JP5274445B2 - 光ファイバ測定方法及び装置、及び電動ジャイロスコープ - Google Patents

Description

本発明はサニャックリング干渉計において不可逆外乱を発生させるパラメータ変動の測定を可能にする光ファイバ測定装置に関する。

サニャック干渉計とそれが暗示する物理現象は周知である。そのような干渉計において、ビーム分割板又は他のビーム分割装置が入射波を分割する。このように作り出された二つの逆伝搬波は閉光路に沿って反対方向に伝搬し、一緒に再結合し、それらの再結合の間に両波間の位相差に依存する干渉を生じる。

光の可逆性原理によれば、光波が移動する光路は、その伝搬条件が時間的に定常であれば、この光路上の波の移動方向と独立である。その結果、サニャック干渉計により測定された位相シフトは、逆伝搬波、即ち光路に沿ってある方向又は他の方向に移動する波に同様に影響を与える何れのいわゆる可逆性外乱にも鈍感となる。従って、可逆性原理は同相除去と同様に働き、その時定数が干渉計における光伝搬時間に比較して大きいほとんどの伝搬条件変化の効果を打ち消す。

元々、サニャック干渉計の閉光路はミラーにより定められた。それが単一モードの光ファイバ多重巻きコイルで構成できることが今や知られている。

一定の物理現象が、逆伝搬波に対して外乱、詳細には、それらの再結合の間にその干渉状態を変更するこれらの波間の相対位相差を発生させる不可逆位相シフト、を生じ易いことも知られている。

相対位相差の測定はそれを発生させた現象の定量化を可能にする。

不可逆外乱を生じ易い主な物理現象はその閉光路の平面に垂直な軸に対する干渉計の回転により生じるサニャック効果である。ファラデー効果又はコリニア磁気光学効果もそのような不可逆効果を生じるものとして知られている。

他の効果もまた一定の条件において不可逆位相差を生じ得る。

それと反対に、しばしば測定外乱の原因である環境を表す多数のパラメータの変動はサニャック干渉計に対して可逆性効果のみを有し、逆伝搬波間の相対位相差を乱さず、従って、検討されるパラメータ測定にいかなる影響も持たない。以上は、波が移動する光路を変更するが、可逆的にそれを変更する温度、屈折率等の緩やかな変動の実情である。

そのような測定装置で行える測定の感度と精度を改善する多数の研究が行われてきた。この課題についてさらに読むために、例えば
を参照のこと。

種々の信号処理モードが提案されてきた。まず、サニャック干渉計により与えられる応答はＰ＝Ｐ_ｏ（１＋ ｃｏｓδφ）の形式をしており、従って、位相差δφ＝０近傍のこの信号の感度が低いことが指摘された。位相差変調δφ_ｂを導入し、２乗してπ／２程度の振幅で変調することが提案されたが、これは動作点をシフトし、その振幅が測定されるパラメータの正弦関数である周期信号を生じ、これは従ってより大きい感度と安定性で使用できる。この位相差はバイアス位相差δφ_ｂと呼ばれる。

この位相差δφ_ｂは、干渉計多重巻きコイルの一端に配置されかつ制御信号Ｖ_ｂにより制御される位相変調器により作り出される。この制御信号Ｖ_ｂは逆伝搬波間に位相差を生じる以下の位相シフトφ_ｂを各波に対して生成する。

ただし、ｔは時間、τはコイル内の波の一つの移行時間である。

測定精度が閉ループ動作とも呼ばれる零位法の使用により改善されることが次に示された。この方法によれば、さらなるいわゆるフィードバック位相差δφ_ｃｒが適用され、測定されるパラメータにより生じる位相差δφ_ｐを補償するのに役立つ。この二つの位相差δφ_ｃｒとδφ_ｐの和はゼロに保たれ、これは干渉計が最大の感度で動作するようにする。測定はフィードバック位相差δφ_ｃｒを生じるのに必要な信号を使用して行われる。測定は従って安定しており、線形である。

この位相差δφ_ｃｒは、バイアス変調Ｖ_ｂに加えられて合計信号Ｖ_ｍを与える信号Ｖ_ｃｒにより制御される位相変調器により作られる。この信号Ｖ_ｃｒは逆伝搬波間に位相差δφ_ｃｒを生じる位相シフトφ_ｃｒを各波に対して生成する。

いわゆるセロダイン法の実施は、そのステップが持続時間τと、適用したい位相差δφ_ｃｒに等しい高さとを有する階段時間信号を与えることにある。信号φ_ｃｒがプラスマイナス無限大まで増加するのを避けるために２πの倍数に対応する位相飛びを作ることが必要であり、それに対し干渉計は、その応答がＰ＝Ｐ_０（１＋ｃｏｓ（δφ））＝Ｐ_０（１＋ｃｏｓ（δφ＋ｋ・２π））（ただし、ｋは何れかの正又は負の整数）であるので鈍感である。そのようなセロダイン変調は鋸歯状特有波形を有する。

さらに、仏国特許第２６５４８２７Ａ号において、干渉計の閉ループ動作を与えるいわゆる「４状態」信号処理が提案された。この技術によれば、バイアス位相差δφ_０は４つの相次ぐ値α_０、２π−α_０、−α_０、−（２π−α_０）について変調される。この特定の変調は上記の位相シフトδφ_ｐ＋δφ_ｃｒのゼロサーボ制御に加えて、変調器に与えられる信号と最終位相シフトの比の変動に追随することを可能にする。実際、変調器に与えられる信号と最終位相シフトのこの比はＶ_π＝π・Ｖ_ｍ／φ_ｍで示される値により定義され、これは環境、例えば温度により変化する。従って、「４状態」変調は同時に位相シフトδφ_ｐ＋δφ_ｃｒのゼロサーボ制御とＶ_πの設定のサーボ制御を可能にし、いくつかの特有の利点を有する。

図１はフィードバック閉ループを用いた先行技術の装置を示し、そこでは測定されるパラメータはサニャック干渉計の回転速度である。この光ファイバジャイロスコープはサニャック干渉計１を備え、これは前記干渉計１の回転が測定される回転軸の周りに多重巻きコイル２として巻かれた光ファーバーを含む。干渉計１内を反対方向に伝搬する二つの電磁波は光源３により発せられる。この光源は広帯域スペクトル光源、例えばスーパールミネッセント固体光源である。光源３と干渉計１の間には第１の光ファイバ４を含む光学装置が配置され、その端部５は光源３の最大発光点に位置し、他端は前記光源３により発せられる光を光ビームカプラ６に送る。このカプラ６は光を透過する媒体７と、この媒体７の各端部において対として設けられた４つのゲート８〜１１とを備える。第１のゲート８が、光源３から伸びる第１の光ファイバ４により発せられる光を受光する。カプラ６の同じ側に位置する他のゲート９には光検出器１３に接続された第２の光ファイバ１２が配置される。カプラ６の他端において、ゲート１０が第３の光ファイバを介してサニャック干渉計１に接続される。カプラ６と同じ側に配置された第４のゲート１１は例えば光ファイバの一部を用いた非反射性端末１４を備える。ジャイロスコープはまた干渉計１の多重巻きファイバコイルの一端に配置された位相変調器１５を備える。この光位相変調器１５はデジタル−アナログ変換器１６により発せられる制御信号を受信する。

サニャック干渉計１から出る光信号は第２の光ファイバ１２を介して光検出器１３に送られ、これはそれらを前記受信された光信号を表す電気信号に変換する。一方の側において光検出器１３に接続され、他方の側において位相変調器のデジタル−アナログ変換器１６に接続された閉ループ回路は光検出器１３により作られた電気信号を増幅する増幅器１７と、増幅された電気信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換器１８と、デジタル電子ループバック手段１９とを備える。このデジタル電子ループバック手段１９は、サニャック干渉計の回転により導入される位相差δφ_ｐを補償しかつバイアス成分δφ_ｂを加えるフィードバック位相差δφ_ｃｒを決定する。

デジタル電子ループバック手段１９は位相変調器２０を備え、その後にＰＩＤ型レギュレータ２１（「ＰＩＤ」−プロポーショナル、インテグラルアンドデリバティブアクション）と、変調動作中のφ_ｍのδφ_ｍだけの変化により形成された微分を補償するさらなる積分器２２が続く。さらにそれはバイアス変調器２３を備え、この出力は加算器２４においてフィードバックに加算されて合計信号を形成し、これはデジタル−アナログ変換器１６に送られる。

位相変調器２０は回転方向を表す測定信号がもつ符号をバイアス変調と同期して考慮に入れる。従って、例えば二つの相次ぐ値π／２と−π／２についての「２状態」バイアス変調と仮定して、位相変調器２０は受信信号にそれぞれ値＋１と−１を掛ける。

レギュレータ２１はしばしば簡単な積分器を備え、この場合、サーボ制御は１次系である。位相変調器２０の出力とレギュレータ２１の入力における変調信号はゼロサーボ制御誤差信号を表す。レギュレータ２１の出力信号はδＶ_ｃｒで示される。それはδφ_ｃｒ＝−δφ_ｐの尺度であり、従って、回転速度に比例する値である。

積分器２２はさらなる積分を実行して光位相変調器１５において生じる逆変調による微分を補償する。

バイアス変調器２３は、一旦逆変調により微分されれば所望の値へのバイアスを実行する信号を生成する。例えば、相次ぐ値δφ_ｂ１＝π／２とδφ_ｂ２＝−π／２に対する「２状態」変調に対し、バイアス変調器２３は周期２τを有する矩形波周期信号を生成して、時間τの間の値Ｖ_ｂ１＝Ｖ_π／２と、周期の後半の間のＶ_ｂ２＝０とを交互に繰り返す。

加算器２４はバイアス信号Ｖ_ｂとフィードバック信号Ｖ_ｃｒを加算する。加算器２４の出力は光位相変調器１５を制御するデジタル−アナログ変換器１６に接続される。

そのような先行技術のデジタル閉ループ装置は特に回転速度測定に関連する解像力とノイズについて優れた性能が得られるのを可能にし、このノイズは角ランダムウォーク（ＡＲＷ）とも呼ばれる。ＡＲＷはサニャック干渉計１から出力された信号の光検出の信号対ノイズ比から生じる。従って、ＡＲＷは受動部品光損失と能動部品効率の変動により変化する。

前記装置の光パワーを安定化するために、そのときしばしば使用される解決策はタップカプラ２６の後に接続された光検出器２５により行われる単純な測定により光源３のパワーをサーボ制御することにある。このタップカプラ２６は光源３から伸びる第１の光ファイバ４とカプラ６の第１のゲート８の間に配置される。光検出器２５により得られた測定値から、光源のパワー−ループバック電子ブロック２７が光源３を制御する。従って、例えば光検出器２７により測定されたパワーが所望値より低ければ、ブロック２７は、光検出器２７により得られた測定値がこの所望値に対応するまで光源の制御を増加する（図２）。

この解決策は光源３の後におかれた光学部品の損失の進行を補償できず、前記進行は、例えば宇宙用途に使用されるジャイロスコープに対する放射による、あるいは光減衰の温度依存性による曇りから生じる。検出レベルにおけるパワー測定点の単純なずれは敏感である。なぜなら、光は光学位相変調器１５とコイルを通って進行し、その結果、干渉計１の位相シフト状態、従って回転、フィードバック及びバイアスに依存するからである。測定されるレベルは、変調状態と２πの位相飛びの間の過渡状態の間に生じるパワーピークに特に依存するであろう。

従って、発明の目的は、回転を測定してそこから干渉計出力において利用可能なパワーについての、即ち、干渉計がゼロ位相シフト状態にあるときに干渉計の検出パワーＰ_０についての一片の情報を抽出するのに役立つ検出系と同じ検出系を用いた、その設計と動作手順が単純な光ファイバ測定装置を提案することである。

もう一つの目的は動作ループゲインを測定して主ループ帯域幅内の外乱の閉ループ内への導入による主ループの良好な動作の自己試験を提供することである。

この測定装置は好都合にも放射に曝された光ファイバ多重巻きコイルの減衰変動を補償することを可能にする。

その目的で、発明は測定されるパラメータの変動が二つの波間の位相差を発生させる光ファイバ測定装置であって、
光パワーＰを有する広帯域スペクトル光源と、
二つの逆伝搬波が中を伝搬し、それらの分離と再結合の間の波の伝搬時間がτである好ましくは単一モードのサニャックリング干渉計と、
前記干渉計から光束を受光し、それを前記逆伝搬波間の位相差合計δφ_ｔを表す電気信号に変換する検出器と、
バイアス成分δφ_ｂとフィードバック成分δφ_ｃｒを含む位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒを生成する光位相変調器と、
前記検出器から前記電気信号を受信し、前記測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１を供給する電子手段と
を含み、
前記測定されるパラメータの関数である前記第１の信号が、前記逆伝搬波間に生じた前記位相差δφ_ｃｒが前記測定されるパラメータにより導入された前記位相差δφ_ｐを補償するように決定された光位相変調器の第１の制御信号Ｖ_ｃｒを生じ、
前記電子手段が前記測定されるパラメータの関数である前記第１の信号を供給するのに寄与する復調器を含み、
前記電子手段が前記光源の前記光パワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を供給する
光ファイバ測定装置
に関する。

発明によれば、光位相変調器は位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒに加算される外乱成分δφ_ｃｐを生成する。

光ファイバ測定装置の種々の特定の実施例において、それぞれは個々の特定の利点を有し、以下の多数のあり得る技術的組合せが可能である。
−電子手段は光源の光パワーＰをサーボ制御する電子手段を備える閉ループフィードバック回路を含み、
−装置は検出器により生じた電気信号を増幅する増幅器と、増幅された電気信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換器とを備え、この増幅器とこの変換器は検出器と電子手段の間に配置され、
−電子手段は光位相変調器の第２の制御信号Ｖ_ｂを生じてバイアス成分δφ_ｂを生成するバイアス変調器を備え、
●電子手段は二つの入力と一つの出力を備える加算器を備え、加算器の第１の入力は光位相変調器の第１の制御信号Ｖ_ｃｒを受信し、その他方の入力は光位相変調器の第２の制御信号Ｖ_ｂを受信し、
●装置は、加算器の出力信号を受信し、光位相変調器を制御するデジタル−アナログ変換器を備え、
電子手段は以下を備える。
●変調器の後に配置された、第１の積分器であるレギュレータと、
●第１の積分器の後に配置された第２の積分器と、
●光位相変調器の第３の制御信号Ｖ_ｃｐを生成する周波数外乱ｆ_ｃｐを導入する外乱源であって、第３の制御信号Ｖ_ｃｐが逆伝搬波間の位相差δφ_ｃｐを生じ、第１の制御信号Ｖ_ｃｐに加算される外乱源。
●この外乱はレギュレータの直前又は直後にある外乱注入回路を介して注入され、
−外乱はゼロ平均値を有し、
−外乱は非周期的であり、
−外乱の周波数ｆ_ｃｐは測定されるパラメータ信号の周波数より大きく、
−外乱信号は擬似ランダムランプを含み、
−バイアス成分δφ_ｂは、逆伝搬波間に生じた位相差δφ_ｂが、α_０及びｅ_０（ただし、０≦ｅ_０＜α_０≦π）により、
となるように定められた少なくとも６つの状態（δφ_１，δφ_２，．．．）を取るように決定された光位相変調器の第２の制御信号Ｖ_ｂにより生成され、電子手段は式（ｘ_１＋ ｘ_４）−（ｘ_２＋ ｘ_５）に従って制御信号の周期に応じて与えられた６つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４、ｘ_５、ｘ_６を用いて検出器により測定された光束のパワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を生じる。

発明はまた上記の測定装置によるジャイロスコープに関し、測定されるパラメータは干渉計の回転速度である。

発明はまた以下のような、その変動が二つの波間の位相差を発生させるパラメータを測定する方法に関する。
−光パワーＰを有する広帯域スペクトル光源により発せられる二つの逆伝搬波が好ましくは単一モードでサニャックリング干渉計内を伝搬し、それらの分離と再結合間の波の伝搬時間がτであり、
−干渉計から出力された光束が検出され、逆伝搬波間の位相差合計δφ_ｔを表す電気信号に変換され、
−逆伝搬波間の位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒが生成され、位相差δφ_ｍはバイアス成分δφ_ｂとフィードバック成分δφ_ｃｒを含み、
−検出器から出力された電気信号が電子手段に送られ、電子手段は測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１を決定し、
−測定されるパラメータの関数であるこの第１の信号は、逆伝搬波間に生じた位相差δφ_ｃｒが測定されるパラメータにより導入された位相差δφ_ｂを補償するように決定された光位相変調器の第１の制御信号Ｖ_ｃｒを生じ、
−電子手段は検出器から出力された電気信号から光源の光パワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を決定する。

発明によれば、光位相変調器は位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒに加算される外乱成分δφ_ｃｐを生成する。

発明は以下の添付図を参照してより詳細に述べられる。
−図１は先行技術の第１の実施例による光ファイバジャイロスコープの模式図である。
−図２は先行技術の第２の実施例による光ファイバジャイロスコープの模式図である。
−図３は発明の実施例による光ファイバ測定装置の模式図である。
−図４は入力信号ｅ（ｔ）と出力信号ｓ（ｔ）の差、即ち位相誤差（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）がゼロにサーボ制御される先行技術のサニャックループの模式図である。
−図５は発明の実施例による、入力信号ｅ（ｔ）と出力信号ｓ（ｔ）の差がゼロにサーボ制御され、不変の位相シフトがレギュレータの直前に挿入されるサニャックループの模式図である。
−図６は先行技術のいわゆる「４状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。
−図７は発明の実施例によるいわゆる「６状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。
−図８は発明の実施例によるいわゆる「８状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。

図３は測定されるパラメータの変動が二つの波間の位相差を発生させる発明による光ファイバ測定装置を示す。この装置は、平均波長がλ_ｍの光パワーＰを有する広帯域光源３を含む。それはまた、二つの逆伝搬波が中を伝搬する好ましくは単一モードのサニャックリング干渉計１を備える。それらの分離と再結合間の波伝搬時間はτである。サニャック干渉計１は多重巻きコイル２として巻かれた光ファイバを含む。光源３と干渉計１の間には光学装置が配置され、そこでは図１のものと同じ参照番号で示される要素は同じ物を表す。測定装置はまた、干渉計から光束を受光し、それを逆伝搬波間の位相差合計δφ_ｔを表す電気信号に変換する検出器１３を備える。検出器１３により発せられた電気信号は電子手段１９に送られ、これは測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１を供給する。これらの電子手段１９は第１の信号Ｓ_１を供給するのに寄与する位相変調器２０を備える。

第１の信号Ｓ_１はデジタル−アナログ変換器１６を介して干渉計１のファイバ多重巻きコイルの一端に配置された光位相変調器１５に送られる第１の制御信号Ｖ_ｃｒを生成する。この第１の制御信号Ｖ_ｃｒは、逆伝搬波間に生じた位相差δφ_ｃｒが測定されるパラメータにより導入される位相差δφ_ｐを補償するように決定される。位相変調器１５はフィードバック成分δφ_ｃｒとバイアス成分δφ_ｂを含む位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒを生成する。

発明によれば、電子手段１９はさらに光源の光パワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を供給する。

好ましくは、これらの電子手段１９は一方の側において光検出器１３に接続され、他方の側においてデジタル−アナログ変換器１６に接続された閉ループ回路上に配置される。この閉回路はまた検出器１３により生じた電気信号を増幅する増幅器１７と、増幅された電気信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換器１８とを備え、これらは検出器１３と電子手段１９の間に配置される。

発明の実施例において、この第２の信号Ｓ_２を得るために一様な定数Ａの位相シフトによりフィードバックをシフトすることが探究される。光位相変調器１５は従って第１と第２の制御信号Ｖ_ｃｒとＶ_ｂに加算される第３の制御信号Ｖ_ｃｐを受信して位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒに加算される外乱成分δφ_ｃｐを生成する。周波数外乱ｆ_ｃｐを導入する外乱源がこの光位相変調器の第３制御信号Ｖ_ｃｐを生成する。

注入回路を介するこの外乱の注入はレギュレータの直前において行われると好都合である（図３）。

そのように注入された外乱は非ゼロ角加速度に相当する。干渉計が最大の動作感度で動作するように、サニャックループの入力信号ｅ（ｔ）と出力信号ｓ（ｔ）の差に対して（図４）、即ち、位相誤差（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）に対して行われようするゼロサーボ制御はそのとき非ゼロのドラッグ誤差を有する。このドラッグ誤差はその入力と出力間のループの非ゼロ反応時間のためである。ループ出力は加速度ｘ遅延時間に等しい誤差を生じる。さて、１次系において、遅延時間はそのループに特有の時間であり、ゲイン係数Ｋの逆数に等しい。従って、角加速度は
の時間単位のさらなる位相シフトと
の角ドラッグ誤差を作り出す効果を有し、従って、位相シフトは
に等しい。

このように、システムのゲインに逆比例するバイアスを発生させるドラッグ誤差がシミュレーションされた。

最後に、実際の回転から偽りのドラッグ誤差を分離するために、例えば定数Ａに対して正と負の値を交互に繰り返すことが可能である。

図５はＫに反比例する値を測定できるそのような装置を示す。矩形波形信号３０は時間の関数として、フィードバックにより加算される仮想の角加速度Ａ（ｔ）を表す。信号３１は時間の関数としての位相シフトＳ_２（ｔ）を表す。仮想の角加速度Ａ（ｔ）は測定値に加算されるＳ_２（ｔ）に対する効果を生み出す。

出力に加えられる、矩形波形の高いレベルと低いレベルの間の差の平均は２Ａ／Ｋに等しい。さて、Ｋの変動はもっぱらアナログゲインの変動、主として検出光パワーＰ_０の変動による。

外乱を導入するときの光ファイバ測定装置の応答を、測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１と混同しないように、外乱の周波数ｆ_０もまた例えば、非周期的となるように、あるいは測定されるパラメータ信号の周波数より大きくなるように調整できる。以下の何れの信号波形も使用できる。即ち、擬似ランダムランプ、半放物、正弦、三角波形その他である。

この処理は光源３をサーボ制御するために使用できる。この処理はまたサニャックループ閉ループのゲインの手段であり、光ファイバジャイロスコープの自己試験として使用できる。得られた結果を説明するために理論的取組が展開された。

レギュレータ２１が実際は積分係数Ｋ_ｉを有する単純な積分器である図４によるサニャックループ設計を考えれば、サニャックループは１次のサーボ制御ループであり、これはδφ_ｃｒで示されるフィードバック位相シフトが以下の微分方程式により律せられることを意味する。

ただし、■ ｔは時間であり、
■ δφ_ｐはサニャック効果による回転による位相シフトであり、システムの入力関数ｅ（ｔ）＝δφ_ｐとして働き、
■ Ｋはこの１次系の積分ゲイン係数であり、
■ δφ_ｃｒは、δφ_ｐを補償し、その符号を除いてはシステムの出力関数ｓ（ｔ）＝−δφ_ｃｒとして働くフィードバック位相シフトである。

この系が、サニャックループフィードバックにおける二つの積分器（レギュレータ２１と積分器２２）と微分器（光変調器１５）の存在のために１次系であることも確証できる。

図４のサニャックループの図解を思い出そう。このループでは、位相誤差（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）＝ｅ（ｔ）−ｓ（ｔ）はゼロにサーボ制御される。

発明のこの実施例において、一様な定数Ａの位相シフトによりフィードバックをシフトすることが探究される。この定数は数値的に加算され、Ｖ_πの値が良くサーボ制御されれば、定数Ａは、光パワーＰと、変化し易いゲインのアナログ寄与とに特に独立な、干渉計における不変の位相シフトに対応する。

そして以下が得られる。

Ｓ（ｐ）及びＥ（ｐ）をそれぞれ信号ｓ（ｔ）及びｅ（ｔ）のラプラス変換とすれば、以下を得る。

逆ラプラス変換を適用すれば出力信号

を得る。
■ ｓ_１（ｔ）は
の逆ラプラス変換であり、図４による１次系の通常応答に対応し、
■ ｓ_２（ｔ）は
の逆ラプラス変換であり、シフトＡの導入の効果に対応する。

逆ラプラス変換表から以下が分かる。

定数Ａによるサーボ制御のシフトが結局、そのループのものに等しい特有の時間の指数関数的立ち上り後に、サニャックループの１次ゲイン係数に反比例する値を有するバイアスを出力において生じることが演繹される。

発明のもう一つの実施例において、特定の変調後に主検出器で受光されたパワーレベルの測定を可能にする新しい変調状態を作り出すことが探究される。

まず、仏国特許第２６５４８２７Ａ号に述べられる「４状態」変調は以下の４つの位相シフト値によるバイアス変調から成ることを思い出そう。

ただし、α_０は一定の位相シフトである。バイアス位相シフトは測定されるパラメータにより生じる位相差δφ_ｐとフィードバック位相シフトデルタφ_ｃｒに加算される。干渉計から光束を受光する検出器１３で測定されるパワー値は従ってそれぞれ状態ｉ＝１ないし４に対して

光ファイバ測定装置の動作中に、信号（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）はゼロにサーボ制御され、これは干渉計を最大感度で動作させる。信号（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）は従って１に比べて非常に小さく、値ｃｏｓ^２（δφ_ｂｉ／２）付近のｃｏｓ^２関数の線形近似を行うことができる。従って、

たいていの場合、同期検出にはアナログ−デジタル変換器１８によるサンプリングの前に連続成分を除去するハイパスフィルタが伴う（図４）。

興味深いことに、三角法によれば

であることに気づく。

そこから、光ファイバ測定装置、従ってサニャックループがサーボ制御されるときに、連続成分が以下となることが演繹される。

４つの変調状態は図６に示されるように同じパワーレベルを有し、これはその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されたパワーレベルを表す。

図６において、縦軸は検出器１３により測定された信号を表し、横軸は位相シフト値を表す。

サニャックループに使用される誤差信号は以下により計算される。

値Ｖ_π＝π・Ｖ_ｍ／φ_ｍのループサーボ制御に使用される誤差信号は以下により計算される。

発明のこの実施例によれば、Ｐ_０ｘｃｏｓ^２（α_０／２）とはわずかに異なる平均パワーを有する二つの新しい変調状態が追加される。

例えば以下を用いた６状態変調を実行することができる。

ただし、ε_０はアナログ−デジタル変換器１８の測定範囲内に留まる程度に小さい。種々の状態のパワー平均レベルは今度は図７に示されるものとわずかに異なり、その差はパワーＰ_０に比例する。

この変調パターンでは、サニャックループに使用される誤差信号は以下により計算される。

値Ｖ_π＝π・Ｖ_ｍ／φ_ｍのループサーボ制御に使用される誤差信号は以下により計算される。

Ｐ_０を測定するのに役立つ信号は以下により計算される。

Ｐ_０は場合によっては以下の誤差信号の使用により定数にサーボ制御できる。

その場合、それはこの誤差信号を使用して光源のパワーを設定するには十分である。ループバックは従って図５及び図３に示されるように光源に対して行うことができ、その場合、ループバック電子ブロック１９は提案されたデジタル処理により増強され、従って、光源３に対する付加的出力としてのパワー制御信号を有する。

以下を用いた８状態変調を実行することもできる。

ただし、ε_０はアナログ−デジタル変換器１８の測定範囲内に留まる程度に小さい。種々の状態のパワー平均レベルもまた図８に示されるものとわずかに異なり、その差はパワーＰ_０に比例する。

この変調パターンでは、サニャックループに使用される誤差信号は以下により計算される。

値Ｖ_π＝π・Ｖ_ｍ／φ_ｍのループサーボ制御に使用される誤差信号は以下により計算される。

８より大きい数の状態を用いた変調も可能である。

先行技術の第１の実施例による光ファイバジャイロスコープの模式図である。 先行技術の第２の実施例による光ファイバジャイロスコープの模式図である。 発明の実施例による光ファイバ測定装置の模式図である。 入力信号ｅ（ｔ）と出力信号ｓ（ｔ）の差、即ち位相誤差（δφ_ｐ＋δφ_ｃｒ）がゼロにサーボ制御される先行技術のサニャックループの模式図である。 発明の実施例による、入力信号ｅ（ｔ）と出力信号ｓ（ｔ）の差がゼロにサーボ制御され、不変の位相シフトがレギュレータの直前に挿入されるサニャックループの模式図である。 先行技術のいわゆる「４状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。 発明の実施例によるいわゆる「６状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。 発明の実施例によるいわゆる「８状態」変調の場合のその干渉状態の関数として干渉計の出力において検出されるパワーレベルを示す。

符号の説明

１ 干渉計
２ 多重巻きコイル
３ 光源
４ 光ファイバ
５ 光ファイバの端部
６ カプラ
７ 光透過媒体
８〜１１ ゲート
１２ 光ファイバ
１３ 光検出器
１４ 非反射性末端
１５ 光位相変調器
１６ デジタル−アナログ変換器
１７ 増幅器
１８ アナログ−デジタル変換器
１９ デジタル電子ループバック手段
２０ 位相変調器
２１ ＰＩＤ型レギュレータ
２２ 積分器
２３ バイアス変調器
２４ 加算器
２５ 光検出器
２６ タップカプラ
２７ 電子ブロック
３０ 仮想の角加速度Ａ（ｔ）
３１ 位相シフトＳ_２（ｔ）

Claims (7)

1. 測定されるパラメータの変動が二つの波間の位相差を発生させる光ファイバ測定装置における、
   光パワーＰを有する広帯域スペクトル光源と、
   二つの逆伝搬波が中を伝搬し、それらの分離と再結合の間の波の伝搬時間がτである好ましくは単一モードのサニャックリング干渉計と、
   前記干渉計から光束を受光し、それを前記逆伝搬波間の位相差合計δφ_ｔを表す電気信号に変換する検出器と、
   バイアス成分δφ_ｂとフィードバック成分δφ_ｃｒを含む位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒを生成する光位相変調器と、
   前記検出器から前記電気信号を受信し、前記測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１を供給する電子手段と
   を含み、
   前記測定されるパラメータの関数である前記第１の信号が、前記逆伝搬波間に生じた前記位相差δφ_ｃｒが前記測定されるパラメータにより導入された前記位相差δφ_ｐを補償するように決定された前記光位相変調器の第１の制御信号Ｖ_ｃｒを生じ、
   前記電子手段が前記測定されるパラメータの関数である前記第１の信号を供給するのに寄与する復調器を含み、
   前記電子手段が前記光源の前記光パワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を供給する
   光ファイバ測定装置であって、
   前記光位相変調器が位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒに加算される外乱成分δφ_ｃｐを生成し、
   この外乱成分δφ_ｃｐは、前記干渉計がゼロ位相シフト状態のときの、該干渉計の検出光パワーＰ_０の関数である前記第２の信号Ｓ_２を生成するために導入され、前記バイアス成分δφ _ｂ は、前記逆伝搬波間に生じた前記位相差δφ _ｂ が、α _０ 及びｅ _０ （ただし、０≦ｅ _０ ＜α _０ ≦π）により、
   となるように定められた少なくとも６つの状態（δφ _１ ，δφ _２ ，．．．）を取るように決定された光位相変調器の第２の制御信号Ｖ _ｂ により生成され、
   そして、前記電子手段が式（ｘ _１ ＋ｘ _４ ）−（ｘ _２ ＋ｘ _５ ）に従って前記制御信号の周期に応じて与えられた６つの値ｘ _１ 、ｘ _２ 、ｘ _３ 、ｘ _４ 、ｘ _５ 、ｘ _６ を用いて前記検出器により測定された前記光束の前記パワーＰの関数である第２の信号Ｓ _２ を生じる
   ことを特徴とする光ファイバ測定装置。
2. 前記電子手段が前記光源の前記光パワーＰをサーボ制御する電子手段を備える閉ループフィードバック回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の光ファイバ測定装置。
3. 前記光ファイバ測定装置が前記検出器により生じた前記電気信号を増幅する増幅器と、前記増幅された電気信号をデジタル化するアナログ−デジタル変換器とを備え、前記増幅器が前記検出器と前記電子手段の間に配置されることを特徴とする請求項１又は２に記載の光ファイバ測定装置。
4. 前記電子手段が前記光位相変調器の第２の制御信号Ｖ_ｂを生じて前記バイアス成分δφ_ｂを生成するバイアス変調器を備えることを特徴とする請求項１ないし３の何れか一つに記載の光ファイバ測定装置。
5. 前記電子手段が二つの入力と一つの出力を備える加算器を備え、
   前記加算器の第１の入力が前記光位相変調器の前記第１の制御信号Ｖ_ｃｒを受信し、
   その他方の入力が前記光位相変調器の第２の制御信号Ｖ_ｂを受信し、
   前記装置が、前記加算器の前記出力信号を受信し、前記光位相変調器を制御するデジタル−アナログ変換器を備える
   ことを特徴とする請求項４に記載の光ファイバ測定装置。
6. 請求項１ないし５の何れか一つに記載の測定装置に従い、前記測定されるパラメータが前記干渉計の回転速度であることを特徴とするジャイロスコープ。
7. その変動が二つの波間の位相差を発生させるパラメータを測定する方法における、
   光パワーＰを有する広帯域スペクトル光源により発せられる二つの逆伝搬波が好ましくは単一モードでサニャックリング干渉計内を伝搬し、それらの分離と再結合間の波の伝搬時間がτであり、
   前記干渉計から出力された光束が検出され、前記逆伝搬波間の位相差合計δφ_ｔを表す電気信号に変換され、
   前記逆伝搬波間の位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒが生成され、前記位相差δφ_ｍはバイアス成分δφ_ｂとフィードバック成分δφ_ｃｒを含み、
   前記検出器から出力された電気信号が電子手段に送られ、前記電子手段は前記測定されるパラメータの関数である第１の信号Ｓ_１を決定し、
   前記測定されるパラメータの関数である前記第１の信号が、前記逆伝搬波間に生じた位相差δφ_ｃｒが前記測定されるパラメータにより導入された前記位相差δφ_ｂを補償するように決定された光位相変調器の第１の制御信号Ｖ_ｃｒを生じ、
   前記電子手段が前記検出器から出力された前記電気信号から前記光源の前記光パワーＰの関数である第２の信号Ｓ_２を決定する
   方法であって、
   前記光位相変調器が前記位相差δφ_ｍ＝δφ_ｂ＋δφ_ｃｒに加算される外乱成分δφ_ｃｐを生成し、
   この外乱成分δφ_ｃｐは、前記干渉計がゼロ位相シフト状態のときの、該干渉計の検出光パワーＰ_０の関数である前記第２の信号Ｓ_２を生成するために導入され、前記バイアス成分δφ _ｂ は、前記逆伝搬波間に生じた前記位相差δφ _ｂ が、α _０ 及びｅ _０ （ただし、０≦ｅ _０ ＜α _０ ≦π）により、
   となるように定められた少なくとも６つの状態（δφ _１ ，δφ _２ ，．．．）を取るように決定された光位相変調器の第２の制御信号Ｖ _ｂ により生成され、
   そして、前記電子手段が式（ｘ _１ ＋ｘ _４ ）−（ｘ _２ ＋ｘ _５ ）に従って前記制御信号の周期に応じて与えられた６つの値ｘ _１ 、ｘ _２ 、ｘ _３ 、ｘ _４ 、ｘ _５ 、ｘ _６ を用いて前記検出器により測定された前記光束の前記パワーＰの関数である第２の信号Ｓ _２ を生じる
   ことを特徴とする方法。