JP2514474B2

JP2514474B2 - 回転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計

Info

Publication number: JP2514474B2
Application number: JP3017512A
Authority: JP
Inventors: ギュンター・スパーリンゲル
Original assignee: Litef Litton Technische Werke Der Hellige GmbH
Current assignee: Litef Litton Technische Werke Der Hellige GmbH
Priority date: 1990-02-12
Filing date: 1991-02-08
Publication date: 1996-07-10
Anticipated expiration: 2011-07-10
Also published as: DE59001619D1; EP0441998A1; CA2026962C; JPH0587580A; EP0441998B1; US5123741A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】この発明は、回転速度の測定のための光フ
ァイバサニャック干渉計に関するものであり、光源から
発し、偏光器により偏光され、かつビーム分割により発
生される２つの光ビームが、反対の方向にファイバコイ
ルに照射されかつその後再び一体にされ、偏光器を通過
した後に生ずる干渉パターンは、干渉パターンの光の強
度に対応する出力信号を出力する検出器装置に与えら
れ、ファイバコイル内に配置された位相変調器の助けで
２つの光ビームは複数個の可変成分から組合わされかつ
モジュロ演算により２πの値に制限される信号により変
調され、可変成分の第１の信号成分はランプ信号であ
り、積分器により発生され、それは２つの光ビームの非
相反的な増加方向の位相シフトを補償し、かつ第２の信
号成分は、ｔ₀＝静止状態におけるファイバコイルを介
した光ビームの各々の走行時間として、時間ｔ₀の各場
合においてπ／２の正の整数倍の値を示し、増幅された
光検出器出力信号は、周波数ｆ₀＝１／ｔ₀によりクロ
ック動作される第１の同期復調器に送られ、復調された
出力信号は、ディジタル積分器において積分されかつデ
ィジタル−アナログ変換の後でランプ信号として光ビー
ムの非相反的な位相シフトを補償するために位相変調器
にフィードバックされ、かつ、プロセッサは、第１の同
期復調器、アナログ−ディジタル変換器およびディジタ
ル積分器のための制御および同期化信号を供給する。

【０００２】リング干渉計としても知られる、光ファイ
バサニャック干渉計における非相反的な位相シフトを測
定するために、印刷刊行物ＤＥ−Ａｌ−３，１４４，１
６２から、ファイバコイルの入力の領域に位置された位
相変調器に、一方では特定の振幅を有し、かつ、ｔ₀が
ファイバコイルを介した光ビームの各々の走行時間を示
すものとして、周波数ｆ₀＝１／２ｔ₀により逆にする
ことができる位相のずれを与え、および他方では位相の
ずれを同様にシフトするのこぎり波電圧を与えることに
より、たとえば回転速度を基準として非相反的な位相シ
フトを再調整することが知られている。補償するまたは
再設定するのこぎり波電圧（位相ランプ）のこう配は回
転速度に対応し、したがって△φ₀／ｔ₀に正比例す
る。ただし、△φ₀は、たとえば回転運動により引起こ
された非相反的な位相シフトを示す。しかし実際は前記
ＤＥ印刷刊行物に述べられたいわゆる位相ランプ再設定
方法を使用することが可能なことはまずない。なぜなら
ば回転速度の慣性測定は正確さ、特に可逆の位相のず
れ、再設定信号の振幅またはこう配および倍率すなわち
比率に関して正確さを必要とするが、それはアナログ回
路工学においては保証することができないからである。

【０００３】米国特許第４，７０５，３９９号（＝ヨー
ロッパ特許公開公報Ａｌ−０，１６８，２９２号）は、
前記ＤＥ印刷刊行物に原理が記載されている光ファイバ
リング干渉計のためのランプ再設定方法に対する、注目
すべきさらなる進展を開示しており、それは、信号の評
価および調整に関して全くディジタル的に動作し、その
ため、特に可逆の位相のずれのおよびランプ再設定信号
の正確さに関して、自動測定範囲反転の独自の割当てお
よび倍率の補正により、必要とされる信号の精度を得る
ことができる。先行技術による光ファイバ回転速度セン
サのためのディジタル位相ランプ再設定方法の動作原理
を、最初に図３を参照して説明する。図３は、前記印刷
刊行物米国特許第４，７０５，３９９号の図１４による
先行技術を簡単に表示したものに対応し（また１９８６
年「光ファイバジャイロ」（Ｆｉｂｅｒ−Ｏｐｔｉｃ
Ｇｙｒｏｓ）、ＳＰＩＥ第７１９巻、エイチ・シー・ル
ファブル（Ｈ．Ｃ．Ｌｅｆｅｖｒｅ）氏らによる、「集
積光学」（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＯｐｔｉｃｓ）にお
ける「光ファイバシャイロスコープのための実際的解決
（Ａｐｒａｃｔｉｃａｌｓｏｌｕｔｉｏｎｆｏｒ
ｔｈｅＦｉｂｅｒ−ＯｐｔｉｃＧｙｒｏｓｃｏｐ
ｅ）」を参照されたい）、詳細に関しては前記文献を参
照されたい。

【０００４】前記先行技術に対応しかつ閉ファイバルー
プを有するサニャック干渉計の図３の概略的な簡単にさ
れた表示は、光源Ｌ、たとえばレーザを示し、その平行
な光ビームは偏光器Ｐにより偏光され、ビームスプリッ
タＳＴ２を介して２つの光ビームに分割され、かつ反対
方向に干渉計ファイバコイルＦＳに照射される。ファイ
バコイルＦＳは、好ましくは光学モノモードファイバか
らなる。ビームスプリッタＳＴ２は、ファイバコイルＦ
Ｓを通過した後の２つの光ビームを再び組合わせるため
のミキサとして同時に作用する。偏光器Ｐを通過した
後、２つの重ね合わせられた光ビームの干渉信号は、第
２のビームスプリッタＳＴ１およびそれの出力分岐ＡＵ
Ｓを介して光検出器ＰＤに達し、光検出器ＰＤは干渉パ
ターンの強度を走査する。閉ファイバコイルＦＳにおい
て反対方向に伝搬する２つの光ビームの間の位相差を示
すために△φ₀を使用すると、非相反的な妨害がない限
り、△φ₀＝０であると考えられる。位相差△φ₀と、
回転速度すなわち回転スピード、光検出器ＰＤの入力に
おける光出力密度および測定感度との間の数学的関係に
関しては引用された文献を参照されたい。そこにはま
た、ファイバコイルＦＳにおける２つの逆回転する光ビ
ームに与えられるべき一定の逆方向のバイアスを導入す
ることにより、より正確には、ファイバコイルＦＳにお
ける２つの互いに逆回転する光ビーム（光波）が位相変
調器ＰＭによって、干渉計の最も高い感度の動作点に、
（２ｎ＋１）・π／２（ｎは整数）の角度だけ周期的に
シフトされるように、一定の逆方向のバイアスを導入す
ることにより、いかにして干渉計の感度が増加すること
ができるかが述べられている。この目的のために、位相
変調器ＰＭは従ってまず信号φ₁（ｔ）により励起さ
れ、それはたとえば±π／２、３π／２、…の周期的位
相シフトをもたらし、その周期は、ｔ₀がファイバコイ
ルＦＳにおける光波の走行時間を示すものとして２ｔ₀
である。

【０００５】図３による回路の場合には、位相変調器Ｐ
Ｍへの負帰還からの非相反的な位相シフトは、前記米国
特許において述べられるように、いわゆる位相ランプ信
号により補償され、そのこう配は△φ／ｔ₀に、つまり
△φに、すなわち非相反的な位相シフトに正比例する。
図３による回路の場合には、再設定位相ランプ信号はの
こぎり波または階段状信号であり、のこぎり波の振幅ま
たは立上りの高さは△φに等しく、またのこぎり波のま
たは立上りの持続時間は走行時間ｔ₀またはｔ₀の奇数
倍に対応する。

【０００６】アナログ解と比べると、文献、特に前記米
国特許第４，７０５，３９９号に記載されたこのディジ
タル位相ランプ原理は、位相変調制御信号および位相ラ
ンプ再設定信号の倍率が少なくとも原理的には補正され
ることと、再設定信号ののこぎり波の振幅を正確に規定
できることが保証されることとの決定的な利点を有す
る。

【０００７】図３による回路の機能、すなわち周波数ｆ
₀と合わせて交代しかつ動作点を最適化する相反的な位
相シフトおよび倍率調整を含む階段状ランプ再設定信号
を発生することを、以下に簡単に説明する。

【０００８】光検出器ＰＤの電気信号ＶＤは、インピー
ダンス変換器および増幅器Ａ₀を介して増幅され、その
出力信号ＶＤ′は走査周波数ｆ₀＝１／２ｔ₀に同期化
された同期復調器ＳＹＮＣＤに供給される。復調出力信
号は、信号ＶＡとして、一般的にフィルタと組み合わさ
れている増幅器Ａを通過し、アナログ−ディジタル変換
器ＡＤに与えられ、そのディジタル出力信号は、回転速
度に正比例しかつ回転の方向に関する符号情報の項目を
含む。次いで、信号ＶＡＤは回路ＧＳＣに達するが、回
路ＧＳＣは本質的にディジタル積分器を含み、位相制御
信号ＶＳＣ、すなわちディジタル位相ランプ再設定信号
およびディジタル位相変調信号からなる組合わせられた
信号を供給する。その後、組合わせられたディジタル信
号ＶＳＣは、ディジタル−アナログ変換器ＤＡにおいて
アナログ制御電圧ＶＣに変換され、ドライバ増幅器ＡＰ
を介して制御電圧として位相変調器ＰＭに伝送される。

【０００９】位相変調信号および位相ランプ再設定信号
を発生するためのこれまでに述べられた回路は、双方向
バスＢＣを介して中央プロセッサＣＰＵにより同期化さ
れかつ制御されるが、中央プロセッサＣＰＵは、周波数
ｆ₀を供給する水晶安定発振器ＯＳＣに接続される。

【００１０】ワード当たりのビットの数の内、その数は
特定の回転角度、たとえば４秒の弧を示し、そのビット
は回路ＧＳＣに含まれる加算器の容量に対応するが、そ
のワード当たりのビットの数とは別に、前記加算器は、
オーバフロー信号ＳＬを供給する。これらのオーバフロ
ー信号ＳＬに依存して、かつ発振器ＯＳＣのクロック信
号に一致して、中央プロセッサＣＰＵは種々の制御およ
び同期化信号を発生するが、それは、倍率の補正を可能
にするために、変調のずれのオーバフロー状態に依存し
て、「モードＡ」および「モードＢ」の間で切換えが行
なわれるように、たとえばモードＡの間は±π／２の変
調のずれを保持し、かつモードＢの間は±３π／２の変
調のずれを保持するようにするためである。引用された
文献において述べられるように、異なった変調のずれを
有する動作状態の間で検出された振幅の差は、位相ラン
プ信号オーバフローのときの倍率誤差の尺度である。こ
の倍率誤差を補正するために、図３による公知の回路に
は、復調器ＳＦＣが装備され、それは、モードＡ（たと
えば±π／２の位相のずれ）およびモードＢ（たとえば
±３π／２の位相のずれ）におけるｆ₀変調信号の振幅
の差を検出し、かつこの復調された信号をアナログ補正
信号ＳＩＡとして積分増幅器ＩＡを介してディジタル−
アナログ変換器ＤＡの補正アナログ入力ｅ_Mに伝送す
る。

【００１１】位相ランプのこう配が回転の再設定速度の
尺度であり、かつ復帰位相において倍率の補正信号を得
るために比率１：３の変調のずれの反転があるような、
この光ファイバ回転速度センサを図３を参照して簡単に
述べたが、この光ファイバ回転速度センサのためのディ
ジタル位相ランプ再設定方法の動作原理は、そのような
寄生回転速度測定装置を実際に動作させる場合、以下の
理由のために重大な困難を招く。

【００１２】「モードＡ」から「モードＢ」への切換え
は、再設定のこぎり波信号のランプ値に、したがってジ
ャイロスコープの回転角度に、直接に依存する。これに
関して、ランプの通過は、たとえば、約４秒の弧の角増
分に対応することができる。しかし、変調信号の振幅を
３倍にすることによって、かつ光検出器信号ＶＤの感応
的な信号経路における後者の寄生によって、変調度反転
はジャイロスコープバイアスのシフトまたは切換えを引
起こす。これらの不所望の寄生効果は、図３による回路
において点線および結合係数Ｋにより示される。しか
し、この変調のずれの信号の反転は回転角度に依存する
ので、それはジャイロスコープの不感帯（ロック・イ
ン）を招く。以下に説明されるように、この効果は、ロ
ック・インゾーンの外側における倍率の非線型性を招く
ことを示すことがまた可能である。

【００１３】印刷刊行物米国特許第４，７０５，３９９
号の図１３に示されるように、倍率の誤差が発生する
と、モードＡの変調のずれの場合に、またはモードＢの
変調のずれの場合に、光検出器信号ＶＤの平均強度Ｉが
異なる。この強度の差は、積分増幅器ＩＡにおいて積分
され、アナログ補正信号をディジタル−アナログ変換器
ＤＡの入力ｅ_Mに供給する。強度における変化の周波数
は、モードＡからモードＢへの変化の周波数に等しく、
したがってランプ信号復帰周波数に等しい。なぜならば
たとえばモードＡからモードＢへの反転はランプオーバ
フロー（加算器の信号ＳＬ）により生ずるからである。
この変化の周波数は回転速度に正比例し、すなわち前記
米国特許において説明された例に従えば、２πの復帰は
５秒の弧の角増分に対応する。または１Ｈｚの復帰周波
数ではこれは５゜／ｈの回転速度に対応する。

【００１４】低い回転速度の場合には、この変化の周波
数は任意に低くなることができ、かつこの理由のため
に、積分増幅器ＩＡは強度の差の情報を含むことがまれ
である。その場合任意に長い間隔においてモードが変化
しないことになるが、その間積分増幅器ＩＡはこの情報
を有さず、その入力におけるすべての小さい電気的なゼ
ロの誤差は、その出力量、すなわち倍率補正信号ＳＩＡ
がドリフトすることを引起こす。この理由のために、低
い回転速度においては、倍率は積分増幅器ＩＡのドリフ
トによる影響を受けやすい。回転速度の絶対値において
表わされる、倍率のドリフトにより引起こされる回転速
度のパーセンテージ誤差は、低い回転速度においては確
かに小さい。しかし、とりわけ、回転速度が突然急峻に
上昇すると問題が引き起こされる。なぜならばそのとき
倍率はなお「誤り」であり、したがって少なくとも倍率
制御回路がもう一度定常状態の条件になるまでは、回転
速度における高い絶対誤差がまた生ずるからである。

【００１５】さて、電磁適合性手段（ＥＭＣ手段）によ
って、すなわち特定的には遮蔽（図３においてドライバ
増幅器ＡＰから位相変調器ＰＭへの接続ラインを遮蔽す
ることにより示される）と、信号および電圧給電線にフ
ィルタを設置することにより、電磁寄生（結合係数Ｋに
よる妨害、図３参照）を除去するかまたは少なくとも減
少させることに努めることが得策であるように思われ
る。しかし、図３による公知の干渉計の設計については
特別のＥＭＣ問題がある。信号ＶＳＣまたはＶＣ、Ｖ
Ｃ′は変調周波数ｆ₀＝１／２ｔ₀を含み、それは発振
器ＯＳＣにおいてまたはプロセッサＣＰＵを介して発生
される。しかし、光検出器信号ＶＤは、同一の周波数お
よび位相角度による回転速度の情報を含む。この信号
は、同期復調器ＳＹＮＣＤにおいて検出される。周波数
ｆ₀の変調量を発生する回路のグループおよび回転角度
に感応する同一の周波数の信号を伝導する回路部分は、
空間において接近して接続され、かつ、概して、共通の
電源装置から給電されなければならない。これによっ
て、周波数ｆ₀の電磁エネルギが感応性信号経路（信号
ＶＤ）に寄生的に入るであろう危険が生ずることは明白
である。信号ラインにｆ₀のためのストップフィルタを
設けることは可能でない。なぜならば所望の信号情報は
丁度この周波数にあるからである。したがって、不所望
の寄生は、たとえば、増幅器Ａ₀および同期復調器ＳＹ
ＮＣＤを回路の他の部分に対して遮蔽し、かつそれらの
電源をフィルタすることのみにより、ある程度まで減少
することができる。

【００１６】寄生感度の数値例は、当業者に対して特定
の問題をただちに明らかにするであろう。信号ＶＣまた
はＶＣ′における周波数ｆ₀での、このスペクトル成分
は、一般的にわずかなＶの範囲に位置される。これに対
して、回転速度信号ＣＤにおいては、２、３ｎＶの範囲
における電圧が、光出力、検出器の感度およびジャイロ
スコープの倍率に依存して、１゜／ｈの回転速度に対応
する。そのような大きな振幅の差の場合には、図３にお
いて信号ＶＣ、ＶＣ′およびＶＤの間の結合係数Ｋによ
り示されるように、すべての可能なＥＭＣ手段にもかか
わらず不所望の寄生経路が避け難い。それは、信号ＶＤ
内に、回転速度に対応する異なった寄生振幅を持ち、し
たがって、より厳密に言えば、動作状態モードＡまたは
Ｂに依存し異なった誤差を持っているのであるから、当
然である。なぜならば、仮定されたように、後者は前者
より３倍高い変調振幅を有し、したがってより強い寄生
効果を有するからである。これらの異なった寄生振幅
は、回転速度に関して、瞬時の変調状態モードＡまたは
モードＢに依存して、バイアスＢ_aまたはＢ_bとして示
される異なったジャイロスコープのゼロ点誤差を招く。

【００１７】したがって、再設定信号のランプこう配
は、閉制御回路を介して、回転の真の入力速度Ｄ_eおよ
び、変調モードＡかＢかに依存して、それぞれのバイア
スＢ_aまたはＢ_bの和に正比例する態様において調整さ
れる。

【００１８】添付の図面の図１に、Ｄ_e＋Ｂ_a＞０、Ｄ
_e＋Ｂ_b＞０およびＢ_a＞Ｂ_bが成立している例、すな
わち異なったＢ_aまたはＢ_bがある例が示される。もし
Ｄ_eが一定であると仮定されれば、そのときモードＡが
あるかまたはＢがあるかに依存して異なったランプこう
配が生じられる。なぜならばランプこう配はＤ_e＋Ｂ_a
に正比例する態様においてまたはＤ_e＋Ｂ_bに正比例す
る態様において調整されるからである。

【００１９】図１に示された例においては、モードＢの
間のこう配はモードＡにおけるより平坦である。なぜな
らばＢ_b＜Ｂ_aが仮定されているからである。したがっ
て、モードから独立したバイアス（Ｂ_a＝Ｂ_b）の場合
よりも、モードＢにおける持続時間Ｔ_bはモードＡにお
ける持続時間Ｔ_aと比較して大きい。しかし、Ｂ_aおよ
びＢ_bだけでなく入力回転速度Ｄ_eも双方のモードにお
けるランプこう配に影響を与えるので、モードのパルス
デューティ比（Ｔ_a／Ｔ_b）はＤ_eにも依存する。上に
述べた倍率の非線型性はこれから生ずる。

【００２０】他方、上に述べられたロック・イン効果
は、和（Ｄ_e＋Ｂ_a）または（Ｄ_e＋Ｂ_b）が２つのモ
ードに対して異なった符号を有するような回転速度範囲
において、すなわち、たとえば、（Ｄ_e＋Ｂ_a）＞０ま
たは（Ｄ_e＋Ｂ_b）＜０が成立するときに起こる。こう
した場合は、低い回転速度においては非常に現実的であ
るが、これを図２に示す。再設定信号のランプ（表示の
明快さのために変調なしに例示される）は、たとえばモ
ードＡにおいて正のこう配を持って始まる。なぜならば
仮定されるように（Ｄ_e＋Ｂ_a）＞０が適用されるから
である。ランプが（上方の）オーバフロー範囲（図３に
おけるオーバフロー信号ＳＬ）に到達すると、モードＢ
への切換えが行なわれる。しかし、次いで制御は負のラ
ンプこう配をトリガする。なぜならば今度は（Ｄ_e＋Ｂ
_b）＜０が成立するからであり、すなわちランプこう配
はその符号を変え、したがって、オーバフロー領域を去
り、かつモードＡがもう一度成立する。しかし、正のラ
ンプこう配がもう一度このモードＡに属するのは、モー
ドＢへの反転がもう一度起こるまでで有り、以下同様で
ある。したがって、制御は「捕らわれ」た状態に維持さ
れ、すなわち干渉計配置は感応しなくなり、すなわちロ
ック・イン状態にある。図２においてモードＡおよびＢ
の間に表示された「ジグザグランプ」がオーバフロー制
限においてどの程度速く変化するかは、制御の迅速さに
より決定され、これは一般的に非常に高い。ロック・イ
ン状態は、入力回転速度範囲のために保持され、それに
おいて特定の不等式が満たされ、すなわちしたがってロ
ック・イン範囲は｜Ｂ_a−Ｂ_b｜の幅を有する。

【００２１】ここまでに与えられた説明において、特定
のランプ値は、（変調されない）ランプφ（ｔ）の瞬時
値であると解釈される。このランプ値は、回転角度に正
比例する。ランプこう配ｄφ／ｄｔは、回転角度の時間
微分、すなわち回転速度に対応する。問題とすべきこと
を簡単に説明すると、公知のディジタルランプ再設定方
法の問題は、ランプ値、すなわち回転角度の値が、動作
モードＡまたはＢおよびしたがって異なったバイアスＢ
_aまたはＢ_bのどちらがあるかのための判定基準であ
り、かつＢ_a≠Ｂ_bであるためランプこう配それ自体に
影響を与えるからである。示したように、倍率誤差情報
は、強度における変化の信号という形で表され、その周
波数は回転速度に正比例し、モードＡおよびモードＢの
間の変調のずれの理論的なパルスデューティ比が１：３
であるときには０および約１００ｋＨｚの間で変化する
ことができる。情報を搬送する強度変化は高い回転速度
においてよりしばしば起こり、結果として、高い回転速
度においてよりよい倍率誤差情報が得られるという明ら
かな利点は、しかし、関連の信号処理装置が比較的高い
周波数範囲を処理しなければならないという事実に直面
する。しかし、示したように、他方では、ゼロの回転速
度の領域においては、公知のランプ再設定方法は、倍率
誤差情報の欠如を、したがってドリフトの問題を招く。

【００２２】したがって、この発明の目的は、低い回転
速度での光ファイバ回転速度センサの不感帯、すなわち
既に述べたロック・イン効果を避けることと、倍率を制
御する目的のために処理することが容易である信号を得
ることとである。

【００２３】目的を達成することへの予備ステップとし
て、かつこの発明の理解を促進するために、最初に上述
の文献において述べられた公知の方法の場合に適用され
た信号処理プロセスをもう一度検討する。位相変調器Ｐ
Ｍ（図３による回路）は、２つの成分からなる電気信号
の供給を受ける。第１の成分は変調信号であり、それは
干渉計の特性の反転の点±π／２、±３π／２…におい
て干渉計の基礎的変調を公知の方法にしたがって受け
る。第２の成分は再設定信号であり、それは回転速度に
感応的なサニャック効果を補償するためであり、かつ制
御システムにより与えられ、測定されたサニャック位相
および再設定位相の和をゼロに減少させる。双方の成分
およびしたがってまた組合わせられたトリガ信号はファ
イバコイルＦＳを介した光の走行時間に等しいｔ₀のク
ロック時間での離散時間の階段状関数である。位相変調
器ＰＭにより発生された位相は、離散時間のトリガ信号
の２つの連続した値の差に正比例する。

【００２４】干渉計の特性（図４）は２πの周期関数で
あるので、トリガ信号の電圧範囲は、位相２πに対応す
る、電圧の整合する整数倍数をトリガ信号に加えること
により、位相変調器ＰＭのために制限することができ
る。この目的のために、前記米国特許による先行技術に
従えば、トリガ信号を０から２πまでの間隔に対応する
範囲に制限するモジュロ演算が使用される。この動作
は、また「ランプオーバフロー」と呼ぶ。光検出器ＰＤ
により測定された光出力Ｉは、瞬時にトリガされた干渉
計の特性の値に正比例する。上に示された変調プロセス
のために、トリガされた特性の反転点におけるこう配は
その符号を繰り返し変化させるので、復調器はもう一度
この効果を取消さなければならない。

【００２５】前記目標とは別に、すなわち回転速度に感
応的である信号を得るために干渉計の特性の反転点をト
リガすることとは別に、変調方法はまた倍率誤差信号を
得るというさらなる目標を実現させなければならない。
この付加的な情報を得るために、少なくとも３つの異な
った反転点が繰り返しトリガされなければならない。印
刷刊行物米国特許第４，７０５，３９９号において述べ
られた方法の場合には、これは、自動的に起こるランプ
オーバフローにより達成され、これにより、再設定信号
の瞬時値に依存して、反転点の異なった対、厳密に言え
ば、干渉計の特性の正のおよび負のこう配での交互の点
が、確実にトリガされる。その結果として、復調関数は
時間の周期的関数でなければならず、それは周波数１／
２ｔ₀で値＋１および−１をとる。しかし、これは、上
に説明された理由のために、復調器入力が、この周波数
での成分を含む信号に感応的であることを意味する。も
しそのような信号が復調器入力に結合されれば、実際に
は存在しない回転速度がシステム内に生じたかのように
なる。すなわちバイアス誤差が起こる。

【００２６】もし、前記米国特許において説明されたよ
うに、倍率変調がランプオーバフローにより発生されれ
ば、すなわち、もし変調のずれが再設定信号に依存すれ
ば、バイアス誤差もまた再設定信号に依存し、かつ低い
回転速度の領域において、上に説明したロック・インゾ
ーンの発生のための条件が生ずる。

【００２７】ヨーロッパ特許出願第９０，１００，１０
３．２号において、再設定信号から独立して倍率変調を
発生することによりこの効果を除去することが、すでに
示唆されている。その場合バイアス誤差は残るが、それ
は倍率変調のパルスデューティ比を適切にすることによ
り平均値としてゼロに減少することができる。バイアス
誤差により引起こされた不感帯はもはや起こらない。し
かし、上述の問題へのこのすでに提案された解決方法
は、位相変調器ＰＭのためにより高い変調の範囲を生
じ、他の公知の方法、たとえば上述の米国特許による場
合には２πであるのと比較して７π／２以上となる。

【００２８】この発明の基礎として、寄生信号の復調器
入力への結合により生じられるバイアス誤差の発生は、
寄生信号の原因と考えられるすべての信号源から統計的
に独立している復調信号を使用することにより抑圧する
ことができることが確認された。

【００２９】上に特定したような請求項１の前文に従っ
た光ファイバサニャック干渉計の使用を基礎とする、お
よびそれを使用する場合の、この発明による技術的教示
は、位相変調器に与えられる組合わせられた変調信号の
第２の信号成分が２つの成分の和から形成され、それの
第１の成分は０およびπ／２を交互にとる連続した値か
ら形成され、かつ第２の成分は、０またはπのいずれか
の値をとる要素の、ランダムなシーケンスからなり、該
シーケンスの各要素は、他の要素および他の信号源とは
統計的に独立していることと、同期復調器が４つのファ
クタの結果によりトリガされ、その第１のファクタは絶
えず値−１を有し、第２のファクタは前記第２の信号成
分の第２の成分が値０を有するときには−１であるが第
２の成分が値πを有するときには＋１であり、第３のフ
ァクタは最後の先行する変調クロック信号の第２の成分
が値０を有するときには−１であるが最後の先行する変
調クロック信号の第２の成分が値πを有したときに＋１
であり、かつ第４のファクタは第１の成分が値０を有す
るときには−１であるが第１の成分が値π／２を有する
ときには＋１であることと、これらの４つのファクタの
積が、第１および第２の信号成分（ＡＴ₁、ＡＴ₂）を
加算して、位相変調器（ＰＭ）およびディジタル−アナ
ログ変換（ＤＡ）のためのトリガ信号（ＰＭＳ）を形成
するための処理時間に対応する走行時間補償（Ｔ₀）に
より補正されることとに存する。

【００３０】この発明およびその効果の詳細は、第１に
基本的な実施例に、かつ次いで様々な変更例に関して、
図面を参照して以下により詳細に説明される。

【００３１】図５は、リング干渉計構成の、この発明に
とって本質的である部分、すなわち変調および復調のた
めに重要な部品およびモジュールの基本的構成を示す。
変調信号発生器ＭＧは、それぞれシグニフィカンスπお
よびπ／２を有するビットｂ０およびｂ１からなる変調
信号を発生する。この変調信号は、位置の値を適切に考
慮して、制御装置（図３参照）により供給された再設定
信号ＡＴ₁に加算され、最高のオーダのビット（ＨＯＢ
ビット）ａ０はシグニフィカンスπを割当てられる。デ
ィジタル−アナログ変換器ＤＡを介して、集められた信
号ＰＭＳは位相変調器ＰＭをトリガし、したがって、要
するに「ジャイロスコープ」をトリガする。述べられた
ように、ＨＯＢビットはシグニフィカンスπを有する。
より高位のビットはすべて抑圧され、そのためモジュロ
−２π演算が自動的に結果として生ずる。ディジタル−
アナログ変換器ＤＡの出力信号ＰＭＳは、干渉計すなわ
ち「ジャイロスコープ経路」を通過し、受取られた光強
度Ｉに正比例する信号ｅとして復調器ＤＥＭの入力に到
達する。復調信号ｄ（ｎ）が変調信号発生器ＭＧにより
供給され、走行時間補償Ｔ₀の後で復調器ＤＥＭに到達
する。走行時間補償Ｔ₀は、ディジタル−アナログ変換
およびジャイロスコープ経路内に配置されたフィルタに
より、かつアナログ−ディジタル変換により生じられた
信号走行時間を補償し、そのため復調信号は受取られた
信号ｅに「整合」する。

【００３２】復調信号ｄ（ｎ）の妨害の源として考えら
れるすべての他の信号からの上述の統計的な独立を保証
するために、変調信号発生器は、乱数発生器を含み、そ
れから信号ｂ０、ｂ１およびｄ（ｎ）が得られる。代替
的には、必要とされる統計的な独立性が結果として生ず
るような方法において組合わせられる永続的にストアさ
れた信号パターンを使用することもまた可能である。乱
数発生器を使用する解決が、以下の説明のための基礎と
して使用された。

【００３３】図４による干渉計の特性から読取ることが
できるように、トリガされるべきこう配の反転点は、π
／２の奇数倍の位置にある。回転速度が存在しない（静
止状態）限り、干渉計の位相は、瞬時の変調器位相ｐ
（ｎ）および一時的に先行する変調器位相ｐ（ｎ−１）
の差からなる。この差が常にπ／２の奇数倍であるため
には、ｐ（ｎ）は、交互にπ／２の偶数倍または奇数倍
でなければならない。すなわち、変調信号発生器ＭＧか
ら供給されるビットｂ１が、繰り返し振動しなければな
らない。

【００３４】

【数１】ｂ１（ｎ）＝｛．．．０，１，０，１，０，１，０，
１｝このビットｂ１（ｎ）は、内部信号ｓ（ｎ）から発生さ
れる。

【００３５】

【数２】ｓ（ｎ）＝（−１）ⁿ ｂ１（ｎ）＝（ｓ（ｎ）＋１）／２変調信号発生器ＭＧから供給されるビットｂ０は、第１
に任意であり、かつ干渉計の特性の正のまたは負のこう
配を有する点の選択のための自由度として使用すること
ができる。ここに提案された解決の場合には、ビットｂ
０は数列Ｒ（ｎ）から得られ、それは乱数発生器により
供給され、かつ均等に分配された態様においてかつ統計
的に独立して値−１または１に対応する。ビットｂ０
は、ここから、次のようにして導かれる。

【００３６】

【数３】ｂ０（ｎ）＝（ｒ（ｎ）＋１）／２干渉計の特性のそれぞれに起動された点の符号は、した
がって、次式から得られる。

【００３７】

【数４】ｄ（ｎ）＝−ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）・ｓ（ｎ）こうして生じられたこの符号信号（図６参照）は、それ
がチャータされた時間補償Ｔ₀を通過した後で、受取ら
れた信号ｅの復調のために使用される。上式から導かれ
る変調信号発生器ＭＧの設計は、図６から現われる。信
号ｄ（ｎ）は、ｓ（ｎ）がそれの発生のために使用され
るけれども、ｓ（ｎ）から統計的に独立している。しか
し、ｄ（ｎ）の形成において、ｓ（ｎ）は乱数から形成
された積ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）による乗算により完全
に再びスクランブルされる。しかし、復調信号ｄ（ｎ）
は、またｒ（ｎ）から統計的に独立している。なぜなら
ばｔ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）はｒ（ｎ）から統
計的に独立しており、すなわちｒ（ｎ）およびｔ（ｎ）
の間のクロス相関Ｃｒｔ（ｉ）は、正しくゼロに等しい
からである。この結果は、ｉ≠０および１の場合明らか
である。なぜならばこのとき、数列ｒ（ｎ）およびｔ
（ｎ）の要素葉、０または１の位置だけ互いに関してシ
フトされた場合には、もはや共通の情報を持たないから
である。ｉ＝０または１の場合には、結果は、Ｃｒｔ
（０）またはＣｒｔ（１）のクロス相関値が、０に等し
いと考えられる数列ｒ（ｎ）の平均値に対応することで
ある。

【００３８】ｒ（ｎ）およびｔ（ｎ）の間の相関は、以
下のように表示することができる。まず、次式が成立す
ると考えられる。

【００３９】ｔ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）

【００４０】

【数５】

【００４１】ｉ≠０およびｉ≠１に対して、明らかにＣ
ｒｔ（ｉ）＝０である。すなわち、すべてのｉに対して
Ｃｒｔ（ｉ）＝０が成立する。

【００４２】これから、ｄ（ｎ）は、変調プロセスの間
に起こるすべての信号から、かつ再設定信号および線形
の意味においてこれらから得られるすべての信号から統
計的に独立しており、そのため初めに設定された前提条
件が満たされる。

【００４３】図７は、この発明による干渉計の構成の第
１の具体的な例示的実施例であって、しかし、倍率制御
が最初には未だ適切ではないものを示す。図３から知ら
れかつ先行技術に対応するモジュールは、ここでは繰り
返して説明はしない。

【００４４】示されているように、ランプ信号発生器Ｒ
Ｇの、ディジタル−アナログ変換の後で位相変調器ＰＭ
に送られるべき、信号ＰＭＳの第１の信号成分ＡＴ
₁（また請求項１参照）は、モジュロ形式による加算器
ＡＤＤの第１の入力に送られる。モジュールＩＧ（積分
器）およびＲＧ（ランプ発生器）は、機能的には図３に
おけるモジュールＧＳＣに本質的に対応する。第２の信
号成分ＡＴ₂は、請求項１の特徴部分において規定され
た信号成分ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂からなり、かつプロセッ
サＣＰＵにより与えられる。

【００４５】請求項１の第２の特徴に従って、走行時間
のために補正された上に得られた信号ｄ（ｎ）は、同期
復調器ＳＹＮＣＤ１に与えられる。

【００４６】図８の表示は、図７のそれに対応するが、
追加された重要な要素として、請求項２において規定さ
れた倍率補正回路ＳＫを含む。この倍率補正回路ＳＫ
は、第２の同期復調器ＳＹＮＣＤ２を含み、それの設計
は米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号の図１４による
回路におけるこの機能を有する同期復調器に対応する。
すなわち、それは、本質的には多数の異なった増幅器か
らなる。増幅された光検出器信号ＶＤ′は、同期復調器
ＳＹＮＣＤ２の信号入力に送られる。符号の補正された
信号ｄ′（ｎ）は、整合された値Ｔ₀′により走行時間
のために補正されて、乗算器ＭＲを介して復調器入力に
送られ、減算器ＳＵＢが乗算器ＭＲの第２の入力に与え
られ、その減算器は、加算器ＡＤＤの実際の出力値か
ら、メモリＭ３を介して獲得された、加算器ＡＤＤの最
後の出力値を減算することを繰り返す。第２の同期復調
器ＳＹＮＣＤ２の出力信号ＶＳＹ２は、積分増幅器ＩＡ
の入力に供給される。積分増幅器ＩＡは、本質的には、
制御工学の観点に従って量を決められたフィルタを表
し、かつその出力信号ＳＩＡは入力信号ＶＳＹ２の時間
積分の少なくとも１つの成分に対応する。信号ＳＩＡ
は、アナログ信号として、ディジタル−アナログ変換器
ＤＡの補正入力に送られ、それは、出力量として、位相
変調器ＰＭに与えられる信号を供給し、その信号は、信
号ＰＭＳ（ディジタル）およびＳＩＡ（アナログ）の積
に本質的に正比例する。

【００４７】図９は、図７に対応した形態で回路構成を
示しているが、この回路構成の場合には、増幅された光
検出器信号ＶＤ′は、直接に、すなわちさらに操作プロ
セスが行われる前に、アナログ−ディジタル形態で変換
され、かつ次いでディジタル同期復調器ＳＹＮＣＤＤ１
に与えられ、その復調器入力には信号ｄ（ｎ）が与えら
れている。その他の点については、図９による構成の設
計は、実質的に図７によるそれに対応する。

【００４８】図９の場合に適用される同期復調の原理
は、図１１に例示される。図１１の表示は、当業者には
それ自体すぐに理解でき、かつこの発明の説明の一部と
してみなされる。

【００４９】図１０の表示は、今度は、図８によるそれ
に対応するが、倍率制御ＳＫが完全にディジタル的に実
現される。第２の同期復調器ＳＹＮＣＤＤ２は、アナロ
グ−ディジタル変換器ＡＤの出力信号がデータ信号ＤＭ
Ｓとして与えられるが、同様にディジタル復調器として
実現され、それにはディジタル積分器ＤＩが続き、それ
は、倍率補正信号ＳＩＡＤをその出力から供給する。そ
の信号は、さらに乗算器ＭＰの入力に与えられ、そのも
う一方の入力には加算器ＡＤＤの出力信号が接続され、
そのためディジタル−アナログ変換器ＤＡにはすでに倍
率が補正された信号が供給される。

【００５０】最後に、図１２による構成は、その機能に
関して図１０のそれに対応する、純粋な「ディジタル
解」を示す。制御されたシステムのすべての機能は、こ
の例では中央データプロセッサＣＰＵに設けられる。す
なわちそれらは、同期復調器ＳＹＮＣＤＤ１の同期復調
と、積分器ＩＧの積分機能と、ランプ発生器ＲＧにおけ
るランプ信号の発生と、場合に応じて走行時間のために
補正された、同期信号ｄ（ｎ）またはｄ′（ｎ）の提供
と、ディジタル積分器ＤＩによる、倍率信号ＳＩＡＤの
提供と、位相変調器トリガ信号ＰＭＳのための第２の信
号成分の成分ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂の提供と、倍率補正を
行なうための乗算器ＭＰとである。

【００５１】この発明により、回転速度の測定のための
光ファイバリング干渉計の位相変調器のトリガ信号のた
めの変調方法であって、位相変調器のための変調の必要
とされる範囲を増加させることなしに、先行技術におい
て生じるような、電磁的な過結合により引起こされたバ
イアス誤差およびそれに基づく不感帯を避けるものが与
えられるに至った。

【００５２】この発明による統計的に独立したランダム
発生器の使用は、また、制限された空間内に多軸の回転
速度センサ構成が構築されるべきときには、隣接した電
子部品からの漏話の影響を避けるために適切である。

【図面の簡単な説明】

【図１】再設定信号のランプこう配におけるすでに説明
された変化、つまり先行技術における変調のずれ、すな
わち動作モードに依存する変化を示す図である。

【図２】同様にすでに説明された低い回転速度における
ロック・イン効果の発生を示す図である。

【図３】同様にすでに説明された、先行技術に対応す
る、回転速度信号のディジタル処理ならびに変調のずれ
信号およびランプ再設定信号の発生を有する光ファイバ
干渉計の構成を示す図である。

【図４】反転点を記入した、干渉計の特性を示す図であ
る。

【図５】この発明の基礎的原理に従った変調および復調
信号を発生するための概略的であるが基本的なブロック
構成を示す図である。

【図６】この発明に従った変調信号発生器の設計を示す
図である。

【図７】図３のブロック図（先行技術）に対応するこの
発明の応用を示す図である。

【図８】図７に対応するが、この発明により追加された
倍率補正回路を有する干渉計の設計を示す図である。

【図９】図７を変更したものであって、（請求項３参
照）干渉計信号のアナログ−ディジタル変換が信号の増
幅のすぐ後に起こり、結果としてディジタル同期復調が
与えられるブロック構成を示す図である。

【図１０】図９に対応する干渉計設計であって、（図８
に対応して）追加された倍率補正回路を有する干渉計の
設計を示す図である。

【図１１】ディジタル同期復調のための基本的配置を示
す図である。

【図１２】それにおいて位相変調器のためのトリガ信号
を与えるための全体の処理プロセスが中央データプロセ
ッサにおいて実行される、基本的なブロック設計を示す
図である。

【符号の説明】

ＡＤアナログ−ディジタル変換器ＡＴ₁ 第１の信号成分ＡＴ₂ 第２の信号成分ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂ 第２の信号成分の第１および第２
の成分ＣＰＵプロセッサＤＡディジタル−アナログ変換器ＦＳファイバコイルＩＡ積分増幅器ＩＧディジタル積分器Ｌ光源Ｐ偏光器ＰＤ検出器装置ＰＭ位相変調器ＰＭＳ信号ＲＧランプ発生器ＳＩＡアナログ倍率補正信号ＳＫ倍率補正回路ＳＫ′ ディジタル倍率補正回路ＳＴ２ビーム分割ＳＹＮＣＤ１第１の同期復調器ＳＹＮＣＤ２第２の同期復調器ＳＹＮＣＤＤ１第１のディジタル同期復調器ＳＹＮＣＤＤ２第２のディジタル同期復調器ＶＡ復調された出力信号ＶＤ出力信号ＶＤ′ 増幅された光検出器出力信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭61−29715（ＪＰ，Ａ) 特公平７−26851（ＪＰ，Ｂ２)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】光源（Ｌ）から発し、偏光器（Ｐ）によ
り偏光され、かつビーム分割（ＳＴ２）により発生され
る２つの光ビームが、ファイバコイル（ＦＳ）内に反対
方向に照射され、かつその後で再び一体にされ、偏光器（Ｐ）を通過した後発生される干渉パターンが、
干渉パターンの光強度に対応した出力信号（ＶＤ）を出
力する検出器装置（ＰＤ）に与えられ、ファイバコイル（ＦＳ）内に配置された位相変調器（Ｐ
Ｍ）の助けにより、２つの光ビームは、複数個の可変成
分（ＡＴ_i）から組合わせられる、かつモジュロ演算に
より２πの値に制限される信号（ＰＭＳ）により変調さ
れ、第１の信号成分（ＡＴ₁）は、積分プロセスにより発生
される、かつ２つの光ビームの非相反的な増加方向の位
相シフトを補償するランプ信号であり、第２の信号成分（ＡＴ₂）は、ｔ₀が静止状態における
前記ファイバコイル（ＦＳ）を介した光ビームの各々の
走行時間であるものとして、時間ｔ₀の各場合において
π／２の正の整数倍の値を示し、増幅された光検出器出力信号（ＶＤ′）は、周波数ｆ₀
＝１／ｔ₀でクロック動作される第１の同期復調器（Ｓ
ＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）に送られ、復調された出力信号（ＶＡ）が、積分されてランプ信号
（ＡＴ₁）を発生し、かつディジタル−アナログ変換
（ＤＡ）の後に、光ビームの非相反的な増加方向の位相
シフトを補償するために位相変調器（ＰＭ）にフィード
バックされる、回転速度の測定のための光ファイバサニ
ャック干渉計であって、プロセッサ（ＣＰＵ）が、第１の同期復調器（ＳＹＮＣ
Ｄ１、ＳＹＮＣＤＤ１）、アナログ−ディジタル変換器
（ＡＤ）、ディジタル積分器（ＩＧ）およびランプ発生
器（ＲＧ）のための制御および同期化信号をそれぞれ供
給し、第２の信号成分（ＡＴ₂）は、２つの成分（ＡＴ₂₁、Ａ
Ｔ₂₂ ）の和からなり、第２の信号成分（ＡＴ₂）の第１の成分（ＡＴ₂₁）は０
およびπ／２の、交互に連続する値から形成され、かつ第２の信号成分（ＡＴ₂）の第２の成分（ＡＴ₂₂）は、
０またはπのいずれかの値をとる要素の、ランダムなシ
ーケンスからなり、該シーケンスの各要素は、他の要素
および他の信号源とは統計的に独立しており、同期復調器（ＳＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）は、信号
（ｄ（ｎ））を走行時間について補正した信号（ｄ′
（ｎ））によりトリガされ、該信号（ｄ（ｎ））は、絶えず値−１を有する第１のファクタと、第２の成分（ＡＴ₂₂）が値０を有するときには−１であ
るが、第２の成分（ＡＴ₂₂）が値πを有するときには＋
１である第２のファクタと、最後の先行の変調クロック信号の第２の成分（ＡＴ₂₂）
が値０を有するときには−１であるが、最後の先行する
変調クロック信号の第２の成分（ＡＴ₂₂）が値πを有し
たときには＋１である第３のファクタと、第１の成分（ＡＴ₂₁）が値０を有するときには−１であ
るが、第１の成分（ＡＴ₂₁）が値π／２を有するときに
は＋１である第４のファクタとの四つのファクタとの積
であり、かつ、同期復調器（ＳＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）に送られ
る前に、これらの４つのファクタの積が、第１および第
２の信号成分（ＡＴ₁、ＡＴ₂）を加算して、位相変調
器（ＰＭ）およびディジタル−アナログ変換（ＤＡ）の
ためのトリガ信号（ＰＭＳ）を形成するための処理時間
に対応する走行時間補償（Ｔ₀）により補正される、回
転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計。
【請求項２】ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の
実際の入力値およびディジタル−アナログ変換器（Ｄ
Ａ）の最後の入力値の間の差の符号を第１の同期復調器
（ＳＹＮＣＤ１）の実際のトリガ値（ｄ′（ｎ））の符
号と比較する、倍率補正回路（ＳＫ）が設けられ、か
つ、復調されるべきアナログ信号として光検出器（ＰＤ）の
増幅された信号（ＶＤ′）を受ける第２の同期復調器
（ＳＹＮＣＤ２）が、周波数１／ｔ_０と合わせて、走行
時間補償の後で、比較の値によってトリガされ、かつア
ナログ倍率補正信号（ＳＩＡ）を積分増幅器（ＩＡ）を
介してディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の基準入力
に伝送する、請求項１に記載の干渉計。
【請求項３】前記増幅された光検出器出力信号（Ｖ
Ｄ′）は、同期復調の前にディジタル化され、かつ当該
同期復調はディジタルプロセスとして実行される、請求
項１に記載の干渉計。
【請求項４】ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の
実際の入力値およびディジタル−アナログ変換器（Ｄ
Ａ）の最後の入力値の間の差の符号を第１の同期復調器
（ＳＹＮＣＤ１）の実際のトリガ値の符号と比較する、
ディジタル倍率補正回路（ＳＫ′）が設けられ、復調されるべきディジタル信号としてアナログ−ディジ
タル変換器（ＡＤ）の出力値を受ける第２のディジタル
同期復調器（ＳＹＮＣＤＤ２）が、周波数1 ／ｔ₀と合
わせて、走行時間補償の後で、比較の値によってトリガ
され、かつ、積分ディジタル増幅器を介して、ディジタ
ル倍率補正信号（ＳＩＡＤ）を発生し、当該ディジタル
倍率補正信号（ＳＩＡＤ）によって、当該第１の信号成
分（ＡＴ１）が第２の信号成分（ＡＴ２）と乗算され
て、前記ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）のための
入力信号が得られる、請求項３に記載の干渉計。
【請求項５】積分、ランプ信号形成、モジュロ形式に
よる加算、第２の信号成分（ＡＴ₂）の第１および第２
の成分（ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂）の提供ならびにそれらの
加算および同期復調器（ＳＹＮＣＤ１およびＳＹＮＣＤ
２）のための同期信号の提供というディジタル機能は、
中央コンピュータ（プロセッサＣＰＵ）において実行さ
れる、請求項１または２に記載の干渉計。
【請求項６】積分、ランプ信号形成、モジュロ形式に
よる加算、第１および第２の成分（ＡＴ₂₁およびＡ
Ｔ₂₂）の提供ならびに第２の信号成分（ＡＴ₂）を形成
するためのそれらの加算およびディジタル同期復調器
（ＳＹＮＣＤＤ１またはＳＹＮＣＤＤ２）における復調
というディジタル機能は、中央コンピュータ（プロセッ
サＣＰＵ）において実行される、請求項３または４に記
載の干渉計。
【請求項７】値０およびπのいずれかの値をとる要素
の前記シーケンスは、予めストアされた値のパターンか
ら取られる、先行請求項１から６に記載の干渉計。