JP2510460B2

JP2510460B2 - 回転速度測定のための方法および装置

Info

Publication number: JP2510460B2
Application number: JP5000090A
Authority: JP
Inventors: ギュンタ・シュパリンゲル
Original assignee: Litef Litton Technische Werke Der Hellige GmbH
Current assignee: Litef Litton Technische Werke Der Hellige GmbH
Priority date: 1992-01-13
Filing date: 1993-01-04
Publication date: 1996-06-26
Anticipated expiration: 2011-06-26
Also published as: US5351123A; EP0551537A1; EP0551537B1; CA2072208A1; DE59201728D1; JPH05272982A; CA2072208C

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】この発明は位相リセットを有するファイバ
オプティックサニャック（Sagnac）干渉計による回転速
度測定のための方法に関し、 − １つの光源に源を発し、かつビーム分割によって発
生される２つの偏光した光ビームは反対方向に照射され
てファイバコイルに入り、かつその後再結合され、 − このプロセスで生じる干渉パターンが検出され、か
つ干渉パターンの光強度に対応する電気信号が発生さ
れ、さらに − ２つの光ビームは複数個の可変成分から構成される
制御信号によって変調され、そのうちの第１の信号成分
はリセット信号であり、それはデジタル制御プロセスを
経て発生されかつその２つの光ビームの非逆数、増分移
相を補償し、かつそのうちの第２の信号成分は、第１の
乱数発生器によって制御され、各場合に時間Ｔ₀に対し
て０またはπの値をとり、Ｔ₀は静止状態のファイバコ
イルを介する２つの光ビームの各々の通過時間に対応す
る。

【０００２】この発明の目的は、さらに、位相リセット
のファイバオプティックサニャック干渉計を有する回転
速度測定のための装置であって、この装置において − １つの光源に源を発し、偏光子によって偏光され、
かつビームスプリッタによって発生される２つの光ビー
ムは反対方向に照射されてファイバコイルに入り、かつ
その後ビームスプリッタで再結合され、 − ビーム再結合から生じる干渉パターンは干渉パター
ンの光強度に対応する信号を供給する光電検出器によっ
て走査され、かつその出力値がデジタル評価回路で処理
される下流のアナログ・デジタルコンバータを有する第
１の増幅器に与えられ、この回路は一方で下流の第２の
増幅器を有するデジタル・アナログコンバータに、位相
変調器に与えられるリセット信号を得るために一次制御
ループを経て発生されるデジタル位相リセット信号と、
回転速度に比例する信号とを与え、かつ他方で第１の補
助制御ループを経て第２の増幅器の利得ａ₁のための第
１の駆動信号を与え、その態様は公称値関係ａ₁ｃ₁＝
１が満たされるというようなものであり、ここにｃ₁は
電気光学結合ファクタを示す。

【０００３】この発明の出発点はＥＰ−Ａ１−０，４４
１，９９８（引用例［５］：発明の詳細な説明の終わり
の引用例リスト参照）で説明されるファイバオプティッ
クサニャック干渉計であり、これは慣性回転速度測定に
適し、かつ略してファイバオプティックジャイロとして
も知られ、電磁過結合およびそれに基づくデッドバンド
によって引き起こされるバイアスエラーは乱数発生器に
よって制御されかつ復調器基準信号の相関関係の自由を
保証する変調方法によって除去される。しかしながら、
回路工学の見地から、引用例［５］で説明された解決法
は変調信号および復調信号を発生するための、かつ倍率
制御ループのための制御信号を得るためのサブアセンブ
リの非常な複雑さを必然的に伴う。

【０００４】この発明の目的はファイバオプティックジ
ャイロによる回転速度測定のための方法および配置また
は装置を提供することであり、それによって変調および
復調のための信号を、実質的により単純な態様で倍率を
安定させるための信号と共通に発生することが可能であ
る。さらに、その目的は集積回路（ＡＳＩＣ）として実
現可能でありかつ効果的なループ利得の生産による変動
のない配置の助けによってデジタル信号処理を全面的に
容易にすることである。

【０００５】位相リセットを有するファイバオプティッ
クサニャック干渉計による回転速度測定のための、始め
に述べられかつ特許請求項１のプリアンブルで同様に規
定される方法から始めて、この発明による解決法は方法
の観点から、 − 第２の乱数発生器によって制御され、各場合に時間
Ｔ₀に対して値π／２＋ｄまたはπ／２−ｄをとる第３
の信号成分が制御信号に加えられることにあり、ｄは所
定の小さなテスト変数であり、さらに − 結合された制御信号はモジュロ−２πリセットを伴
う積分プロセスを受け、そこでリセット信号ならびに第
２および第３の信号成分の双方は結合積分プロセスの前
に供給されることにある。

【０００６】このプロセスの応用において、独立特許請
求項６のプリアンブルで規定され、かつ位相リセットの
ファイバオプティックサニャック干渉計の助けによって
回転速度測定に適切なこの発明に従う装置はこの発明に
従う以下の明確な特徴を有し、それは − 第１の増幅器の利得ａ₀は調整可能であり、かつ − 第２の補助制御ループを経て、評価回路は第１の増
幅器の利得ａ₀に第２の駆動信号を与えることであり、
その値は「１」からの積「ａ₀ｃ₀」の偏差の測定値で
あり、ｃ₀は光電検出器での平均光出力、その感度およ
び一次制御ループの総利得に依存する定数を示す。

【０００７】この発明に従う方法およびそれを実行する
のに適切な装置の有利な展開および様々な実施例は従属
の特許請求項で規定される。

【０００８】この発明に従う信号処理および信号評価の
有利な実施例は図面を参照して例によって以下に説明さ
れる。

【０００９】サニャック干渉計によって供給される測定
された値の信号処理は、前記測定された値の評価ととも
に以下の部分で説明される。

【００１０】

【１．サニャック干渉計】図１の上部部分で再現された
サニャック干渉計の構造は従来使用された配置のものと
完全に対応する。光源Ｅｍは波長λおよび周波数ω＝２
πｃ／λの光を発し、ｃは光の速度である。光波は結合
器Ｋを通過し、かつそれからビームスプリッタＳの２つ
の部分ビームに細分される。２つの部分ビームはその上
に付加的な位相変調を加える位相変調器Ｐを通過する。
これは２つのビームの間に移相−φ（ｔ）＝−ｃ₁・ｕ
φ（ｕの後のφは本来下つき文字で表わされるべきもの
である。以下この明細書において同じ）（ｔ）を生じ
る。ここでｕφは位相変調器Ｐの制御電圧であり、かつ
ｃ₁は電気光学結合ファクタである。結果として生じる
位相差に対する負の符号は任意に選択された。２つのビ
ームはここで反対方向に慣性空間に対して角速度Ω
（ｔ）で回転し、かつ巻かれて半径ＲのコイルＳＰＬに
なる全長Ｌ₀のファイバを通過する。さらなる移相φ_s
（ｔ）＝Ω（ｔ）×Ｓ′は、ここでＳ′＝４πＲＬ₀／
（λｃ）であるが、サニャック効果のために２つのビー
ム間で有効になる。Ｔ₀をファイバコイルを介する光の
通過時間とする。２つのビームがコイルＳＰＬを通過し
た後、移相Ω（ｔ）×Ｓ′−φ（ｔ−Ｔ ₀）がそれらの
間に存在する。２つのビームはここで再び位相変調器Ｐ
を通過するが、今回は機能が交換された状態であり、そ
の結果正の符号の位相φ（ｔ）がさらなる成分として付
加的に加えられる。２つのビームはそれゆえに総移相Ω
（ｔ）×Ｓ′＋φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ₀）を有するビー
ムスプリッタＳにおいて干渉状態にされる。再結合の
後、光波は結合器Ｋに戻り、そこでエネルギの一部は光
電検出器Ｄに分割され、そこで干渉光ビームの移相に依
存する出力電圧ｕ_{d e} _t＝ｃ₀ｃｏｓ（Ω（ｔ）×Ｓ′
＋φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ₀））が発生される。定数ｃ₀
は受信器、つまり光電検出器Ｄでの平均光出力、その感
度および後続の段階の増幅に依存する。ビームスプリッ
タＳおよび位相変調器Ｐは図１の点線の縁によって成分
としてマークされる。前記成分は統合された光学系のＰ
ＹＰチップとして実施され得る。

【００１１】

【２．信号処理】図１の配置の構造の下部部分は、適切
な信号を位相変調器Ｐに送ることによって、サニャック
干渉計を回転速度Ω（ｔ）を決定する目的のために検出
器信号ｕ _{d e t}の評価を許容する状態にするという目的
を有する。

【００１２】光電検出器Ｄｅｔによって発生される信号
ｕ_{d e t}は調整可能な利得ａ₀を伴って増幅器段階１に
供給される。結果として、その信号は規定されたレベル
ａ₀×ｕ_{d e t}にされ、かつその後アナログ・デジタル
コンバータ２によってデジタル化される。得られた信号
ｘ_{A D}はデジタル評価回路３に供給され、それは以下に
さらに詳細に説明される。前記デジタル評価回路３は出
力信号ｙ_{D A}を発生し、それはデジタル・アナログコン
バータ４によってアナログ電圧に変換され、かつ調整可
能な利得ａ₁を乗算した後位相変調器Ｐに供給される。
乗算デジタル・アナログコンバータ４、５としてデジタ
ル・アナログコンバータ４を設け、その基準電圧入力９
で補助デジタル・アナログコンバータ８によって供給さ
れる電圧を利用して、利得に影響を及ぼすことは利得調
整の目的のために好都合である。デジタル評価回路３、
アナログ・デジタルコンバータ２および乗算デジタル・
アナログコンバータ４、５はクロック速度Ｔ₀で動作す
る。閉の信号経路はこの態様で形成され、その機能は以
下に詳細に説明される。

【００１３】特定の選択可能な瞬間に、デジタル評価回
路３は回転速度に対する出力変数（ｖａｒｉａｂｌｅ）
ｙΩ（ｙの後のΩは本来下つき文字として表わされるべ
きものである。以下この明細書において同じ）、増幅器
段階１で基準入力１０を経て調整可能な入力分岐の利得
ａ₀に対する出力変数ｙ_{a 0}、および出力分岐の乗算デ
ジタル・アナログコンバータ４、５の利得ａ₁に対する
出力変数ｙ_{a 1}を供給する。すべての前記変数はプロセ
ッサ７へのさらなる処理に利用される平均された値であ
る。評価回路３の入力「クリア」は平均された出力値の
各読出しの後プロセッサ７またはタイマによって動作さ
れ、かつ同様に以下にさらに詳細に説明される内部平均
ユニットをリセットする役割を果たす。任意のさらなる
フィルタリングの後、プロセッサ７は以前に平均された
変数ｙΩ、ｙ_{a 0}およびｙ_{a 1}から、測定された変数、
つまり回転速度Ω（ｔ）、および利得ａ₀およびａ₁を
調整するために必要であり、かつ補助デジタル・アナロ
グコンバータ６または８を経て割当てられた増幅器段階
１または５に影響を及ぼすデジタル信号を計算する。

【００１４】

【３．デジタル評価回路】デジタル評価回路３のユニッ
トおよびサブアセンブリは図２で示される。出力側デジ
タルデータワードｙ_{D A}の光位相φに対する関係は利得
ａ₁および電気光学結合ファクタｃ₁によって生じるの
で、ａ₁の適切な選択または調整によって、変数ν_kπ
×２^kの変調器での移相φがデータワードｙ_{D A}の個々
のビットに対応することを達成することは可能である。
さらなる考察を単純にするために、前記値ν_k＝π×２
^kはデジタルデータワードのビットの桁値（ｐｌａｃｅ
ｖａｌｕｅ）に直接割当てられるであろう。ｙ_{D A}に
適用するのと同様に、この規約は評価回路のすべてのデ
ジタルデータワード、つまり後で説明されるデータワー
ドｓ_i、ｉ＝１、・・・、８、ｓ′₃、ｓ′₅、
ｙ_{a 0}、ｙ_{a 1}およびｙΩに適用するように意図され
る。これは、この規約から逸脱して、ビットα_k、ｋ＝
１、・・・、ｍを有するデータワードｓの数値が

【００１５】

【数１】

【００１６】に従って計算されることを意味する。ここ
で、α₁はＬＳＢであり、α_mはデータワードのＭＳＢ
である。ビットα′_k、ｋ＝１′・・・ｍ′を有するデ
ータワードｙ_{D A}に対して

【００１７】

【数２】

【００１８】となる。φ＝ａ₁ｃ₁ｙ_{D A}は移相に当て
はまるので、ａ₁ｃ₁＝１に対して位相φ＝ｙ_{D A}であ
る。したがって、この場合

【００１９】

【数３】

【００２０】が成立する。示されるように、ｍ′＝０で
ある。アナログ・デジタルコンバータ２によって供給さ
れる入力信号ｘ_{A D}は内部信号ｓ₁として第１の加算器
ＡＤＤ₁の入力に伝えられる。この場合、１−２
ｄ′ ₂、つまり＋１または、−１での重み付けが、値０
または１をとり得る復調信号ｄ′₂に依存してさらに実
行される。復調信号ｄ′₂（ｉ）はｎ時間遅延段階を有
する第１の遅延ブロックＶ₁によってｎクロックパルス
分遅延し、かつ第１の乱数発生器Ｍによって供給される
変調信号ｄ₂（ｉ）であり、つまりｄ′₂（ｉ）＝ｄ₂
（ｉ−ｎ）である。変数ｎは所定の制限内で予め調整可
能であり、かつ示されるように、通過時間を外部信号経
路に適合させる役割を果たし、それは干渉計に加えて図
１のサブアセンブリ１、２、４および５をもまた含む。

【００２１】述べられたように、信号ｄ₂（ｉ）および
ｄ′₂（ｉ）はそれぞれ２つの状態（ｉ＝０または１）
をとり得る。ｄ′₂＝０の場合、（信号の）変数ｓ₁の
加算は第１の加算器ＡＤＤ₁で行なわれ、かつｄ′₂＝
１の場合減算が行なわれる。第１の加算器ＡＤＤ₁の他
の入力は第１のレジスタ対ＲＰ₁に接続され、そこでや
はりテスト変数と呼ぶ２つの所定の値、＋ｄおよび−ｄ
が記憶される。

【００２２】後に示されるように、前記テスト変数ｄは
そのループ利得を「測定する」、および制御可能な増幅
器段階１に影響を及ぼす補助制御ループ（基準経路、
４．２．３を見られたい）の助けによってループ利得を
所定の公称値に調整するという目的で一次制御ループ
（４．２．１を見られたい）に付加的な信号として供給
される。有用な信号の上に重畳されたテスト信号±ｄは
外部ジャイロ経路のオーバドライブを回避するのに十分
小さく選択され得る。示されるように、正しく調整され
た利得で、前記テスト信号の正確な補償があり、その結
果干渉計の測定の正確さは影響されないままである。

【００２３】制御信号ｄ′₁が与えられる選択入力ｓは
それぞれ所望される値を選択するために与えられる。第
１の加算器ＡＤＤ₁の他の入力で有効な選択された値は
（２ｄ′₁−１）×ｄである。これは第１の加算器ＡＤ
Ｄ₁の出力で変数ｓ₂（ｉ）＝（２ｄ′₁（ｉ）−１）×ｄ−（２ｄ′₂
（ｉ）−１）×ｓ₁（ｉ）・・・（１）という結果になる。等式によって表わされる変数の番号
付け（１）・・・・（８）は図２の評価回路の機能の理
解を容易にするために、図２に同様に例示される。

【００２４】ｄ′₂に類似の態様で、信号ｄ′₁は第２
の遅延ブロックＶ₂の助けによってｎ段階遅延によって
信号ｄ₁から生じる。信号ｄ₁は第１の乱数発生器Ｍか
ら独立した第２の乱数発生器Ｄによって発生される。Ａ
ＤＤ₁によって発生される合計ｓ₂は２つの第１および
第２の平均ユニットＭＷ₁およびＭＷ₂の入力、または
第５の加算器ＡＤＤ₅を有するデジタルフィルタの入
力、または第６の加算器ＡＤＤ₆の入力、そのすべては
以下にさらに説明されるが、ならびに第２の加算器ＡＤ
Ｄ₂の第１の入力に供給される。第２の加算器ＡＤＤ₂
の合計出力ｓ₃は第１のレジスタチェーンＲＥＧ₁に伝
えられ、かつｎクロックパルス分遅延された信号ｓ′₃
（ｉ）＝ｓ₃（ｉ−ｎ）として第２の加算器ＡＤＤ₂の
他の入力に再供給され、ｓ₃（ｉ）＝ｓ₃（ｉ−ｎ）＋ｓ₂（ｉ）・・・（２）である。加えて、信号ｓ₃は第３の平均ユニットＭ
Ｗ₃、または第７の加算器ＡＤＤ₇を有する第３のデジ
タルフィルタ、以下にさらに説明されるように、および
第３の加算器ＡＤＤ₃の第１の入力を供給する。上に説
明され、かつ第１の乱数発生器Ｍによって供給された信
号ｄ₂にはＡＤＤ₃の他の入力への有効桁（significan
ce）πが供給される。記憶された値π／２＋ｄおよびπ
／２−ｄを有する第２のレジスタ対ＲＰ₂の選択可能な
出力は同一の入力のより低い有効桁（π／２、π／４、
・・・）の桁（ｐｌａｃｅ）に接続される。この選択は
上述の信号ｄ₁で行なわれ、それは第２の乱数発生器Ｄ
によって発生される。結果として、信号ｓ₄（ｉ）＝ｓ₃（ｉ）＋π／２＋ｄ₂π＋（２ｄ₁−
１）×ｄ・・・（３）がＡＤＤ₃の合計出力として生じる。図２に例示される
ように、有効桁２πおよびそれより高いビットのすべて
はここでポイント「ｔｒ」で第３の加算器ＡＤＤ ₃の合
計信号ｓ₄から分離される。前記プロセスはモジュロ−
２π動作に対応する。

【００２５】残余ビットは第４の加算器ＡＤＤ₄および
第２のレジスタＲＥＧ₂からなる位相積分器ＰＩの第１
の入力に供給される。ＡＤＤ₄の合計出力ｓ₅は同様に
２πより低い有効桁のビットのすべてだけを含む。それ
はＲＥＧ₂によって１つのクロックパルス分遅延され、
かつ第４の加算器ＡＤＤ₄の他の入力に再供給される。
加算中に生じるキャリィビットＣは入力信号ｄ₃として
第３の同様のｎ段階遅延ブロックＶ₃に伝えられる。こ
れはＡＤＤ₄の出力で合計信号ｓ₅（ｉ）＝ｍｏｄ２π［ｓ₅（ｉ−１）＋ｍｏｄ２π
［ｓ₄（ｉ）］］・・・（４）という結果になり、かつキャリィ信号として

【００２６】

【数４】

【００２７】という結果になる。同時に、レジスタＲＥ
Ｇ₂の出力はデジタル・アナログコンバータ４への出力
信号ｙ_{D A}として外部に供給される。

【００２８】上述のように、信号ｓ₂およびｓ₃は３つ
のデジタルフィルタまたは平均ユニットＭＷ₁、ＭＷ₂
およびＭＷ₃の入力に接続される。これらは外側からリ
セットされ得るアキュムレータであり、かつ各場合にそ
の出力が割り当てられたレジスタを経て加算器入力にフ
ィードバックされる加算器から構成され、その結果平均
されるべき信号はｍクロックサイクルの所定の期間にわ
たって総和される。

【００２９】平均された回転速度値ｙΩ、たとえば

【００３０】

【数５】

【００３１】は第５のレジスタＲＥＧ₅を経てＡＤＤ₇
の助けによってｓ₃の累積によってこの態様で生じる。
利得ａ₀に対する動作変数ｙ_{a 0}は、第３のレジスタＲ
ＥＧ₃を経てＡＤＤ₅の助けによって実行されるｓ₂の
累積によって第１の平均ユニットＭＷ₁で生じ、ｄ′₁
に依存してｓ₂の＋１または−１での付加的な重み付け
が行なわれる。

【００３２】

【数６】

【００３３】利得ａ₁に対する調整変数ｙ_{a 1}はｄ′₃
に依存してＡＤＤ₆および第４のレジスタＲＥＧ₄の助
けによって第２の平均ユニットＭＷ₂においてＳ₂の重
み付けされた累積によって対応して生じる。符号重み付
けｄ′₃は第３の遅延ブロックＶ₃によってｎクロック
パルス分遅延される信号ｄ₃に対応し、かつ位相積分器
ＰＩの第４の加算器ＡＤＤ₄の有効桁２πのキャリィビ
ットＣから形成される。

【００３４】

【数７】

【００３５】

【４．動作モード】

【００３６】

【４．１干渉計】サニャック干渉計［１］の説明で述
べられたように、検出器Ｄは電圧ｕ_{d e t}＝ｃ₀ｃｏｓ（Ω×Ｓ′＋φ（ｔ）−φ（ｔ−
Ｔ₀））・・・（９）を供給する。電気光学結合ファクタｃ₁ならびに調整可
能な利得ａ₀およびａ₁をさらに考慮に入れて、評価回
路３の入力でのデジタル信号に対してｘ_{A D}＝ａ₀ｃ₀ｃｏｓ［Ω×Ｓ′＋ａ₁ｃ₁（ｙ_{D A}
（ｉ）−ｙ_{D A}（ｉ−１））］・・・（１０）が成立する。

【００３７】

【４．２評価回路の制御ループ】

【００３８】

【４．２．１一次制御ループ】まず利得ａ₀およびａ
₁がａ₀ｃ₀＝１およびａ₁ｃ₁＝１が成立するように
調整されると仮定する。さらに、さらなるｎ−１デッド
タイムがトランスジューサ２、４の特性のために考慮に
入れられなければならない。そしてｘ_{A D}（ｉ＋ｎ）＝ｃｏｓ（Ω×Ｓ′＋ｙ_{A D}（ｉ＋
１）−ｙ_{D A}（ｉ））・・・（１１）が成立する。図２の回路を一目見ればわかるように、ｙ
_{D A}（ｉ）＝ｓ′₅（ｉ）およびｙ_{D A}（ｉ＋１）＝ｓ
₅（ｉ）である。さらに、ｓ₄（ｉ）＝ｓ₅（ｉ）−ｓ′₅（ｉ）＋ｋ×２π・・
・（１２）が成り立つ。ｋ×２π重の偏差は「ｔｒ」で行なわれる
モジュロ−２π動作のために生じる。項ｋ×２πはその
周期性のために余弦関数の引数（ａｒｇｕｍｅｎｔ）か
ら省略され得る。結果として、ｘ_{A D}（ｉ＋ｎ）＝ｃｏｓ（Ω×Ｓ′＋ｓ₄（ｉ））・
・・（１３）が成立する。第１のステップはｄ＝０がテスト変数に対
する２つのレジスタ対ＲＰ₁およびＲＰ₂において成立
すると仮定することである。そしてｓ₄（ｉ）＝ｓ₃（ｉ）＋π／２＋ｄ₂π・・・（１
４）が成立し、ｃｏｓ（ｘ＋π／２）＝−ｓｉｎ（ｘ）およ
びｓｉｎ（ｘ）＝−ｓｉｎ（ｘ＋π）およびｓ₁＝ｘ
_{A D}であるために、ｓ₁（ｉ＋ｎ）＝ｓｉｎ（Ω×Ｓ′＋ｓ₃（ｉ））×
（２ｄ₂（ｉ）−１）・・・（１５）となる。他方、ｓ₂（ｉ＋ｎ）＝−ｓ₁（ｉ＋ｎ）×（２ｄ′₂（ｉ＋
ｎ）−１）＝ｓ₁（ｉ＋ｎ）×（２ｄ₂（ｉ）−１）・
・・（１６）が成立する。これよりｓ₂（ｉ＋ｎ）＝−ｓｉｎ（Ω×Ｓ′＋ｓ₃（ｉ））・
・・（１７）となる。電子評価システムはシステム偏差Ω×Ｓ′＋ｓ
₃（ｉ）をできるだけ小さくするように試みる閉の制御
ループである。等式（１７）の正弦関数の引数（ａｒｇ
ｕｍｅｎｔ）に発生する前記変数（ｖａｒｉａｂｌｅ）
が小さい場合、正弦は近似としてその引数によって置換
されることが可能であり、かつｓ₂（ｉ＋ｎ）＝−Ω×Ｓ′−ｓ₃（ｉ）・・・（１
８）が成立するかまたは、ｚによって変換されたとき、Ｓ₂（ｚ）＝−ｚ^{- n}（Ω×Ｓ′＋Ｓ₃（ｚ））・・・
（１９）である。ＡＤＤ₂およびＲＥＧ₁から結合された伝達関
数

【００３９】

【数８】

【００４０】を有する後続の段階は制御ループを閉じ
る。最後の２つの等式（１９）および（２０）から変数
Ｓ₂（ｚ）を消去することは関係Ｓ₃（ｚ）＝−ｚ^{- n}Ω×Ｓ′・・・（２１）を与える。信号ｓ₃はこのように回転速度Ωに正比例す
る。ＡＤＤ₇およびＲＥＧ₅からなる第３の平均ユニッ
トＭＷ₃はこれから信号ｙΩを発生する。

【００４１】

【４．２．２利得ａ₁のための補助制御ループ】前の
説明は条件ａ₁ｃ₁＝１が満たされることを仮定する。
特定の（第１の）補助制御ループはこの要求が満たされ
る限りａ₁を再調整することが可能である。この場合、
「ｔｒ」でデジタル的に実行されるモジュロ−２π動作
が干渉計の位相がモジュロ動作に対応するまさにその値
２πによってジャンプしない場合に付加的なエラー信号
を発生するという事実を主に考慮に入れなければならな
い。等式（１０）に従って、検出器Ｄｅｔで有効な位相
は φ_d（ｉ＋１）＝Ω×Ｓ′＋ａ₁ｃ₁（ｓ₅（ｉ）−ｓ
₅（ｉ−１））・・・（２２）である。もし積ａ₁ｃ₁が理想値「１」からずれれば、 φ_e（ｉ＋１）＝（ａ₁ｃ₁−１）（ｓ₅（ｉ）−ｓ₅
（ｉ−１））・・・（２３）の位相エラーが「理想」検出器位相に加えられる。前記
位相エラーは変調後の付加的な回転速度信号として現わ
れる。前記エラー信号はこのようにｓ₅（ｉ）−ｓ
₅（ｉ−１）によって変調される倍率偏差である。等式
（５）に従って、ｓ₅（ｉ）−ｓ₅（ｉ−１）＝ｍｏｄ２π［ｓ
₄（ｉ）］−２πｄ₃（ｉ）・・・（２４）が成立する。この等式の右手側は符号ビットｄ₃を有す
る２の補数として解釈され得る。このように、ｄ₃は倍
数偏差（ａ₁ｃ₁−１）を変調する信号［ｓ₅（ｉ）−
ｓ₅（ｉ−１）］の符号である。この態様で変調される
エラーは第１の加算器ＡＤＤ₁の出力で信号ｓ₂を伴っ
てｎクロックバルスの後現われ、かつａ₁に対する駆動
変数を引き出すためにｎクロックパルス分同様に遅延さ
れる符号ｄ′₃（ｉ）で復調される。これはＡＤＤ₆お
よびＲＥＧ₄から構成された第２の平均ユニットＭＷ₂
の助けによって形成される。付加的な復調は加算器ＡＤ
Ｄ₆の±−制御入力を経て行なわれる。第２の平均ユニ
ットＭＷ₂の出力での平均された信号ｙ_{a 1}はそれゆえ
に公称値からの利得ａ₁の偏差の測定値であり、かつフ
ァクタを公称値ａ₁ｃ₁＝１に調整する目的のために使
用される。

【００４２】

【４．２．３利得ａ₀のための補助制御ループ】一次
制御ループの安定化のためにループ利得はａ₀ｃ₀＝１
によって決定されたような正しい値を有することが必要
であることはこの発明の概念の一部として理解された。
前記条件が常に満たされるために、さらなる（第２の）
補助制御ループがａ₀を調整するために設けられる。等
式（１８）に従って、Ω＝０の場合、ｎクロックパルス
分遅延される信号−ｓ₃は信号ｓ₂に対して生じる。等
式（１８）はΩ＝０およびａ₀ｃ₀≠１に対してｓ₂（ｉ＋ｎ）＝−ａ₀ｃ₀ｓ₃（ｉ）・・・（２５）となる。

【００４３】ファクタａ₀の理想値からの偏差の測定値
が自動的にここで求められるために、上述の小さなテス
ト変数＋ｄおよび−ｄがここでさらに値π／２に加えて
第２のレジスタ対ＲＰ₂に送られる。結果として、その
符号が第２の乱数発生器Ｄによって制御される付加的な
テスト信号（２ｄ₁（ｉ）−１）×ｄはここで第３の加
算器ＡＤＤ₃に送られ、ｓ₃に加えられる。

【００４４】もし興味がまずテスト信号ｄの効果だけに
置かれれば、等式（２５）はｓ₂（ｉ＋ｎ）＝−ａ₀ｃ₀×（２ｄ₁（ｉ）−１）×
ｄ・・・（２６）となる。もしここで同一のテスト変数＋ｄおよび−ｄが
第１のレジスタ対ＲＰ₁で記憶されれば、テスト信号
（２ｄ₁（ｉ＋ｎ）−１）×ｄはｓ₂（ｉ＋ｎ）に加え
られ、かつｓ₂（ｉ＋ｎ）＝（１−ａ₀ｃ₀）（２ｄ₁（ｉ）−
１）×ｄ・・・（２７）が成り立つ。（１−ａ₀ｃ₀）で重み付けされたテスト
信号ｄの成分はこのように第１の加算器ＡＤＤ₁の出力
で利用可能である。前記成分はその入力信号ｓ₂がテス
ト信号ｄの符号でさらに付加的に重み付けされる第１の
平均ユニットＭＷ ₁の助けによってフィルタで取除かれ
る。結果として、平均された信号ｙ_{a 0}は１からの積ａ
₀ｃ₀の偏差の測定値であり、かつ制御変数ａ₀を増幅
器段階５のその公称値に調整するために使用可能であ
る。

【００４５】

【５．統計学的な独立】入力ｘ_{A D}への出力信号ｙ_{D A}
の過結合に帰することが可能な回転速度測定配置のデッ
ドバンドを回避するために、信号ｙ_{D A}が変調器基準
ｄ′₂と相関関係がないことが図２に従う評価回路にお
いて確実にされる。２つの信号に対する唯一の共通情報
源は変調信号ｄ₂を発生する第１の乱数発生器Ｍであ
る。まずｙ_D _Aの最上位ビットＭＳＢのみがｄ₂に依存
することが示され得る。第１の乱数発生器Ｍのパラメー
タの適切な選択を考えれば、しかしながら、それが前記
依存に関わらず相関関係がｙ_{D A}のＭＳＢとｄ₂との間
に存在しないことが達成されることは可能である。結果
として、ｙ_{D A}および復調器基準ｄ′₂もまたは図３を
参照して以下に示されるように、相関関係がない。回転
速度測定配置のデッドバンドはｙ_{D A}に存在し、かつ第
１の乱数発生器Ｍに源を発する信号成分が復調器基準
ｄ′₂と同時に相関関係があるとき信号ｙ_D _Aの入力ｘ
_{A D}への過結合によって引き起こされる。前記相関関係
を決定するために、第１の乱数発生器Ｍから出力信号ｙ
_{D A}までの信号経路を分析することがまず必要である。
前記経路で発生するモジュロ−２π動作のために、加算
器ＡＤＤ₃およびＡＤＤ₄はν₀＝πの桁値までだけ拡
張される。全加算器レベルでの分析は加算器ＡＤＤ₃、
ＡＤＤ₄および第２のレジスタＲＥＧ₂に対して図３で
例示された構造を示す。

【００４６】第１の乱数発生器Ｍによって供給された信
号ｄ₂はデジタル・アナログコンバータ４の最上位ビッ
トＭＳＢ、ｙ_{D A , 0}に対してのみ作用することがわか
る。全加算器の合計出力は、論理機能として考えられ、
２つの入力サマンド（ｓｕｍｍａｎｄ）のＥＸＯＲ動作
を供給し、かつ可能性のある入力キャリィを供給する。
ＥＸＯＲ動作の可換性を考慮して、図３のブロック図か
らｙ_{D A , 0}（ｉ）が、ｙ_{D A , 0}（ｉ−１）、ｄ
₂（ｉ）、ならびにリセット信号ｓ₃（ｉ）および送り
込まれるテスト信号π／２±ｄに排他的に依存する残余
ｖ（ｉ）からのＥＸＯＲ動作のチェーンとして瞬時に生
じることが推測され得る。もし信号ｄ₂およびｙ
_{D A , 0}の論理レベルが値±を有するアナログ信号レベ
ルとして解釈されれば、かつもし新しい変数ｔ（ｉ）＝
１−２×ｄ₂（ｉ）およびｒ（ｉ）＝１−２×ｙ
_{D A , 0}（ｉ）がこの目的のために規定されれば、ＥＸ
ＯＲ動作は乗算になり、かつｒ（ｉ）＝ｒ（ｉ−１）×ｔ（ｉ）×ｖ（ｉ）が成立し、残余信号ｖ（ｉ）は可能性のある値±１を有
するアナログ表示ですでに与えられたように仮定され
る。

【００４７】乱数発生器Ｍによって供給される値ｔ
（ｉ）∈｛−１，１｝は均一に分配されかつ相関関係が
ないと考えられる。

【００４８】

【数９】

【００４９】

【数１０】

【００５０】ｔ（ｉ）はｒ（ｉ−ｊ）、ｊ＞０から統計
学的に独立しており、かつｔ（ｉ）は平均がないと仮定
されるので、シーケンスｒ（ｉ−ｊ）×ｔ（ｉ）もまた
平均がない。後者はひいては残余信号ｖ（ｉ）から独立
しているので、

【００５１】

【数１１】

【００５２】もまた成立する。したがって、ｊ＝１の状
態で、

【００５３】

【数１２】

【００５４】が成立する。ｔ（ｉ）もまたｒ（ｉ−１）
×ｒ（ｉ−ｊ）、ｊ＞０から独立しているので、上と同
一の理由付けで、かつｒ（ｉ）ｒ（ｉ−ｊ）＝ｒ（ｉ−
１）ｒ（ｉ−ｊ）ｖ（ｉ）ｔ（ｉ）のために、

【００５５】

【数１３】

【００５６】が成立する。シーケンスｒ（ｉ）もまた平
均がなく、かつ統計学的に相互に独立した成分からなる
ことがこのように証明された。

【００５７】出力信号ｙ_{D A}（ｉ）で発生する信号成分
ｒ（ｉ）と類似の表現でｔ（ｉ−ｎ）である復調器基準
ｄ′₂（ｉ）との間の相関関係がここで所望される。

【００５８】

【数１４】

【００５９】が成立する。各所与のｉに対してシーケン
スｒ（ｉ）、ｒ（ｉ−１）、ｒ（ｉ＋ｊ）およびｖ
（ｉ）は相互に独立しており、かつｒ（ｉ）は平均がな
いので、ｊ≠０，−１に対してＣ_{r t}（ｊ）＝０に直ち
になる。ｊ＝−１に対して

【００６０】

【数１５】

【００６１】が成立する、なぜならｒ（ｉ）は平均がな
くかつｖ（ｉ）から独立しているからである。同一の理
由付けによって、ｊ＝０に対して

【００６２】

【数１６】

【００６３】が成立する。復調器基準ｔ（ｉ）＝１−２
×ｄ₂（ｉ）がこのようにデジタル・アナログコンバー
タＭＳＢｒ（ｉ）＝１−２×ｙ_{D A , 0}（ｉ）から統計
学的に独立しており、かつｙ_{D A}からも同様である、な
ぜならデジタル・アナログコンバータの残余ビットは図
３のブロック図によって示されるように、任意の場合に
ｔ（ｉ）から独立しているからである。

【００６４】多軸システムにおいて、干渉計、増幅器
１、５、コンバータ２、４および評価回路３は一度より
多く存在する。コンパクトな構造に伴って、アナログ入
力増幅器でのクロストークの問題が頻繁にあり、その結
果１つの軸に対する評価回路３は他の軸の回転速度に反
応し得る。この問題は統計学的に相互に独立した復調器
基準を使用することによってこの発明によって取除かれ
た。実務でテストされてた３軸システムにおいて、脱結
合はすべての３つの検出器信号がともに加算されてすべ
ての３つのチャネルに対して単一の共通信号を形成する
ときでさえ依然として効果的であることを示すことは可
能であった。結果として、検出器Ｄ、入力増幅器１およ
びアナログ・デジタルコンバータ２からなる単一アナロ
グ入力経路を有する多軸システムを築く可能性が生じ
る。

【００６５】ＥＰ−Ａ１−０，４４１，９９８で説明さ
れた回転速度測定配置との対照によって、この発明は多
数の利点を生じさせ、それは以下のように簡単に要約さ
れて示される。

【００６６】− 記憶装置および減算器を有する付加的
なユニットは倍率エラーを復調するための基準信号を発
生するために何ら必要とされない。必要な情報は図２に
従うこの発明による回路配置の位相積分器ＰＩのキャリ
ィビットから直接引き出される。

【００６７】− 「統計学的な独立」と題されたセクシ
ョンで示されるように、加算器ＡＤＤ₃および位相積分
器ＰＩは復調器信号および変調器信号の脱相関関係（ｄ
ｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）のための二重機能で利用さ
れる、つまり先行技術のような特別なゲートおよびメモ
リは必要とされない。

【００６８】− 有効な増幅器の製造による偏差および
検出器Ｄｅｔおよび下流の増幅器段階１からなる受信器
経路での動作中の増幅変動は一次制御ループのループ利
得の付加的な安定によって補償される。この発明に従っ
て、第２の遅延チェーンＶ２ならびにチェンジオーバレ
ジスタＲＰ₁およびＲＰ₂からなるデジタル評価回路３
に含まれる付加的なサブアセンブリがこの目的のために
利用される。前記サブアセンブリは公称利得「１」を伴
う内部基準経路のように作用し、かつ説明された態様で
外部ジャイロ経路の利得を安定させるように機能する。

【００６９】− 原則的に任意である、「デッドタイ
ム」の数ｎを考慮して、制御ループの周波数独立の読出
特性を保証する一次制御ループの具体的な寸法決めが特
定される。第２の加算器ＡＤＤ₂およびレジスタチェー
ンＲＥＧ₁からなり、かつ伝達関数１／（１−ｚ^{- 1}）
を有するデジタルフィルタがこの目的のために設けられ
る。

【００７０】

【引用例リスト】

引用例［１］ＵＳ−Ａ−４７０５３９９引用例［２］ＤＥ−Ａ１−３１４４１６２引用例［３］レフェブル・エイチ・シィ（Lefevre H.
C.）他：「集積されたオプティクス：ファイバオプティ
ックジャイロスコープのための実務的な解決法（Integr
ated Optics:A Practical Solution for the Fiber-Opt
ic Gyroscope）」，ＳＰＩＥ第７１９巻，ファイバ・
オプティック・ジャイロズ（Fiber Optic Gyros ），１
９８６年引用例［４］ＥＰ−Ａ−０４３６０５２引用例［５］ＥＰ−Ａ−０４４１９９８引用例［６］欧州特許出願第９０１０２７３
９．１号

【図面の簡単な説明】

【図１】ファイバオプティックジャイロによる回転速度
測定のためのこの発明に従う方法を使用する信号処理の
ための配置の構造のブロック図である。

【図２】図１の基準記号３でマークされたデジタル評価
回路の構造の図である。

【図３】復調器基準の統計上の独立を説明するために図
２の回路の一部の構造的な分析を示す図である。

【符号の説明】

１増幅器段階２アナログ・デジタルコンバータ３デジタル評価回路４デジタル・アナログコンバータ７プロセッサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−283616（ＪＰ，Ａ) 特開平４−212014（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】位相リセットを有するファイバオプティ
ックサニャック干渉計による回転速度測定のための方法
であって、１つの光源（Ｅｍ）から源を発し、かつビーム分割によ
って発生される２つの偏光した光ビームが反対方向に照
射されてファイバコイル（ＳＰＬ）に入り、かつその後
再結合され、このプロセスで生じる干渉パターンが検出され、かつ干
渉パターンの光強度に対応する電気信号（ｕ_ｄｅｔ）が
発生され、さらに２つの光ビームは複数個の可変成分から構成される制御
信号（ｕφ）によって変調され、そのうちの第１の信号
成分はデジタル制御プロセスを経て発生されかつ２つの
光ビームの非逆数増分移相を補償するリセット信号であ
り、かつそのうちの第２の信号成分は第１の乱数発生器
（Ｍ）によって制御され、かつ各場合に時間Ｔ_０で０ま
たはπの値をとり、Ｔ_０は２つの光ビームの各々が静止
状態でファイバコイル（ＳＰＬ）を通過する通過時間に
対応し、第２の乱数発生器（Ｄ）によって制御されかつ各場合に
時間Ｔ_０で値π／２＋ｄまたはπ／２−ｄをとる第３の
信号成分が制御信号（ｕφ）に加えられ、ｄは所定の小
さなテスト変数であり、さらに組合された制御信号はモジュロ−２πリセットを伴う積
分プロセスを受け、そこでリセット信号ならびに第２お
よび第３の信号成分の双方は結合積分プロセスの前に供
給される、方法。
【請求項２】前記第２の乱数発生器（Ｄ）から出力さ
れる信号（ｄ_１）を外部の干渉計信号経路を介する信号
通過時間に対応する期間だけ遅延させることによって得
られた信号（ｄ′_１）によってその符号が制御されて＋
ｄまたは−ｄの符号の一致した補償変数となるテスト変
数（±ｄ）が、デジタル化されかつ復調された干渉パタ
ーン信号（ｘ_ＡＤ）に加えられる、請求項１に記載の方
法。
【請求項３】補償された付加信号（ｓ_２）に存在しか
つファクタ「（１−ａ_０ｃ_０）」で重み付けられた、そ
の符号が信号ｄ′_１によって制御されるテスト変数±ｄ
の成分は、前記テスト変数±ｄの符号での同時重み付け
に関連する平均化の後使用され、変調制御信号（ｕφ）
の瞬間的公称値調整のための制御変数としてこの重み付
けされたフィルタリングされた信号を用い、ａ_０は制御
信号（ｕφ）のための利得を示し、かつｃ_０は干渉パタ
ーン検出器（Ｄ）での平均光出力、その感度および干渉
パターン信号（ｕ_ｄｅｔ）の利得に依存する定数を示
す、請求項２の記載の方法。
【請求項４】干渉パターン信号ｘ_ＡＤにテスト変数±
ｄを加えることによって得られ、加算器（ＡＤＤ_１）の
加減制御入力により、外部の干渉計信号経路を介する信
号通過時間分遅延した第１の乱数発生器（Ｍ）の信号で
重み付けられた付加信号（ｓ_２）は、デジタルフィルタ
リング（ＡＤＤ_２、ＲＥＧ_１）および平均化（ＭＷ_３）
の後、回転速度に比例する信号（ｙΩ）として出力され
る、請求項２の記載の方法。
【請求項５】干渉パターン信号ｘ_ＡＤにテスト変数±
ｄを加えることによって得られ、第１の乱数発生器
（Ｍ）の遅延された信号で重み付けられた付加信号（ｓ
_２）は、共通積分プロセスからのモジュロ−２πリセッ
トから得られた有効桁２πのキャリィビットでの同時の
符号重み付けに関連するデジタル平均化（ＭＷ_２）を受
け、かつ前記平均の結果は検出された干渉パターン信号
の利得（ａ_１）のための調整変数（ｙ_ａ１）として使用
される、請求項４に記載の方法。
【請求項６】位相リセットファイバオプティックサニ
ャック干渉計を有する回転速度測定のための装置であっ
て、１つの光源（Ｅｍ）に源を発し、偏光子（Ｐ）によって
偏光され、かつビームスプリッタ（Ｓ）によって発生さ
れる２つの光ビームは反対方向に照射されてファイバコ
イル（ＳＰＬ）に入り、かつその後ビームスプリッタ
（Ｓ）で再結合され、ビーム再結合から生じる干渉パターンは干渉パターンの
光強度に対応する信号（ｕ_ｄｅｔ）を供給する光電検出
器（Ｄｅｔ）によって走査され、かつその出力値がデジ
タル評価回路で処理される下流のアナログ・デジタルコ
ンバータ（２）を有する第１の増幅器（１）に与えら
れ、評価回路は、一方で下流の第２の増幅器（５）を有
するデジタル・アナログコンバータ（４）に位相変調器
（Ｐ）に与えられるリセット信号（ｕφ）を得るため
に、一時制御ループ（ＡＤＤ_１、Ｍ、Ｖ_１、ＡＤＤ_２、
ＲＥＧ_１、ＡＤＤ_３、ＰＩ、ＭＷ_３）を経て発生される
デジタル位相リセット信号（ｙ_ＤＡ）および回転速度に
比例する信号（ｙΩ）を与え、かつ他方で第１の補助制
御ループ（ＡＤＤ_１、ＡＤＤ_２、ＲＥＧ_１、ＡＤＤ_３、
ＰＩ、Ｖ_３、ＭＷ_２）を経て、第２の増幅器（５）の利
得ａ_１のための第１の駆動信号（ｙ_ａ１）を与え、その
態様は公称値関係ａ_１ｃ_１＝１が満たされるようなもの
であり、ｃ_１は電気光学結合ファクタを示し、第１の増幅器（１）の利得ａ_０は制御可能であり、さら
に第２の補助制御ループ（ＡＤＤ_１、Ｄ、Ｖ_２、ＲＰ_１、
ＲＰ_２、ＭＷ_１）を経て、評価回路（３）は第１の増幅
器（１）の利得ａ_０のための第２の駆動信号（ｙ_ａ０）
を与え、その値は「１」からの積「ａ_０ｃ_０」の偏差の
測定値であり、ｃ_０は光電検出器（Ｄｅｔ）での平均光
出力、その感度および一次制御ループの総利得に依存す
る定数を示す、装置。
【請求項７】一次制御ループは以下のサブアセンブ
リ、つまり第１の加算器（ＡＤＤ_１）を含み、前記第１の加算器の
一方入力にアナログ・デジタルコンバータ（２）の出力
信号（ｘ_ＡＤ）が印加され、かつ前記第１の加算器の他
方入力には、信号通過時間を補償する第２の遅延ブロッ
ク（Ｖ_２）を介して第２の乱数発生器（Ｄ）から出力さ
れた信号ｄ_１を遅延することによって得られる信号ｄ′
_１に応答して第１のチェンジオーバレジスタ（ＲＰ_１）
から供給される符号の一致した補償変数±ｄが印加さ
れ、前記一方の入力における入力信号（ｘ_ＡＤ）は、第
１の乱数発生器（Ｍ）によって得られかつ第１の遅延ブ
ロック（Ｖ_１）を介して信号通過時間を補償する目的で
与えられる符号信号（ｄ′_２）によって同時に重み付け
され、前記サブアセンブリはさらに、デジタルフィルタ（ＡＤＤ_２，ＲＥＧ_１）を含み、前記
デジタルフィルタには前記第１の加算器（ＡＤＤ_１）の
出力信号が印加されかつ前記デジタルフィルタの出力信
号（ｓ_３）は回転速度信号に対応し、第３の平均化ユニ
ット（ＡＤＤ_７，ＲＥＧ_５）を介して出力され、前記サブアセンブリはさらに、加算／積分段階（ＡＤＤ_３，ＰＩ）を含み、前記加算／
積分段階の入力側には前記回転速度信号（ｓ_３）が復調
器からの第１の信号成分として供給され、０またはπで
重み付けされた信号（ｄ_２）が第１の乱数発生器（Ｍ）
から第２の信号成分として与えられ、さらに第２のチェ
ンジオーバレジスタ（ＲＰ_２）を介して、π／２だけ補
足されたテスト変数±ｄが第２の乱数発生器（Ｄ）に応
答する第３の信号成分として供給され、モジュロ−２π
リセットが積分段階で行われる、請求項６に記載の装
置。
【請求項８】第１の加算器（ＡＤＤ_１）に加えて、第
２の平均ユニット（ＭＷ_２）が第１の補助制御ループに
属し、前記第２の平均ユニットの加算段階（ＡＤＤ_６）
において、第１の加算器（ＡＤＤ_１）の出力信号の符号
重み付けは、第３の遅延段階（Ｖ_３）を介する積分段階
（ＰＩ）におけるモジュロ−２πリセットからの遅延さ
れたキャリィ信号（ｄ′_３）により行われる、請求項７
に記載の装置。
【請求項９】第１の加算器（ＡＤＤ_１）に加えて、第
１の平均ユニット（ＭＷ_１）が第２の補助制御ループに
属し、前記第１の平均ユニットの加算段階（ＡＤＤ_５）
において、第１の加算器（ＡＤＤ_１）の出力信号の重み
付けは、信号通過時間を補償する目的のために遅延され
た第２の乱数発生器（Ｄ）の信号により行われる、請求
項７または８に記載の装置。
【請求項１０】個々の干渉計配置が各測定軸に割当て
られる多軸回転速度測定システムの場合に、すべての干
渉計からの信号は、すべてのチャネルに対する単一の共
通信号を形成するために結合され、光電検出器（Ｄｅ
ｔ）、入力増幅器（１）および共通のアナログ・デジタ
ルコンバータ（２）のみを含む単一のアナログチャネル
に接続される、請求項６ないし９のいずれかに記載の装
置。