JP4130730B2 - 光ファイバジャイロスコープ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は振動誤差低減装置を有する光ファイバジャイロスコープ、特にジャイロスコープ動作の振動周波数での振動の修正による回転速度の誤った表示の除去に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバジャイロスコープはこのようなジャイロスコープを支承する物体の回転を検出する特徴のある手段である。このジャイロスコープは極めて小さく作られ、その構造は相当の機械的衝撃、温度変化及び他の極端な環境変化に耐えるよう構成される。可動部品が存在しないのでほぼ保守が不要であり、経済的になる可能性がある。また可動部品は他の種類の光学ジャイロスコープで問題となる低い回転速度に対して好感度で検出可能である。
【０００３】
図１に示すように光ファイバジャイロスコープはコアの周囲にその軸を中心にして巻かれ、その回転を検出する光ファイバコイルを有している。光ファイバの一般的な長さが５０〜２０００メータ程度であり、光ファイバは閉光路の一部をなし、光路内には電磁波あるいは光波が導入されて一対の波に分割され、光ファイバコイルで時計方向（ＣＷ方向）及び反時計方向（ＣＣＷ方向）に伝播され最終的には共に光検出器に突き当たる。コア、即ち光ファイバコイルの検出軸を中心とする回転Ωにより、分割された波の一方の一方の回転方向の有効光路長が増加され、他方の回転方向の光路長が減少される。他方向の回転に対し反対の結果が生じる。これらの波間の光路長差により、両方向の波間に位相シフトが生じる、即ち周知なサグナグ効果が生じる。このジャイロスコープは干渉光ファイバジャイロスコープ（ＩＦＯＧ）として知られている。回転による位相差シフト量、従って出力信号は互いに反対方向に移動する２電磁波により横断されるコイルを経た全光路の長さに左右され、従って長い光ファイバでは大きな位相差が得られるがコイル状に巻かれてその容積が比較的小さいので、光ファイバコイルを使用することは望ましい。
【０００４】
光検出器コイルを通過した後反対方向に移動して入射する電磁波に応答して、光検出器に入射する光出力の強度、加えて光検出器システムの光ダイオード（ＰＤ）からの電流は累乗コサイン関数に従う。即ち出力電流は図２に示すように２電波間の位相差φ（Ω）のコサインに左右される。コサイン関数は偶数関数であるので、この出力関数は位相差シフトの相対方向を示さず、従ってコイル軸を中心とする回転の方向を示していない。更にゼロ位相の近傍におけるコサイン関数の変化率が極めて小さく、従ってこの出力関数により低い回転速度に対し極めて低い感度が得られる。
【０００５】
このような不満足な特性のため、反対方向に移動する２電磁波間の位相差は通常、光路内で光位相変調器時々バイアス変調器とも呼ばれる変調器を光ファイバコイルの片側あるいはその近傍に配置することにより変調される。回転を検出するため、サグナク干渉計は通常干渉計ループ内の正弦波あるいは方形波により周波数ｆ_ｂでバイアスされる。この結果反対方向に伝播する電磁波の一方は、途中変調器を通りコイル内に入り、一方反対方向に伝播する他方の電磁波はコイルを出るとき変調器を通過する。
【０００６】
更に復調器システムの一部をなす位相に敏感な検出器（ＰＳＤ）あるいはディジタル復調器は光検出器の出力電流を示す信号を入力するように設けられる。位相変調器及び位相に敏感な検出器は共に、変調信号発生器あるいはいわゆる「固有の」の周波数で同期化されたものにより動作可能である。
【０００７】
図３ａ、図３ｂ、図４ａ、図４ｂは累乗コサイン関数に対する変調及び復調の降下を示している。図３ａ、図３ｂでは、ジャイロスコープの光波の位相差ΔφがそれぞれΩ＝０及びΩ≠０の場合サイン波バイアス変調で変調される。この結果変調された光検出器の強度出力と時間の関係は累乗コサイン関数の右側に示される。図３ａ及び図３ｂに示すように、Ω＝０の場合位相変調が累乗コサイン関数の中心に対称的に与えられ、一方Ω≠０の場合位相変調は非対称的に与えられる。第１の場合出力は検出器が点Ｂでバイアスされるときのように検出器が点Ａでバイアスされるときと同じであり、光検出器の出力にｆ_ｂの変調波のみが与えられる。第２の場合点Ａ、Ｂでの出力は等しくなく、このため著しい光検出器信号にｆ_ｂを与え、回転速度を検出している。位相に敏感な復調器（ＰＳＤ）により復活されるＦ_ｂの信号内容は回転速度Ωに比例する。この信号はまた反対方向の回転速度に対し符号が変化する。
【０００８】
図４ａ及び図４ｂはそれぞれΩ＝０及びΩ≠０の場合を示す。実際には方形波変調により、累乗コサイン関数の点ＡからＢへΔφを切り替える値により一時変調電流が発生される。この電流はその結果が変調された光検出器電流対時間で垂直線により示され、理想的な光検出器で光検出器に当たる光の強度に比例する。また、回転がない場合、点Ａ、Ｂでの出力は等しく、一方回転がある場合Ａの半周期及びＢ半周期に対し出力は等しくない。図５ａ、図５ｂ、図５ｃに示す方形波復調工程では、バイアス変調周波数ｆ_ｂで同期する信号成分は、バイアス変調に同期されたゼロ平均の保護弁復調器基準波形を乗算することにより、光検出器信号から復活される。この結果復調された出力の平均即直流成分は回転速度に比例する。
【０００９】
図６に示す回転速度を復活させる他の方法はディジタル復調方式であり、この場合方形波変調システムの光検出器の出力が第１の半周期中点Ａ_１でサンプリングされ、また第２の半周期中点Ｂ_１でサンプリングされる。サンプルリングは印により示される。各サンプルはアナログ信号からディジタル信号に変換され、点Ａ_１のディジタル和及び点Ｂ_１のディジタル和間の差がΩに比例する。
【００１０】
これらのすべての場合、ＰＳＤ・ディジタル復調器出力はゼロ位相シフトで大きな変化率を有する奇数関数であり、従ってゼロ位相シフトの両側の数学符号を変更する。従ってＰＳＤ・ディジタル復調器信号により、コイルの軸を中心とする回転の回転方向が示され、ゼロ回転速度の近傍で回転速度関数として大きな信号変化率が与えらる、即ち検出器はゼロ近傍での位相シフトに対し高い感度を示し、従ってその出力信号が低い回転速度に対し感度が高い。これは無論、他の原因による、例えば誤差による位相シフトが十分に小さいの場合にのみ可能である。更にこの環境における出力信号が比較的低い回転速度では線形に近い。復調器・ＰＳＤの出力信号のこのような特性は光位相変調なしに光検出器の出力電流の特性に比べ大幅に改良されていることを示している。
【００１１】
従来のシステムの一例が図１に示されている。このシステムの光学部分は、光路に沿って幾つかの特徴部を有し、このためこのシステムが確実に相反則的である、即ち非反復の位相差シフトが導入される以外、反対方向に伝播する各電磁波に対し実質的に同じ光路をとる。この点については以下に説明する。光ファイバはコアあるいはスプールの軸を中心に巻かれ、その回転を検出する単一モードの光ファイバを用いるであり、コイル１０をなす単一モードの光ファイバを使用すると電磁波あるいは光波の通路が固有に定義され、更にこの案内された電磁波の位相フロントも固有に定義される。このため相反則値を大きく維持できる。
【００１２】
更に光ファイバはファイバ内には極めて大きな複屈折が形勢され、偏波変動が磁界のファラデー効果あるいは他の供給源からの避けがたい機械的応力により導入され、これにより変動される反対方向に伝播する電磁波間の位相差シフトが比較的小さく押さえられる点において、いわゆる偏波面保存ファイバにできる。従って高い屈折率軸、即ち低い伝播軸かあるいは低い屈折率軸かはシステム内の他の光学素子により電磁波を伝播するため選択される。
【００１３】
コイル１０を反対方向に伝播する電磁波は図１の電磁波供給源である光源１１から与えられる。この供給源は広い帯域の光源であり、通常半導体スーパルミナスダイオードあるいは希土類を添加した光ファイバ光源であり、通常８３０ｎｍ〜１５５０ｎｍ間の範囲に渡り近赤外部のスペクトル部の電磁波を与える。光源１１は発生した光に対し短いコヒーレンス長を有し、コイル１０内の分散箇所で分散するレイリーあるいはフレネル現象のため電磁波間の位相シフト差を減少する必要がある。広い帯域の光源はまた、偏波の悪い上体での光伝播による誤差を減少するよう機能する。
【００１４】
光源１１及びコイル１０の間には図１に示すように、光ファイバのコイル１０の端部を光学的に連結する素子まで延長し、更にそこから複数の光路に分割することにより形成される光路構成が示されている。光ファイバの一部は光源１１に対しそこからの最適発光位置に配置され、そこから光線カプラあるいは電波結合器あるいは分割器とも呼ばれる第１の方向光カプラ１２へ延びている。
【００１５】
図１に示すように方向光カプラ１２は内部に透光性媒体を有しており、４ポート間を延び、そのうちの２ポートは媒体の各端部に配置され、カプラ１２の各端部に示される。これらのポートの内の一は光源１１から延びる光ファイバを有している。カプラ１２の検出端部の他のポートには、光ダイオード１３に対し配置されるよう延びる別の光ファイバが示され、光ダイオード１３自体は光検出システム１４と電気的に接続されている。
【００１６】
光ダイオード１３は光ファイバの位置から当たる電磁波あるいは光波を検出し、信号成分選択手段３５に応答して光電流を与える。上述したように近くの２のコヒレントな電磁波が当たる場合、一対の実験例にコヒーレントな光波間の位相差のコサインに追従する光電流出力を与る際、この光電流は累乗コサイン関数に従う。この光検出器は極めて低いインピーダンスで動作し、照射した光の線形関数である光電流を与える。この光検出器は通常ピン形の光ダイオードにできる。
【００１７】
方向光カプラ１２は他端部が偏光子１５へ延びる別の光ファイバを有している。カプラ１２の同じ側の他方のポートには光ファイバの別の部分を含む非反射終端構成部１６が設けられる。
【００１８】
カプラ１２は端部で電磁波あるいは光波を受信すると、この光波を発信し、その約半分は入力ポートを有しその端部と対向する端部でカプラ１２の２ポートのそれぞれで現れる。一方このような光波は入力光ポートとしてカプラ１２の同じ端部にあるポートには伝達されない。
【００１９】
単一の空間モードファイバでは光は２偏光モードでファイバを伝播し、偏光子１５が使用される。従って偏光子１５は一方の偏光モードで伝播する光を通過させ、同じ偏光の時計方向（ＣＷ）及び反時計（ＣＣＷ）方向の電波を検出ループであるコイル１０内に導入し、また時計方向及び反時計方向の電波に対し同じ偏光の検出ループからの光のみをを検出器で干渉させる目的で設けられる。一方偏光子１５は阻止目的の偏光の一方の上体では光を全部が全阻止するわけではない。またこれにより通過し反対方向に伝播する２電磁波間の非相反則が小さいので、電磁波間の非相反則位相シフト差は小さく、偏光子１５を配置する環境の条件により変化可能である。この場合使用する光ファイバあるいは広いバンド幅の光源の複屈折が高いので、上述したように位相差が減少されることになる。
【００２０】
偏光子１５はその両端部にポートを有し、電磁波透過媒体はその間及び中に保持される。光カプラ１２と連結される両端部のポートには、別の双方向カプラ１７へ延びる、更に別の光ファイバが配置され、カプラ１７は光カプラ１２と同じ電波通過特性を有している。
【００２１】
偏光子１５と連結されたカプラ１７の同一の端部のポートは別の光ファイバを用いて非反射終端構成部１８と接続されている。カプラ１７の他端部のポートを考慮するに、その一方のポートはコイル１０の一端部から延びる光路の別の光素子と接続される。カプラ１７の他方のポートはコイル１０の残りの端部と直結される。直結側と対向するコイル１０の側でコイル１０とカプラ１７との間には、光位相変調器１９が設けられる。光位相変調器１９は図１に示されるようにその一方の端部あるいは両端部に２ポートを有し、その内部に伝達媒体が含まれる。コイル１０からの光ファイバは光位相変調器１９に対し配置される。カプラ１７から延びる光ファイバは光位相変調器１９に対し配置される。
【００２２】
光位相変調器１９は電気信号を入力し、屈折率あるいは伝達媒体の物理的長さを変えることにより通過する電磁波に位相差を与え、光路長を変更する。この電気信号はバイアス変調信号発生器２０により光位相変調器１９へ供給され、バイアス変調信号発生器２０はＣ_１ｓｉｎ（ω_ｂｔ）に等しくする変調周波数ｆ_ｂの正弦電圧出力信号、あるいはｆ_ｂの方形波変調信号を与え、ここにω_ｂは変調周波数ｆ_ｂと等価なラジアン周波数でありＣ_１は変調の増幅である。あるいは他の好適な周期的波形を使用できよう。
【００２３】
光路に沿いその後光源１１から放出された電磁波または光波の図１のシステムの光学部について上述した。この電磁波は光源１１から光ファイバ部を経て光カプラ１２へ連結される。光源１１から光カプラ１２に入る電磁波の位置部は対向する端部のポートと連結される非反射終端構成部１６で終結するが、残りの電磁波が偏光子１５を経てカプラ１７へ伝達される。
【００２４】
カプラ１７は偏光子１５からそのポートに電磁波を入力し、そのほぼ半分に分割し、その一方が両端部の２ポートのそれぞれから通過する。カプラ１７の対向端部の一方のポートから電磁波はコイル１０及び光位相変調器１９を通過して再びカプラ１７へ送られる。ここで、戻された電磁波の部位がカプラ１７の偏光子１５の連結端部の他方のポートと接続される非反射終端構成部１８内に位置するが、残りの電磁波は光ダイオード１３へ送られる。偏光子１５からコイル１０へ通過される電磁波の残りはカプラ１７のコイル１０端部の他方のポートを離れ、光位相変調器１９及びコイル１０を通過しカプラ１７へ送られ、他方の部分と同じ通路に沿う部分が最終的には光ダイオード１３に入射される。
【００２５】
上述したように、光ダイオード１３は入射した２電磁波あるいは光波の強さに比例する光出力電流を与え、従って入射するこれら２電磁波間の位相差のコサインに従うと予想される。正弦バイアス変調の場合、光ダイオードの信号は以下の式により与えられる。
【００２６】

ここに、Ｉ_ｏは反対方向に伝播する電波間に位相差が存在しない場合の光ダイオード１３における光の強さの大きさであり、ηが応答速度係数である。これは電流が光ダイオード１３に入射する実質的にコヒレントな２電磁波は光波の強さに左右され、その強さは２電磁波間に生じる構造的あるいは破壊的干渉の程度によりＩ_ｏのピーク値からより小さな値へ変化することによる。この電磁波干渉は軸を中心とするコイル１０の作用により電磁波間に位相差シフトφ_Ｒ生じるこの作用により変化する。更にこの光ダイオードに光位相変調器１９により可変位相差が生じ、振幅値φ_ｂはｃｏｓ（ω_ｂｔ）として変化する。
【００２７】
方形波変調の場合、光ダイオードの電量は以下の式により表現される。

ここに、位相差変調の振幅は以下のとおりである。

ここに、ｎ＝０、１、２、３．．．であり、Ｔはバイアス変調周期である。光位相変調器１９は上述下種類のものであり、上述したようなコサイン関数に従う光検出システム１４の出力信号を信号関数へ変換する全体の検出システムの一部としてのＰＳＤあるいはディジタル復調器２３と関連して使用され、この信号関数は上述したようにコイル１０の軸を中心とする回転速度及びこの回転方向（回転表示器２６により示されるように）の両方に関する情報をこの出力信号に与える。
【００２８】
従って光ダイオード１３を含む光検出システム１４からの出力信号は電圧に変換され増幅器２１を経て与えられ、ここで電圧は増幅されディジタル復調器２３へ送られる。光検出システム１４、増幅器２１及びＰＳＤ・ディジタル復調器２３が信号成分選択手段３５を構成している。位相復調システムの一部として機能するＰＳＤ・ディジタル復調器２３は周知な装置である。このＰＳＤ・ディジタル復調器２３は光ダイオード１３の出力信号の基本周波数ｆ_ｂの振幅をあるいはバイアス変調信号発生器２０の基本周波数の振幅プラスより高い奇数高調波を取出し、光ダイオード１３に入射する電磁波の相対位相を示す。この情報はＰＳＤ・ディジタル復調器２３により与えられる。
【００２９】
上述した周波数ｆ_ｂでの光路内の光を変調する際、バイアス変調信号発生器２０が光検出システム１４内の再結合された電磁波により発生される変調波成分となる。
【００３０】
動作を説明するに回転することにより、光路内のコイル１０を通過し反対方向に伝播する２電磁波の位相差変化は光位相変調器１９による位相差変化に比べ比較的緩徐に変化する。回転による位相差即ちサグナグ効果により、２電磁波間の位相差が単にシフトされるのみである。光検出システム１４の出力信号の変調周波数成分の振幅はこの位相差の大きさにより設定され、この位相差は更に（ａ）光位相変調器１９及びバイアス変調信号発生器２０による電磁波の位相変調の振幅値と（ｂ）システムを介する各種利得を示す定数との要素のみにより変更されると予想される。次に信号成分内のバイアス変調信号発生器２０及び光位相変調器１９によるこの正弦変調の周期の効果は振幅倍率のみによる復調器システム（検出器）の出力信号を離れるＰＳＤ・ディジタル復調器２３を含むシステム内の復調により除去できるものと考えられる。
【００３１】
従って正弦波変調の場合、増幅器２１の出力には以下のような電圧が現れる。

定数ｋは増幅器２１の出力に対するシステムでの定数を示す。記号θは光電流のω_ｂでの信号の位相に対しω_ｂでの増幅器２１の出力信号での付加の位相遅れを示す。従ってこの位相シフトは光検出システム１４内に導入される。上記式に使用される他の記号は上述した第１の式のものと同一の意味を有している。
【００３２】
上記式はベッセル級数展開で次のように展開できる。

増幅器２１の出力でのこの信号はバイアス変調信号発生器２０からの信号のようにＰＳＤ・ディジタル復調器２３の入力部に印加され、後者は再びＣ_１ｓｉｎ（ω_ｂｔ）に等しくされる。ここにω_ｂは変調周波数ｆ_ｂのラディアン周波数である。ＰＳＤ・ディジタル復調器２３がω_ｂで対象の信号のみを拾うものとすると、バイアス変調信号発生器２０の出力信号での検出器の出力が以下のようになる。

定数ｋ′はＰＳＤ・ディジタル復調器２３を経て光ダイオード１３の出力電流からのシステムの利得を示す。
【００３３】
光電流が以下の式で表される場合、同様の結果が方形波バイアス変調に対し得られる。

ここに、ｔ_１＝ｎＴ，ｔ_２＝（ｎ＋１／２）Ｔ、、ｔ_２＝（ｎ＋１）Ｔ，及びｎ＝０，１，２，．．．であり、ＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力は以下のようになる。

ここにＫ″は光検出システム１４の電流出力とＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力との間の増幅器利得を含む比例定数である。
【００３４】
これらの式から解るように、ＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力が回転速度に左右される。
【００３５】
一方装置が図１のシステムでの予期する結果を得ることを防止する誤差項が存在する。予期する結果が得られない理由のは、上述したように光位相変調器１９を経て周波数ｆ_ｂでの光路内の光を変調する際バイアス変調信号発生器２０により、高調波成分が再結合された電磁波により光検出システム１４に発生されるばかりでなく、バイアス変調信号発生器２０はバイアス変調信号発生器２０及び光位相変調器１９の両方に非線形が生じるので、変化する光路位相の一部変調波成分を供給することにある。
【００３６】
即ち第１の可能性として、バイアス変調信号発生器２０の出力部から供給される出力信号は周波数ｆ_ｂにおける基本信号のみならずその高調波も多く含んでいる。例えこのような高調波の無い信号が与えられるとしても、光位相変調器１９の非線形成分特性及びヒステリシスによりこのような高調波が光路の変化する位相に導入される。このような高調波の結果、光ファイバジャイロスコープの出力信号に大きな速度バイアス誤差が生じる。従って変調システムによるこのような誤差を低減あるいは除去する干渉計光ファイバジャイロスコープが望ましい。
【００３７】
「固有」の周波数は、一方の電磁波の変調に対し１８０度位相がずれている他方の電磁波となるように選択される。２電磁波間に１８０度の位相差を与えるこの変調は、結果としての光検出器の信号の変調器誘導増幅変調を除去する効果がある。「固有」周波数の値は光ファイバの長さ及びその等価屈折率から決定される。ＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力信号は光ダイオード１３に当たる２電磁波ηの間の位相差の、主にコイル１０の軸を中心とする回転による位相差のサインに左右される。サイン関数はゼロでの最大変化率を有する奇数関数であり、従ってゼロの両側の代数符号を変化する。従って位相に敏感な復調器の信号はコイル１０を中心とする回転の方向と、ゼロ回転速度の近傍の回転速度の関数として信号値の最大変化率との両方を与えることができる、即ちゼロ位相シフトの近傍での最大感度を有し、その出力信号は低い回転速度に対し極めて敏感である。これは無論他の原因による位相シフト即ち誤差が十分に小さい場合にのみに可能である。更にこの環境でのこの出力信号は比較的低い回転速度での線形に極めて近い。ＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力信号のこのような特性は光検出システム１４の出力電流の特性より大幅に改良される。
【００３８】
一方サイン関数に従うＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力は、ゼロから更に離れた回転速度で段々線形から遠ざかる出力となる。この出力は十分な大きな回転速度に会いφ_Ｒ＝±ｍπ（ここにｍは整数）の位相シフトを与えるまで再び線形になることはない。実際ＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力はφ_Ｒ＝０あるいはφ_Ｒ＝±ｍπでゼロであり、これらの値に近い範囲では線形である。ゼロ出力でジャイロスコープを動作させ出力信号のサイズ、電子回路の利得に無関係なジャイロスコープ倍率を得、ＰＳＤ・ディジタル復調器２３をそのゼロ近傍でその線形動作範囲内に止どめることが強く要求される。
【００３９】
これは別の光位相変調器１９あるいは周波数シフタをコイル１０を反対方向に伝播する２電磁波が使用する光路部分のコイル１０の端部付近に加え、光ダイオード１３に達するようにすることにより達成可能である。この光位相変調器１９あるいは周波数シフタは光検出システム１４からのフィードバックループ即ちいわゆる速度ループ内で動作され、十分な負のフィードバックを与えて、光位相変調器１９に誘導された位相変化φ_ｆはコイル１０の軸を中心とする回転による反対方向に伝播する２電磁波ηだの位相シフト差を無効にするに十分である、即ち、φ_ｆ＝−φ_Ｒ±ｍπであるのに十分である。
【００４０】
サイン波変調システムではこのような閉ループ内の光ダイオード１３の電流は以下のように表現できる。

従って、φ_ｆ＝−φ_Ｒ±ｍπならＶ_{２３−ｏｕｔ}＝０と示すことができる。同様に方形波復調の場合、電流は次のように表現でき、Ｖ_{２３−ｏｕｔ}＝０である。

閉ループシステムが調整すると、φ_ｆ＝−φ_Ｒ±ｍπである。
【００４１】
速度ループの結果、一時的な回転速度変化以外光ダイオード１３では０±ｍπから正味の平均位相シフトφ_Ｎ＝φ_ｆ＋φ_Ｒが殆ど生じず、従ってＰＳＤ・ディジタル復調器２３により正味の平均位相シフトが殆ど検出されない。従ってＰＳＤ・ディジタル復調器２３の直流平均出力信号は常にゼロ近傍あるいはゼロである。これは代表的なサーボループのフィードバック利得がゼロ近傍の周波数では極めて高くれ且つ正しい。ＰＳＤ・ディジタル復調器２３と接続されるバイアス変調信号発生器２０からの信号は付加した光位相変調器１９を動作させ信号を変調器へ送り、特定の位相シフトを与えて回転による位相シフトを十分に無効にする、あるいはφ_ｆ＝−φ_Ｒ±ｍπにし、このような信号は内部にあるいは関連信号内に回転速度の大きさ及び方向、更にはｍの値に関する情報を含んでいる。
【００４２】
速度フィードバックループ内のＰＳＤ・ディジタル復調器２３に接続されたバイアス変調信号発生器２０からの出力信号に対する幾つかの形態が付加した光位相変調器１９の動作を説明するために開示された。通常の良好な選択はノコギリ波状信号を光位相変調器１９へ供給するセロダインジェネレータを使用することである。ノコギリ波あるいはノコギリ波状の信号は、単一側波帯変調器に与え、２π位相振幅の理想的なノコギリ波が変調された電磁波に対し純粋な周波数変位を与えるようで、選択される。この結果このようなノコギリ波信号で動作されている位相変調器を通過する光は光位相変調器１９を離れ、その周波数はノコギリ波信号の周波数に等しい量だけ変位される。非理想的なノコギリ波信号では純粋な周波数変位にならず、代わりに高調波が加えられるが、高調波は２π振幅の極めて理想的なノコギリ波波形を与えるか変調器を正確に設計することにより小さく維持できる。
【００４３】
別の種類の変調波形はデュアルランプ波形とされ正の勾配の線形ランプとその後に続く負の勾配のランプからなる。この場合フィードバックループはφ_Ｎ＝−π及びφ_Ｎ＝＋πに、より一般的にはφ_Ｎ＝ｍπ及びφ_Ｎ＝（ｍ＋２）πに交互にロックする。回転がない場合、アップランプとダウンランプの勾配の大きさは等しい。回転が存在する場合、勾配の大きさが異り、２ランプ間の勾配差の大きさは回転速度の大きさに比例する。アップランプで及びダウンランプのどちらのランプがより大きな勾配を有するかは回転方向を示す。この技術はセロダイン波形の場合のように位相シフタ電圧に早いフライバックは要求されないという性能利点を有している。
【００４４】
以下の説明は図面の都合上セロダインフィードバック変調の使用を仮定しているが、デュアルランプあるいは他の変調方式も使用できよう。更にバイアス変調及びフィードバックランプを共に加えて単一あるいは複数の位相変調器へ与えることができることが理解されよう。
【００４５】
このように動作する光位相変調器１９はコイル１０の片側にあるので、２電磁波の一方はコイル１０に入る際変位された周波数を有し、一方他方の電磁波はコイルを出るまでその周波数を有してはいない。従って、一方の電磁波は他方の電磁波より高い周波数を有してループを横断し（共に光検出器に達する際には同じ周波数を有しているが）、この結果変調器（あるいはセロダインジジェネレータ）の周波数が固定の場合、一方の電磁波は光ダイオード１３で、ノコギリ波の周波数と２πτΔｆの光ファイバとにより設定される量だけ他方の電磁波に対し位相シフトを有している。従ってΔｆはバイアス変調信号発生器２０あるいはジェネレータの周波数であり、τはコイルを通過する光波の一時的な時間である。変調器を含む負のフィードバックループのため、この位相シフトは回転により生じる光波間の位相シフトと対向するよう作用する。従ってジェネレータのノコギリ波あるいはノコギリ波状の出力信号の周波数は回転速度を示しており、ノコギリ波の極性は回転方向を示している。
【００４６】
速度フィードバックループの一例が図７に示されている。ＰＳＤ・ディジタル復調器２３からの信号は図１の回転速度表示器へではなく、図７に含まれるサーボ電子回路２４へ送られる。この位相差に応動してサーボ電子回路２４はループ閉鎖波形ジェネレータ２９に位相ランプ信号２５を与え、ループ閉鎖波形ジェネレータ２９はこの位相ランプ信号を光位相変調器１９に信号２８として供給し、一方の電磁波に対し他方の電磁波を位相シフトし互いの位相を同一にする。サーボ電子回路２４あるいはループ閉鎖波形ジェネレータ２９からのいずれかの信号は２電磁波ηだの位相差の大きさ及び符号を含む。加算増幅器２７はまた信号２８としてバイアス変調信号を光位相変調器１９に供給する。２電磁波を同相に戻すに必要なフィードバック信号、例えばセロダイン変調の場合のノコギリ波の周波数は検出ループの回転速度を示す。この閉ループの場合、所望の位相ランプ信号（ノコギリ波あるいはデュアルランプ形三角波にできる）の必要な高周波数成分を吸収するため、選択した変調器は通常図７に示す積分光チップ（ＩＯＣ）３０上の光位相変調器１９である。回転を示す位相ランプ信号２５は次に回転速度表示器２６へ送られ、回転速度表示器２６はループの回転速度を好適、容易かつ有用さを示す。積分光チップ３０上に光位相変調器１９を採用する場合、このＩＯＣチップ上のＹ接合部３１のように図１のカプラ１７機能を実行し、このチップ上の偏光子１５を実行する、あるいは単一偏光設計を用いてＩＯＣ導波管を構成することが好ましい。Ｙ接合部３１は光カプラ１２の場合のように光波あるいはビームの分割器・合成器として見なすことができる。
【００４７】
一般に光ファイバジャイロスコープはなぜ期待した回転検出精度が得られないのかという問題が存在する。この理由の一は振動が存在するからである。光波が２電磁波に分割されコイル１０の周囲を反対方向に移動した後干渉計ループ内の光ファイバの振動により誘起される周期的な伸びあるいは周期的な歪が存在し、振動に応動する歪が検出ループ内で対称的に配置されるすべてのファイバ点に対し、即ちループの中心から対称的に配置される点に対し均等に与えられなければ、２電磁波に対し周期的に位相差変調が与えられる。振幅Δφ_ｖの振動周波数ｆ_ｖでのこの時間と共に変化する位相シフトδは以下のように表現できる。
δ＝Δφ_νｃｏｓ（ω_νｔ＋ε） （１１）
ここにω_ｖ＝２πｆ_ｖであり、εは任意の位相である。この場合δ自体による誤差はゼロ平均で迅速に変化する関数であり、平均はゼロとなり時間平均誤差を引き起こさない。Δφ_ｖが小さい限り、殆どの場合この誤差自体により大きな問題を起こすことはない。振動のため角周波数ω_ｖでの位相シフトδの別の原因は真の交流回転速度を誘起する実際の角度あるいはひねり振動である。この効果は振動誘起の位相差変調δ＝Δφ_ｖ（ｃｏｓ（ω_ｖｔ＋ε）に対し同じ関数形態を取り、ジャイロスコープの出力はω_ｖでその出力を変化させることにより実際の回転速度環境を正しく示す。また入力速度がこの場合交流現象であるものと想定するとジャイロスコープの動作は直流あるいは平均の回転速度を示していないことは理解されよう。一方上述した２つの場合のいずれにおいても、（位相差変調δと組み合わされて）ジャイロスコープ内に別に同期誘起された振動効果が存在すると、定常状態の角周波数を示しているとして誤って現れる非ゼロ平均値で調整された誤差が発生される。この二次的効果の１は振動により光回路内に強度変調が生じることである。これは干渉計ループの内側及び外側の両方でファイバ内のマイクロベンド損失の変調、あるいは光源１１のピグテールためである。強度変調の別の原因はジャイロスコープ通路内で光を望ましくない偏光状態に変換するファイバ応力点の変調であり、この光は光検出器に達する前に偏光子１５により除去される。後者の効果により信号強度変調が生じ、この効果は光源１１内、光源のピグテール内、積分光チップ３０へのＩＯＣファイバピグテール内あるいはコイル１０内での偏光の変調により生じる。この効果はまた積分光チップ３０、カプラ１７あるいは光源１１のパッケージの内側の応力を変調することにより生じる。
【００４８】
これらのいずれの場合でも強度変調は次の式で表される。

ここにＩ_ａはバイアス変調なしの振動中光ダイオード１３に入射する平均強さである。定常状態あるいは直流の角周波数を無視して機械的分析を簡素化するため、振動による誤差はサイン波バイアス変調システムに対する光ダイオード１３の出力電流が次の式により与えられることに留意することが好適である。

ｆ_ｂでの信号成分を選択するＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力は以下のように示される。

ここにΔφ_ｖ及びφ_Ｒは小さくｃｏｓ［Δφ_ｖｃｏｓ（ω_ｖｔ＋ε）］＝１であり、ｃｏｓφ_Ｒ＝１であるものとする。この式は次のように簡単にできることを示している。

Δφ_ｖ＜＜１ラジアンの近似がなされ、２ω_ｖｔより高い周波数での項を削除した。上記式の最初の項は「直流」即ち整流される項であり、ゼロに平均化せず、間違った回転速度を示す。他の項はω_ｖに比べ長期間にわたりゼロに平均化する。
整流された誤差あるいはバイアスは振幅αの強度変調と振幅Δφ_ｖのｆ_ｖでの位相差変調との積である。整流された誤差は、強度変調と位相変調との位相がずれている、即ちε＝０のとき消滅し、同相のとき、即ちε＝９０度のときにはピーク値となる。代表的なジャイロスコープ用途では、装置の約数百ヘルツのバンド幅が要求されることに留意すべきである。出力をローパスフィルタにかけることにより、キロヘルツの範囲にある項は減衰される。一方キロヘルツあるいはそれより高い範囲にある振動による整流誤差は除去されず、誤差を生じる。
【００４９】
同様に方形波バイアス変調システムに対し同じ整流誤差が生じることが示される。ここに光ダイオードの信号は次の式で表される。

簡潔化のため｜φ_ｂ｜＝π／２の代表的な場合には以下のようになる。

ここに、ｎ＝０，１，２，３．．．．である。これにより光ダイオードの電流信号は次のようになる。

方形波復調器の平均出力は以下のようになる。

ここにｋ″は復調器を経た一連の電子回路の利得を示す定数であり、記号＜＞はバイアス変調サイクルにわたる信号の時間平均を示す。
Ｉ_ｏ及びδを置換すると次のようになる、

ここにφ_Ｒ及びΔφ_ｖは＜＜１であると仮定される。これによりＪ_１（φ_ｂ）→１及びｋ′→ｋ″なら正弦波の場合と同じ結果が得られる。
【００５０】
従来のものはこの整流誤差は次の手段により振幅が減少されることを指摘している。最初の方法はコイル１０の巻き選パターンを使用し、コイルの中心から同一の距離にしたコイルの内側のファイバセグメントが振動されるとき同じ歪を受けさせることにより、Δφ_ｖを減少することにある。第２の方法はコイル１０にワニスを含浸させ振動を受けるコイルファイバの機械的運動を防止することによりΔφを減少させることである。第３の方法は供給源モジュール、積分光チップ３０パッケージ及び素子パッケージの機械的堅牢度を改良して振動環境でのファイバのピグテール及び運動から起因する強度変調を減衰させることである。最後の方法はジャイロスコープ内の取り付け特徴部の堅牢度を高め振動中構成素子及びサブアッセンブリにかかる機械的応力を減少させることである。
【００５１】
本発明の最初の部分は主に振動により誘導された強度変調の減少を通しての整流バイアス誤差の減衰に関する。これは予想振動周波数ｆ_ｖ、通常５ヘルツ〜３キロヘルツの範囲の光ダイオード１３の信号により効果的に行われる。これによりα、強度変調振幅を現場で測定でき、これらが信号処理システムに用いられ、ｆ_ｖでの強度変動を直接補償する。この点について以下に説明する。
【００５２】
この方法において重要なことは、強度変調αｓｉｎω_ｖｔを独立的に観察可能にすることにある。光ダイオード１３での瞬間強度は以下のように表さられ、ＰＳＤ・ディジタル復調器２３で実質的に測定されるω_ｂでのスペクトル内容に対しては既に分析されたことは理解されよう。

この周波数内容範囲は、長さが４キロメータ〜５０メータの検出コイル固有周波数で動作するジャイロスコープに対し、それぞれ通常２５ヘルツ〜２メガヘルツである。一方重要な情報はベースバンドの近傍に、即ち振動により誘起される強度変調の周波数範囲である０ヘルツ〜３キロヘルツの光ダイオード１３の内容の近傍に存在する。このベースバンド信号内容Ｉ_Ｌはサイン波変調の場合には次のように表される。

δ＋φ_Ｒ＜＜１とすると、ｃｏｓ（δ＋φ_Ｒ）は約１になる。従ってＩ_Ｌは振動が存在する場合光回路の強度変調の直接的な目安である。これはまた（｜φ_ｂ｜＝π／２とする）方形波変調の場合に正しい。

Ｉ_Ｌにより引き起こされるベースバンド付近の対応する光検出器の電流は以下のようになる。

図８はＩ_Ｌを活性的に検出し主ジャイロスコープ光検出器信号をＩ_Ｌでの振動に対し補償し、これにより整流バイアス誤差を減少する方法を示している。強度補償と呼ばれるこの方法は１９９７年６月１９日出願の米国特許出願第，０８／８７９，９０２号の主題である。ここでは回転は周知例に説明されるように、回転表示に対しＰＳＤ・ディジタル復調器２３の開ループ出力を得るかＰＳＤ・ディジタル復調器２３の出力を使用して図８に示すように回転に応動しループ閉鎖波形で速度サーボループを閉鎖することにより検出される。いずれの場合もこの信号振幅安定化技術は光ダイオード１３、１４の後且つＰＳＤ・ディジタル復調器２３の前の電気信号通路に「強度補償器」４６を使用している。これは周波数ｆ_ｖでの光ダイオード信号を安定化せず、振動誤差整流低減の見地から等価な機能を安定化する、即ち復調工程の前に信号を正規化する。この場合振動によるｆ_ｖにおける強度変化が光ダイオード１３で観察される。問題の振動周波数バンドでの対象振動がフィルター４７により分離され増幅器４８で増幅され、上流へ送られて問題の周波数での信号の利得が変更される。振動のために光ダイオードでの信号強度が低下すると、増幅器４８の利得は除算器４９の出力により増加されこの振動が補償される。同様に除算器４９の出力により減少され光ダイオード１３信号増加が補償される。このように補償された信号５０はｆ_ｖでの振動はなく（あるいは大幅に低減された振動）またはｆ_ｖの可能な値の範囲内にある。ローパスフィルター４７は信号変化減衰対周波数を最適化し所望の減衰特性を得るように調整可能である。この方法はマルチジャイロスコープが共通の光源１１を共有する場合に有用である他にも、以下の幾つかの利点（１）〜（３）を有している。
（１）これは開ループ強度補償技術であり、ジャイロスコープの速度により誘起
される信号をＡＭ信号から除去するに必要なフィルター動作は代用的な閉
ループの安定条件により制限されない。利得及び位相限界要件は存在しな
いので、複雑なフィルター動作は位相が安定性に与える影響を考慮するこ
となく適用可能である。これにより閉ループシステムを課すバンド幅及び
利得の固有な制限が解決される。
（２）これは調整を遅延なく信号に与える。補償のバンド幅は全部局部専用フィ
ルタにより制御される。これに対し負のフィードバックを用いてレーザダ
イオードの電流を制御可能な方法はファイバループの瞬間時間及び他の信
号処理遅延によりバンド幅が制限される。
（３）強度変調レベルが小さい場合、逆特性は、利得誤差を測定し、出力利得を
正規化し、否定にし、調整することにより、効果的に近似する。この回路
は極めた高いバンド幅を有するディジタルあるいはアナログいずれかの素
子で実現可能である。調整入力に対する出力利得感度の倍率は回路の温度
、寿命あるいは他の代表的変動ファクタを補償するため長く調整可能であ
る。光源の出力に意図した乱れを導入して極めて要請うな性能を望む回路
を連続的に校正可能であろう。
【００５３】
このように、項［１＋αｓｉｎ（ω_ｖｔ）］で示される振動による強度変調される入力信号は強度変調に応答して可変利得ｇ（ｔ）により信号路の利得を変えることにより図８の信号処理強度補償構成で補償される。ここでｇ（ｔ）はベース幅強度の逆数Ｉ_Ｌ＝１／２Ｉ_ｎ［１＋αｓｉｎ（ω_ｖｔ）］に応動して変化している増幅器Ａの利得である。これは１９９７年６月１９日に出願された米国特許出願第０８／８７９，９０２号に開示されている。信号路は式１３の信号（φ_ｆ項を加えて閉ループに対し変更された）を可変利得ｇ（ｔ）と乗算することにより表される復調の前に補償されることは図８から理解されよう。ここで制限変調の場合、増幅器Ａの出力は次のように表される。

増幅器Ａの利得ｇ（ｔ）は次のように表される。

ここにｇ_ｏは定数である。これは図示を簡略にする目的で、ローパスフィルタは直流及び振動周波数ω_ｖの範囲内では平担な利得を有し、強度が１振動周波数ω_ｖでのみ変化していると仮定している。一方式はマルチプル振動周波数及びより複雑なフィルタ機能の場合一般化できよう。式２８を式２７に代入すると、ｇ（ｔ）はω_ｖでの信号変動を補償し、即ちαはなくなり整流バイアスはもはや存在しないことを示す。これは式１６のα＝０に設定することにより開ループにまた式１６でΦ_Ｒ→φ_Ｒ＋φ_ｆにし、次にα＝０に設定することにより閉ループに示される。
【００５４】
振動整流による振動誘起された誤差を除去あるいは減衰するために使用される別の装置は復調器基準信号の大きさを効果的に変えることにより復調器での可変ウエイト付関数を与える。これは次のデモンストレーションにより図示できる。正弦変調・復調の場合、光検出器（振動を有さない）での信号は式５により与えられる。この信号はωｂの多くの高調波を含んでいる。復調工程では、変調信号に位相固定される周期的信号と乗算し、次にその結果を時間で平均化することによりωｂでの問題の成分が実質的に引き出される。通常必ずしも必要ではないが、周期的信号はサイン波であり、時間平均化はローパスフィルタにより復調器内で行うことが可能である。従って最初の工程はアナログ乗算、即ち式５からＶ_{２１−ｏｕｔ}を取り出しそれをＷ_ｔ＝ｃｏｓ（（ω_ｂｔ＋θ）と乗算することにより実施される。

上記式の時間平均を取ると、所望の結果が得られる。復調器の利得が一定であるとすると、復調器の出力は以下のようになる。

ここでｋ′は定数であり、記号＜＞は時間平均を示す。従って式３０は式６と同じ結果を示す。これは式１２からのＩ_ｏを置換しφＲ→（φ_Ｒ＋δ＋φ_ｆ）に刷ることにより振動効果及び閉ループを含むよう一般化できる。
【００５５】
同様に方形波復調は関数Ｈ（ｔ）による乗算及び時間平均化により示され、ここでＨ（ｔ）は次のように表される。

ここでｔ_１，ｔ_２，ｔ_３は式７で定義される。
【００５６】
従って信号検出器の電流は式７により与えられると、以下のようになる。

時間平均化には各間隔での時間によりウエイト付された２間隔の値の加算及び全周期ｔ_３−ｔ_１＝Ｔによる除算のみが要求されるだけである。利得が一定であるとすると、復調器の出力は以下のようになる。

この式は式８と同じ結果である。またこの式は式１２からＩｏを置換しφ_Ｒ→（φ_Ｒ＋φ_ｆ＋δ）にすることにより振動効果を含むよう一般化できる。
【００５７】
正弦波変調・復調の場合の本発明の主要部が図９に示されるが、１）方形波変調及び方形波あるいはサイン波復調の場合及び２）方形波変調及びディジタル復調の場合にも示すことができる。本発明においては、前処理においてＨ（ｔ）あるいはω（ｔ）で表される復調器の基準信号の値は振動環境では変化させてジャイロスコープ内の振動整流効果を除去あるいは減衰させるようにされる。これは図９に示すように、式１２で示される周波数ω_ｖでの振幅αの強度変調の望ましくない効果により影響される信号光検出器のベース幅値をまず検出することにより達成される。次にこの出力は電圧制御による信号発生器あるいは増幅器５１へ送られ、復調器の基準信号の振幅を変調する。図９を参照するに、式１２の強度Ｉｏがω_ｖでの振動のため減少すると復調器に対する基準信号は増加され、式１２の強度Ｉｏがω_ｖでの振動のため増加すると復調器に対する基準信号は減少する。従ってＷ（ｔ）の新しい形態は以下のようになる。

ここにＷ_ｏは定数である。これは再び振動が単一周波数であると仮定するが、次のようにすることにより強度Ｉ_ｏ（ｔ）の一般変化に一般化できる。

ここに、Ｗ_ｏは定数である。従って振動の影響下ではジャイロスコープの信号ｉは正弦波変調の場合式１３により与えられ、復調処理は次のように与えられる。

この式は振幅αの強度変調を自動的に補償する。この調整により式１６望ましく最初の項であるバイアス整流項が除去され、これはα＝０と設定することに等価である。
【００５８】
同じ概念が次のようになることにより方形波変調・復調を用いるシステムの場合の振動効果を減少させる際にも使用可能である。

ここにＨ_ｏは定数であり、ｔ１、ｔ２及びｔ３は式７で定義される。これは振動が存在する場合方形波変調システムに対する式１９に与えられるｉ（ｔ）を含むＨ（ｔ）ｉ（ｔ）の平均を評価することにより、復調された出力には直流項が即ち振動による整流バイアスが含まれていないことが理解されよう。また式１９はφ_Ｒ→（φ_Ｒ＋φ_ｆ）にすることにより閉ループ動作に対し変更可能である。
【００５９】
ディジタル復調に基づく信号処理の別のシステムが図１０に示される。この場合、光検出器のプリアンプ５２の出力はバイアス変調周波数より極めて早いサンプリング速度でフラッシュＡ／Ｄコンバータ５３によりサンプリングされる。このバイアス変調は通常方形波である。図１０ｂに示すようにサンプリングは矢印により示される。各矢印では、プリアンプ５２の出力電圧信号がプリアンプの出力を示すディジタル数に変換される。多くのサンプルηは反周期′ａ′、′ｂ′に対し行われる。次に各変調周期に対し′ａ′サンプルａ_ｉが蓄積されあるいは加算され、′ｂ′サンプルｂ_ｉも同様に蓄積されあるいは加算される。通常比例定数ｋ_ｓを含む開ループの場合、回転速度はディジタル復調により以下のように復活される。

回転Ω＝０が存在しない場合式３８のわたりは図１０ｂに示すようにゼロである。Ω≠０の開ループが図１０ｃに示され、平均ａ_ｉは図示のように平均ｂ_ｉと異る。閉ループ動作中、ループ閉鎖電子回路５４は例えば図１０ｂに示すように出力をゼロに復活する上述したようなデュアルランプ波形のようなランプ信号を発生する。図１０ｂは以下の閉ループの場合を示す。

ここにｋ_６は定数であり、φ_Ｒ及びφ_ｆは回転及びフィードバック波形による位相差を示す。
【００６０】
本発明はまた各サンプルのウエイト付関数が振動による強度変調からの信号振幅変化に応動して変化できる点おいて採用可能である。これは以下に示す信号変化に応動してアナログをＡ／Ｄコンバータ５５のディジタル利得に変えることにより達成できる。

ここで図１１に示すように、Ａ／Ｄコンバータ５５の利得はＡ／Ｄコンバータ５５への信号変化を補償し振動整流を防止する光検出システム１４からのベース幅電流に反比例して調整される。振動スペクトル及び利得信号はローパスフィルタ５６及び利得調整器５７により決定される。
【００６１】
別の装置６０が図１２ｂに示され、この場合サンプリング後ａ_ｉ加算する、即ちＡ＝Σａ_ｉを、ｂ_ｉ加算する、即ちＢ＝Σｂ_ｉを得るためにプリアキュムアレータが使用される。比較のため関連する従来装置５９が図１２ａに示される振動による強度変化は１変調サイクルのみに対し復調器がＡ−Ｂを決定する間アキュムレータでＡ及びＢを加算することにより検出される。この場合上述に比べ、図１２ｂに示す復調器で時間平均する意図はない。次にＡ＋Ｂの値はＡ−Ｂに分割されて強度変化を補償する。次に時間平均は速度アキュムレータにより信号に対し行われる。この方法によれば速度アキュムレータの時間平均前に振動によるｉ_Ｌの変化からの影響が自動的に除去される。このように、振動整流されたバイアスが生じない。
【００６２】
図１２の方法はまた図１３に示す装置６１により実施可能であり、この場合プリアキュムアレータはバイアス変調周期の間ｔの最初の半変調サイクル中ａ_ｉを自動的に加算し、次に第２の半変調周期ｔ中ｂ_ｉの値に対し減分し、１変調サイクルに対しＡ−Ｂの出力を発生する。次にこれはリセットされる。
【００６３】
第２のプリアキュムアレータは第１及び第２の変調反周期に対しａ_ｉ及びｂ_ｉを増分して変調周期にわたり平均強度を示す信号を得る。プリアキュムアレータはまた時間２ｔ毎にリセットされる。その出力は反転されプリアキュムアレータ１はの出力と乗算されて、振動による大きなバイアス整流なしの回転速度を示す信号が得られる。次にこの信号はループ閉鎖電子回路を駆動するアキュムレータ内でローパスフィルタ処理される。
【００６４】
振動整流誤差を減少する最後の方法は主速度サーボのバンド幅を増加して周数ｆ_ｖでの振動誘起された位相シフトδと反作用させることである。従来の処理法では、速度サーボの主目的は測定対象の回転速度に等しく且つこれと反対の場合位相差φ_ｆを与えることにある。これは式１０に反映されている。問題の回転速度は通常１００ヘルツより低い速度で緩徐に変化するので、従来の必要な速度ループバンド幅はせいぜい数百ヘルツである。
【００６５】
一方ループバンド幅を広げて利得を予想振動スペクトルのバンド幅を超える最大周波数までにすると、ｆ_ｖでの正味位相シフトが減少され、従って式１６の直流誤差が減衰される。即ち正弦波変調に対し、式１３は閉ループシステムに対し変更して以下のようにできよう。

十分に高いバンド幅を有する 速度サーボを構成して、位相差φ_ｒがφ_Ｒに等しいが反対の低い周波数成分φ_ｒｏのみならず周波数ｆｖの高い周波数成分Δφ_ｒをも含むようにすることは可能である。後者の項はｆ_ｖでの振動誘起の位相変調の位相シフトに対し反対に向く位相シフトを発生する。従って、光検出器の電流次のように表される。

ここでβはｆ_ｖのフィードバック信号の位相角を示す。正味の位相シフトΔφ_ｎｖは式２７に示す２項の組み合わせたものである。即ち、

速度ループのバンド幅が減少されるにつれ、Δφ_ｆはΔφ_ｖの値に近付きβはε＋πに近付く。従ってｆ_ｖでの正味の位相差変調Δφ_ｎｖはゼロに近付く。式１６でΔφ_ｎｖをΔφ_ｖと置換することにより、Δφ_ｎｖ→０になるにつれ整流項が消滅することが理解されよう。
【００６６】
従って本発明によれば、振動整流誤差を除去あるいは減少する別の方法は速度フィードバックループのバンド幅を、回転検出に必要なバンド幅を越え、予測振動スペクトルを越えて大幅に増加することである。この方法は上述したすべての強度サーボ及び強度補償構成と組み合わせて使用可能である。同様に方形波変調法で使用可能である。最後に簡単のため上述した説明は正弦振動入力に焦点をおいたことは理解されよう。実際上の環境はランダムあるいはより正確には擬じランダム振動スペクトルと呼ばれる正弦振動入力を重ねたものを含んでいる。この場合累算整流誤差は各周波数での振動から生じる誤差寄与を集計したものである。各誤差寄与は強度変調及びスペクトルで特定周波数での非ゼロで、正味の位相シフトの結果である。単一周波数での整流を除去する本発明で説明した技術はまた同時に周波数スペクトルに、即ちランダム振動入力にも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は基本干渉計光ファイバジャイロスコープを示す。
【図２】 図２は光ファイバジャイロスコープの光検出器の検出された光強度あるいは出力電流と検出コイル内の反対方向に伝播する光波の位相差との関係を示す。
【図３ａ】 図３ａはゼロ回転速度に対するジャイロスコープの光波と出力との位相差を示す。
【図３ｂ】 図３ｂは非ゼロ回転速度に対するジャイロスコープの光波と出力との位相差を示す。
【図４ａ】 図４ａは方形波変調の場合ゼロ回転速度に対するジャイロスコープの光波と出力との位相差を示す。
【図４ｂ】 図４ｂは方形波変調の場合非ゼロ回転速度に対するジャイロスコープの光波と出力との位相差を示す。
【図５ａ】 図５ａはバイアス変調信号で同期する信号成分を示す。
【図５ｂ】 図５ｂはバイアス変調信号で同期する信号成分を示す。
【図５ｃ】 図５ｃはバイアス変調信号で同期する信号成分を示す。
【図６】 図６は光検出器出力のサンプリング方法をしめす。
【図７】 図７は速度フィードバックループを有する干渉計光ファイバジャイロスコープを示す。
【図８】 図８はジャイロスコープの強度補償器を示す。
【図９】 図９は概念を示す。
【図１０ａ】 図１０ａはンプリング法を示す。
【図１０ｂ】 図１０ｂは発明のサンプリング法を示す。
【図１０ｃ】 図１０ｃは発明のサンプリング法を示す。
【図１１】 図１１はアナログ・ディジタルコンバータの利得を調整するフィルタ法を示す。
【図１２ａ】 図１２ａはアナログ・ディジタルコンバータからのサンプルを処理する古い方法を示す。
【図１２ｂ】 図１２ｂはアナログ・ディジタルコンバータからのサンプルを処理する新しい方法を示す。
【図１３】 図１３は１２ｂに示す方法の別の方法を示す。

Claims (3)

1. 光源と、
   前記光源に対しての第１ポートコネクタと、第２ポート及び第３ポートとを有するカプラと、
   前記カプラの前記第２のポートに接続される第１ポートと、第２ポート及び第３ポートとを有する分割器と、
   前記分割器の前記第２ポートに接続される第１端部と、前記分割器の前記第３ポートに接続される第２端部とを有する光ファイバコイルと、
   前記カプラの前記第３ポートに接続される光ポートと、電気出力とを有する検出器と、
   出力を有するバイアス変調源と、
   前記検出器の前記出力に接続される第１入力と、前記バイアス変調源の前記出力に接続される第２入力と、出力とを有する利得制御増幅器と、
   前記検出器の出力に接続される第１入力と、前記利得制御増幅器の前記出力に接続される第２入力とを有する復調器と、
   を備える光ファイバジャイロスコープのための振動整流誤差低減装置。
2. 光源と、
   前記光源に対する第１のポートコネクタと、第２ポート及び第３ポートとを有するカプラと、
   前記カプラの前記第２ポートに接続される第１ポートと、第２ポート及び第３ポートとを有する分割器と、
   前記分割器の前記第２ポートに接続される第１端部と、前記分割器の前記第３ポートと接続される第２端部とを有する光ファイバコイルと、
   前記カプラの前記第３ポートに接続される光ポートと、電気出力とを有する検出器と、
   出力を有するバイアス変調源と、
   前記検出器の前記出力に接続される第１の入力を有し、前記バイアス変調源の前記出力からのバイアス変調信号の周波数を有する信号の基本波及び高調波の両方又は何れかを検出する復調器と
   を備え、
   前記基本波及び前記高調波の両方又は何れかは、前記光ファイバコイル内を伝播する光の非可逆位相シフトを示すものであり、前記復調器の利得は変化させられて、前記非可逆位相シフトを引き起こす振幅変化を補償する、
   光ファイバジャイロスコープの振動整流誤差低減装置。
3. 光源と、
   前記光源の出力に接続される第１のポートを有する第１分割器と、
   前記第１分割器の第２ポートに接続される第１ポートを有する第２分割器と、
   前記第２分割器の第２ポートに接続される第１端部と、前記第２分割器の第３ポートに接続される第２端部とを有する光ファイバコイルと、
   前記第１分割器の第３ポートに接続される光入力を有する検出器と、
   前記検出器の出力に接続される、可変利得を有するアナログ／ディジタルコンバータとを備え、
   前記可変利得は、前記検出器の前記出力からの信号の振幅変化に応じて変化する、
   光ファイバジャイロスコープの振動整流誤差低減装置。

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