JP3266318B2 - 光ファイバ測定装置、ジャイロメータ、航法及び安定化用中央ユニット - Google Patents
光ファイバ測定装置、ジャイロメータ、航法及び安定化用中央ユニットInfo
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Description
計の中で非相反干渉を生成するパラメータの変動を測定
することのできる光ファイバ測定装置に関する。
理的現象は、充分に理解されている。この種の干渉計に
おいては、入射光ビームの波は、分離板又はその他の何
らかの分割装置により2つの波列に分割される。こうし
て作り出された2つの逆伝搬波は、閉鎖された光路に沿
って反対方向に走行し、再結合の時点で、この再結合時
点での2つの波の間の位相差によって左右される干渉を
生成する。
初鏡によって構成されていた。現在では、この光路を単
モードの光ファイバの多重巻きコイルで形成することが
できるということがわかっている。
反的位相ずれといった逆伝搬波に対する干渉を生成し、
再結合時におけるその干渉状態を変更する波間の相対的
位相差を結果としてもたらす可能性がある、ということ
もわかっている。
それをひき起こした現象を数量化することが可能であ
る。
主な物理現象は、閉鎖光路の平面に対して垂直な軸を中
心にして干渉計を回転させたときに生じるサニャック効
果である。ファラデー効果又はコリニア(coline
ar)磁気光学効果も同様にこの種の非相反的効果を生
成するものとして知られている。その他の効果も同様
に、或る条件の下で非相反的位相差を生成する可能性が
ある。
て測定と干渉する数多くのパラメータの変動は、サニャ
ック干渉計で相反的効果しか生成しない。これらは、逆
伝搬波間の相対的位相差と干渉せず、従って考慮されて
いるパラメータの測定値に影響を及ぼさない。波が追従
する光路を変更しないものの相反的にそれを変更する温
度、指数などの緩慢な変動の場合がこれにあてはまる。
できる測定の感度及び精度を改善する目的で数多くの研
究が行なわれてきた。例えば、この件について、198
9年−ARTECH HOUSE−「OPTICAL
FIBER SENSORS(光ファイバセンサ)」第
2巻の研究の中のHerve C.LEFEVREによ
る第9章「Fiber Optic Gyroscop
e(光ファイバ・ジャイロスコープ)」、ならびに同氏
著のRevue Scientifiquede la
Defense(防衛科学誌)(1990年季刊第1
号)の中で公表された「Principe du gy
rofibre,le gyrometre,des
applications a hant dynam
igue」(ジャイロファイバの原理、ジャイロメー
タ、その高度ダイナミクスへの応用」という題の論文を
参照することが可能である。
る。まず第1に、我々は、サニャック干渉計により供給
される応答がP=P0 (1+cosδφ)の形であるこ
と、つまり位相差δφ=0の近くのこの信号の感度は低
いものであるにちがいないことに留意しなければならな
い。作用点を移動させ、かつ測定されたパラメータの正
弦関数である振幅をもち従ってより大きい感度及び安定
度で用いることのできる1つの周期的信号を生成するよ
うな、例えば±π/2の振幅の2乗である位相差変調δ
φm を導入するという提案がなされた。この位相差は、
バイアス位相差δφm と呼ばれる。
イルの片端に置かれた位相変調器により生成され、信号
Vm により制御される。この信号Vm は、各波上で移相
φmを生成し、逆伝搬波の間に位相差を作り出す: δφm (t)=φm (t)−φm (t−τ) なお式中、tは時間であり、τはコイル内の波の1つの
走行時間である。
ゼロ方法を用いて測定の精度を改善することも可能であ
ることが示された。この方法によると、付加的ないわゆ
る逆反応位相差(counter−reaction
phase difference)δφCRが適用され
る。その目的は、測定されたパラメータにより生成され
た位相差δφp を補償することにある。これら2つの位
相差δφCR及びδφpの合計はゼロに保たれ、こうして
干渉計は最大の感度で作動することが可能となる。測定
は、逆反応位相差δφCRを生成するのに必要とされる信
号を用いることによって行なわれる。従って、測定は、
安定し線形的なものである。
される位相変調器によって生成される。この信号V
CRは、各々の波上に移相φCRを生成し、その結果、逆伝
搬波の間の位相差が得られる:δφCR(t)=φ
CR(t)−φCR(t−τ)
レービング(slaving)は、周波数シフトによっ
て得られる。このシフトは、音響−光学変調器を用いて
直接生成することもできるし、或いは又位相変調器に対
してセロダイン変調(serrodyne modul
ation)を適用することによってシミュレーション
することもできる。このようなセロダイン変調は、上昇
のこぎり波位相変調を適用することによって得られる。
安定度により発生する可能性の高い干渉は、識別されて
おり、この問題に対する解決法がフランス特許FR−A
−2613.067号で提案された。この文書に記され
ている技術に従うと、装置の作用点を移動させることが
できるようにする位相差の2乗の変調は、非対称のパル
ス、つまり異なる時間的長さの間に最大とゼロの間で交
番する振幅をもつパルスを含んでいる。
より、測定されたパラメータの関数である信号と、光源
の平均波長の関数である信号という2つの信号を装置か
ら抽出することが可能である。これを達成するため、光
束はフィルタによりスペクトル的に2つに分割される。
2つの光束が安定なフィルタによって生成されることを
条件として、そのそれぞれの平均波長の関数である2つ
の信号を、スレービングのため、すなわち光源を安定化
するために用いることができる。
27号も、干渉計の閉ループ作用を確実に行なうための
信号の処理方法を提案していることにも留意されたい。
この技法によると、バイヤスされた位相差δφm は、4
つの連続した値φ0 ,aφ0,−φ0 ,−aφ0 につい
て変調される。位相差のこの特殊な変調は同様に、変調
制御チェーンの利得をスレービングする手段を提供し、
異なる特定的利点を提供する。
光源のスペクトル変動によってひきおこされる測定の不
確実性を克服するために考慮されてきたのはきわめてわ
ずらわしい手段だけであった。基準干渉計を用いる可能
性が提案され、超小型化アレイの分光計を導入する可能
性さえ提案されてきた。
ざまな位相変調技術と両立性があり光源スペクトルを制
御することのできる装置を提案することにある。
独立したものであり従ってシリコンファイバの分散がゼ
ロである1.3μmを含むいかなる波長ででも使用する
ことのできる光源スペクトル制御技術を提案することに
ある。
は、測定されたパラメータの変動が2つの波の間の位相
差をひき起こすような光ファイバ測定装置に関する。
伴う光源及び好ましくは単モードでありしかもその中を
2つの逆伝搬波が走行するようなサニャック・リング干
渉計を含み、ここで波長λm での分離と再結合の間のこ
れらの波の伝搬時間はτである。
り、これを、逆伝搬波間の合計位相差δφt を表わす電
気信号に変換する。位相変調器が、バイアス成分δφm
と逆反応成分δφCRから成る位相差δφm +δφCRを生
成することによって2つの逆伝搬波の間に存在する位相
差に作用する。第1の電気手段が第1の検出器から電気
信号を受けとり、測定されたパラメータの関数である信
号を供給する。前記信号は、それが逆伝搬波の間で生成
する位相差δφCRが測定されたパラメータによって生み
出された位相差δφp を補償する形で決定される位相変
調器制御成分φCRを生成する。
検出器へと送る主光束とろ過された光束に分割する、干
渉計と第1の検出器の間に挿入された狭く安定したスペ
クトルフィルタをも含んでいる。
とった信号について第1の電子処理手段によって行なわ
れるオペレーションから始めて、位相変調チェーンの利
得を測定しスレービングするための手段を含んでいる。
2の検出器を含んでいる。この第2の検出器の応答は、
第1の検出器から受け取った信号について第1の測定手
段により実行されたものと同じである利得測定及びろ過
された光束の平均波長λmfと主光束の平均波長λmpの間
の差の関数である信号の両方を提供するため第2の検出
器から受けとった信号に対して作用する構成要素をもつ
第2の電子手段によって処理される。
第2の手段により供給された光源のスペクトルの一関数
である信号は、ろ過された光束の平均波長λmfに対して
主光束の平均波長をスレービングするべく前記光源を制
御する。
検出器及び第2の検出器から受けとった電気信号をデジ
タル化するアナログ−デジタル変換器を含み、変調制御
信号Vm は、それが逆伝搬波の間で生成する位相差δφ
m が、aを正の固定定数、φ 0 をaに依存する基準位相
差として、 δφ1 =φ0 δφ2 =aφ0 δφ3 =−φ0 δφ4 =−aφ0 という等式により4つずつ連結された4の倍数であるい
くつかの値を周期的にとるような形で決定されており;
第1の電子手段は、 式(X1p+X4p)−(X2p+X3p) に従って制御信号φm の4つの値に応答して供給される
4つの値X1p,X2p,X 3p,X4pを用いることにより、
測定されたパラメータの一関数である信号を生成する。
第1の構成方法においては、制御信号Vm は、位相差δ
φm が周期的に4つの値をとるような形で決定される。
て制御信号Vm の4つの値に応答して供給された4つの
値X1p,X2p,X3p,X4pを用いて前記利得の一関数で
ある1つの信号を生成することによって電子手段が変調
チェーンの利得を維持し、この信号はcosφ0 =co
saφ0 という条件を満たすことにより利得を一定に維
持するような形で変調チェーンに作用すること、そして
第2の電子手段(27)は、 式(X1f+X3f)−(X2f+X4f) に従って制御信号φm の4つの値に応答して供給された
4つの値X1f,X2f,X 3f,X4fを用いて主光束の平均
波長λmpとろ過された光束の平均波長λmfの間の差の一
関数である1つの信号を生成すること、が特に有利であ
る。
は、位相差δφm が周期的に8つの値すなわち δφ1 =(φ0 +dφ0 ) δφ′1 =(φ0
−dφ0 ) δφ2 =−(φ0 +dφ0 ) δφ′2 =−(φ
0 −dφ0 ) δφ3 =a(φ0 +dφ0 ) δφ′3 =a(φ
0 −dφ0 ) δφ4 =−a(φ0 +dφ0 ) δφ′4 =−a
(φ0 −dφ0 ) をとるような形で決定される。
についてはX1p,X′1p,X2p,X′2p,X3p,
X′3p,X4p,X′4pという値を又二次光束については
X1f,X′ 1f,X2f,X′2f,X3f,X′3f,X4f,
X′4fという値を生成し、第1の処理ユニットは、 X1p=(X1p+X′1p)/2,X2p=(X2p+X′2p)
/2 X3p=(X3p+X′3p)/2,X4p=(X4p+X′4p)
/2 の法則に従って値X1pからX′4pを2つずつまとめて (X1p+X3p)−(X2p+X4p) の演算を実行し、次にこうして生成された信号を用いて
変調チェーンの利得をスレービングする。
第2の処理ユニットは、状態X1f,X2f,X3f,X4fを
選択し、かくして生成された信号を用いて(X1f+
X3f)−(X2f+X4f)の演算を実行し2dφ0 の値を
制御しかつ主光束の平均波長λmpとろ過された光束の平
均波長λmfの間の差の測定(値)を生成する。
選択される。
したファブリー−ペロ−フィルタであり、光源のスペク
トルの平均波長λm は1.3μmである。
度のあらゆる変動を用いてその平均波長を変化させるこ
とができるような形で結びつけられた2つの基本光源を
含む。
し、測定されるパラメータが干渉計の回転速度であるジ
ャイロメータにも関する。
タを少なくとも1つ含む慣性航法又は安定化用中央ユニ
ットにも関する。
的に言って希土類元素でドーピングされた超発光ダイオ
ード又はファイバ光源である拡張型スペクトル光源
(1)、全体として2という参照番号で示されている単
モード光ファイバSAGNACリング干渉計を含んでい
る。
力部で波を分離し出力部でこれらを再結合するセパレー
タ(5)及び、自らの上に巻きついた単モード光ファイ
バを含む閉鎖光路を含んでいる。
源という語はここでは、中間高さにおけるそのスペクト
ル幅が約30nm例えば850nmの平均波長について5nm
から50nmの範囲内にあるような光源のことを言う。
は1550nmといった平均波長をもつ光源でも得られ
る。
おける波動干渉状態の一関数である信号を供給する第1
の検出器(3)をも含んでいる。
1の検出器(3)に送られる。
の間の位相差を導入するような変調器(4)が、干渉計
の光路の片端に介在させられている。干渉計の作用は、
光源(1)とリングへの入力端の間、すなわちセパレー
タ(5)と(6)の間に偏光子及び空間周波数フィルタ
を置くことによって強化される。既知の要領で、この空
間周波数フィルタは、単モード光ファイバで構成されて
いる。
じて逆反応するよう、電子手段(7)が位相変調器
(4)に指令を与えている。これらの電子手段(7)
は、ゼロ付近の2つの波の間に生成された位相差に応じ
た復調されたエラー信号の全ての変動がほぼ線形になる
ように構成されている。この配置はゼロの位相差付近の
復調されたエラー信号の変動においてすぐれた感度を付
与するものの、位相差に対する信号の依存性が本来正弦
的であることから、ゼロの位相差の近くでの感度は非常
に低いことがわかる。
器(4)の制御チェーンの利得をスレービングするのに
も役立つ。
差をゼロに保つのにも役立つ。すなわち測定されたパラ
メータの変動が干渉計内の2つの波の間の位相差を導入
するとき、この位相差は第1の検出器(3)により送ら
れた信号の変動を生成し、電子手段(7)及び変調器
(4)を介して、包括的位相差がゼロ値とされるような
形で最初に生成された位相差と反対ではあるものの等し
い作用をひき起こす。第1のループが変調制御チェーン
の利得をスレービングしている状態で、逆反応位相差の
測定はきわめて精確である。
されたパラメータにおける変動の一関数である信号を供
給すべく位相変調器制御信号を用いる。
されたパラメータの効果によって導入された位相差δφ
p と位相変調器(4)によって導入された位相差δφm
+δφcrの和である。δφm は、バイヤスされた位相変
調である。δφcrは、平衡を提供するためδφp を打ち
消す逆反応位相差である。
法が可能であり、例えば上述の文書で規定されてきた。
有利なことに、これらの方法には、(図4及び図5)、
受信器(3)により供給される信号を受けとるアナログ
−デジタル変換器が含まれている。デジタル処理システ
ム(9)が、測定されたパラメータの一関数である信号
を生成し、この信号は次にフィルタ(10)によってろ
過され、測定されたパラメータの値を記憶するレジスタ
(11)へと送られる。
ュムレータ(20)が、加算器の第1の入力端にそれが
供給する測定されたパラメータの一関数である逆反応信
号を生成する。加算器(13)の第2の入力端は変調用
発振器(12)から供給を受ける。デジタル式構成要素
セットはクロック(21)により同期化される。
器(13)から出力信号を受けとり、増幅器(15)に
供給を行ない、この増幅器(15)が今度は位相変調器
(4)を制御する。
び測定は、電子手段(19)により実行される。これら
の手段は、アナログ−デジタル変換器(8)による信号
出力の供給を受ける処理システム(16)、積分フィル
タ(17)及び、増幅器(15)の利得及びデジタル−
アナログ変換器(14)の基準電圧を制御する出力信号
を有するデジタル−アナログ変換器(18)を含んでい
る。
振器(12)は、位相差δφm が、 δφ1 =φ0 δφ2 =aφ0 δφ3 =−φ0 δφ4 =−aφ0 という等式で連結された値δφ1 ,δφ2 ,δφ3 ,δ
φ4 を連続的にとるような変調信号を生成する。なおこ
の式中、aは固定の正の定数であり、φ0 は好ましくは
cosφ0 =cosaφ0 という条件を満たすaに依存
した基準位相差である。
器(8)によりデジタル化されたこの変調信号に対する
応答は、周期的に、変調レベルδφ1 ,δφ2 ,δφ3
及びδφ4 にそれぞれ相応する4つの値X1p,X2p,X
3p,X4pをとる。
ジタル処理システム(16)によって実行される。これ
は、測定されたパラメータによる位相差δφp とは独立
しているもののそれでも変調指令チェーンの利得を意味
する1つの信号Xg を供給する。特に、条件cosφ0
=cosaφ0 が遵守される場合、Xg =0である。こ
の信号Xg はかくして変調制御チェーンの利得について
のスレーブループのためのエラー信号として用いること
ができる。
れるべき非相反位相差δφp に左右される信号Xp を生
成するため演算(X1p+X4p)−(X2p+X3p)を実行
する。信号Xp は、反対の位相差δφcrで非相反位相差
δφp を補償することにより、ゼロにおける干渉計の合
計位相差をスレーブするためにエラー信号として用いら
れる。この位相差δφcrは変調δφm と同じ制御チェー
ンを介して生成されるため、信号Xg でのこのチェーン
の利得のスレービングは、δφcrひいてはその反対であ
り我々が測定しようとしているパラメータであるδφp
の安定したしかも制御された測定を提供する。
かも光源のスペクトルがスレービングされた時点の、変
調の位相ずれφm (30)、位相差δφm (31)、干
渉計の応答(32)、及び位相差δφm (31)に応答
して第1の検出器により供給された信号(33)を示し
ている。
ル内の平均波長λm における波の走行時間として2τに
等しい;これは、各波上で位相ずれ変調φm を生成す
る。
φ1 のパルス、及び同じ長さと振幅のパルス列、すなわ
ちφ1 +φ2 =φ0 であるようなそれぞれaφ1 ,−φ
2 及び−aφ2 で構成されている。aは好ましくは2又
は3に等しく選択される。
ラメータがゼロであり測定チェーンの利得がスレービン
グされているようなものである。第1の検出器(3)に
より供給された信号(33)は、等しいものである値X
1p,X2p,X3p,X4pを提示する。
内の変動は、(31)に示されている位相差δφm の変
調における並進δφp をひきおこし、結果として信号間
の不均衡を生じさせる:X1p=X4p≠X2p=X3p。
きシステムがいかに挙動するかを示している。(31)
に示されている位相差δφm の等傾変動(1+κ)は、
信号間の不均衡を生み出す:X1p=X3p≠X2p=X4p。
た安定スペクトルフィルタ(22)を含む。このフィル
タは、干渉計から戻ってくる光学信号上で、ろ過された
スペクトルと呼ばれるスペクトルの一部分をサンプリン
グするような形で配置されている。なおこのろ過された
スペクトルの平均波長はλmfにより表わされている。
p)とろ過された光束(133f)を得るため、さまざ
まな手段を実施することができる。
接受けとり(図2)、例えば反射により主光束(133
p)を又透過により相補的なろ過された光束(133
f)を生み出すことができる。
をサンプリングするため入射光束(133)の光路上に
セパレータ(24)を置くことも同様に可能である。残
りの光束は主光束(133p)を構成し、サンプリング
された光束はフィルタ(22)に送られ、このフィルタ
がろ過された光束(133f)を生成する(図3)。
の個々の役割は、1)パラメータを測定し変調チェーン
の利得をスレービングすること、及び2)光源のスペク
トルの測定値を供給することにある。ここで与えられて
いる詳細な記述においては、主光束がパラメータを測定
し変調チェーンの利得をスレービングするのに用いられ
ろ過された光束はスペクトル測定値を提供するのに用い
られるものと仮定されている。光束のそれぞれの役割を
逆にすることもできる。
ルと呼ぶことができ、その平均波長はλmpである。主ス
ペクトルは、第1の検出器(3)まで送られ、この検出
器の応答は、上述の第1の電子手段(8)から(21)
によって処理され、これらの電子手段は測定されたパラ
メータの値を生成し、測定されたパラメータによる位相
差を補償し変調チェーンの利得をスレービングする。
は狭いものであるため、主スペクトル内に含まれるエネ
ルギーと同様にその平均波長λmpは、スペクトル全体の
エネルギー及び平均波長と極くわずかしか異ならず、従
って同化することができる。
主スペクトル内に収納され、この主スペクトルから、ろ
過されたスペクトルがサンプリングされていない場合に
得られるものと類似の満足のいく信号雑音(SN)比で
信号を処理することができる。
スペクトルは第2の検出器(23)まで送られ、この検
出器の応答は処理ユニット(27)により電子処理され
る。
理ユニット(27)は、第2の検出器(23)により生
成される信号を受けとるアナログ−デジタル変換器(2
8)及び(219)という番号で集合的に識別されてい
る第2の電子的手段を含んでいる。これらの第2の電子
的手段(219)は、第2の処理システム(216)及
び波長差レジスタ(217)を含む。
(16)が第1の検出器(3)から受けとる信号につい
て行なうものと同じ処理を第2の検出器(23)から受
けとる信号について行なう。
波長λmp及びλmfが同じである場合、これらの光束の各
々についての干渉計応答曲線(33)は1つでかつ同じ
であり、主光束について第1の手段(19)によって生
成された信号及びろ過済み光束について第2の手段(2
19)により供給された信号は同一である。
タの応答との関係においてつまりろ過済み光束のスペク
トルとの関係において偏移した場合、応答曲線32p及
び32fは互いに異なりシステム(216)により生成
された信号はゼロと異なるものである。この信号は、光
源の平均波長とフィルタの応答の中心波長の間の波長の
偏移を表わすものである。
ペクトルの移動を示している。ここで、光源スペクトル
の平均値はもはやフィルタのスペクトル帯と一致せず、
このことはすなわち、ろ過されたスペクトルの平均波長
λmfと主スペクトルの平均波長λmpが異なるものである
ことを意味している。これらの波長における干渉計の応
答32p及び32fは従って、変調チェーン利得の2つ
の異なる値について一定の与えられた波長で、得られた
結果が相互に演繹されるのと同じ要領で類似性によって
互いに演繹され、異なるものである。
至8に示されかつ上で説明した信号(33)に類似の信
号(33p)及び(33f)をそれぞれ供給する。
第1の電子手段(7)によって処理され、この電子手段
は変調器(4)を制御するためにこの信号を用い装置の
閉ループ作動を確実に行なう。連続作動(逆反応変調及
び変調チェーンのスレービングされた利得により、測定
されたパラメータの効果を補償する)においては、信号
33pの値X1p,X2p,X3p,X4pの値は等しい。見て
きた通り、変調器チェーン利得及び中心波長λmpの変動
はこれらの信号に対し類似の効果をもち、このとき補償
は利得スレーブループを介して行なわれる。
ルタ(22)によって決定されるろ過済み光束の平均波
長λmfは不変である。光源のスペクトル偏移を補償する
スレーブループの1つによってひき起こされる干渉計の
応答の変更は全て、ろ過済みスペクトルによって生成さ
れた信号を変更することになる。
供される信号は、フィルタの応答と光源の平均波長の間
の偏移の一関数である1つの信号を得るために用いるこ
とができる。この信号は、例えば光源スペクトルをスレ
ービングするためといったような異なる目的で用いるこ
ともできる。例えば、これは、光源の温度、希土類でド
ーピングされた光源の場合のポンピング波長、或いはさ
らに一般的には使用される光源のタイプに応じてスペク
トルを変化させることのできるあらゆるパラメータを制
御することができる。
係において偏移したスペクトル201,202を有する
2つの基本光源を含む特殊なケースにおいて、容易にス
レービングされうる(図11)。光源の合計スペクトル
203は基本光源スペクトル201,202の和であ
る。
り光源の平均波長を移動させかくして制御させることが
できる。
の合計スペクトル分布を示す。
本光源の光度がさらに大きく、光源の平均波長はより広
い波長の方へ偏移されている。
バ結合装置により、光源を基本光源を結びつけることに
よって作り出すことができる。
のでありうる。実際、ニオブ酸リチウム上に集積された
光学機器の中で用いられるもののような電気光学効果に
よるか或いは又圧電セラミクスで拡張されたファイバの
使用時点における弾性光学効果による4相変調器は、光
路変調器を構成する。その効率がEである場合、これは
電位差Vを受けた時点で波長(第一次の)とは無関係な
光路差δL=E×Vを生成することになる。これは、位
相差δφ=2πδL/λ=2πEV/λの変動をひき起
こす。従って4相変調器の効率は、波長λに対し反比例
する。
号から始めた第1の電子手段(7)による信号33pの
処理は、主スペクトルの平均波長である例えばφ0 であ
りうる位相差についての基準値に対して位相変調チェー
ンの効率をスレービングする。換言すると、この効率は
実際φ0 =2πδL0 /λmpとなるように光路差δL 0
に対してスレービングされる。このことはすなわち、a
=2つまりφ0 =2π/3の場合δL0 はλmp/3でス
レービングされることを意味している。
ングは、ろ過済みスペクトルについて、信号33f上で
φ′0 =2πδL0 /λmfひいてはφ′0 =(λmp/λ
mf)φ0 である状態で位相差φ′0 ,−φ′0 ,aφ′
0 ,−aφ′0 の変調という結果をもたらす。λmpがλ
mfと異なる場合、φ′0 はφ0 と異なり、φ0 とφ′ 0
の間ひいてはλmp及びλmfの間の偏移を測定するため信
号33fを用いることができる。
もたらす。10-6から10-7ラジアンの位相差を容易に
測定することが可能であるため、波長の10-6から10
-7の相対的変動も測定可能である。
つの状態をとるような第1の構成方法を定義づけしてき
た。もう1つの好ましい構成方法においては、制御信号
Vmは、位相差δφm が周期的に8つの値すなわち、 δφ1 =(φ0 +dφ0 ) δφ′1 =(φ0
−dφ0 ) δφ2 =−(φ0 +dφ0 ) δφ′2 =−(φ
0 −dφ0 ) δφ3 =a(φ0 +dφ0 ) δφ′3 =a(φ
0 −dφ0 ) δφ4 =−a(φ0 +dφ0 ) δφ′4 =−a
(φ0 −dφ0 ) をとるような形で変調用発振器(12)により決定され
生成される。
びろ過済み光束に応答して値X1 ,X′1 ,X2 ,X′
2 ,X3 ,X′3 ,X4 ,X′4 (それぞれ相応するp
及びfの添え字で記されている)を生成する。
の処理システム(16)により用いられ、この処理シス
テムは、 X1p=(X1p+X′1p)/2,X2p=(X2p+X′2p)
/2 X3p=(X3p+X′3p)/2,X4p=(X4p+X′4p)
/2 という法則に従って2つずつ値X1pからX′4pをまと
め、(X1p+X3p)−(X 2p+X4p)という演算を実行
する。この演算はその後(φ0 +dφ0 )と(φ0−d
φ0 )の間のその平均基準値すなわちφ0 に対して位相
差δφm をスレービングするのに用いられる。
−(X2p+X3p)の演算を実行することによって求める
ことができる。
るための第2の処理ユニット(216)は、状態X1f,
X2f,X3f,X4fを選択する。
のような作動の差の8状態変調を生成する: δL0 +dL0 δL0 −dL0 −(δL0 +dL0 ) −(δL0 −dL0 ) a(δL0 +dL0 ) a(δL0 −dL0 ) −a(δL0 +dL0 ) −a(δL0 −dL0 )
/λmfとなるような位相差φ0 を作動差(δL0 +dL
0 )が波長λmfについて生成するように、ろ過済みスペ
クトルによって生成された信号についてゼロで(X1f+
X3f)−(X2f+X4f)がスレービングされるような形
で、第2の手段(219)が変調用発振器(12)を制
御するのに用いるもう1つの付加的な逆反応ループが、
dφの調整を可能にする。ここでδL0 は同様に、φ0
=2πδL0 /λmpとなるような形でスレービングさ
れ、こうして、(δL0 +dL0 )/λmf=δL0 /π
mp、ひいてはdL 0 /δL0 =dφ0 /φ0 =(λmf−
λmp)/λmpが導き出される。
で、dφ0 をきわめて精確に測定することができ、従っ
て主光束の平均波長λmpとろ過済み光束の平均波長λmf
の間の差δλを求めることが可能となり、この差は、
(λmf−λm )=δλ=λmp(dφ0 /φ0 )であるこ
とから1つの基準として用いられる。
種々の位相変調技術と両立性があり、光源スペクトルを
制御することのできる装置が提供された。また、いかな
る波長ででも使用することのできる光源スペクトル制御
技術が提供された。
ある。
射光束がどのように分割されるかを示す説明図である。
射光束がどのように分割されるかを示す説明図である。
構成図を示す。
構成図を示す。
れたパラメータにより生成された位相差がゼロである
時、変調チェーンの利得がスレービングされた状態で
の、変調器により適用された移相、干渉計内の位相差、
検出器により生成された相応する信号を示す図である。
れたパラメータが変動した時点で、変調チェーンの利得
がスレービングされた状態での干渉計内の位相差及び検
出器によって生成された相応する信号を示す図である。
御チェーンの利得が変動した時点で、測定されたパラメ
ータにより生成された位相差がゼロである状態での、干
渉計内の位相差及び検出器により生成された信号を示す
図である。
れたパラメータにより生成された位相差がゼロであり、
第1のタイプの変調で、変調チェーンの利得が波長λmp
についてはスレービングされた場合の、干渉計内の光路
差及び各検出器により生成された相応する信号を示す図
である。
されたパラメータによって生成された移相差がゼロであ
り、第2のタイプの変調で、波長λmpについては変調チ
ェーンの利得がスレービングされた場合の、干渉計内の
光路差及び各検出器により生成された相応する信号を示
す図である。
ルを示す図である。
Claims (13)
- 【請求項1】 測定されたパラメータの変動が2つの波
の間の位相差をひきおこす光ファイバ測定装置におい
て;平均波長λm のスペクトルを有する、広域スペクト
ル光源(1)と、 波長λm における分離と再結合の間の波の伝搬時間がτ
である、2つの逆伝搬波が中を走行する好ましくは単一
モードのSAGNACリング干渉計と、 干渉計(2)からの光束を受けとり、逆伝搬波の間の合
計位相差δφ1 を表わす電気信号の形へとこれを変換す
る第1の検出器(3)と、 バイヤスされた成分δφm と逆反応成分δφCRから成る
位相差δφm +δφCRを生成する位相変調器(4)と、 第1の検出器(3)からの電気信号を受けとり、測定さ
れたパラメータの関数である信号を供給する第1の電気
手段(7)と、を含み、測定されたパラメータの関数で
ある前記信号は、逆伝搬波の間でそれが生成する位相差
δφCRが測定されたパラメータにより作り出される位相
差δφP を補償するような形で決定される位相変調器制
御成分φCRを生成する光ファイバ測定装置であって、 干渉計(2)と第1の検出器(3)の間に挿入された形
で、入射光束を第1の検出器へと送られる第1の光束と
ろ過された光束に分割する狭い安定したスペクトルフィ
ルタ(22)を含んでおり、 第1の電子手段(7)には、第1の検出器(3)から受
けとられた信号について第1の処理手段(16)が実行
するオペレーションから始まる変調チェーンの利得を測
定しスレービングするための第1の手段(19)が含ま
れており、 又ろ過された光束を受けとる第2の検出器(23)が含
まれており、この第2の検出器(23)の応答は第2の
電子手段(219)によって処理され、この第2の電子
手段は第2の電子処理手段(216)を用いて第2の検
出器(23)から受けとった信号に対して変調チェーン
の利得の測定を行ない、この利得測定は、第1の検出器
(3)から受けとった信号について第1の処理手段(1
6)が実行するものと同じであり、主光束の平均波長λ
mpとろ過された光束の平均波長の差の関数である1つの
信号を供給する、光ファイバ測定装置。 - 【請求項2】 前記電子手段(7)及び(27)は各
々、それぞれ第1の検出器(3)及び第2の検出器(2
3)から受けとった電気信号をデジタル化するアナログ
−デジタル変換器を含んでおり、 前記変調制御信号Vm は、aを正の固定定数、φ0 をa
に依存する基準位相差として、逆伝搬波の間でそれが生
成する位相差δφm が、 δφ1 =φ0 δφ2 =aφ0 δφ3 =−φ0 δφ4 =−aφ0 といった等式により4つずつ連結された4の倍数である
いくつかの値を周期的にとるような形で決定されてお
り、 前記第1の電気手段(7)は、式(X1p+X4p)−(X
2p+X3p)に従って制御信号φm の4つの値に応答して
供給される4つの値X1p,X2p,X3p,X4pを用いるこ
とにより、測定されたパラメータの一関数である信号を
生成する、請求項1に記載の装置。 - 【請求項3】 位相差δφm が周期的に4つの値をとる
ような形で、制御信号Vm が決定される、請求項1及び
2のいずれか1項に記載の装置。 - 【請求項4】 前記第1の電子手段(7)は、式(X1p
+X3p)−(X2p+X4p)に従った制御信号Vm の4つ
の値に応答して供給された4つの値X1p,X 2p,X3p,
X4pを用いることにより、変調チェーン定数の利得の一
関数である1つの信号を生成することによってこの利得
を維持しており、この信号はcosφ 0 =cosaφ0
という条件を満たすことによってこの利得を一定に保つ
ような形で変調チェーンに対し作用し、第2の電子手段
(27)は、式(X1f+X3f)−(X2f+X4f)に従っ
て制御信号φm の4つの値に応答して供給された4つの
値X1f,X2f,X3f,X4fを用いて主光束の平均波長λ
mpとろ過された光束の平均波長λmfの間の差の1関数で
ある1つの信号を生成する、請求項3に記載の装置。 - 【請求項5】 前記制御信号φm は、位相差δφm が周
期的に8つの値、すなわち、 δφ1 =(φ0 +dφ0 ) δφ′1 =(φ0
−dφ0 ) δφ2 =−(φ0 +dφ0 ) δφ′2 =−(φ
0 −dφ1 ) δφ3 =a(φ0 +dφ0 ) δφ′3 =a(φ
0 −dφ0 ) δφ4 =−a(φ0 +dφ0 ) δφ′4 =−a
(φ0 −dφ0 ) をとるような形で決定され;これらの位相差の値は、応
答して、主光束についてはX1p,X′1p,X2p,
X′2p,X3p,X′3p,X4p,X′4pという値を又二次
光束についてはX1f,X′ 1f,X2f,X′2f,X3f,
X′3f,X4f,X′4fという値を生成し、 第1の処理ユニットは、 X1p=(X1p+X′1p)/2,X2p=(X2p+X′2p)
/2 X3p=(X3p+X′3p)/2,X4p=(X4p+X′4p)
/2 の法則に従って値X1pからX′4pを2つずつまとめて
(X1p+X3p)−(X2p+X4p)の演算を実行し、次に
こうして生成された信号を用いて変調チェーンの利得を
スレービングし;さらに第2の検出器から送られた信号
を処理する第2の処理ユニットは、状態X1f,X2f,X
3f,X4fを選択し、かくして生成された信号を用いて
(X1f+X 3f)−(X2f+X4f)の演算を実行してdφ
0 の値を制御しかつ主光束の平均波長λmpとろ過された
光束の平均波長λmfの間の差の測定(値)を生成する、
請求項2に記載の装置。 - 【請求項6】 前記第2の電子処理手段(27)により
供給される光源(1)のスペクトルの一関数である信号
が、ろ過された光束の平均波長λmfに対する主光束の平
均波長λmpをスレービングするような形で前記光源
(1)を制御する、請求項1乃至5のいずれか1項に記
載の装置。 - 【請求項7】 a=3である、請求項2乃至6のいずれ
か1項に記載の装置。 - 【請求項8】 a=2である、請求項2乃至6のいずれ
か1項に記載の装置。 - 【請求項9】 前記スペクトルフィルタ(22)が安定
したファブリー−ペロ−フィルタである、請求項1乃至
8のいずれか1項に記載の装置。 - 【請求項10】 前記光源のスペクトルの平均波長λm
が1.3μmである、請求項1乃至9のいずれか1項に
記載の装置。 - 【請求項11】 前記光源(1)には、基本光源の相対
的強度の変動を用いてその平均波長を変化させるような
形で2つの結びつけられた基本光源が含まれている、請
求項1乃至10のいずれか1項に記載の装置。 - 【請求項12】 請求項1乃至11のいずれか1項に記
載の測定装置に適合し、測定されるパラメータは干渉計
の回転速度である、ジャイロメータ。 - 【請求項13】 請求項12に記載の少なくとも1つの
ジャイロメータを含む、慣性航法又は安定化処理用中央
ユニット。
Applications Claiming Priority (2)
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---|---|---|---|
FR9108765A FR2679029B1 (fr) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | Dispositif de mesure a fibre optique, gyrometre, centrale de navigation et de stabilisation. |
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Publications (2)
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JPH06137874A JPH06137874A (ja) | 1994-05-20 |
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US5148236A (en) * | 1990-06-18 | 1992-09-15 | Honeywell Inc. | Demodulation reference signal source |
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