JP2514474B2 - 回転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計 - Google Patents
回転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計Info
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Description
ァイバサニャック干渉計に関するものであり、光源から
発し、偏光器により偏光され、かつビーム分割により発
生される2つの光ビームが、反対の方向にファイバコイ
ルに照射されかつその後再び一体にされ、偏光器を通過
した後に生ずる干渉パターンは、干渉パターンの光の強
度に対応する出力信号を出力する検出器装置に与えら
れ、ファイバコイル内に配置された位相変調器の助けで
2つの光ビームは複数個の可変成分から組合わされかつ
モジュロ演算により2πの値に制限される信号により変
調され、可変成分の第1の信号成分はランプ信号であ
り、積分器により発生され、それは2つの光ビームの非
相反的な増加方向の位相シフトを補償し、かつ第2の信
号成分は、t0 =静止状態におけるファイバコイルを介
した光ビームの各々の走行時間として、時間t0 の各場
合においてπ/2の正の整数倍の値を示し、増幅された
光検出器出力信号は、周波数f0 =1/t0 によりクロ
ック動作される第1の同期復調器に送られ、復調された
出力信号は、ディジタル積分器において積分されかつデ
ィジタル−アナログ変換の後でランプ信号として光ビー
ムの非相反的な位相シフトを補償するために位相変調器
にフィードバックされ、かつ、プロセッサは、第1の同
期復調器、アナログ−ディジタル変換器およびディジタ
ル積分器のための制御および同期化信号を供給する。
バサニャック干渉計における非相反的な位相シフトを測
定するために、印刷刊行物DE−Al−3,144,1
62から、ファイバコイルの入力の領域に位置された位
相変調器に、一方では特定の振幅を有し、かつ、t0 が
ファイバコイルを介した光ビームの各々の走行時間を示
すものとして、周波数f0 =1/2t0 により逆にする
ことができる位相のずれを与え、および他方では位相の
ずれを同様にシフトするのこぎり波電圧を与えることに
より、たとえば回転速度を基準として非相反的な位相シ
フトを再調整することが知られている。補償するまたは
再設定するのこぎり波電圧(位相ランプ)のこう配は回
転速度に対応し、したがって△φ0 /t0 に正比例す
る。ただし、△φ0 は、たとえば回転運動により引起こ
された非相反的な位相シフトを示す。しかし実際は前記
DE印刷刊行物に述べられたいわゆる位相ランプ再設定
方法を使用することが可能なことはまずない。なぜなら
ば回転速度の慣性測定は正確さ、特に可逆の位相のず
れ、再設定信号の振幅またはこう配および倍率すなわち
比率に関して正確さを必要とするが、それはアナログ回
路工学においては保証することができないからである。
ロッパ特許公開公報Al−0,168,292号)は、
前記DE印刷刊行物に原理が記載されている光ファイバ
リング干渉計のためのランプ再設定方法に対する、注目
すべきさらなる進展を開示しており、それは、信号の評
価および調整に関して全くディジタル的に動作し、その
ため、特に可逆の位相のずれのおよびランプ再設定信号
の正確さに関して、自動測定範囲反転の独自の割当てお
よび倍率の補正により、必要とされる信号の精度を得る
ことができる。先行技術による光ファイバ回転速度セン
サのためのディジタル位相ランプ再設定方法の動作原理
を、最初に図3を参照して説明する。図3は、前記印刷
刊行物米国特許第4,705,399号の図14による
先行技術を簡単に表示したものに対応し(また1986
年「光ファイバジャイロ」(Fiber−Optic
Gyros)、SPIE第719巻、エイチ・シー・ル
ファブル(H.C.Lefevre)氏らによる、「集
積光学」(Integrated Optics)にお
ける「光ファイバシャイロスコープのための実際的解決
(A practical solution for
the Fiber−Optic Gyroscop
e)」を参照されたい)、詳細に関しては前記文献を参
照されたい。
プを有するサニャック干渉計の図3の概略的な簡単にさ
れた表示は、光源L、たとえばレーザを示し、その平行
な光ビームは偏光器Pにより偏光され、ビームスプリッ
タST2を介して2つの光ビームに分割され、かつ反対
方向に干渉計ファイバコイルFSに照射される。ファイ
バコイルFSは、好ましくは光学モノモードファイバか
らなる。ビームスプリッタST2は、ファイバコイルF
Sを通過した後の2つの光ビームを再び組合わせるため
のミキサとして同時に作用する。偏光器Pを通過した
後、2つの重ね合わせられた光ビームの干渉信号は、第
2のビームスプリッタST1およびそれの出力分岐AU
Sを介して光検出器PDに達し、光検出器PDは干渉パ
ターンの強度を走査する。閉ファイバコイルFSにおい
て反対方向に伝搬する2つの光ビームの間の位相差を示
すために△φ0 を使用すると、非相反的な妨害がない限
り、△φ0 =0であると考えられる。位相差△φ0 と、
回転速度すなわち回転スピード、光検出器PDの入力に
おける光出力密度および測定感度との間の数学的関係に
関しては引用された文献を参照されたい。そこにはま
た、ファイバコイルFSにおける2つの逆回転する光ビ
ームに与えられるべき一定の逆方向のバイアスを導入す
ることにより、より正確には、ファイバコイルFSにお
ける2つの互いに逆回転する光ビーム(光波)が位相変
調器PMによって、干渉計の最も高い感度の動作点に、
(2n+1)・π/2(nは整数)の角度だけ周期的に
シフトされるように、一定の逆方向のバイアスを導入す
ることにより、いかにして干渉計の感度が増加すること
ができるかが述べられている。この目的のために、位相
変調器PMは従ってまず信号φ1 (t)により励起さ
れ、それはたとえば±π/2、3π/2、…の周期的位
相シフトをもたらし、その周期は、t0 がファイバコイ
ルFSにおける光波の走行時間を示すものとして2t0
である。
Mへの負帰還からの非相反的な位相シフトは、前記米国
特許において述べられるように、いわゆる位相ランプ信
号により補償され、そのこう配は△φ/t0 に、つまり
△φに、すなわち非相反的な位相シフトに正比例する。
図3による回路の場合には、再設定位相ランプ信号はの
こぎり波または階段状信号であり、のこぎり波の振幅ま
たは立上りの高さは△φに等しく、またのこぎり波のま
たは立上りの持続時間は走行時間t0 またはt0 の奇数
倍に対応する。
国特許第4,705,399号に記載されたこのディジ
タル位相ランプ原理は、位相変調制御信号および位相ラ
ンプ再設定信号の倍率が少なくとも原理的には補正され
ることと、再設定信号ののこぎり波の振幅を正確に規定
できることが保証されることとの決定的な利点を有す
る。
0 と合わせて交代しかつ動作点を最適化する相反的な位
相シフトおよび倍率調整を含む階段状ランプ再設定信号
を発生することを、以下に簡単に説明する。
ダンス変換器および増幅器A0 を介して増幅され、その
出力信号VD′は走査周波数f0 =1/2t0 に同期化
された同期復調器SYNCDに供給される。復調出力信
号は、信号VAとして、一般的にフィルタと組み合わさ
れている増幅器Aを通過し、アナログ−ディジタル変換
器ADに与えられ、そのディジタル出力信号は、回転速
度に正比例しかつ回転の方向に関する符号情報の項目を
含む。次いで、信号VADは回路GSCに達するが、回
路GSCは本質的にディジタル積分器を含み、位相制御
信号VSC、すなわちディジタル位相ランプ再設定信号
およびディジタル位相変調信号からなる組合わせられた
信号を供給する。その後、組合わせられたディジタル信
号VSCは、ディジタル−アナログ変換器DAにおいて
アナログ制御電圧VCに変換され、ドライバ増幅器AP
を介して制御電圧として位相変調器PMに伝送される。
を発生するためのこれまでに述べられた回路は、双方向
バスBCを介して中央プロセッサCPUにより同期化さ
れかつ制御されるが、中央プロセッサCPUは、周波数
f0 を供給する水晶安定発振器OSCに接続される。
特定の回転角度、たとえば4秒の弧を示し、そのビット
は回路GSCに含まれる加算器の容量に対応するが、そ
のワード当たりのビットの数とは別に、前記加算器は、
オーバフロー信号SLを供給する。これらのオーバフロ
ー信号SLに依存して、かつ発振器OSCのクロック信
号に一致して、中央プロセッサCPUは種々の制御およ
び同期化信号を発生するが、それは、倍率の補正を可能
にするために、変調のずれのオーバフロー状態に依存し
て、「モードA」および「モードB」の間で切換えが行
なわれるように、たとえばモードAの間は±π/2の変
調のずれを保持し、かつモードBの間は±3π/2の変
調のずれを保持するようにするためである。引用された
文献において述べられるように、異なった変調のずれを
有する動作状態の間で検出された振幅の差は、位相ラン
プ信号オーバフローのときの倍率誤差の尺度である。こ
の倍率誤差を補正するために、図3による公知の回路に
は、復調器SFCが装備され、それは、モードA(たと
えば±π/2の位相のずれ)およびモードB(たとえば
±3π/2の位相のずれ)におけるf0 変調信号の振幅
の差を検出し、かつこの復調された信号をアナログ補正
信号SIAとして積分増幅器IAを介してディジタル−
アナログ変換器DAの補正アナログ入力eM に伝送す
る。
尺度であり、かつ復帰位相において倍率の補正信号を得
るために比率1:3の変調のずれの反転があるような、
この光ファイバ回転速度センサを図3を参照して簡単に
述べたが、この光ファイバ回転速度センサのためのディ
ジタル位相ランプ再設定方法の動作原理は、そのような
寄生回転速度測定装置を実際に動作させる場合、以下の
理由のために重大な困難を招く。
は、再設定のこぎり波信号のランプ値に、したがってジ
ャイロスコープの回転角度に、直接に依存する。これに
関して、ランプの通過は、たとえば、約4秒の弧の角増
分に対応することができる。しかし、変調信号の振幅を
3倍にすることによって、かつ光検出器信号VDの感応
的な信号経路における後者の寄生によって、変調度反転
はジャイロスコープバイアスのシフトまたは切換えを引
起こす。これらの不所望の寄生効果は、図3による回路
において点線および結合係数Kにより示される。しか
し、この変調のずれの信号の反転は回転角度に依存する
ので、それはジャイロスコープの不感帯(ロック・イ
ン)を招く。以下に説明されるように、この効果は、ロ
ック・インゾーンの外側における倍率の非線型性を招く
ことを示すことがまた可能である。
号の図13に示されるように、倍率の誤差が発生する
と、モードAの変調のずれの場合に、またはモードBの
変調のずれの場合に、光検出器信号VDの平均強度Iが
異なる。この強度の差は、積分増幅器IAにおいて積分
され、アナログ補正信号をディジタル−アナログ変換器
DAの入力eM に供給する。強度における変化の周波数
は、モードAからモードBへの変化の周波数に等しく、
したがってランプ信号復帰周波数に等しい。なぜならば
たとえばモードAからモードBへの反転はランプオーバ
フロー(加算器の信号SL)により生ずるからである。
この変化の周波数は回転速度に正比例し、すなわち前記
米国特許において説明された例に従えば、2πの復帰は
5秒の弧の角増分に対応する。または1Hzの復帰周波
数ではこれは5゜/hの回転速度に対応する。
数は任意に低くなることができ、かつこの理由のため
に、積分増幅器IAは強度の差の情報を含むことがまれ
である。その場合任意に長い間隔においてモードが変化
しないことになるが、その間積分増幅器IAはこの情報
を有さず、その入力におけるすべての小さい電気的なゼ
ロの誤差は、その出力量、すなわち倍率補正信号SIA
がドリフトすることを引起こす。この理由のために、低
い回転速度においては、倍率は積分増幅器IAのドリフ
トによる影響を受けやすい。回転速度の絶対値において
表わされる、倍率のドリフトにより引起こされる回転速
度のパーセンテージ誤差は、低い回転速度においては確
かに小さい。しかし、とりわけ、回転速度が突然急峻に
上昇すると問題が引き起こされる。なぜならばそのとき
倍率はなお「誤り」であり、したがって少なくとも倍率
制御回路がもう一度定常状態の条件になるまでは、回転
速度における高い絶対誤差がまた生ずるからである。
って、すなわち特定的には遮蔽(図3においてドライバ
増幅器APから位相変調器PMへの接続ラインを遮蔽す
ることにより示される)と、信号および電圧給電線にフ
ィルタを設置することにより、電磁寄生(結合係数Kに
よる妨害、図3参照)を除去するかまたは少なくとも減
少させることに努めることが得策であるように思われ
る。しかし、図3による公知の干渉計の設計については
特別のEMC問題がある。信号VSCまたはVC、V
C′は変調周波数f0 =1/2t0 を含み、それは発振
器OSCにおいてまたはプロセッサCPUを介して発生
される。しかし、光検出器信号VDは、同一の周波数お
よび位相角度による回転速度の情報を含む。この信号
は、同期復調器SYNCDにおいて検出される。周波数
f0 の変調量を発生する回路のグループおよび回転角度
に感応する同一の周波数の信号を伝導する回路部分は、
空間において接近して接続され、かつ、概して、共通の
電源装置から給電されなければならない。これによっ
て、周波数f0 の電磁エネルギが感応性信号経路(信号
VD)に寄生的に入るであろう危険が生ずることは明白
である。信号ラインにf0 のためのストップフィルタを
設けることは可能でない。なぜならば所望の信号情報は
丁度この周波数にあるからである。したがって、不所望
の寄生は、たとえば、増幅器A0 および同期復調器SY
NCDを回路の他の部分に対して遮蔽し、かつそれらの
電源をフィルタすることのみにより、ある程度まで減少
することができる。
の問題をただちに明らかにするであろう。信号VCまた
はVC′における周波数f0 での、このスペクトル成分
は、一般的にわずかなVの範囲に位置される。これに対
して、回転速度信号CDにおいては、2、3nVの範囲
における電圧が、光出力、検出器の感度およびジャイロ
スコープの倍率に依存して、1゜/hの回転速度に対応
する。そのような大きな振幅の差の場合には、図3にお
いて信号VC、VC′およびVDの間の結合係数Kによ
り示されるように、すべての可能なEMC手段にもかか
わらず不所望の寄生経路が避け難い。それは、信号VD
内に、回転速度に対応する異なった寄生振幅を持ち、し
たがって、より厳密に言えば、動作状態モードAまたは
Bに依存し異なった誤差を持っているのであるから、当
然である。なぜならば、仮定されたように、後者は前者
より3倍高い変調振幅を有し、したがってより強い寄生
効果を有するからである。これらの異なった寄生振幅
は、回転速度に関して、瞬時の変調状態モードAまたは
モードBに依存して、バイアスBa またはBb として示
される異なったジャイロスコープのゼロ点誤差を招く。
は、閉制御回路を介して、回転の真の入力速度De およ
び、変調モードAかBかに依存して、それぞれのバイア
スBaまたはBb の和に正比例する態様において調整さ
れる。
e +Bb >0およびBa >Bb が成立している例、すな
わち異なったBa またはBb がある例が示される。もし
Deが一定であると仮定されれば、そのときモードAが
あるかまたはBがあるかに依存して異なったランプこう
配が生じられる。なぜならばランプこう配はDe +Ba
に正比例する態様においてまたはDe +Bb に正比例す
る態様において調整されるからである。
間のこう配はモードAにおけるより平坦である。なぜな
らばBb <Ba が仮定されているからである。したがっ
て、モードから独立したバイアス(Ba =Bb )の場合
よりも、モードBにおける持続時間Tb はモードAにお
ける持続時間Ta と比較して大きい。しかし、Ba およ
びBb だけでなく入力回転速度De も双方のモードにお
けるランプこう配に影響を与えるので、モードのパルス
デューティ比(Ta /Tb )はDe にも依存する。上に
述べた倍率の非線型性はこれから生ずる。
は、和(De +Ba )または(De +Bb )が2つのモ
ードに対して異なった符号を有するような回転速度範囲
において、すなわち、たとえば、(De +Ba )>0ま
たは(De +Bb )<0が成立するときに起こる。こう
した場合は、低い回転速度においては非常に現実的であ
るが、これを図2に示す。再設定信号のランプ(表示の
明快さのために変調なしに例示される)は、たとえばモ
ードAにおいて正のこう配を持って始まる。なぜならば
仮定されるように(De +Ba )>0が適用されるから
である。ランプが(上方の)オーバフロー範囲(図3に
おけるオーバフロー信号SL)に到達すると、モードB
への切換えが行なわれる。しかし、次いで制御は負のラ
ンプこう配をトリガする。なぜならば今度は(De +B
b )<0が成立するからであり、すなわちランプこう配
はその符号を変え、したがって、オーバフロー領域を去
り、かつモードAがもう一度成立する。しかし、正のラ
ンプこう配がもう一度このモードAに属するのは、モー
ドBへの反転がもう一度起こるまでで有り、以下同様で
ある。したがって、制御は「捕らわれ」た状態に維持さ
れ、すなわち干渉計配置は感応しなくなり、すなわちロ
ック・イン状態にある。図2においてモードAおよびB
の間に表示された「ジグザグランプ」がオーバフロー制
限においてどの程度速く変化するかは、制御の迅速さに
より決定され、これは一般的に非常に高い。ロック・イ
ン状態は、入力回転速度範囲のために保持され、それに
おいて特定の不等式が満たされ、すなわちしたがってロ
ック・イン範囲は|Ba −Bb |の幅を有する。
のランプ値は、(変調されない)ランプφ(t)の瞬時
値であると解釈される。このランプ値は、回転角度に正
比例する。ランプこう配dφ/dtは、回転角度の時間
微分、すなわち回転速度に対応する。問題とすべきこと
を簡単に説明すると、公知のディジタルランプ再設定方
法の問題は、ランプ値、すなわち回転角度の値が、動作
モードAまたはBおよびしたがって異なったバイアスB
a またはBb のどちらがあるかのための判定基準であ
り、かつBa ≠Bb であるためランプこう配それ自体に
影響を与えるからである。示したように、倍率誤差情報
は、強度における変化の信号という形で表され、その周
波数は回転速度に正比例し、モードAおよびモードBの
間の変調のずれの理論的なパルスデューティ比が1:3
であるときには0および約100kHzの間で変化する
ことができる。情報を搬送する強度変化は高い回転速度
においてよりしばしば起こり、結果として、高い回転速
度においてよりよい倍率誤差情報が得られるという明ら
かな利点は、しかし、関連の信号処理装置が比較的高い
周波数範囲を処理しなければならないという事実に直面
する。しかし、示したように、他方では、ゼロの回転速
度の領域においては、公知のランプ再設定方法は、倍率
誤差情報の欠如を、したがってドリフトの問題を招く。
速度での光ファイバ回転速度センサの不感帯、すなわち
既に述べたロック・イン効果を避けることと、倍率を制
御する目的のために処理することが容易である信号を得
ることとである。
て、かつこの発明の理解を促進するために、最初に上述
の文献において述べられた公知の方法の場合に適用され
た信号処理プロセスをもう一度検討する。位相変調器P
M(図3による回路)は、2つの成分からなる電気信号
の供給を受ける。第1の成分は変調信号であり、それは
干渉計の特性の反転の点±π/2、±3π/2…におい
て干渉計の基礎的変調を公知の方法にしたがって受け
る。第2の成分は再設定信号であり、それは回転速度に
感応的なサニャック効果を補償するためであり、かつ制
御システムにより与えられ、測定されたサニャック位相
および再設定位相の和をゼロに減少させる。双方の成分
およびしたがってまた組合わせられたトリガ信号はファ
イバコイルFSを介した光の走行時間に等しいt0 のク
ロック時間での離散時間の階段状関数である。位相変調
器PMにより発生された位相は、離散時間のトリガ信号
の2つの連続した値の差に正比例する。
あるので、トリガ信号の電圧範囲は、位相2πに対応す
る、電圧の整合する整数倍数をトリガ信号に加えること
により、位相変調器PMのために制限することができ
る。この目的のために、前記米国特許による先行技術に
従えば、トリガ信号を0から2πまでの間隔に対応する
範囲に制限するモジュロ演算が使用される。この動作
は、また「ランプオーバフロー」と呼ぶ。光検出器PD
により測定された光出力Iは、瞬時にトリガされた干渉
計の特性の値に正比例する。上に示された変調プロセス
のために、トリガされた特性の反転点におけるこう配は
その符号を繰り返し変化させるので、復調器はもう一度
この効果を取消さなければならない。
応的である信号を得るために干渉計の特性の反転点をト
リガすることとは別に、変調方法はまた倍率誤差信号を
得るというさらなる目標を実現させなければならない。
この付加的な情報を得るために、少なくとも3つの異な
った反転点が繰り返しトリガされなければならない。印
刷刊行物米国特許第4,705,399号において述べ
られた方法の場合には、これは、自動的に起こるランプ
オーバフローにより達成され、これにより、再設定信号
の瞬時値に依存して、反転点の異なった対、厳密に言え
ば、干渉計の特性の正のおよび負のこう配での交互の点
が、確実にトリガされる。その結果として、復調関数は
時間の周期的関数でなければならず、それは周波数1/
2t0 で値+1および−1をとる。しかし、これは、上
に説明された理由のために、復調器入力が、この周波数
での成分を含む信号に感応的であることを意味する。も
しそのような信号が復調器入力に結合されれば、実際に
は存在しない回転速度がシステム内に生じたかのように
なる。すなわちバイアス誤差が起こる。
うに、倍率変調がランプオーバフローにより発生されれ
ば、すなわち、もし変調のずれが再設定信号に依存すれ
ば、バイアス誤差もまた再設定信号に依存し、かつ低い
回転速度の領域において、上に説明したロック・インゾ
ーンの発生のための条件が生ずる。
3.2号において、再設定信号から独立して倍率変調を
発生することによりこの効果を除去することが、すでに
示唆されている。その場合バイアス誤差は残るが、それ
は倍率変調のパルスデューティ比を適切にすることによ
り平均値としてゼロに減少することができる。バイアス
誤差により引起こされた不感帯はもはや起こらない。し
かし、上述の問題へのこのすでに提案された解決方法
は、位相変調器PMのためにより高い変調の範囲を生
じ、他の公知の方法、たとえば上述の米国特許による場
合には2πであるのと比較して7π/2以上となる。
入力への結合により生じられるバイアス誤差の発生は、
寄生信号の原因と考えられるすべての信号源から統計的
に独立している復調信号を使用することにより抑圧する
ことができることが確認された。
た光ファイバサニャック干渉計の使用を基礎とする、お
よびそれを使用する場合の、この発明による技術的教示
は、位相変調器に与えられる組合わせられた変調信号の
第2の信号成分が2つの成分の和から形成され、それの
第1の成分は0およびπ/2を交互にとる連続した値か
ら形成され、かつ第2の成分は、0またはπのいずれか
の値をとる要素の、ランダムなシーケンスからなり、該
シーケンスの各要素は、他の要素および他の信号源とは
統計的に独立していることと、同期復調器が4つのファ
クタの結果によりトリガされ、その第1のファクタは絶
えず値−1を有し、第2のファクタは前記第2の信号成
分の第2の成分が値0を有するときには−1であるが第
2の成分が値πを有するときには+1であり、第3のフ
ァクタは最後の先行する変調クロック信号の第2の成分
が値0を有するときには−1であるが最後の先行する変
調クロック信号の第2の成分が値πを有したときに+1
であり、かつ第4のファクタは第1の成分が値0を有す
るときには−1であるが第1の成分が値π/2を有する
ときには+1であることと、これらの4つのファクタの
積が、第1および第2の信号成分(AT1 、AT2 )を
加算して、位相変調器(PM)およびディジタル−アナ
ログ変換(DA)のためのトリガ信号(PMS)を形成
するための処理時間に対応する走行時間補償(T0 )に
より補正されることとに存する。
基本的な実施例に、かつ次いで様々な変更例に関して、
図面を参照して以下により詳細に説明される。
とって本質的である部分、すなわち変調および復調のた
めに重要な部品およびモジュールの基本的構成を示す。
変調信号発生器MGは、それぞれシグニフィカンスπお
よびπ/2を有するビットb0およびb1からなる変調
信号を発生する。この変調信号は、位置の値を適切に考
慮して、制御装置(図3参照)により供給された再設定
信号AT1 に加算され、最高のオーダのビット(HOB
ビット)a0はシグニフィカンスπを割当てられる。デ
ィジタル−アナログ変換器DAを介して、集められた信
号PMSは位相変調器PMをトリガし、したがって、要
するに「ジャイロスコープ」をトリガする。述べられた
ように、HOBビットはシグニフィカンスπを有する。
より高位のビットはすべて抑圧され、そのためモジュロ
−2π演算が自動的に結果として生ずる。ディジタル−
アナログ変換器DAの出力信号PMSは、干渉計すなわ
ち「ジャイロスコープ経路」を通過し、受取られた光強
度Iに正比例する信号eとして復調器DEMの入力に到
達する。復調信号d(n)が変調信号発生器MGにより
供給され、走行時間補償T0 の後で復調器DEMに到達
する。走行時間補償T0 は、ディジタル−アナログ変換
およびジャイロスコープ経路内に配置されたフィルタに
より、かつアナログ−ディジタル変換により生じられた
信号走行時間を補償し、そのため復調信号は受取られた
信号eに「整合」する。
れるすべての他の信号からの上述の統計的な独立を保証
するために、変調信号発生器は、乱数発生器を含み、そ
れから信号b0、b1およびd(n)が得られる。代替
的には、必要とされる統計的な独立性が結果として生ず
るような方法において組合わせられる永続的にストアさ
れた信号パターンを使用することもまた可能である。乱
数発生器を使用する解決が、以下の説明のための基礎と
して使用された。
できるように、トリガされるべきこう配の反転点は、π
/2の奇数倍の位置にある。回転速度が存在しない(静
止状態)限り、干渉計の位相は、瞬時の変調器位相p
(n)および一時的に先行する変調器位相p(n−1)
の差からなる。この差が常にπ/2の奇数倍であるため
には、p(n)は、交互にπ/2の偶数倍または奇数倍
でなければならない。すなわち、変調信号発生器MGか
ら供給されるビットb1が、繰り返し振動しなければな
らない。
1} このビットb1(n)は、内部信号s(n)から発生さ
れる。
に任意であり、かつ干渉計の特性の正のまたは負のこう
配を有する点の選択のための自由度として使用すること
ができる。ここに提案された解決の場合には、ビットb
0は数列R(n)から得られ、それは乱数発生器により
供給され、かつ均等に分配された態様においてかつ統計
的に独立して値−1または1に対応する。ビットb0
は、ここから、次のようにして導かれる。
がって、次式から得られる。
がチャータされた時間補償T0 を通過した後で、受取ら
れた信号eの復調のために使用される。上式から導かれ
る変調信号発生器MGの設計は、図6から現われる。信
号d(n)は、s(n)がそれの発生のために使用され
るけれども、s(n)から統計的に独立している。しか
し、d(n)の形成において、s(n)は乱数から形成
された積r(n)・r(n−1)による乗算により完全
に再びスクランブルされる。しかし、復調信号d(n)
は、またr(n)から統計的に独立している。なぜなら
ばt(n)=r(n)・r(n−1)はr(n)から統
計的に独立しており、すなわちr(n)およびt(n)
の間のクロス相関Crt(i)は、正しくゼロに等しい
からである。この結果は、i≠0および1の場合明らか
である。なぜならばこのとき、数列r(n)およびt
(n)の要素葉、0または1の位置だけ互いに関してシ
フトされた場合には、もはや共通の情報を持たないから
である。i=0または1の場合には、結果は、Crt
(0)またはCrt(1)のクロス相関値が、0に等し
いと考えられる数列r(n)の平均値に対応することで
ある。
下のように表示することができる。まず、次式が成立す
ると考えられる。
rt(i)=0である。すなわち、すべてのiに対して
Crt(i)=0が成立する。
に起こるすべての信号から、かつ再設定信号および線形
の意味においてこれらから得られるすべての信号から統
計的に独立しており、そのため初めに設定された前提条
件が満たされる。
1の具体的な例示的実施例であって、しかし、倍率制御
が最初には未だ適切ではないものを示す。図3から知ら
れかつ先行技術に対応するモジュールは、ここでは繰り
返して説明はしない。
Gの、ディジタル−アナログ変換の後で位相変調器PM
に送られるべき、信号PMSの第1の信号成分AT
1 (また請求項1参照)は、モジュロ形式による加算器
ADDの第1の入力に送られる。モジュールIG(積分
器)およびRG(ランプ発生器)は、機能的には図3に
おけるモジュールGSCに本質的に対応する。第2の信
号成分AT2 は、請求項1の特徴部分において規定され
た信号成分AT21およびAT22からなり、かつプロセッ
サCPUにより与えられる。
のために補正された上に得られた信号d(n)は、同期
復調器SYNCD1に与えられる。
追加された重要な要素として、請求項2において規定さ
れた倍率補正回路SKを含む。この倍率補正回路SK
は、第2の同期復調器SYNCD2を含み、それの設計
は米国特許A−第4,705,399号の図14による
回路におけるこの機能を有する同期復調器に対応する。
すなわち、それは、本質的には多数の異なった増幅器か
らなる。増幅された光検出器信号VD′は、同期復調器
SYNCD2の信号入力に送られる。符号の補正された
信号d′(n)は、整合された値T0 ′により走行時間
のために補正されて、乗算器MRを介して復調器入力に
送られ、減算器SUBが乗算器MRの第2の入力に与え
られ、その減算器は、加算器ADDの実際の出力値か
ら、メモリM3を介して獲得された、加算器ADDの最
後の出力値を減算することを繰り返す。第2の同期復調
器SYNCD2の出力信号VSY2は、積分増幅器IA
の入力に供給される。積分増幅器IAは、本質的には、
制御工学の観点に従って量を決められたフィルタを表
し、かつその出力信号SIAは入力信号VSY2の時間
積分の少なくとも1つの成分に対応する。信号SIA
は、アナログ信号として、ディジタル−アナログ変換器
DAの補正入力に送られ、それは、出力量として、位相
変調器PMに与えられる信号を供給し、その信号は、信
号PMS(ディジタル)およびSIA(アナログ)の積
に本質的に正比例する。
示しているが、この回路構成の場合には、増幅された光
検出器信号VD′は、直接に、すなわちさらに操作プロ
セスが行われる前に、アナログ−ディジタル形態で変換
され、かつ次いでディジタル同期復調器SYNCDD1
に与えられ、その復調器入力には信号d(n)が与えら
れている。その他の点については、図9による構成の設
計は、実質的に図7によるそれに対応する。
は、図11に例示される。図11の表示は、当業者には
それ自体すぐに理解でき、かつこの発明の説明の一部と
してみなされる。
に対応するが、倍率制御SKが完全にディジタル的に実
現される。第2の同期復調器SYNCDD2は、アナロ
グ−ディジタル変換器ADの出力信号がデータ信号DM
Sとして与えられるが、同様にディジタル復調器として
実現され、それにはディジタル積分器DIが続き、それ
は、倍率補正信号SIADをその出力から供給する。そ
の信号は、さらに乗算器MPの入力に与えられ、そのも
う一方の入力には加算器ADDの出力信号が接続され、
そのためディジタル−アナログ変換器DAにはすでに倍
率が補正された信号が供給される。
関して図10のそれに対応する、純粋な「ディジタル
解」を示す。制御されたシステムのすべての機能は、こ
の例では中央データプロセッサCPUに設けられる。す
なわちそれらは、同期復調器SYNCDD1の同期復調
と、積分器IGの積分機能と、ランプ発生器RGにおけ
るランプ信号の発生と、場合に応じて走行時間のために
補正された、同期信号d(n)またはd′(n)の提供
と、ディジタル積分器DIによる、倍率信号SIADの
提供と、位相変調器トリガ信号PMSのための第2の信
号成分の成分AT21およびAT22の提供と、倍率補正を
行なうための乗算器MPとである。
光ファイバリング干渉計の位相変調器のトリガ信号のた
めの変調方法であって、位相変調器のための変調の必要
とされる範囲を増加させることなしに、先行技術におい
て生じるような、電磁的な過結合により引起こされたバ
イアス誤差およびそれに基づく不感帯を避けるものが与
えられるに至った。
発生器の使用は、また、制限された空間内に多軸の回転
速度センサ構成が構築されるべきときには、隣接した電
子部品からの漏話の影響を避けるために適切である。
された変化、つまり先行技術における変調のずれ、すな
わち動作モードに依存する変化を示す図である。
ロック・イン効果の発生を示す図である。
る、回転速度信号のディジタル処理ならびに変調のずれ
信号およびランプ再設定信号の発生を有する光ファイバ
干渉計の構成を示す図である。
る。
信号を発生するための概略的であるが基本的なブロック
構成を示す図である。
図である。
発明の応用を示す図である。
倍率補正回路を有する干渉計の設計を示す図である。
照)干渉計信号のアナログ−ディジタル変換が信号の増
幅のすぐ後に起こり、結果としてディジタル同期復調が
与えられるブロック構成を示す図である。
に対応して)追加された倍率補正回路を有する干渉計の
設計を示す図である。
す図である。
を与えるための全体の処理プロセスが中央データプロセ
ッサにおいて実行される、基本的なブロック設計を示す
図である。
の成分 CPU プロセッサ DA ディジタル−アナログ変換器 FS ファイバコイル IA 積分増幅器 IG ディジタル積分器 L 光源 P 偏光器 PD 検出器装置 PM 位相変調器 PMS 信号 RG ランプ発生器 SIA アナログ倍率補正信号 SK 倍率補正回路 SK′ ディジタル倍率補正回路 ST2 ビーム分割 SYNCD1 第1の同期復調器 SYNCD2 第2の同期復調器 SYNCDD1 第1のディジタル同期復調器 SYNCDD2 第2のディジタル同期復調器 VA 復調された出力信号 VD 出力信号 VD′ 増幅された光検出器出力信号
Claims (7)
- 【請求項1】 光源(L)から発し、偏光器(P)によ
り偏光され、かつビーム分割(ST2)により発生され
る2つの光ビームが、ファイバコイル(FS)内に反対
方向に照射され、かつその後で再び一体にされ、 偏光器(P)を通過した後発生される干渉パターンが、
干渉パターンの光強度に対応した出力信号(VD)を出
力する検出器装置(PD)に与えられ、 ファイバコイル(FS)内に配置された位相変調器(P
M)の助けにより、2つの光ビームは、複数個の可変成
分(ATi )から組合わせられる、かつモジュロ演算に
より2πの値に制限される信号(PMS)により変調さ
れ、 第1の信号成分(AT1 )は、積分プロセスにより発生
される、かつ2つの光ビームの非相反的な増加方向の位
相シフトを補償するランプ信号であり、 第2の信号成分(AT2 )は、t0 が静止状態における
前記ファイバコイル(FS)を介した光ビームの各々の
走行時間であるものとして、時間t0 の各場合において
π/2の正の整数倍の値を示し、 増幅された光検出器出力信号(VD′)は、周波数f0
=1/t0 でクロック動作される第1の同期復調器(S
YNCD1、SYNCDD1)に送られ、 復調された出力信号(VA)が、積分されてランプ信号
(AT1 )を発生し、かつディジタル−アナログ変換
(DA)の後に、光ビームの非相反的な増加方向の位相
シフトを補償するために位相変調器(PM)にフィード
バックされる、回転速度の測定のための光ファイバサニ
ャック干渉計であって、 プロセッサ(CPU)が、第1の同期復調器(SYNC
D1、SYNCDD1)、アナログ−ディジタル変換器
(AD)、ディジタル積分器(IG)およびランプ発生
器(RG)のための制御および同期化信号をそれぞれ供
給し、 第2の信号成分(AT2 )は、2つの成分(AT21、A
T22 )の和からなり、 第2の信号成分(AT2 )の第1の成分(AT21)は0
およびπ/2の、交互に連続する値から形成され、かつ 第2の信号成分(AT2 )の第2の成分(AT22)は、
0またはπのいずれかの値をとる要素の、ランダムなシ
ーケンスからなり、該シーケンスの各要素は、他の要素
および他の信号源とは統計的に独立しており、 同期復調器(SYNCD1、SYNCDD1)は、信号
(d(n))を走行時間について補正した信号(d′
(n))によりトリガされ、該信号(d(n))は、 絶えず値−1を有する第1のファクタと、 第2の成分(AT22)が値0を有するときには−1であ
るが、第2の成分(AT22)が値πを有するときには+
1である第2のファクタと、 最後の先行の変調クロック信号の第2の成分(AT22)
が値0を有するときには−1であるが、最後の先行する
変調クロック信号の第2の成分(AT22)が値πを有し
たときには+1である第3のファクタと、 第1の成分(AT21)が値0を有するときには−1であ
るが、第1の成分(AT21)が値π/2を有するときに
は+1である第4のファクタとの四つのファクタとの積
であり、かつ、 同期復調器(SYNCD1、SYNCDD1)に送られ
る前に、これらの4つのファクタの積が、第1および第
2の信号成分(AT1 、AT2 )を加算して、位相変調
器(PM)およびディジタル−アナログ変換(DA)の
ためのトリガ信号(PMS)を形成するための処理時間
に対応する走行時間補償(T0 )により補正される、回
転速度の測定のための光ファイバサニャック干渉計。 - 【請求項2】 ディジタル−アナログ変換器(DA)の
実際の入力値およびディジタル−アナログ変換器(D
A)の最後の入力値の間の差の符号を第1の同期復調器
(SYNCD1)の実際のトリガ値(d′(n))の符
号と比較する、倍率補正回路(SK)が設けられ、か
つ、 復調されるべきアナログ信号として光検出器(PD)の
増幅された信号(VD′)を受ける第2の同期復調器
(SYNCD2)が、周波数1/t0と合わせて、走行
時間補償の後で、比較の値によってトリガされ、かつア
ナログ倍率補正信号(SIA)を積分増幅器(IA)を
介してディジタル−アナログ変換器(DA)の基準入力
に伝送する、請求項1に記載の干渉計。 - 【請求項3】 前記増幅された光検出器出力信号(V
D′)は、同期復調の前にディジタル化され、かつ当該
同期復調はディジタルプロセスとして実行される、請求
項1に記載の干渉計。 - 【請求項4】 ディジタル−アナログ変換器(DA)の
実際の入力値およびディジタル−アナログ変換器(D
A)の最後の入力値の間の差の符号を第1の同期復調器
(SYNCD1)の実際のトリガ値の符号と比較する、
ディジタル倍率補正回路(SK′)が設けられ、 復調されるべきディジタル信号としてアナログ−ディジ
タル変換器(AD)の出力値を受ける第2のディジタル
同期復調器(SYNCDD2)が、周波数1 /t0 と合
わせて、走行時間補償の後で、比較の値によってトリガ
され、かつ、積分ディジタル増幅器を介して、ディジタ
ル倍率補正信号(SIAD)を発生し、当該ディジタル
倍率補正信号(SIAD)によって、当該第1の信号成
分(AT1)が第2の信号成分(AT2)と乗算され
て、前記ディジタル−アナログ変換器(DA)のための
入力信号が得られる、請求項3に記載の干渉計。 - 【請求項5】 積分、ランプ信号形成、モジュロ形式に
よる加算、第2の信号成分(AT2 )の第1および第2
の成分(AT21およびAT22)の提供ならびにそれらの
加算および同期復調器(SYNCD1およびSYNCD
2)のための同期信号の提供というディジタル機能は、
中央コンピュータ(プロセッサCPU)において実行さ
れる、請求項1または2に記載の干渉計。 - 【請求項6】 積分、ランプ信号形成、モジュロ形式に
よる加算、第1および第2の成分(AT21およびA
T22)の提供ならびに第2の信号成分(AT2 )を形成
するためのそれらの加算およびディジタル同期復調器
(SYNCDD1またはSYNCDD2)における復調
というディジタル機能は、中央コンピュータ(プロセッ
サCPU)において実行される、請求項3または4に記
載の干渉計。 - 【請求項7】 値0およびπのいずれかの値をとる要素
の前記シーケンスは、予めストアされた値のパターンか
ら取られる、先行請求項1から6に記載の干渉計。
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