JPH0587580A - 回転速度の測定のための光フアイバサニヤツク干渉計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】低い回転速度、すなわち表示されたロック・イ
ン効果の場合に光ファイバ回転速度センサの不感帯を避
けることと、スケールファクタを制御する目的のために
処理することが容易である信号を得る。 【構成】特に低い回転速度の場合において、不感帯を避
けるためにかつスケールファクタの非直線性を除去する
ために、ディジタル制御回路を介して位相ランプにより
再設定される光ファイバ干渉計回転速度センサのため
に、制御回路内の復調信号として、考えられるすべての
寄生信号から統計的に独立しており、かつ乱数発生器に
より与えられた変調信号発生器（ＭＧ）から発する信号
（ｄ）を使用することが提案され、それは、統計的に分
配された態様において、干渉計の特性のπ／２の積分値
に位相変調器信号（ＰＭ）の反転を与える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】この発明は、回転速度の測定のための光フ
ァイバサニャック干渉計に関するものであり、それにお
いて光源から発し、偏光器により偏光され、かつビーム
分割により発生される２つの光ビームは、反対の方向に
ファイバコイルに照射されかつその後再び一体にされ、
それにおいて偏光器を横断した後で発生される干渉パタ
ーンはそれの出力信号が干渉パターンの光の強度に対応
する検出器装置に与えられ、それにおいてファイバコイ
ルに位置された位相変調器の助けで２つの光ビームは複
数個の可変成分から組合わされかつモジュロ動作により
２πの値に制限される信号により変調され、第１の信号
成分はランプ信号であり、積分器により発生され、それ
は２つの光ビームの逆方向でない増分の位相シフトを補
償し、かつ第２の信号成分は時間ｔ₀ のために各場合に
おいてπ／２の整数の正の値を表示し、そこではｔ₀ ＝
静止状態におけるファイバコイルを介した光ビームの各
々の走行時間であり、そこにおいて増幅された光検出器
出力信号は、周波数ｆ₀ ＝１／ｔ₀ によりクロック動作
される第１の同期復調器に送られ、それにおいて復調さ
れた出力信号は、ディジタル積分器において積分されか
つディジタル−アナログ変換の後でランプ信号として位
相変調器にフィードバックされ、それは光ビームの逆方
向でない位相シフトを補償するためであり、かつそれに
おいてプロセッサは、第１の同期復調器、アナログ−デ
ィジタル変換器およびディジタル積分器のために制御お
よび同期化信号を供給する。

【０００２】リング干渉計としてもまた知られる、光フ
ァイバサニャック干渉計における逆方向でない位相シフ
トを測定するために、印刷刊行物ＤＥ−Ａｌ−３，１４
４，１６２から、ファイバコイルの入力の領域に位置さ
れた位相変調器に、一方では特定の振幅を有しかつ周波
数ｆ₀ ＝１／２ｔ₀ により逆にすることができる位相の
ずれおよび他方では位相のずれを同様にシフトするのこ
ぎり波電圧を与えることにより、たとえば回転速度を基
準として逆方向でない位相シフトを再調整し、ｔ₀ はフ
ァイバコイルを介した光ビームの各々の走行時間を示す
ことが知られている。補償するまたは再設定するのこぎ
り波電圧（位相ランプ）のこう配は回転速度に対応し、
かつしたがって△φ₀ ／ｔ₀ に正比例し、△φ₀ は、た
とえば回転運動により引起こされた逆方向でない位相シ
フトを示す。しかしながら実際は前記ＤＥ印刷刊行物に
述べられたいわゆる位相ランプ再設定方法を使用するこ
とはほとんど可能でない、なぜならば回転速度の慣性測
定は、特に可逆の位相のずれ、再設定信号の振幅または
こう配およびスケールファクタの比例に関して正確さを
必要とし、それはアナログ回路工学において保証するこ
とができないからである。

【０００３】米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号（＝
ヨーロッパ特許Ａｌ−第０，１６８，２９２号）は、前
記ＤＥ印刷刊行物において原則として述べられた光ファ
イバリング干渉計のためのランプ再設定方法の注目すべ
きさらなる開発を開示しており、それは、信号の評価お
よび条件付のために全くディジタル的に動作し、そのた
め、特に可逆の位相のずれのおよびランプ再設定信号の
正確さに関して、必要とされる信号の精度は、自動測定
範囲反転の独自の割当ておよびスケールファクタの補正
により得ることができる。先行技術による光ファイバ回
転速度センサのためのディジタル位相ランプ再設定方法
の機能的原理は、第１に図３を参照して説明され、それ
は簡単にされた表示において前記印刷刊行物米国特許Ａ
−第４，７０５，３９９号の図１４による先行技術に対
応し（また１９８６年「光ファイバジャイロ」（Ｆｉｂ
ｅｒ−Ｏｐｔｉｃ Ｇｙｒｏｓ）、ＳＰＩＥ第７１９
巻、エイチ・シー・ルファブル（Ｈ．Ｃ．Ｌｅｆｅｖｒ
ｅ）氏らによる、「集積光学」（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ
Ｏｐｔｉｃｓ）における「光ファイバシャイロスコー
プのための実際的解決（Ａ ｐｒａｃｔｉｃａｌ ｓｏ
ｌｕｔｉｏｎ ｆｏｒｔｈｅ Ｆｉｂｅｒ−Ｏｐｔｉｃ
Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ）」を参照されたい）、前記文献
に詳細に関して参照が行なわれる。

【０００４】前記先行技術に対応しかつ閉ファイバルー
プを有するサニャック干渉計の図３の概略的な簡単にさ
れた表示は、光源Ｌ、たとえばレーザを示し、それの平
行な光ビームは偏光器Ｐにより偏光され、ビームスプリ
ッタＳＴ２を介して２つの光ビームに分割され、かつ反
対方向に干渉計ファイバコイルＦＳに照射される。ファ
イバコイルＦＳは、好ましくは光学モノモードファイバ
からなる。ビームスプリッタＳＴ２は、ファイバコイル
ＦＳの横断の後で２つの光ビームを再び組合わせるため
にミクサとして同時に作用する。偏光器Ｐの横断の後
で、２つの重ね合わせられた光ビームの干渉信号は、第
２のビームスプリッタＳＴ１およびそれの出力分岐ＡＵ
Ｓを介して光検出器ＰＤに通過し、それは干渉パターン
の強度を走査する。閉ファイバコイルＦＳにおいて反対
方向に伝搬する２つの光ビームの間の位相差を示すため
に△φ₀ を使用すると、逆方向でない妨害がない限り、
△φ ₀ ＝０であると考えられる。位相差△φ₀ および回
転速度または回転スピードの間の数学的関係、光検出器
ＰＤの入力における光出力密度および測定感度に関して
引用された文献が参照されるべきである。そこにはま
た、ファイバコイルＦＳにおける２つの逆回転する光ビ
ームに与えられるべき一定の逆方向のバイアスを導入す
ることにより、ファイバコイルＦＳにおける２つの互い
に逆回転する光ビーム（光波）が位相変調器ＰＭによっ
て、干渉計の最も高い感度の動作点に、（２ｎ＋１）・
π／２の角度だけ周期的にシフトされ、ｎは整数である
ような方法において正確であるように、どのように干渉
計の感度が増加することができるかが述べられる。この
目的のために、位相変調器ＰＭは従って第１に信号φ₁
（ｔ）により励起され、それはたとえば±π／２、３π
／２、…の周期的位相シフトをもたらし、その期間は２
ｔ₀ であり、ｔ₀ はファイバコイルＦＳにおける光波の
走行時間を示す。

【０００５】図３による回路の場合には、位相変調器Ｐ
Ｍへの負帰還からの逆方向でない位相シフトは、前記米
国特許において述べられるように、いわゆる位相ランプ
信号により補償され、そのこう配は△φ／ｔ₀ に、すな
わち△φに正比例し、それは逆方向でない位相シフトに
である。図３による回路の場合には、再設定位相ランプ
信号はのこぎり波または階段状信号であり、それにおい
てのこぎり波の振幅または立上りの高さは△φに等し
く、またのこぎり波のまたは立上りの持続時間は走行時
間ｔ₀ にまたはｔ₀ の奇数の倍数に対応する。

【０００６】アナログ解と比べると、文献において、特
に前記米国特許Ａ−第４，７０５，３９９号において述
べられるこのディジタル位相ランプ原理は、位相変調制
御信号および位相ランプ再設定信号のスケールファクタ
は少なくとも原則として補正されることと、再設定信号
ののこぎり波の振幅の正確な規定は保証されることとの
決定的な利点を有する。

【０００７】図３による回路の機能、すなわち周波数ｆ
₀ と合わせて交代しかつ動作点を最適化する逆方向の位
相シフトおよびスケールファクタ調整を含む階段状ラン
プ再設定信号を発生することは、以下に簡単に説明され
る。

【０００８】光検出器ＰＤの電気信号ＶＤは、インピー
ダンス変換器および増幅器Ａ₀ を介して上げられ、それ
の出力信号ＶＤ′は同期復調器ＳＹＮＣＤに送り、それ
は走査周波数ｆ₀ ＝１／２ｔ₀ に同期化される。復調さ
れた出力信号は、信号ＶＡとして増幅器Ａを介して通過
し、それは、一般に、フィルタにより、アナログ−ディ
ジタル変換器ＡＤに組合わせられ、そのディジタル出力
信号は、回転速度に正比例しかつ回転の方向に関して符
号情報の項目を含む。次いで、信号ＶＡＤは回路ＧＳＣ
に通過し、それは本質的にディジタル積分器を含み、か
つ位相制御信号ＶＳＣ、すなわちディジタル位相ランプ
再設定信号およびディジタル位相変調信号からなる組合
わせられた信号を供給する。その後で、組合わせられた
ディジタル信号ＶＳＣは、ディジタル−アナログ変換器
ＤＡにおいてアナログ制御電圧ＶＣに変換され、かつド
ライバ増幅器ＡＰを介して制御電圧として位相変調器Ｐ
Ｍに伝送される。

【０００９】位相変調信号および位相ランプ再設定信号
を発生するためのこれまでに述べられた回路は、二方向
性バスＢＣを介して中央プロセッサＣＰＵにより同期化
されかつ制御され、それは水晶安定発振器ＯＳＣに接続
され、それは周波数ｆ₀ を供給する。

【００１０】その数は特定の回転角度、たとえば４秒の
弧に関連し、そのビットは回路ＧＳＣに含まれる加算器
の容量に対応する、ワード当たりのビットの数から離れ
て、前記加算器は、オーバフロー信号ＳＬを供給する。
これらのオーバフロー信号ＳＬに依存して、かつ発振器
ＯＳＣのクロック信号に一致して、中央プロセッサＣＰ
Ｕは種々の制御および同期化信号を発生し、それは、ス
ケールファクタの補正を可能にするために、変調のずれ
のオーバフロー状態に依存して、「モードＡ」および
「モードＢ」の間に切換えが行なわれ、それは、たとえ
ば±π／２の変調のずれはモードＡを保持し、かつ±３
π／２の変調のずれはモードＢを保持するような方法に
おいてである場合である。引用された文献において述べ
られるように、動作状態および異なった変調のずれの間
の検出された振幅の差は、位相ランプ信号オーバフロー
の場合のスケールファクタ誤差の測度である。このスケ
ールファクタ誤差を補正するために、図３による公知の
回路には、復調器ＳＦＣが装備され、それは、モードＡ
（たとえば±π／２の位相のずれ）およびモードＢ（た
とえば±３π／２の位相のずれ）におけるｆ₀ 変調信号
の振幅の差を検出し、かつこの復調された信号をアナロ
グ補正信号ＳＩＡとして積分増幅器ＩＡを介してディジ
タル−アナログ変換器ＤＡの補正するアナログ入力ｅ_M
に伝送する。

【００１１】図３の参照により簡単に述べられており、
それにおいて位相ランプのこう配は回転の再設定速度の
測度であり、かつ復帰位相においてスケールファクタの
ための補正信号を得るために比率１：３における変調の
ずれの反転がある、この光ファイバ回転速度センサのた
めのディジタル位相ランプ再設定方法の機能的原理は、
そのような寄生回転速度測定装置の実際の動作におい
て、以下の理由のために実質的な困難に導く。

【００１２】「モードＡ」から「モードＢ」への切換え
は、再設定のこぎり波信号のランプ値に、かつしたがっ
てジャイロスコープの回転角度に、直接に依存する。こ
のことについては、ランプの横断は、たとえば、約４秒
の弧の角増分に対応することができる。しかしながら、
変調信号の振幅の３倍になることによって、かつ光検出
器信号ＶＤの感応的な信号経路における後者の寄生によ
って、変調度反転はジャイロスコープバイアスのシフト
または切換えを引起こす。これらの不所望の寄生効果
は、図３による回路において点線および結合係数Ｋによ
り示される。しかしながら、この変調のずれの信号の反
転は回転角度に依存するので、それはジャイロスコープ
の不感帯（ロック・イン）に導く。以下に説明されるよ
うに、この効果は、ロック・インゾーンの外側のスケー
ルファクタの非直線性に導くことを示すことがまた可能
である。

【００１３】印刷刊行物米国特許Ａ−第４，７０５，３
９９号の図１３に示されるように、スケールファクタの
誤差の発生が与えられて、モードＡの変調のずれの場合
に、またはモードＢの変調のずれの場合に、光検出器信
号ＶＤの異なった平均強度Ｉがある。この強度の差は、
積分増幅器ＩＡにおいて積分され、かつアナログ補正信
号をディジタル−アナログ変換器ＤＡの入力ｅ_M に供給
する。強度における変化の周波数は、モードＡからモー
ドＢへの変化の周波数に等しく、かつしたがってランプ
信号復帰周波数に等しく、なぜならばたとえばモードＡ
からモードＢへの反転はランプオーバフロー（加算器の
信号ＳＬ）により生じられるからである。この変化の周
波数は回転速度に正比例し、すなわち前記米国特許にお
いて説明された例に従って、２πの復帰は５秒の弧の角
増分に対応し、または１Ｈｚの復帰周波数ではこれは５
゜／ｈの回転速度に対応する。

【００１４】低い回転速度の場合には、この変化の周波
数は任意に低くなることができ、かつこの理由のため
に、積分増幅器ＩＡは強度の差の情報を含むことがまれ
である。そこにおいてモードが変化しないその後の任意
に長い間隔において、積分増幅器ＩＡはこの情報を有さ
ず、かつその入力におけるすべての小さい電気的なゼロ
の誤差は、その出力量、すなわちスケールファクタ補正
信号ＳＩＡがドリフトすることを引起こす。この理由の
ために、低い回転速度において、スケールファクタは積
分増幅器ＩＡのドリフトすることを受けやすい。回転速
度の絶対値において表わされる、スケールファクタのド
リフトすることにより引起こされる回転速度におけるパ
ーセンテージ誤差は、低い回転速度のために小さいこと
が正しい。しかしながら、第１に、回転速度における突
然の急な上昇は問題のあるようになり、なぜならばその
ときスケールファクタはなお「誤り」であり、かつした
がって少なくともスケールファクタ制御回路がもう一度
定常状態の条件にあるまで、回転速度における高い絶対
誤差がまた生ずるからである。

【００１５】さて、電磁互換性測度（ＥＭＣ測度）によ
って、すなわち特定的には遮蔽（図３においてドライバ
増幅器ＡＰから位相変調器ＰＭへの接続ラインを遮蔽す
ることにより示される）と、信号および電圧給電線にフ
ィルタを設置することにより、電磁寄生（結合係数Ｋに
よる妨害、図３参照）を除去するかまたは少なくとも減
少させることに努めることが得策であるように思われ
る。しかしながら、図３による公知の干渉計の設計につ
いて特別のＥＭＣ問題があり、信号ＶＳＣまたはＶＣ、
ＶＣ′は変調周波数ｆ₀ ＝１／２ｔ₀ を含み、それは発
振器ＯＳＣにおいてまたはプロセッサＣＰＵを介して発
生される。しかしながら、光検出器信号ＶＤは、同一の
周波数および位相角度による回転速度の情報を含む。こ
の信号は、同期復調器ＳＹＮＣＤにおいて検出される。
周波数ｆ₀ の変調量を発生する回路のグループおよび回
転角度に感応する同一の周波数の信号を伝導する回路部
分は、空間において接近して接続され、かつ、全般的
に、共通の電源装置から給電されなければならない。こ
れは、明らかに、周波数ｆ₀ の電磁エネルギが感応性信
号経路（信号ＶＤ）に寄生的に入るであろう危険を与え
る。信号ラインにおけるｆ₀ のためのストップフィルタ
は可能でなく、なぜならば所望の信号情報は丁度この周
波数にあるからである。したがって、不所望の寄生は、
たとえば、ただ増幅器Ａ₀および同期復調器ＳＹＮＣＤ
を回路の残余に抗して遮蔽することにより、かつそれら
の電源をフィルタすることにより、ある程度まで減少す
ることができる。

【００１６】寄生感度のための数の例は、当業者のため
に特定的な問題をただちに明らかにするであろう。信号
ＶＣまたはＶＣ′における周波数ｆ₀ での、このスペク
トル成分は、一般的にわずかなＶの範囲に位置される。
対比によって、回転速度信号ＣＤにおいては、わずかの
ｎＶの範囲における電圧は、光出力、検出器の感度およ
びジャイロスコープのスケールファクタに依存して、１
゜／ｈの回転速度に対応する。そのような大きな振幅の
差の場合には、図３において信号ＶＣ、ＶＣ′およびＶ
Ｄの間の結合係数Ｋにより記号化されるように、すべて
の可能なＥＮＣ測度にかかわらず不所望の寄生経路が避
け難く、それは本来、異なった寄生振幅により、かつし
たがって信号ＶＤにおける回転速度に対応する異なった
誤差により、厳密に言えば、動作状態モードＡまたはＢ
に依存し、なぜならば、仮定されるように、後者は前者
より３倍高い変調振幅を有し、かつしたがってより強い
寄生効果を有するからである。これらの異なった寄生振
幅は、回転速度に関して、異なったジャイロスコープの
ゼロ点誤差に導き、それらはバイアスＢ_a またはＢ _b と
して示され、それは瞬時の変調状態モードＡまたはモー
ドＢに依存する。

【００１７】したがって、再設定信号のランプこう配
は、閉制御回路を介して、回転の真の入力速度Ｄ_e およ
びそれぞれのバイアスＢ_a またはＢ_b の和に正比例する
態様において調整され、それは変調モードＡがあるかＢ
があるかに依存する。

【００１８】添付の図面の図１において、Ｄ_e ＋Ｂ_a ＞
０、Ｄ_e ＋Ｂ_b ＞０およびＢ_a ＞Ｂ _b が保持され、すな
わち異なったＢ_a またはＢ_b がある例が示される。もし
Ｄ_e ＝ｃｏｎｓｔ．であると仮定されれば、そのときモ
ードＡがあるかまたはＢがあるかに依存して異なったラ
ンプこう配が生じられ、なぜならばランプこう配はＤ _e
＋Ｂ_a に正比例する態様においてまたはＤ_e ＋Ｂ_b に正
比例する態様において調整されるからである。

【００１９】図１に示された例においては、モードＢの
間のこう配はモードＡにおけるより平らであり、なぜな
らばＢ_b ＜Ｂ_a が仮定されるからである。したがって、
モードから独立したバイアス（Ｂ_a ＝Ｂ_b ）のための場
合よりも、モードＢにおける運転休止時間ｔ_b はモード
Ａにおける運転休止時間Ｔ_a と比較してより大きい。し
かしながら、Ｂ_a およびＢ_b だけでなく入力回転速度Ｄ
_e も双方のモードにおけるランプこう配に影響を与える
ので、モードのパルスデューティ比（Ｔ_a ／Ｔ _b ）はま
たＤ_e に依存する。上に取扱われたスケールファクタの
非直線性はこれから結果として生ずる。

【００２０】他方では、上に述べられたロック・イン効
果は、それにおいては和（Ｄ_e ＋Ｂ _a ）または（Ｄ_e ＋
Ｂ_b ）が２つのモードのために異なった符号を有する回
転速度範囲に起こり、すなわちそれは、たとえば、（Ｄ
_e ＋Ｂ_a ）＞０または（Ｄ_e ＋Ｂ_b ）＜０であることを
保持するときにである。低い回転速度のために全く実際
的なこの場合は、図２において表示される。再設定信号
のランプ（表示の明快さのために変調なしに例示され
る）は、たとえば正のこう配によりモードＡにおいて始
まり、なぜならば仮定されるように（Ｄ_e ＋Ｂ_a ）＞０
が適用されるからである。ランプが（上方の）オーバフ
ロー範囲（図３におけるオーバフロー信号ＳＬ）に到着
するときには、モードＢに切換えが行なわれる。しかし
ながら、次いで制御は負のランプこう配をトリガし、な
ぜならば今（Ｄ_e ＋Ｂ_b ）＜０であることを保持するか
らであり、すなわちランプこう配はその符号を変え、か
つしたがって、オーバフロー領域を去り、かつモードＡ
がもう一度持続する。しかしながら、正のランプこう配
が、モードＢへの反転がもう一度起こるまで、その他
に、もう一度このモードＡに属する。したがって、制御
は「捕らわれて」保持され、すなわち干渉計配置は感応
しなくなり、すなわちロック・イン状態にある。どんな
に迅速に図２においてモードＡおよびＢの間に表示され
た「ジクザクランプ」がオーバフロー制限において変化
するかは、制御の迅速さにより決定され、これは一般的
に非常に高い。ロック・イン状態は、入力回転速度範囲
のために保持され、それにおいて特定の不等が満たさ
れ、すなわちしたがってロック・イン範囲は｜Ｂ_a −Ｂ
_b ｜の幅を有する。

【００２１】ここまでに与えられた説明において、特定
のランプ値は、（変調されない）ランプφ（ｔ）の瞬時
の値であると解釈される。このランプ値は、回転角度に
正比例する。ランプこう配ｄφ／ｄｔは、回転角度の時
間微分、すなわち回転速度に対応する。問題とすべきこ
とを簡単に説明すると、公知のディジタルランプ再設定
方法の問題は、ランプ値、すなわち回転角度の値は、動
作モードＡまたはＢおよびしたがって異なったバイアス
Ｂ_a またはＢ_B のどちらがあるかのための判定基準であ
り、かつそれはＢ_a ≠Ｂ_b がランプこう配それ自体に影
響を与えるからである。表示されるように、スケールフ
ァクタ誤差情報は、強度における変化の信号の形状であ
り、その周波数は回転速度に正比例し、かつ０および約
１００ｋＨｚの間に変化することができ、それはモード
ＡおよびモードＢの間の変調のずれの論理パルスデュー
ティ比が１：３であるときにである。しかしながら、情
報を搬送する強度における変化は高い回転速度において
よりしばしば起こり、かつ結果として、よりよいスケー
ルファクタ誤差情報は高い回転速度にあるという明らか
な利点は、関連の信号処理装置が比較的高い周波数範囲
を処理しなければならないという事実により反対され
る。しかしながら、表示されるように、他方では、ゼロ
の回転速度の領域において、公知のランプ再設定方法
は、スケールファクタ誤差情報の欠如に、かつしたがっ
てドリフトの問題に導く。

【００２２】したがって、この発明の目的は、低い回転
速度、すなわち表示されたロック・イン効果の場合に光
ファイバ回転速度センサの不感帯を避けることと、スケ
ールファクタを制御する目的のために処理することが容
易である信号を得ることである。

【００２３】目的設定を達成することへの予備ステップ
として、かつこの発明の理解を促進するために、第１に
上述の文献において述べられた公知の方法の場合に適用
された信号処理プロセスをもう一度調査する。位相変調
器ＰＭ（図３による回路）は、２つの成分からなる電気
信号が送られる。第１の成分は変調信号であり、それは
干渉計の特性の反転の点±π／２、±３π／２…におい
て干渉計の基礎的変調を公知の方法において引受ける。
第２の成分は再設定信号であり、それはサニャック効果
を補償するためであり、それは回転速度に感応的であ
り、かつ制御システムにより与えられ、それは測定され
たサニャック位相および再設定位相の和をゼロに減少さ
せる。双方の成分およびしたがってまた組合わせられた
トリガ信号はｔ₀ のクロック時間でのディスクリートな
時間の階段状関数であり、それはファイバコイルＦＳを
介した光の走行時間に等しい。位相変調器ＰＭにより発
生された位相は、ディスクリートな時間のトリガ信号の
２つの連続した値の差に正比例する。

【００２４】干渉計の特性（図４）は２πにおいて周期
的である関数であるので、トリガ信号の電圧範囲は、位
相２πに対応する、電圧の整合する整数倍数をトリガ信
号に付加することにより、位相変調器ＰＭのために制限
することができる。この目的のために、前記米国特許に
よる先行技術に従って、トリガ信号を０から２πまでの
間隔に対応する範囲に制限するモジュロ動作が使用され
る。この動作は、また「ランプオーバフロー」として示
される。光検出器ＰＤにより測定された光出力Ｉは、瞬
時にトリガされた干渉計の特性の値に正比例する。上に
表示された変調プロセスのために、トリガされた特性の
反転点におけるこう配はその符号を連続的に変化させる
ので、復調器はもう一度この効果を取消さなければなら
ない。

【００２５】前記目標は別にして、すなわち回転速度に
感応的である信号を得るために、干渉計の特性の反転点
をトリガすることにより、変調方法はまたスケールファ
クタ誤差信号を得ることのさらなる目標を実現させなけ
ればならない。この付加的な情報を得るために、少なく
とも３つの異なった反転点が連続的にトリガされなけれ
ばならない。印刷刊行物米国特許Ａ−第４，７０５，３
９９号において述べられた方法の場合には、これは、自
動的に起こるランプオーバフローにより達成され、それ
は、再設定信号の瞬時の値に依存して、反転点の異なっ
た対、厳密に言えば、干渉計の特性の正のおよび負のこ
う配での交互の点は、トリガされることを確実にする。
その結果として、復調関数は時間の周期的関数でなけれ
ばならず、それは周波数１／２ｔ₀ での値＋１および−
１を仮定する。しかしながら、これは、上に説明された
理由のために復調器入力はこの周波数での成分を含む信
号に感応的であることを意味する。もしそのような信号
が復調器入力に結合されれば、回転速度は実際に存在し
ないシステムにシュミレートされ、すなわちバイアス誤
差が起こる。

【００２６】もし、前記米国特許において説明されたよ
うに、スケールファクタ変調がランプオーバフローによ
り発生されれば、すなわち、もし変調のずれが再設定信
号に依存すれば、したがってバイアス誤差もまた再設定
信号に依存し、かつ上に説明された状態は低い回転速度
の領域におけるロック・インゾーンの発生のために存在
する。

【００２７】ヨーロッパ特許出願第９０，１００，１０
３．２号において、再設定信号から独立してスケールフ
ァクタ変調を発生することによりこの効果を除去するこ
とが、すでに示唆されている。ついでバイアス誤差が残
るが、それはスケールファクタ変調のために適当なパル
スデューティ比により平均してゼロへ減少することがで
きることが真である。バイアス誤差により引起こされた
不感帯はもはや起こらない。しかしながら、述べられた
問題へのすでに提案された解決は、位相変調器ＰＭのた
めにより高い変調の範囲を生じ、すなわちそれは他の公
知の方法、たとえば上述の米国特許による場合の２πと
比較して７π／２からである。

【００２８】この発明の基礎として、寄生信号の復調器
入力への結合により生じられるバイアス誤差の発生は、
復調信号の使用により抑圧することができ、それは、寄
生信号の原因と考えられるすべての信号源から統計的に
独立していることが確認された。

【００２９】上に特定されたような特許請求項１の前文
に従った光ファイバサニャック干渉計の使用を基礎とし
てかつその使用により、この発明による技術的教示は、
位相変調器に与えられる組合わせられた変調信号の第２
の信号成分は２つの成分の和から形成され、それの第１
の成分は０およびπ／２の交互に連続的な値から形成さ
れ、かつ第２の成分は０およびπの連続的な値から形成
され、それらは主として相関関係がないことと、同期復
調器は４つのファクタの結果によりトリガされ、それの
第１のファクタは絶えず値−１を有し、第２のファクタ
は前記第２の信号成分の第２の成分が値０を有するとき
には−１であるが第２の成分が値πを有するときには＋
１であり、第３のファクタは最後の先行する変調クロッ
ク信号の第２の成分が値０を有するときには−１である
が最後の先行する変調クロック信号の第２の成分が値π
を有したときに＋１であり、かつ第４のファクタは第１
の成分が値０を有するときには−１であるが第１の成分
が値π／２を有するときには＋１であることと、４つの
ファクタの積は、時間ｔ₀ にかつ第２の信号成分を得る
ための加算のための処理時間に対応する走行時間補償に
より補正され、それは、位相変調器およびディジタル−
アナログ変換のためのトリガ信号を形成するように第１
および第２の信号成分を組合わせるようにであることと
に存する。

【００３０】この発明および有利な詳細は、第１に基本
的な実施例に、かつ次いで様々な修正された実施例に関
して、図面を参照して以下により詳細に説明される。

【００３１】図５は、基本的な配置において、この発明
のために本質的であるリング干渉計配置の部分、すなわ
ち変調および復調のために重要な部分およびモジュール
を示す。変調信号発生器ＭＧは、それぞれにシグニフィ
カンスπおよびπ／２を有するビットｂ０およびｂ１か
らなる変調信号を発生する。この変調信号は、位置の値
の正当な考慮により、制御装置（図３参照）により供給
された再設定信号ＡＴ ₁ に付加され、最高のオーダのビ
ット（ＨＯＢビット）ａ０はシグニフィカンスπを割当
てられる。ディジタル−アナログ変換器ＤＡを介して、
集められた信号ＰＭＳは位相変調器ＰＭおよびしたがっ
て、要するに、「ジャイロスコープ」をトリガする。述
べられたように、ＨＯＢビットはシグニフィカンスπを
有し、すべての最高のオーダのビットは抑圧され、その
ためモジュロ−２π動作が自動的に結果として生ずる。
ディジタル−アナログ変換器ＤＡの出力信号ＰＭＳは、
干渉計または「ジャイロスコープ経路」を横断し、かつ
受取られた光強度Ｉに正比例する信号ｅとして復調器Ｄ
ＥＭの入力に通過する。復調信号ｄは、変調信号発生器
ＭＧにより供給され、かつ走行時間補償Ｔ₀ の後で復調
器ＤＥＭに通過する。走行時間補償Ｔ₀ は、ディジタル
−アナログ変換およびジャイロスコープ経路に位置決め
されたフィルタにより、かつアナログ−ディジタル変換
により生じられた信号走行時間を補償し、そのため復調
信号は受取られた信号ｅに「整合」する。

【００３２】復調信号ｄの妨害の源として考えられるす
べての他の信号からの上述の統計的な独立を保証するた
めに、変調信号発生器は、乱数発生器を含み、それから
信号ｂ０、ｂ１およびｄが得られる。代替的には、必要
とされる統計的な独立性が結果として生ずるような方法
において組合わせられる永続的にストアされた信号パタ
ーンを有することもまた可能である。乱数発生器を使用
する解決は、以下の説明のための基礎として使用され
た。

【００３３】図４による干渉計の特性から読取ることが
できるように、トリガされるべきこう配の反転点は、π
／２の奇数の倍数に位置決めされる。回転速度が消滅す
る（静止状態）まで、干渉計の位相は、瞬時の変調器位
相ｐ（ｎ）および一時的に先行する変調器位相ｐ（ｎ−
１）の差からなる。この差が常にπ／２の奇数の倍数で
あるために、ｐ（ｎ）は、交互にπ／２の偶数のまたは
奇数の倍数でなければならず、すなわち、ビットｂ１が
変調信号発生器ＭＧから供給され、かつ連続的に発振し
なければならない。

【００３４】

【数１】 このビットｂ１（ｎ）は、内部信号ｓ（ｎ）から発生さ
れる。

【００３５】

【数２】 変調信号発生器ＭＧから供給されるビットｂ０は、第１
に任意であり、かつ干渉計の特性の正のまたは負のこう
配での点の選択のための自由の度として使用することが
できる。ここに提案された解決の場合には、ビットｂ０
は数のシーケンスＲ（ｎ）から得られ、それは乱数発生
器により供給され、かつ均等に分配された態様において
かつ統計的に独立して値−１または１に対応する。ビッ
トｂ０は、ここから、

【００３６】

【数３】 により生じられる。干渉計の特性のそれぞれに起動され
た点の符号は、したがって、

【００３７】

【数４】 から生じられる。こうして生じられたこの符号信号（図
６参照）は、それがチャータされた時間補償Ｔ₀ を通過
した後で、受取られた信号ｅの復調のために使用され
る。上の方程式から起こる変調信号発生器ＭＧの設計
は、図６から現われる。信号ｄ（ｎ）は、ｓ（ｎ）がそ
れの発生のために使用されるけれども、ｓ（ｎ）から統
計的に独立している。しかしながら、ｄ（ｎ）の形成に
おいて、ｓ（ｎ）は乱数から形成された積ｒ（ｎ）・ｒ
（ｎ−１）による乗算により完全に再び混合される。し
かしながら、復調信号ｄ（ｎ）は、またｒ（ｎ）から統
計的に独立しており、なぜならばｔ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・
ｒ（ｎ−１）はｒ（ｎ）から統計的に独立しており、す
なわちｒ（ｎ）およびｔ（ｎ）の間の相互に相関したＣ
ｒｔ（ｉ）は、等しくゼロに等しいからである。この結
果は、ｉ≠０および１のために明らかであり、なぜなら
ば次いで０または１の位置により互いに関してシフトさ
れた、連続ｒ（ｎ）およびｔ（ｎ）のメンバーは、もは
や共通の情報を搬送しないからである。ｉ＝０または１
のためには、結果は、Ｃｒｔ（０）またはＣｒｔ（１）
の相互に相関した値が、０に等しいと仮定される連続ｒ
（ｎ）の平均値に対応することである。

【００３８】ｒ（ｎ）およびｔ（ｎ）の間の相互関係
は、以下のように表示することができる。 ｔ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）であると考えられ、

【００３９】

【数５】 ｉ≠０およびｉ≠１のために、 Ｃｒｔ（ｉ）＝０ ｅｖｉｄｅｎｔ！ すなわち、 Ｃｒｔ（ｉ）＝０ ｆｏｒ ａｌｌ ｉ これから、ｄ（ｎ）は、変調プロセスの間に起こるすべ
ての信号から、かつ再設定信号および線形の意味（ｓｅ
ｎｓｅ）においてこれらから得られるすべての信号から
統計的に独立しており、そのため初めに設定された前提
条件が満たされることが起こる。

【００４０】図７は、この発明による干渉計配置の第１
の具体的な例示的実施例を示し、しかしながら、それに
おいて、スケールファクタ制御は第１にまだ定位置にな
い。図３から知られかつ先行技術に対応するモジュール
は、再び説明されない。

【００４１】表示されるように、ランプ信号発生器ＲＧ
の、ディジタル−アナログ変換の後で位相変調器ＰＭに
送られるべき、信号ＰＭＳの第１の信号成分ＡＴ₁ （ま
た特許請求項１参照）は、モジュロ形成による加算器Ａ
ＤＤの第１の入力に送られ、モジュールＩＧ（積分器）
およびＲＧ（ランプ発生器）は、それらの機能におい
て、図３におけるモジュールＧＳＣに本質的に対応す
る。第２の信号成分ＡＴ₂ は、請求項１の特徴付する部
分において規定された信号成分ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂から
なり、かつプロセッサＣＰＵにより与えられる。

【００４２】請求項１の第２の特徴付する特質に従っ
て、走行時間のために補正された上に得られた信号ｄ
（ｎ）は、同期復調器ＳＹＮＣＤ１に与えられる。

【００４３】図８の表示は、図７のそれに対応するが、
重要な補足として、特許請求項２において規定されたス
ケールファクタ補正回路ＳＫを含む。このスケールファ
クタ補正回路ＳＫは、第２の同期復調器ＳＹＮＣＤ２を
含み、それの設計は米国特許Ａ−第４，７０５，３９９
号の図１４による回路におけるこの機能を有する同期復
調器に対応し、すなわち、それは、本質的に多数の異な
った増幅器からなる。増幅された光検出器信号ＶＤ′
は、同期復調器ＳＹＮＣＤ２の信号入力に送られる。符
号のために補正された信号ｄ′（ｎ）は、整合された値
Ｔ₀ ′により走行時間のために補正されて、乗算器ＭＲ
を介して復調器入力に送られ、減算器ＳＵＢが乗算器Ｍ
Ｒの第２の入力に与えられ、その減算器は、加算器ＡＤ
Ｄの実際の出力値からの、メモリＭ３を介して獲得され
た、加算器ＡＤＤの最後の出力値を減算し続ける。第２
の同期復調器ＳＹＮＣＤ２の出力信号ＶＳＹ２は、積分
増幅器ＩＡの入力を送り、それは、本質的に、制御され
た工学の観点に従って量を決められたフィルタを示し、
かつそれの出力信号ＳＩＡは入力信号ＶＳＹ２の時間積
分の少なくとも１つの成分に対応する。信号ＳＩＡは、
アナログ信号として、ディジタル−アナログ変換器ＤＡ
の補正入力に送られ、それは、出力量として、位相変調
器ＰＭに与えられる信号を供給し、その信号は、信号Ｐ
ＭＳ（ディジタル）およびＳＩＡ（アナログ）の積に本
質的に正比例する。

【００４４】それの表示のモードが図７のそれに対応す
る、図９による回路配置の場合には、増幅された光検出
器信号ＶＤ′は、直接に、すなわち各さらなる作動プロ
セスの前に、アナログ−ディジタル様式において変換さ
れ、かつ次いでディジタル同期復調器ＳＹＮＣＤＤ１に
与えられ、それの復調器入力において信号ｄ（ｎ）が存
在する。その他の点については、図９による配置の設計
は、実質的に図７によるそれに対応する。

【００４５】図９の場合に適用される同期復調の原理
は、図１１に例示される。図１１の表示は、当業者には
それ自体すぐに理解でき、かつこの発明の説明の一部と
してみなされる。

【００４６】図１０の表示は、順に、図８によるそれに
対応するが、スケールファクタ制御ＳＫは全くディジタ
ル的に実現される。それにアナログ−ディジタル変換器
ＡＤの出力信号がデータ信号ＤＭＳで与えられる、第２
の同期復調器ＳＹＮＣＤＤ２は、同様にディジタル復調
器として実現され、それにはディジタル積分器ＤＩが続
き、それは、スケールファクタ補正信号ＳＩＡＤを出力
において供給する。そのような信号は、さらなる乗算器
ＭＰの入力に与えられ、それの他の入力において加算器
ＡＤＤの出力信号が接続され、そのためディジタル−ア
ナログ変換器ＤＡにはすでにスケールファクタが補正さ
れた信号が供給される。

【００４７】最終的に、図１２による配置は、図１０の
それにその機能に関して対応する、純粋な「ディジタル
解」を示す。制御されたシステムのすべての機能は、中
央データプロセッサＣＰＵにおいてここに設置され、す
なわちそれは、同期復調器ＳＹＮＣＤＤ１の同期復調
と、積分器ＩＧの積分関数と、ランプ発生器ＲＧにおけ
るランプ信号の発生と、場合次第で走行時間のために補
正された、同期信号ｄまたはｄ′の準備と、ディジタル
積分器ＤＩによる、スケールファクタ信号ＳＩＡＤの準
備と、位相変調器トリガ信号ＰＭＳのための第２の信号
成分の成分ＡＴ₂₁およびＡＴ ₂₂の準備と、スケールファ
クタ補正を行なうための乗算器ＭＰとである。

【００４８】この発明により、位相変調器のための変調
の必要とされる範囲を増加させることなしに、先行技術
において生じるような、結合の上の電磁により引起こさ
れたバイアス誤差およびそれに基づく不感帯を避ける、
回転速度のための測定のための光ファイバリング干渉計
の位相変調器のトリガ信号のための変調方法が与えられ
ている。

【００４９】この発明による統計的に独立したランダム
発生器の使用は、また、もし多軸の回転速度センサ配置
が制限された空間において構成されるべきならば、隣接
した電子構成要素からの漏話の影響を避けるために適切
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】再設定信号のランプこう配におけるすでに説明
された変化を示し、その変化は先行技術における変調の
ずれにおける変化、すなわち動作モードに依存する。

【図２】同様にすでに説明された低い回転速度のための
ロック・イン効果の発生を示す。

【図３】同様にすでに説明された、先行技術に対応す
る、回転速度信号のディジタル処理ならびに変調のずれ
信号およびランプ再設定信号の発生を有する光ファイバ
干渉計の配置を示す。

【図４】描かれた反転点を有する干渉計の特性を示す。

【図５】この発明の基礎的原理に従った変調および復調
信号を発生するための概略的であるが基本的なブロック
図の配置を示す。

【図６】この発明に従った変調信号発生器の設計を示
す。

【図７】図３のブロック図（先行技術）に対応するこの
発明の応用を示す。

【図８】図７に対応する干渉計の設計を示すが、この発
明による補足されたスケールファクタ補正回路を有す
る。

【図９】それにおいて（特許請求項３参照）干渉計信号
のアナログ−ディジタル変換が信号の増幅のすぐ後に起
こり、結果としてディジタル同期復調が与えられる、図
７に関して修正された、ブロック図の配置を示す。

【図１０】図９に対応する干渉計設計を示すが、もう一
度、（図８に対応して）補足されたスケールファクタ補
正回路を有する。

【図１１】ディジタル同期復調のための基本的配置を示
す。

【図１２】それにおいて位相変調器のためのトリガ信号
を与えるための全体の処理プロセスは中央データプロセ
ッサにおいて実行される、基本的なブロック図の設計を
示す。

【符号の説明】

ＡＤ アナログ−ディジタル変換器 ＡＴ₁ 第１の信号成分 ＡＴ₂ 第２の信号成分 ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂ 第２の信号成分の第１および第２
の成分 ＣＰＵ プロセッサ ＤＡ ディジタル−アナログ変換器 ＦＳ ファイバコイル ＩＡ 積分増幅器 ＩＧ ディジタル積分器 Ｌ 光源 Ｐ 偏光器 ＰＤ 検出器装置 ＰＭ 位相変調器 ＰＭＳ 信号 ＲＧ ランプ発生器 ＳＩＡ アナログスケールファクタ補正信号 ＳＫ スケールファクタ補正回路 ＳＫ′ ディジタルスケールファクタ補正回路 ＳＴ２ ビーム分割 ＳＹＮＣＤ１ 第１の同期復調器 ＳＹＮＣＤ２ 第２の同期復調器 ＳＹＮＣＤＤ１ 第１のディジタル同期復調器 ＳＹＮＣＤＤ２ 第２のディジタル同期復調器 ＶＡ 復調された出力信号 ＶＤ 出力信号 ＶＤ′ 増幅された光検出器出力信号

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光源（Ｌ）から発し、偏光器（Ｐ）によ
   り偏光され、かつビーム分割（ＳＴ２）により発生され
   る２つの光ビームは、ファイバコイル（ＦＳ）内に反対
   方向に照射され、かつその後で再び一体にされ、 偏光器（Ｐ）の横断の後で、発生される干渉パターンは
   検出器装置（ＰＤ）に与えられ、それの出力信号（Ｖ
   Ｄ）は干渉パターンの光強度に対応し、 ファイバコイル（ＦＳ）に位置決めされた位相変調器
   （ＰＭ）の助けにより、２つの光ビームは複数個の可変
   成分（ＡＴ₁ ）から組合わせられ、かつモジュロ動作に
   より２πの値に制限される信号（ＰＭＳ）により変調さ
   れ、 第１の信号成分（ＡＴ₁ ）はランプ信号であり、積分プ
   ロセスにより発生され、それは２つの光ビームの逆方向
   でない増分の位相シフトを補償し、 第２の信号成分（ＡＴ₂ ）は、時間ｔ₀ のための各場合
   においてπ／２の整数の正の値を表示し、そこではｔ₀
   ＝静止状態におけるファイバコイル（ＦＳ）を介した光
   ビームの各々の走行時間であり、 増幅された光検出器出力信号（ＶＤ′）は、周波数ｆ₀
   ＝１／ｔ₀ でクロック動作される第１の同期復調器（Ｓ
   ＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）に送られ、 復調された出力信号（ＶＡ）は、積分され、かつディジ
   タル−アナログ変換（ＤＡ）の後で、ランプ信号（ＡＴ
   ₁ ）を発生するために位相変調器（ＰＭ）にフィードバ
   ックされ、それは光ビームの逆方向でない位相シフトを
   補償するためであり、かつそこにおいて、 プロセッサ（ＣＰＵ）は、第１の同期復調器（ＳＹＮＣ
   Ｄ１、ＳＹＮＣＤＤ１）、アナログ−ディジタル変換器
   （ＡＤ）、ディジタル積分器（ＩＧ）およびランプ発生
   器（ＲＧ）のために、それぞれに、制御および同期化信
   号を供給し、 そこにおいて第２の信号成分（ＡＴ₂ ）は、２つの成分
   （ＡＴ_2j、j=1,2 ）の和からなり、それの第１の成分
   （ＡＴ₂₁）は０およびπ／２の交互に連続的な値から形
   成され、かつ第２の成分（ＡＴ₂₂）は主として相互関係
   のない０およびπの連続的な値から形成され、 同期復調器（ＳＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）は、走行
   時間のために補正された、４つのファクタの積（ｄ
   （ｎ））によりトリガされ、それの第１のファクタは絶
   えず値−１を有し、 第２のファクタは、第２の成分（ＡＴ₂₂）が値０を有す
   るときには−１であるが、第２の成分（ＡＴ₂₂）が値π
   を有するときには＋１であり、 第３のファクタは最後の先行の変調クロック信号の第２
   の成分（ＡＴ₂₂）が値０を有するときには−１である
   が、最後の先行する変調クロック信号の第２の成分（Ａ
   Ｔ₂₂）が値πを有したときには＋１であり、 第４のファクタは、第１の成分（ＡＴ₂₂）が値０を有す
   るときには−１であるが、第１の成分（ＡＴ₂₂）が値π
   ／２を有するときには＋１であり、かつそれにおいて同
   期復調器（ＳＹＮＣＤ１、ＳＹＮＣＤＤ１）に送られる
   前に、これらの４つのファクタの積は、時間ｔ₀ に、か
   つ第２の信号成分（ＡＴ₂ ）を得るための加算のための
   処理時間に対応する走行時間補償（Ｔ₀ ）により補正さ
   れ、それは、位相変調器（ＰＭ）およびディジタル−ア
   ナログ変換（ＤＡ）のためにトリガ信号（ＰＭＳ）を形
   成するように第１および第２の信号成分（ＡＴ₁ 、ＡＴ
   ₂ ）を組合わせるようにである、回転速度の測定のため
   の光ファイバサニャック干渉計。
2. 【請求項２】 そこにおいて、ディジタル−アナログ変
   換器（ＤＡ）の実際の入力値およびディジタル−アナロ
   グ変換器（ＤＡ）の最後の入力値の間の差の符号を第１
   の同期復調器（ＳＹＮＣＤ１）の実際のトリガ値（ｄ）
   の符号と比較する、スケールファクタ補正回路（ＳＫ）
   が与えられ、かつ、 周波数ｔ₀ と合わせて、走行時間補償の後で、比較の値
   によって、それの復調されるべきアナログ信号は光検出
   器（ＰＤ）の増幅された信号（ＶＤ′）である第２の同
   期復調器（ＳＹＮＣＤ２）をトリガし、かつアナログス
   ケールファクタ補正信号（ＳＩＡ）を積分増幅器（Ｉ
   Ａ）を介してディジタル−アナログ変換器（ＤＡ）の基
   準入力に伝送する、請求項１に記載の干渉計。
3. 【請求項３】 そこにおいて増幅された光検出器出力信
   号（ＶＤ′）は、同期復調の前にディジタル化され、か
   つそこにおいて同期復調はディジタルプロセスとして実
   施される、請求項１に記載の干渉計。
4. 【請求項４】 そこにおいて、ディジタル−アナログ変
   換器（ＤＡ）の実際の入力値およびディジタル−アナロ
   グ変換器（ＤＡ）の最後の入力値の間の差の符号を第１
   の同期復調器（ＳＹＮＣＤ１）の実際のトリガ値の符号
   と比較する、ディジタルスケールファクタ補正回路（Ｓ
   Ｋ′）が与えられ、 周波数¹ ／ｔ₀ と合わせて、走行時間補償の後で、比較
   の値によって、それの復調されるべきディジタル信号は
   アナログ−ディジタル変換器（ＡＤ）の出力値であり、
   かつそれは積分する、ディジタル増幅器を介して、それ
   によって第１の信号成分（ＡＴ₁ ）の和がそれの第２の
   信号成分（ＡＴ₂ ）により乗算され、それは前記ディジ
   タル−アナログ変換器（ＤＡ）のための入力信号を得る
   ためであるディジタルスケールファクタ補正信号（ＳＩ
   ＡＤ）を発生する第２のディジタル同期復調器（ＳＹＮ
   ＣＤＤ２）をトリガする、請求項３に記載の干渉計。
5. 【請求項５】 そこにおいて、積分のディジタル関数、
   ランプ信号形成、モジュロ形成による加算、第２の信号
   成分（ＡＴ₂ ）の第１および第２の成分（ＡＴ₂₁および
   ＡＴ₂₂）の準備およびそれらの加算および同期復調器
   （ＳＹＮＣＤ１およびＳＹＮＣＤ２）のための同期信号
   の準備は、中央コンピュータ（プロセッサＣＰＵ）にお
   いて実施される、請求項１または２に記載の干渉計。
6. 【請求項６】 そこにおいて、積分のディジタル関数、
   ランプ信号形成、モジュロ形成による加算、第１および
   第２の成分（ＡＴ₂₁およびＡＴ₂₂）の準備および第２の
   信号成分（ＡＴ₂ ）を形成するためのそれらの加算およ
   びディジタル同期復調器（ＳＹＮＣＤＤ１またはＳＹＮ
   ＣＤＤ２）における復調は、中央コンピュータ（プロセ
   ッサＣＰＵ）において実施される、請求項３または４に
   記載の干渉計。
7. 【請求項７】 そこにおいて、主として相互関係のな
   い、値０およびπのシーケンスは、予めストアされた値
   のパターンから取られる、先行請求項の１つに記載の干
   渉計。