様子を示す説明図、第１４
図は本発明による装置の実際的な構造の詳細例で
ある。 （主な参照番号）、１……ビーム、２……ルー
プ、３……出力線、Ｓ……レーザ、Ｍ……ビーム
スプリツタ、Φ……変調器、Ｄ……検出器、CC
……制御回路、PD……フオトダイオード、CDS
……同期検出回路、CPU……中央処理装置、AD
……アナログ−デジタル変換器、DA……デジタ
ル−アナログ変換器、OSC……発振器、GSC…
…回路、Ａ……増幅器、EB1〜EB4……サンプリ
ング・ブロツキング回路、A1，A2，A14，A23…
…差動増幅器、K1，K2……アナログスイツチ、
M1，M2……メモリ、ADD……加算器、CAFE…
…スケールフアクター制御回路、IA……アナロ
グ積分器、AP……パワー増幅器、LC……整合同
軸線。
図は干渉計のフアイバループを循還する２光波間
の位相差の作用として検出されたオプテイカルパ
ワーの変化を示す図、第３図ないし第５図は従来
技術に基づいて感度を向上させる変調方法を示す
説明図、第６図および第７図は本発明に基づく方
法の特定の状況を示す説明図、第８図は本発明に
よる装置の概略図、第９図ないし第１３図は本発
明による装置の動作の様子を示す説明図、第１４
図は本発明による装置の実際的な構造の詳細例で
ある。 （主な参照番号）、１……ビーム、２……ルー
プ、３……出力線、Ｓ……レーザ、Ｍ……ビーム
スプリツタ、Φ……変調器、Ｄ……検出器、CC
……制御回路、PD……フオトダイオード、CDS
……同期検出回路、CPU……中央処理装置、AD
……アナログ−デジタル変換器、DA……デジタ
ル−アナログ変換器、OSC……発振器、GSC…
…回路、Ａ……増幅器、EB1〜EB4……サンプリ
ング・ブロツキング回路、A1，A2，A14，A23…
…差動増幅器、K1，K2……アナログスイツチ、
M1，M2……メモリ、ADD……加算器、CAFE…
…スケールフアクター制御回路、IA……アナロ
グ積分器、AP……パワー増幅器、LC……整合同
軸線。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 閉ループ導波路内を反対方向に循還する２つ
の光波が受ける非可逆的位相シフトを測定する干
渉計であつて、 単色光の光源と、 前記２つの光波の干渉を検出し、検出された干
渉の光学的強度を示す電気信号を出力する光検出
手段と、 前記導波路の両端を前記光源および前記光検出
手段に光結合させる光学的分波・合波手段と、 前記２つの光波に作用を及ぼす閉ループ内に設
置され、電気的に制御される光学的位相シフト手
段と、 前記閉ループによつて決定される光路長を各光
波が進行するに要する時間をt0として、周波数f0
＝１／２t0および、矩形波パルスの波形を有した周 期的な電気信号を出力する発振器と、 前記光検出手段の出力信号を第１の入力端子に
入力し、前記周波数f0の前記電気信号から得られ
る検出同期信号を第２の入力端子に入力する同期
検出回路と、 該同期検出回路の出力端子に接続され、同期検
出によつて得られる電子信号を所定の長さの符号
付き２進ワードに変換するアナログ−デジタル変
換器と、 合成デジタル制御信号を発生する回路と、 前記合成デジタル制御信号を前記光学的位相シ
フト手段の制御入力端子に伝送されるアナログ制
御信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、 前記同期検出回路、前記アナログ−デジタル変
換器、前記合成デジタル制御信号を発生する前記
回路および前記デジタル−アナログ変換器の制
御・同期手段とを有し、 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回路
は前記周波数の第１の矩形波周期信号および階段
状の第２の信号を重畳して信号を生成し、前記第
１の信号は、デジタル−アナログ変換後、前記閉
ループを反対方向に循還する前記２つの光波に＋
π／２および−π／２ラジアンの周期的可逆効果位相シ フトを交互に及ぼし、 前記第２の信号の階段の各段は、前記時間t0あ
るいは該時間の奇数倍に等しい持続時間と、アナ
ログ−デジタル変換後に前記第２の信号が前記非
可逆的効果の大きさに比例する大きさで且つ反対
の符号の付加的な可逆効果の増加位相シフトを及
ぼすような大きさとを有しており、 前記第２の信号により生じる位相シフトは2π
ラジアンに対応する振幅変化を生成し、 これにより、前記合成デジタル制御信号を形成
する前記第１および第２の信号の前記重畳は、前
記閉ループ内を反対方向に循還する前記２つの光
波間に、第１の期間には−π／２および＋π／２ラジア ンに、第２の期間には−3π／２ラジアンおよび＋ 3π／２ラジアンに交互に変化する総合的な位相シフ トを及ぼし、前記第１および第２の期間は重複す
るシーケンスにおいて連続的に生じることを特徴
とする装置。 ２ 前記同期検出回路は第１および第２のサンプ
リング・ブロツキング回路からなる第１のサンプ
リング・ブロツキング回路対と第３および第４の
サンプリング・ブロツキング回路からなる第２の
サンプリング・ブロツキング回路対と第１および
第２の差動増幅器とアナログスイツチからなり、 前記第１のサンプリング・ブロツキング回路対
は、前記第１の期間に、反対方向に循還する光波
の干渉の光学的強度を検出する前記光検出手段に
よる光の採集および光電変換から生じる電気信号
の最大振幅を記憶して、１対のうちの前記第１の
サンプリング・ブロツキング回路は前記光波間の
前記総合的位相シフトが−π／２ラジアンであると きの最大振幅を記憶し、前記第２のサンプリン
グ・ブロツキング回路は前記総合的位相シフトが
＋π／２ラジアンであるときの前記最大振幅を記憶 し、前記第２のサンプリング・ブロツキング回路
対は、前記第２の期間における前記電気信号の最
大振幅を記憶して、１対のうちの前記第３のサン
プリング・ブロツキング回路は、前記光波間の前
記総合的位相シフトが−3π／２ラジアンであるとき の前記最大振幅を記憶し、前記第４のサンプリン
グ・ブロツキング回路は前記総合的位相シフトが
＋3π／２ラジアンであるときの前記最大振幅を記憶 し、 前記第１および第２の差動増幅器は、それぞれ
前記第１および第２の対において前記第１および
第２のサンプリング・ブロツキング回路および前
記第３および第４のサンプリング・ブロツキング
回路に記憶された前記最大振幅間の差分をとり、 前記アナログスイツチは、前記同期検出回路の
出力を、前記第１および第２の期間にそれぞれ前
記第１および第２の差動増幅器の出力に交互に接
続することを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載の装置。 ３ 前記合成デジタル制御信号を発生する前記回
路は、アナログ−デジタル変換により得られる信
号を記憶入力端子に入力する第１の記憶手段と、
該第１の記憶手段により記憶された信号を第１の
入力端子に入力する３入力および第１、第２の出
力を有する加算器と、該加算器の第１の出力端子
に出力される信号を記憶入力端子に入力する第２
の記憶手段とを有し、 前記加算器の第３の入力端子は、デジタル信号
を入力して、デジタル−アナログ変換後に、−π／２ および＋π／２ラジアンの位相シフトを及ぼすため にそれぞれ前記閉ループ内を反対方向に循還する
前記光波間の位相シフトを制御する信号を表わし
且つ周波数f0と同じ割合の第１および第２の値を
とり、 前記第２の記憶手段により記憶された信号は、
前記加算器の前記第１の出力端子から前記第２の
入力端子への帰還により前記第２の入力端子に伝
送され、 前記加算器および前記第２の記憶手段は、前記
加算器の第２の出力によつて前記制御手段に伝達
されるオーバーフローが所定の大きさの非可逆的
位相シフトを表わすデジタル積分器を形成するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の装
置。 ４ 前記閉ループ内を反対方向に循還する光波間
の位相シフトの大きさおよび前記アナログ制御信
号の大きさがスケールフアクターに関係し、前記
位相シフトが電気的に制御された前記光学的位相
シフト手段によつて生じ、前記装置が前記スケー
ルフアクターの制御回路をさらに備え、 該制御回路は、 それぞれ前記第１および第４のサンプリング・
ブロツキング回路に記憶されている信号間の差分
および前記第２および第３のサンプリング・ブロ
ツキング回路に記憶されている信号間の差分をと
る第１および第２の差動増幅器と、前記第１の期
間と前記第２の期間との間の各過渡期に作動し、
前記第１および第２の差動増幅器の出力端子に現
われる信号を前記過渡期と同じ時間に交互に出力
端子に伝達するアナログスイツチと、アナログ積
分器とを有し、 前記アナログ−デジタル変換器をアナログ乗算
器に接続して、変換により得られる信号の大きさ
に前記アナログ積分器の出力信号を掛けることを
特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の装置。 ５ 前記制御・同期手段は、ワイヤードロジツク
で構成されるブロセツサからなることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8409311 | 1984-06-14 | ||
| FR8409311A FR2566133B1 (fr) | 1984-06-14 | 1984-06-14 | Dispositif de mesure d'un dephasage non reciproque engendre dans un interferometre en anneau |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6129715A JPS6129715A (ja) | 1986-02-10 |
| JPH047931B2 true JPH047931B2 (ja) | 1992-02-13 |
Family
ID=9305008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12975285A Granted JPS6129715A (ja) | 1984-06-14 | 1985-06-14 | 閉ル−プ干渉計において生じる非可逆的位相シフトを測定するための装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4705399A (ja) |
| EP (1) | EP0168292B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6129715A (ja) |
| DE (1) | DE3565602D1 (ja) |
| FR (1) | FR2566133B1 (ja) |
Families Citing this family (55)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4735506A (en) * | 1985-04-01 | 1988-04-05 | Litton Systems, Inc. | Phase nulling optical gyroscope |
| JPS61245014A (ja) * | 1985-04-23 | 1986-10-31 | Hitachi Cable Ltd | 光フアイバ回転センサ |
| US5262843A (en) * | 1986-04-21 | 1993-11-16 | Lear Siegler, Inc. | Processing arrangement for optical rate sensor |
| US4997282A (en) * | 1986-09-19 | 1991-03-05 | Litton Systems, Inc. | Dual fiber optic gyroscope |
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