JPH0942974A - 光ファイバジャイロ - Google Patents

光ファイバジャイロ

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JPH0942974A
JPH0942974A JP19335795A JP19335795A JPH0942974A JP H0942974 A JPH0942974 A JP H0942974A JP 19335795 A JP19335795 A JP 19335795A JP 19335795 A JP19335795 A JP 19335795A JP H0942974 A JPH0942974 A JP H0942974A
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optical fiber
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fiber gyro
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貫志 山本
Shinichi Kawada
伸一 河田
Yoshiyuki Okada
芳幸 岡田
Takeshi Hojo
武 北條
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の位相変調方式、セロダイン変調方式及
びディジタル変調方式の光ファイバジャイロの欠点を除
去することを目的とする。 【解決手段】 三角形状波形、即ち、デルタセロダイン
波形信号を使用して、干渉光の強さ信号Ｉに基準位相差
Δβとランプ位相差σを生成する。基準位相差Δβは、
時間ＴA 及びＴB 毎に絶対値が同じで符号が異なる一定
値ΔβA 及びΔβ B に変化する。干渉光の強さ信号Ｉの
位相ｘは＝Δθ＋σ＋Δβとなる。Δθ＋σ＝０となる
ようにランプ位相差σが制御される。従って制御ループ
の安定点では、サグナック位相差Δθはランプ位相差σ
に等しい。また、干渉光の強さ信号Ｉの位相ｘはサグナ
ック位相差Δθを含まず、ｘ＝Δβとなる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば航空機、船
舶、自動車等の角速度計として使用して好適な光ファイ
バジャイロに関する。
【０００２】
【従来の技術】光ファイバジャイロは角速度を計測する
装置として広く使用されており、小型で且つ高い信頼性
を有する長所がある。光ファイバジャイロは光のサグナ
ック効果（サニャック効果ともいう。）を利用して角速
度を計測するように構成されている。干渉型の光ファイ
バジャイロとして、例えば位相変調方式、セロダイン変
調方式及びディジタル変調方式があり、これらについて
説明する。
【０００３】先ず図１４を参照して位相変調方式の光フ
ァイバジャイロを説明する。光ファイバジャイロ装置
は、半導体レーザ、発光ダイオード等の発光器１と検出
光を電流に変換する受光器２と１本の光ファイバを複数
回巻いて形成された光ファイバループ３と偏光子４と光
ファイバを伝播する光を合成し又は分岐する第１及び第
２のカプラ５、６と光ファイバループ３の一端に設けら
れた位相変調器８とを有する。
【０００４】発光器１より出力された光は第１のカプラ
５及び偏光子４を経由し、第２のカプラ６によって２つ
の伝播光に分岐され、光ファイバループ３を互いに反対
方向に伝播する。即ち、一方は光ファイバループ３を右
周りに伝播し、他方は左周りに伝播する。
【０００５】光ファイバループ３に外から角速度Ωが加
わると、サグナック効果によって、光ファイバループ３
内を互いに反対方向に伝播する光の間に位相差Δθが生
じる。斯かる位相差Δθはサグナック位相差と称され、
角速度Ωに比例し、次の式で表される。
【０００６】
【数１】Δθ＝（２πＤＬ／λｃ）Ω
【０００７】ここに、Ｄは光ファイバループ３のループ
径、Ｌは光ファイバループ３の長さ、λは発光器１から
出力される光の波長、ｃは光速、Ωは光ファイバループ
３のループの中心軸線周りの角速度を表す。
【０００８】位相変調方式によると、光ファイバループ
３を右周りに伝播する光と左周りに伝播する光は位相変
調器８によってそれぞれ位相変調される。光ファイバル
ープ３を右周りに伝播する光ＥC と左周りに伝播する光
ＥCCは光ファイバループ３の両端にて次のように表され
る。
【０００９】
【数２】ＥC ＝Ｅ0 ｓｉｎ（ωｔ−Δθ／２＋β0 ） ＥCC＝Ｅ0 ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ／２＋βT ）
【００１０】ここに、Ｅ0 は振幅、ωは光の周波数に対
する角周波数、ｔは時間、Δθ／２はサグナック効果に
より生じた位相差、β0 及びβT は位相変調器８によっ
て生成された位相差である。右周りに伝播する光ＥC の
位相差β0 は光ファイバループ３を右周りに伝播してか
ら光ファイバループ３の出口にて位相変調されて生成し
たものであり、左周りに伝播する光ＥCCの位相差βT は
光ファイバループ３の入口にて位相変調されてから光フ
ァイバループ３を左周りに伝播した光に生成されたもの
である。
【００１１】斯かる２つの伝播光ＥC 、ＥCCは第２のカ
プラ６によって合成され、干渉光は第１のカプラ５を経
由して受光器２によって検出される。受光器２によって
検出される干渉光の強さＩは次の式によって表される。
【００１２】
【数３】 Ｉ＝２Ｅ0 2〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋βT −β0 ）〕 ＝２Ｅ0 2〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ）〕 ＝２Ｅ0 2（１＋ｃｏｓｘ）
【００１３】但し、Δβ＝βT −β0 、ｘ＝Δθ＋Δβ
である。位相変調をしない方式（Δβ＝０）では、受光
器２によって検出される干渉光の強さＩは位相差Δθの
余弦値ｃｏｓΔθの関数だから、入力角速度Ωが小さい
と、干渉光の強さＩの変動量が小さく、正確な位相差Δ
θを得られない。位相変調方式（Δβ≠０）では、正弦
曲線の勾配が大きい領域に動作点があるから、入力角速
度Ωが小さいときでも正確な位相差Δθを得ることがで
きる。
【００１４】位相変調は角周波数ωm の基準周波数の正
弦波を使用して行われる。斯かる場合、位相差βT 及び
β0 は次の式によって表される。
【００１５】
【数４】βT ＝βｓｉｎ（ωm ｔ＋ωm ・τ／２） β0 ＝βｓｉｎ（ωm ｔ−ωm ・τ／２）
【００１６】ここに、βは定数、τは光が光ファイバル
ープ３を伝播するのに要する時間である。この式より２
つの位相差βT 、β0 の差Δβ＝βT −β0 を求めると
次のようになる。
【００１７】
【数５】 Δβ＝βT −β0 ＝２βｓｉｎ（ωm ・τ／２）・ｃｏｓωm ｔ ＝ｚｃｏｓωm ｔ
【００１８】ここにｚは位相変調度と称され次の式によ
って表される。
【００１９】
【数６】ｚ＝２βｓｉｎωm τ／２
【００２０】位相変調度ｚは位相変調器８に供給される
電圧信号の大きさによって変化する。数５の式の位相差
Δβを数３の式に代入すると次の式が得られる。
【００２１】
【数７】Ｉ＝２Ｅ0 2〔１＋ｃｏｓΔθ・｛Ｊ0 （ｚ）＋
２Σk=1 Ｊ2k（ｚ）ｃｏｓ２ｋ・ωm ｔ｝−２ｓｉｎΔ
θ・Σk=0 Ｊ2k+1（ｚ）ｓｉｎ（２ｋ＋１）ωm ｔ〕
【００２２】ＥO は光の強さに関係する定数、ωm は位
相変調器８によって付与された角周波数、ｚは位相変調
度、Ｊ0 、Ｊ1 、Ｊ2 、・・・はベッセル関数、ｔは時
間である。
【００２３】数７の式は次の数８の式のように表され
る。
【００２４】
【数８】Ｉ＝Ｉ0 −Ｉ1 ｓｉｎωm ｔ＋Ｉ2 ｃｏｓ２ω
m ｔ−Ｉ3 ｓｉｎ３ωm ｔ＋Ｉ4ｃｏｓ４ωm ｔ＋・・
・
【００２５】但し、Ｉ0 、Ｉ1 、Ｉ2 、Ｉ3 、Ｉ4 は次
の数９の式によって表される。尚、Ｉ0 は直流成分、Ｉ
1 は１倍波成分、Ｉ2 は２倍波成分、Ｉ3 は３倍波成分
等と称される。
【００２６】
【数９】Ｉ0 ＝２Ｅ0 2｛１＋Ｊ0 （ｚ）ｃｏｓΔθ｝ Ｉ1 ＝４Ｅ0 2Ｊ1 （ｚ）ｓｉｎΔθ Ｉ2 ＝４Ｅ0 2Ｊ2 （ｚ）ｃｏｓΔθ Ｉ3 ＝４Ｅ0 2Ｊ3 （ｚ）ｓｉｎΔθ Ｉ4 ＝４Ｅ0 2Ｊ4 （ｚ）ｃｏｓΔθ
【００２７】位相変調方式の光ファイバジャイロ装置で
は、受光器２が受光する干渉光の強さＩは数９の式に示
されるように、ｃｏｓΔθの項ばかりでなくｓｉｎΔθ
の項を含むから、入力角速度Ωが小さくサグナック位相
差Δθの値が小さいときには、ｓｉｎΔθの項を取り出
してサグナック位相差Δθを求めれば正確な値が得られ
る。
【００２８】再び図１４を参照する。光ファイバジャイ
ロ装置は更に電流電圧変換器７と信号発生器１１と同期
検波器１２と信号処理部１３とを有する。電流電圧変換
器７は受光器２より出力された電流信号を電圧信号に変
換し、それを同期検波部１２に出力する。信号発生器１
１は角周波数ωm の基準信号を発生する信号発生部と斯
かる基準信号を倍周して角周波数２ωm 、３ωm 、４ω
m のパルス信号を生成する倍周器とを有する。
【００２９】同期検波器１２は信号発生器１１より供給
された角周波数ωm 、２ωm 、３ω m 、４ωm の信号と
電流電圧変換器７より出力された電圧信号を入力する。
先ず、干渉光の強度信号Ｉより直流成分ＩO を除去す
る。次に、角周波数ωm 、２ω m 、３ωm 、４ωm の信
号によって干渉光の強度信号Ｉを同期検波し、１倍波成
分Ｉ1 、２倍波成分Ｉ2 、３倍波成分Ｉ3 及び４倍波成
分Ｉ4 等の信号成分を得る。
【００３０】これらの信号を使用してサグナック位相差
Δθを求めるためには、数９の式よりＥ0 、Ｊ
1 （ｚ）、Ｊ2 （ｚ）、Ｊ3 （ｚ）、Ｊ4 （ｚ）を消去
すればよい。例えば、Ｊ1 （ｚ）＝Ｊ2 （ｚ）であれば
よい。Ｊ1 （ｚ）＝Ｊ2 （ｚ）を満たす変調度ｚのうち
最大値を最適な変調度ｚ0 とすると、ｚ0 ≒２．６３で
ある。従って、変調度ｚ≒２．６３となるように位相変
調器８によって位相変調すればよい。それによって、数
９の２式を使用してサグナック位相差Δθが求められ
る。これは信号処理部１３によって演算される。
【００３１】次に図１５を参照して従来のセロダイン変
調方式の光ファイバジャイロを説明する。セロダイン変
調方式の光ファイバジャイロは位相変調方式の光ファイ
バジャイロを改良したもので、位相変調方式の光ファイ
バジャイロより広いダイナミックレンジを得ることがで
きるように構成されている。
【００３２】セロダイン変調方式の光ファイバジャイロ
では位相変調器８に加えて更にセロダイン変調器９が設
けられている。光ファイバループ３を右周りに伝播する
光Ｅ C と左周りに伝播する光ＥCCは位相変調器８による
位相変調に重畳して更にセロダイン変調される。光ファ
イバループ３を伝播した光は数２の式の代わりに次の数
１０の式によって表される。
【００３３】
【数１０】 ＥC ＝Ｅ0 ｓｉｎ（ωｔ−Δθ／２＋β0 ＋αT ） ＥCC＝Ｅ0 ｓｉｎ（ωｔ＋Δθ／２＋βT ＋α0 ）
【００３４】α0 、αT は光ファイバループ３を右周り
に伝播する光と左周りに伝播する光において、セロダイ
ン変調器９によって生成された位相差である。受光器２
によって検出される干渉光の強さＩは次の式によって表
される。
【００３５】
【数１１】 Ｉ＝２Ｅ0 2〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋βT −β0 ＋α0 −αT ）〕 ＝２Ｅ0 2〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ＋Δα）〕
【００３６】ここにΔβは位相変調器８によって生成さ
れた位相差、Δαはセロダイン変調器９によって生成さ
れた位相差である。Δαはセロダイン位相差と称され
る。
【００３７】
【数１２】Δβ＝βT −β0 Δα＝α0 −αT
【００３８】数３の式と数１１の式を比較すると明らか
なように、セロダイン変調方式では、干渉光の光の強さ
Ｉは数７の式にてΔθの代わりにΔθ＋Δαを代入して
得られる。従って、受光器２によって出力される電流信
号の直流成分、１倍波成分、２倍波成分、３倍波成分等
は数９の式に対応して次の式によって表される。
【００３９】
【数１３】 Ｉ0 ＝２Ｅ0 2｛１＋Ｊ0 （ｚ）ｃｏｓ（Δθ＋Δα）｝ Ｉ1 ＝４Ｅ0 2Ｊ1 （ｚ）ｓｉｎ（Δθ＋Δα） Ｉ2 ＝４Ｅ0 2Ｊ2 （ｚ）ｃｏｓ（Δθ＋Δα） Ｉ3 ＝４Ｅ0 2Ｊ3 （ｚ）ｓｉｎ（Δθ＋Δα） Ｉ4 ＝４Ｅ0 2Ｊ4 （ｚ）ｃｏｓ（Δθ＋Δα）
【００４０】図１６に斯かるセロダイン変調によって生
成された位相差信号α0 、αT 及びセロダイン位相差Δ
αを示す。図１６Ａに示すように、位相差信号α0 、α
T は振幅２π、周期ＴS の鋸歯状波である。図１６Ｂに
示すように、セロダイン位相差Δαは交互に値がαS と
αS −２πに変化する矩形波である。αS は鋸歯状波の
勾配２π／ＴS に比例し、次の式によって表される。
【００４１】
【数１４】αS ＝２πτ／ＴS ＝２πｆS τ
【００４２】ここで、ＴS はセロダイン位相差Δαの周
期、ｆS （＝１／ＴS ）はセロダイン位相差Δαの周波
数、τは光ファイバループ３を光が伝播するのに要する
時間である。
【００４３】セロダイン変調方式では、ｓｉｎ（Δθ＋
Δα）＝０となるように、セロダイン変調器９によって
伝播光は位相変調される。従って、セロダイン変調器９
を含むフィードバックループによる安定点ではΔα＝−
Δθである。このとき図１６Ａに示す鋸歯状波の勾配２
π／ＴS はサグナック位相差Δθ（即ち角速度Ω）に比
例している。
【００４４】Δα＝αS ＝２πτ／ＴS とすると、正負
の符号を無視して、Δθ＝２πτ／ＴS となる。これを
数１の式に代入すると、次の式が得られる。
【００４５】
【数１５】Ω＝λｃτ／ＤＬＴS ＝λｃτｆS ／ＤＬ
【００４６】再び図１５を参照する。光ファイバジャイ
ロは更に信号発生器１１と同期検波器１２と第１及び第
２の積分器１５、１６とカウンタ１７とリセット回路１
８と２π基準器１９とを有する。
【００４７】同期検波器１２は信号発生器１１より出力
された角周波数ωm の基準信号を入力して数１３の式の
１倍波成分Ｉ1 を同期検波する。従って、同期検波器１
２より第１の積分器１５に１倍波信号Ｉ1 が供給され
る。第２の積分器１６はセロダイン位相差Δαに比例し
た勾配にて増加する傾斜信号を生成する。
【００４８】一方、２π基準器１９によって生成された
２π信号はリセット回路１８に供給される。リセット回
路１８は２πリセット信号を生成し、積分器１６の傾斜
信号の値が増加して２πになったらそれをリセットす
る。こうして、第２の積分器１６からは図１６Ａに示す
如きセロダイン波形信号が生成され、斯かるセロダイン
波形信号はセロダイン変調器９に供給される。
【００４９】上述のように、セロダイン変調方式では、
ｓｉｎ（Δθ＋Δα）＝０となるように位相変調され
る。このとき、同期検波器１２の出力信号Ｉ1 はゼロと
なる。従って、このときカウンタ１７によって図１６Ａ
に示す如きセロダイン波形の波数が計数され、周波数ｆ
S が求められる。この周波数ｆS より数１５の式によっ
て角速度Ωが求められる。
【００５０】次に図１７〜図１９を参照して従来のディ
ジタル変調方式の光ファイバジャイロを説明する。ディ
ジタル変調方式では、位相変調器８によって光ファイバ
ループ３を伝播する光は位相変調され、それによって干
渉光の強さ信号Ｉに時間τ毎にΔβ1 ＝＋π／２とΔβ
2 ＝−π／２に交互に変化する位相差Δβが生成され
る。従って、干渉光の強さ信号Ｉは、数３の式にΔβ＝
±π／２を代入して、次のように表される。
【００５１】
【数１６】 Ｉ1 ＝２Ｅ0 2｛１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ1 ）｝ ＝２Ｅ0 2｛１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２）｝ ＝２Ｅ0 2（１−ｓｉｎΔθ） Ｉ2 ＝２Ｅ0 2｛１＋ｃｏｓ（Δθ＋Δβ2 ）｝ ＝２Ｅ0 2｛１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２）｝ ＝２Ｅ0 2（１＋ｓｉｎΔθ）
【００５２】これより、位相差がΔβ1 ＝＋π／２のと
きとΔβ2 ＝−π／２のときの干渉光の強さＩの差ΔＩ
＝Ｉ1 −Ｉ2 を求める。
【００５３】
【数１７】 ΔＩ＝Ｉ1 −Ｉ2 ＝２Ｅ0 2（１−ｓｉｎΔθ）−２Ｅ0 2（１＋ｓｉｎΔθ） ＝−４Ｅ0 2ｓｉｎΔθ
【００５４】この式の右辺は位相変調器８によって生成
された位相差Δβを含まないから、サグナック位相差Δ
θを求めることができる。こうして、ディジタル変調方
式によると、位相変調器８によって干渉光Ｉに時間τ毎
に変化する位相差Δβ＝±π／２を生成し、位相差がΔ
β1 ＝＋π／２のときの光の強さＩ1 とΔβ2 ＝−π／
２のときの光の強さＩ2 の差ΔＩを求め、これよりΔθ
の値を求める。
【００５５】図１８〜図１９を参照してディジタル変調
方式を具体的に説明する。ディジタル変調方式による
と、右周りの光Ｅcwはその位相差β0 が例えば図１８Ａ
に示すように周期２τ且つ振幅π／４の周期的な矩形波
となるように位相変調され、左周りの光Ｅccw はその位
相差βT が例えば図１８Ｂに示すように矩形波となるよ
うに位相変調される。左周りの光Ｅccw の位相差βT は
右周りの光Ｅcwの位相差の波形と同一の矩形波を有する
が、右周りの光Ｅcwの位相差に対して時間τだけ遅れて
いる。
【００５６】こうして、右周りの光Ｅcwの位相差β0 と
左周りの光Ｅccw の位相差βT との差、即ち位相差Δβ
＝β0 −βT は図１８Ｃに示すように時間τ毎に交互に
＋π／２と−π／２に変化する矩形波となる。
【００５７】図１８Ｄは数３の式の位相ｘ＝Δθ＋Δβ
の波形を表す。光ファイバジャイロに角速度Ωが働かな
いときは、Δθ＝０だから図１８Ｄの位相ｘの波形は図
１８Ｃの位相差Δβに一致する。
【００５８】次に、図１９を参照して、数３の式又は数
１６の式を使用して、位相差ΔβがΔβ1 ＝＋π／２の
ときの干渉光の強さＩ1 、Δβ2 ＝−π／２のときの干
渉光の強さＩ2 を求める方法を示す。
【００５９】図１９Ａは数３の式のグラフであり、位相
差ｘと光の強さＩの関係を表すのによく用いられる。斯
かるグラフにて、横軸は位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）、縦軸
は干渉光の強さＩ（ｘ）である。図１９Ａの下側に示さ
れた図１９Ｂ及び図１９Ｃは横軸（図１９Ａの縦軸方
向）が時間、縦軸（図１９Ａの横軸方向）が位相ｘ（＝
Δθ＋Δβ）である。図１９Ａの右側に示された図１９
Ｄ及び図１９Ｅは横軸（図１９Ａの横軸方向）が時間、
縦軸（図１９Ａの縦軸方向）が干渉光の強さＩである。
【００６０】図１９Ｂはサグナック位相差Δθ＝０の場
合の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）の波形を示し、図１８Ｃの
波形に対応している。図１９Ｄは斯かる場合の干渉光の
強さＩを表す。同様に、図１９Ｃはサグナック位相差Δ
θ≠０の場合の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）の波形を示し、
図１８Ｄの波形に対応している。図１９Ｅは斯かる場合
の干渉光の強さＩを表す。
【００６１】サグナック位相差Δθ＝０の場合には、図
１９Ｂに示すように位相ｘの値が＋π／２と−π／２と
に交互に変化しても、干渉光の強さＩは図１９Ｄに示す
ように（スパイク状の突起部を除いて）一定値となる。
しかしながら、サグナック位相差Δθ≠０の場合には、
図１９Ｃに示すように位相ｘの値は時間τ毎に交互にΔ
θ−π／２とΔθ＋π／２に変化し、このとき干渉光の
強さＩは図１９Ｅに示すように（スパイク状の突起部を
除いて）時間τ毎に交互に変化する。
【００６２】図１９Ｄにて干渉光の強さＩの値が時間τ
毎にスパイク状の突起部を有するのは、図１９Ｂの波形
にて示す位相ｘの値が−π／２と＋π／２との間を変化
するときに、図１９Ａの正弦波の干渉光の強さＩが増加
するからである。同様に、図１９Ｅにて干渉光の強さＩ
の値が時間τ毎にスパイク状の突起部を有するのは、図
１９Ｃの波形にて示す位相ｘの値がΔθ−π／２とΔθ
＋π／２の間を変化するときに、図１９Ａの正弦波の干
渉光の強さＩが増加するからである。
【００６３】図１９Ｅの矩形波がハイレベルにあるのは
位相ｘ＝Δθ−π／２のときの干渉光の強さＩ2 を表
し、矩形波がロウレベルにあるのは位相ｘ＝Δθ＋π／
２のときの干渉光の強さＩ1 を表す。従って、図１９Ｅ
の矩形波のハイレベルとロウレベルの差は、干渉光の強
さの偏差ΔＩ＝Ｉ2 −Ｉ1 に対応している。
【００６４】即ち、図１９Ｅの矩形波のハイレベルとロ
ウレベルの差の大きさは数１７の式の右辺を表す。こう
して、ディジタル変調方式では、図１９Ａの光の強さＩ
を示す正弦波より、図１９Ｅの干渉光の強さＩの矩形波
を生成し、斯かる矩形波のハイレベルとロウレベルの差
より数１７の式によってΔθが求められる。
【００６５】再び図１７を参照して説明する。本例の光
ファイバジャイロは更にタイミング信号発生器２１と位
相変調信号発生部２２とＡＤ変換器２３と信号処理部２
４とを有する。タイミング信号発生器２１は周期τのタ
イミング信号を生成してそれを位相変調信号発生部２２
及び信号処理部２４に供給する。位相変調信号発生部２
２は図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃに示す如き位相差
β0 、βT 、Δβを生成するための位相変調器駆動信号
を生成する。
【００６６】一方、Ａ／Ｄ変換器２３は電流電圧変換器
７からの電圧信号（図１９Ｄ及び図１９Ｅに示す。）を
入力して、干渉光の強さＩを示すディジタル信号を生成
し、その値Ｉ1 及びＩ2 を信号処理部２４に供給する。
信号処理部２４はタイミング信号発生器２１からのタイ
ミング信号に基づいて作動し、斯かる２つの値Ｉ1 、Ｉ
2 を交互に記憶し、数１７の式の引き算をする。それに
よって得られたサグナック位相差Δθより数１の式に従
って角速度Ωが計算される。
【００６７】
【発明が解決しようとする課題】位相変調方式及びセロ
ダイン変調方式の光ファイバジャイロ装置では、同期検
波器１２の入力信号Ｉは数９の式及び数１３の式に示す
ように、正弦波成分ばかりでなく余弦波成分を含み、斯
かる余弦波成分のため、入力角速度Ωがゼロのときでも
入力信号Ｉは大きな値となる。従って、同期検波器１２
の交流ゲインを大きくすることが困難となり、同期検波
器１２のノイズが直接ジャイロ信号の誤差源となる欠点
があった。
【００６８】従来の位相変調方式の光ファイバジャイロ
装置では、同期検波器１２の出力信号はｓｉｎΔθを含
むアナログ信号であり、信号処理部１３にて角速度Ωを
ディジタル式に演算するのに不適当であった。従って、
高精度にてジャイロ出力Ωを得ることが困難であった。
【００６９】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロ装置では、入力角速度Ωがゼロに近い値のとき、
図１６Ａに示す鋸歯状波形の傾斜が小さく、従って、セ
ロダイン周期ＴS が大きくなり、第２の積分器１６が積
分器として正確に動作することが困難となる欠点があっ
た。
【００７０】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロ装置では、入力角速度Ωが大きいと、セロダイン
周期ＴS が小さくなり、セロダイン周波数ｆS が位相変
調周期数ｆm ＝ωm ／2 πに近くなると、引き込み現象
又はロックイン現象が生ずる欠点があった。ロックイン
の範囲では入力角速度Ωが変化しても、セロダイン位相
差Δαが全く変化しないため、入力角速度Ωの検出が不
可能となる。斯かるロックイン現象を回避するために、
交番波信号であるディザー信号等を付加し仮想的な入力
角速度Ωを導入する必要があった。
【００７１】セロダイン変調方式の光ファイバジャイロ
装置では、セロダイン変調信号α0、αT は鋸歯状波形
であり２πから０に急激に変化する。これをフライバッ
クと称する。しかしながら、実際には、セロダイン変調
信号α0 、αT は、瞬時に２πから０に変化することは
できず、使用する半導体スイッチ等によって数ナノ秒〜
数百ナノ秒程度の時間がかかる。斯かる遷移時間に起因
した誤差をフライバック誤差と称する。
【００７２】セロダイン変調信号α0 、αT は、本来な
ら正確に２πとなったときにフライバックして０となる
が、２πよりずれてフライバックすることがある。２π
よりずれてフライバックすることによって生ずる誤差を
２π誤差と称する。斯かる２π誤差を除去するには複雑
な別個の制御ループが必要であった。
【００７３】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロ装置では、斯かるフライバック誤差及び２π誤差
は厳密には常に同一とはならず、変化する。即ち、ラン
ダムウォークが劣化し、誤差の除去が困難となる欠点が
あった。
【００７４】従来のディジタル変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、位相変調に用いる矩形波信号β0 、βT の
周期は２τ（τは光が光ファイバループ３を伝播するの
に要する時間。）である。このため、通常の長さの光フ
ァイバループ３を使用する場合、斯かる周期２τに対応
する周波数はメガHzのオーダとなり、使用する全ての回
路が高周波回路となる。従って電気的ノイズ等の対策が
必要となり、低周波回路を使用する場合に比べて費用が
高くなる欠点があった。
【００７５】本発明は斯かる点に鑑み、従来の位相変調
方式、セロダイン変調方式及びディジタル変調方式の光
ファイバジャイロの欠点を除去することを目的とする。
【００７６】
【課題を解決するための手段】本発明によると、例えば
図１に示すように、光源と、光ファイバループと、該光
ファイバループ内を互いに反対方向に伝搬する第１の伝
播光と第２の伝播光との間の位相を変化させる位相制御
器と、上記第１の伝播光と第２の伝播光の干渉光を検出
する受光器と、を有し、上記光ファイバループがループ
の中心軸線周りに角速度Ωにて回転するとき上記干渉光
の強さ信号Ｉに発生するサグナック位相差Δθより上記
角速度Ωを求めるように構成された光ファイバジャイロ
において、上記位相制御器によって上記干渉光の強さＩ
の信号に基準位相差Δβとランプ位相差σが生成され、
上記基準位相差Δβは一定周期Ｔを有し、１周期Ｔのう
ち第１及び第２の時間ＴA 、ＴB ではそれぞれ第１及び
第２の基準位相差ΔβA 、ΔβB となり、上記第１及び
第２の基準位相差ΔβA 、ΔβB は互いに符号が反対で
絶対値が等しく、上記ランプ位相差σは上記サグナック
位相差Δθを打ち消すように制御されて上記伝播光に位
相フィードバックされ、上記基準位相差及びランプ位相
差Δβ、σを生成するために上記位相制御器に供給され
る制御電圧信号は、上記第１の時間ＴA では位相差Δβ
A ＋σに対応した第１の傾斜を有し、上記第２の時間Ｔ
B では位相差ΔβB ＋σに対応した第２の傾斜を有し、
上記第１及び第２の傾斜の一方は負となり他方は正とな
り、それによって上記第１及び第２の時間ＴA 、ＴB 毎
に折れ曲がる三角形状波のデルタセロダイン波形信号と
なることを特徴とする。
【００７７】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記基準位相差Δβは、ｎを正の整数として上記
第１の時間ＴA ではΔβA ＝−（２ｎ−１）π／２、上
記第２の時間ＴB ではΔβB ＝＋（２ｎ−１）π／２と
なる。また他の例では、上記基準位相差Δβは、ｎを正
の整数、δを｜δ｜＜π／２を満たす任意の定数として
上記第１の時間ＴA ではΔβA ＝−〔（２ｎ−１）π／
２＋δ〕、上記第２の時間ＴB ではΔβB ＝＋〔（２ｎ
−１）π／２＋δ〕となる。
【００７８】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記デルタセロダイン波形信号の１周期である上
記第１の時間ＴA と第２の時間ＴB の和は一定Ｔ＝ＴA
＋ＴB であり、上記デルタセロダイン波形信号のピーク
値が所定の許容値を超えないように、上記第１の時間Ｔ
A と第２の時間ＴB の大きさが調節されるように構成さ
れていることを特徴とする。
【００７９】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記デルタセロダイン波形信号の１周期Ｔにおけ
る正の時間をＴ+ 、負の時間をＴ- とするとき、その積
算値の差ΣＴ+ −ΣＴ- 又はその差の積算値Σ（Ｔ+−
Ｔ- ）に基づいて上記第１の時間ＴA と第２の時間ＴB
の大きさが調節されるように構成されていることを特徴
とする。
【００８０】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記ランプ位相差σによって上記サグナック位相
差Δθが打ち消された制御ループの安定点にて、上記デ
ルタセロダイン波形信号の１周期Ｔにおける正の時間を
Ｔ+ 、負の時間をＴ- とするとき、その積算値の差ΣＴ
+ −ΣＴ- 又はその差の積算値Σ（Ｔ+ −Ｔ- ）に基づ
いて入力角速度Ω及び旋回角を演算することを特徴とす
る。
【００８１】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記正の時間Ｔ+ 及び負の時間Ｔ- を所定の周期
のパルスにて計数し、そのパルス数をそれぞれＮ+ 、Ｎ
- とするとき、その積算値の差ΣＮ+ −ΣＮ- 又はその
差の積算値Σ（Ｎ+ −Ｎ- ）に基づいて入力角速度Ω及
び旋回角を演算することを特徴とする。
【００８２】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記位相制御器に供給される制御電圧信号は上記
基準位相差に対応する一定の基準電圧信号Ｖ* と上記ラ
ンプ位相差に対応するランプ電圧信号ＶR との和よりな
り、該ランプ電圧信号ＶR は上記第１の時間ＴA におけ
る上記干渉光の強さＩの値ＩA と上記第２の時間ＴBに
おける上記干渉光の強さＩの値ＩB との差信号ΔＩに対
応した電圧信号を積分することによって生成されること
を特徴とする。
【００８３】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記受光器から出力された上記干渉光の強さ信号
Ｉを入力して上記干渉光の強さの差信号ΔＩ＝ＩA −Ｉ
B に対応した電圧信号Ｖ0 を生成する信号処理部と該電
圧信号Ｖ0 を入力して積分する積分器と該積分器の出力
信号ＶR を入力して上記デルタセロダイン波形信号を生
成するデルタセロダイン部とを有することを特徴とす
る。
【００８４】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記信号処理部は上記干渉光の強さ信号Ｉより直
流成分を除去して時間ＴA 、ＴB 毎に交互に±ΔＩ／２
に変化する交番信号を生成する直流除去器と該直流除去
器の出力信号を交流増幅するための交流増幅器と該交流
増幅器の出力信号より直流電圧信号Ｖ0 を得るための同
期検波器とを含むことを特徴とする。
【００８５】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記デルタセロダイン部は時間ＴA 、ＴB 毎に交
互に正負の符号が変化する基準電圧信号Ｖ* と上記積分
器より出力されたランプ電圧信号ＶR を加算する加算器
と該加算器の出力信号を積分するデルタセロダイン積分
器とを含むことを特徴とする。
【００８６】本発明によると、光ファイバジャイロにお
いて、上記基準電圧信号Ｖ* を生成する基準位相制御部
が設けられ、該基準位相制御部は上記第１の時間ＴA に
おける上記干渉光の強さ信号ＩA と上記第２の時間Ｔ B
における上記干渉光の強さ信号ＩB の平均値Ｉ0 に相当
する電圧信号を使用して生成することを特徴とする。
【００８７】本発明によると、三角形状波形、即ち、デ
ルタセロダイン波形信号を使用して、干渉光の強さ信号
Ｉに第１の位相差（基準位相差）Δβと第２の位相差
（ランプ位相差）σを生成する。干渉光の強さ信号Ｉの
位相ｘは＝Δθ＋σ＋Δβとなる。基準位相差Δβは、
時間ＴA 及びＴB 毎に絶対値が同じで符号が異なる一定
値ΔβA 及びΔβB に変化する。
【００８８】本発明によるとΔθ＋σ＝０となるように
ランプ位相差σが制御される。従って制御ループの安定
点では、サグナック位相差Δθはランプ位相差σに等し
い。また、干渉光の強さ信号Ｉの位相ｘはサグナック位
相差Δθを含まず、ｘ＝Δβとなる。従って、斯かる基
準位相差Δβを所定の値に設定することによって所望の
動作点の位置を選択することができる。即ち、サグナッ
ク位相差Δθの値に拘らず、動作点は常に正弦波の曲線
上の所定の位置にある。こうして制御ループの安定点で
の動作点を正弦波信号の勾配が大きい領域の所定点に設
定することができるから、高い感度にて位相差Δθを得
ることができる。
【００８９】本発明の１つの好ましい例によると、基準
位相差Δβはｎを整数として時間Ｔ A ではΔβA ＝−
（２ｎ−１）π／２と時間ＴB ではΔβB ＝＋（２ｎ−
１）π／２に交互に変化する。斯かる場合、干渉光の強
さ信号Ｉの位相ｘはｘ＝Δθ＋σ＋Δβ＝Δθ＋σ±
（２ｎ−１）π／２となる。また第１の動作点ΔβA に
おける干渉光の強さの信号ＩA と第２の動作点ΔβB に
おける信号ＩB の差ΔＩはΔＩ＝２Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋
σ）となる。制御ループの安定点ではΔθ＋σ＝０だか
ら、信号差ΔＩはΔＩ＝０である。
【００９０】デルタセロダイン波形信号は１周期Ｔ＝Ｔ
A ＋ＴB のうち時間ＴA では右下がりに減少し時間ＴB
では右上がりに増加する三角形状波形である。本発明に
よるとデルタセロダイン波形信号の傾斜はランプ位相差
σ、即ち、サグナック位相差Δθに対応している。入力
角速度Ωが大きくなるとデルタセロダイン波形信号の片
方の傾斜が大きくなる。デルタセロダイン波形信号の周
期Ｔは一定だから、その片方の傾斜が大きくなるとデル
タセロダイン波形信号のピーク値が許容値を超える。本
発明ではデルタセロダイン波形信号の周期Ｔ＝ＴA ＋Ｔ
B を一定とし、１周期Ｔ内の時間ＴA 、ＴB の長さを調
節するように構成されている。それによってデルタセロ
ダイン波形信号の傾斜が大きくなってもピーク値が許容
値以内となる。
【００９１】本発明の例によると、１周期Ｔ（＝ＴA ＋
ＴB ）内の時間ＴA 、ＴB を修正時間Δｔによって修正
する。例えば、時間ＴA を半周期Ｔ／２に対して修正時
間Δｔだけ増加又は減少し、それに対応して時間ＴB を
半周期Ｔ／２に対して修正時間Δｔだけ減少又は増加す
る。斯かる偏差時間Δｔは、例えば、１周期Ｔ（＝Ｔ A
＋ＴB ）内のデルタセロダイン波形信号が正である時間
Ｔ+ と負である時間Ｔ - の差ΔＴに比例するように設定
する。
【００９２】本発明の１つの好ましい例によると、基準
位相差Δβはｎを整数として時間Ｔ A ではΔβA ＝−
〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕と時間ＴB ではΔβB ＝＋
〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕に交互に変化する。即ち、
この例では基準位相差Δβが正確に±（２ｎ−１）π／
２になるように制御する必要がない。斯かる場合、干渉
光の強さ信号Ｉの位相ｘはｘ＝Δθ＋σ＋Δβ＋δ＝Δ
θ＋σ±〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕となる。また第１
の動作点ΔβA における干渉光の強さの信号ＩAと第２
の動作点ΔβB における信号ＩB の差ΔＩはΔＩ＝２Ｉ
0 ｓｉｎ（Δθ＋σ＋δ）・ｃｏｓδとなる。制御ルー
プの安定点ではΔθ＋σ＝０だから、信号差ΔＩはΔＩ
＝０である。
【００９３】
【発明の実施の形態】図１に本発明による光ファイバジ
ャイロの構成例を示す。本例の光ファイバジャイロは、
光源である発光器１と受光した光を電流信号に変換する
受光器２と光ファイバループ３と偏光子４と２つのカプ
ラ５、６と電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換
器７と光ファイバループ３を伝播する光の位相を制御す
るための位相制御器８’とを有し、更に、信号処理部３
１、積分器３２、デルタセロダイン部３３、角度角速度
演算部３４、切り換え信号発生部３５及び基準位相制御
部３６を有する。
【００９４】ここで本発明による光ファイバジャイロの
概念を説明する。本発明による光ファイバジャイロで
は、位相制御器８’によって干渉光の強さ信号Ｉに２つ
の位相差、即ち、基準位相差Δβとランプ位相差σを生
成させる。先ず基準位相差Δβについて説明する。
【００９５】本例によると基準位相差Δβは、時間ＴA
及びＴB ごとに交互に変化し、時間ＴA ではΔβA ＝−
（２ｎ−１）π／２、時間ＴB ではΔβB ＝＋（２ｎ−
１）π／２となる。
【００９６】尚、基準位相差Δβの周期Ｔ＝ＴA ＋ＴB
は一定であるが、時間ＴA 、ＴB は入力角速度Ω＝０の
時を除いて異なり、一般にＴA ≠ＴB である。これにつ
いては後に詳細に説明する。周期Ｔは、伝播光が光ファ
イバループ３を伝播するのに要する時間τより充分大き
いものとする。例えば、時間τの数１０倍〜数１００倍
であってよい。
【００９７】ｎは正の整数であるが、以下では随時ｎ＝
１として説明する。数３の式にΔβ A 及びΔβB を代入
して、数１６の式と同様な式が求められる。尚、定数２
Ｅ0 2＝Ｉ0 と置く。
【００９８】
【数１８】 ＩA ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβA ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２）〕 ＝Ｉ0 （１＋ｓｉｎΔθ） ＩB ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβB ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２）〕 ＝Ｉ0 （１−ｓｉｎΔθ）
【００９９】基準位相差がΔβA ＝−π／２のときとΔ
βB ＝＋π／２のときの干渉光の強さ信号Ｉの差ΔＩを
求めると、数１７の式と同様な式が求められる。
【０１００】
【数１９】 ΔＩ＝ＩA −ＩB ＝Ｉ0 （１＋ｓｉｎΔθ）−Ｉ0 （１−ｓｉｎΔθ） ＝２Ｉ0 ｓｉｎΔθ ΔＩ／２＝Ｉ0 ｓｉｎΔθ
【０１０１】図２を参照して説明する。図２は図１９と
同様な図である。即ち、図２Ａは数３の式のグラフであ
り、位相差ｘと干渉光の強さＩの関係を表すのによく用
いられる。斯かるグラフにて、横軸は位相差ｘ（＝Δθ
＋Δβ）、縦軸は干渉光の強さＩ（ｘ）である。図２Ａ
の下側に示された図２Ｂ及び図２Ｃは横軸（図２Ａの縦
軸方向）が時間、縦軸（図２Ａの横軸方向）が位相差ｘ
（＝Δθ＋Δβ）である。図２Ａの右側に示された図２
Ｄ及び図２Ｅは横軸（図２Ａの横軸方向）が時間、縦軸
（図２Ａの縦軸方向）が干渉光の強さＩである。
【０１０２】図２Ａの曲線上の丸印Ａ、Ｂはサグナック
位相差Δθ＝０の場合の動作点を示し、丸印Ａ’、Ｂ’
はサグナック位相差Δθ≠０の場合の動作点を示す。
【０１０３】図２Ｂはサグナック位相差Δθ＝０の場合
の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）の波形を示し、図２Ｃはサグ
ナック位相差Δθ≠０の場合の位相ｘ（＝Δθ＋Δβ）
の波形を示す。図２Ｄはサグナック位相差Δθ＝０の場
合の干渉光の強さＩを表し、同様に、図２Ｅはサグナッ
ク位相差Δθ≠０の場合の干渉光の強さＩを表す。
【０１０４】図２Ｂ及び図２Ｄに示すように、サグナッ
ク位相差Δθ＝０の場合には、位相ｘ（＝Δθ＋Δβ＝
Δβ）は上述のように時間ＴA 及びＴB 毎に交互に−π
／２と＋π／２に変化する矩形波だから、干渉光の強さ
Ｉは図２Ｄに示すように（スパイク状の突起部を除い
て）一定値となる。
【０１０５】しかしながら、図２Ｃ及び図２Ｅに示すよ
うに、サグナック位相差Δθ≠０の場合には、図２Ｃに
示すように位相ｘの値は時間ＴA 及びＴB 毎に交互にΔ
θ−π／２とΔθ＋π／２に変化し、このとき干渉光の
強さＩは図２Ｅに示すように（スパイク状の突起部を除
いて）時間ＴA 及びＴB 毎に交互に変化する。
【０１０６】図２Ｅの矩形波のハイレベルは位相ｘ＝Δ
θ＋ΔβA ＝Δθ−π／２のときの干渉光の強さＩA を
表し、矩形波のロウレベルは位相ｘ＝Δθ＋ΔβB ＝Δ
θ＋π／２のときの干渉光の強さＩB を表す。従って、
図２Ｅの矩形波のハイレベルとロウレベルの差は、偏差
ΔＩ＝ＩA −ＩB に対応している。即ち、図２Ｅの矩形
波のハイレベルとロウレベルの差の大きさは数１９の式
の右辺を表す。
【０１０７】図２Ｄにて干渉光の強さＩの値が時間ＴA
及びＴB 毎にスパイク状の突起部を有するのは、図２Ｂ
にて示す位相波形ｘの値がｘA ＝Δθ＋ΔβA とｘB ＝
Δθ＋ΔβB との間を変化するときに、図２Ａの正弦波
の上を動作点が、それぞれ、ＡからＢへ又はＢからＡへ
移動し、干渉光の強さＩが増加するからである。同様
に、図２Ｅにて干渉光の強さＩの値が時間ＴA 及びＴB
毎にスパイク状の突起部を有するのは、図２Ｃにて示す
位相波形ｘの値がｘA ＝Δθ＋ΔβA とｘB ＝Δθ＋Δ
βB との間を変化するときに、図２Ａの正弦波の上を動
作点が、それぞれ、Ａ’からＢ’へ又はＢ’からＡ’へ
移動し、干渉光の強さＩが増加するからである。
【０１０８】次にランプ位相差σについて説明する。本
発明によると、図２Ｅの矩形波のハイレベルとロウレベ
ルの差ΔＩを求めて数１９の式を使用して位相差Δθを
演算する代わりに、干渉光の強さ信号Ｉに、基準位相差
Δβに加えて更にランプ関数位相差σを生成させる。斯
かる場合、数１８の式及び数１９の式の代わりに次の式
が得られる。
【０１０９】
【数２０】 ＩA ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβA ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕 ＩB ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβB ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１−ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕
【０１１０】
【数２１】 ΔＩ＝ＩA −ＩB ＝２Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ） ΔＩ／２＝Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ）
【０１１１】本発明によると、後に詳細に説明するが、
Δθ＋σ＝０となるように、ランプ位相差σが制御され
る。従って、本例の制御ループの安定点では、符号を無
視してサグナック位相差Δθはランプ位相差σに等し
い。
【０１１２】
【数２２】Δθ＝−σ
【０１１３】これを数２０の式及び数２１の式に代入し
て、制御ループの安定点における干渉光の強さ信号Ｉ、
偏差信号ΔＩ及び振幅ΔＩ／２が求められる。
【０１１４】
【数２３】ＩA ＝ＩB ＝Ｉ0 ΔＩ＝ΔＩ／２＝０
【０１１５】干渉光の強さ信号Ｉに基準位相差Δβに加
えて更にランプ位相差σを生成させる場合も、図２を参
照して説明した議論が成り立つ。制御ループの安定点で
は、Δθ＋σ＝０だから、位相ｘはｘ＝Δθ＋σ＋Δβ
＝Δβとなり、図２の例にてサグナック位相差Δθ＝０
の場合と同様な状態となる。従って、動作点は図２Ａの
曲線上の丸印Ａ、Ｂに戻り、図２Ｂに示す如き位相ｘ＝
Δβ＝±π／２となり、干渉光の強さ信号Ｉは図２Ｄに
示す如き一定値Ｉ0 となる。
【０１１６】入力角速度Ωが変化してサグナック位相差
Δθが変化すると、動作点は図２Ａの曲線上の丸印
Ａ’、Ｂ’に移り、位相ｘは図２Ｃのように変化し干渉
光の強さ信号Ｉは図２Ｅに示すように変化するが、ラン
プ位相差σを制御することによって動作点は再び安定点
Ａ、Ｂに移動する。サグナック位相差Δθの値に拘ら
ず、制御ループの安定点では動作点Ａ、Ｂは正弦波の勾
配が最も大きい領域の定点にあるから、動作点が正弦波
の勾配が小さい領域にて移動する場合に比べてより良好
な感度を得ることができる。
【０１１７】再び図１を参照する。信号処理部３１は電
流電圧変換器７の出力信号ＶI を入力して振幅ΔＩ／２
に対応した電圧信号Ｖ0 を生成する。図４Ａに信号処理
部３１の入力信号ＶI に対応した干渉光の強さＩの波形
を示し、図４Ｂに出力信号Ｖ 0 に対応したΔＩ／２の波
形を示す。尚、制御ループの安定点では、数２３の式に
示したようにΔＩ／２＝０であり、従って電圧信号Ｖ0
は０である。
【０１１８】斯かる電圧信号Ｖ0 は積分器３２によって
時間積分され、その積分値ＶR はデルタセロダイン部３
３に供給される。デルタセロダイン部３３は積分値ＶR
に対応した傾斜を有する三角形波信号、即ち、デルタセ
ロダイン波信号ＶS を生成する。
【０１１９】位相制御器８’はデルタセロダイン波信号
ＶS によって光ファイバループ３を伝播する光を位相制
御する。それによって干渉光の強さ信号Ｉに位相差ｘが
生成される。干渉光の強さ信号Ｉの位相ｘは次のように
表される。
【０１２０】
【数２４】ｘ＝Δθ＋αS ＝Δθ＋σ＋Δβ＝Δθ＋σ
±（２ｎ−１）π／２
【０１２１】ここに、Δθは入力角速度Ωによって生成
されたサグナック位相差、αS はデルタセロダイン波信
号ＶS によって生成されたデルタセロダイン位相差であ
る。また、σはデルタセロダイン波信号ＶS に含まれる
ランプ信号によって生成されたランプ位相差、Δβはデ
ルタセロダイン波信号ＶS に含まれる基準信号によって
生成された基準位相差である。
【０１２２】上述のように、基準位相差Δβは時間ＴA
及びＴB 毎にΔβA とΔβB に変化する。時間ＴA にお
ける干渉光の強さ信号Ｉの位相をｘA 、デルタセロダイ
ン位相差をαSAとし、時間ＴB における干渉光の強さ信
号Ｉの位相をｘB 、デルタセロダイン位相差をαSBとす
る。これらは次のように表される。
【０１２３】
【数２５】 ｘA ＝Δθ＋αSA＝Δθ＋σ＋ΔβA ＝Δθ＋σ−（２ｎ−１）π／２ ｘB ＝Δθ＋αSB＝Δθ＋σ＋ΔβB ＝Δθ＋σ＋（２ｎ−１）π／２
【０１２４】ランプ位相差σは、後に説明するように、
デルタセロダイン波信号ＶS の傾斜等によって求めるこ
とができる。角度角速度演算部３４はセロダイン波信号
ＶSよりランプ位相差σ又はサグナック位相差Δθを求
め、更に入力角速度Ωを演算する。
【０１２５】切り換え信号発生部３５は時間ＴA 、ＴB
毎に交互に符号が変化する周期Ｔ＝ＴA ＋ＴB の切り換
え信号ＶC を生成する。また基準位相制御部３６はセロ
ダイン波信号ＶS の傾斜に寄与する電圧信号Ｖ* を生成
する。
【０１２６】図３及び図４を参照して本例による信号処
理部３１の構成及び動作を説明する。図３に示すよう
に、信号処理部３１は、直流除去器３１−１と交流増幅
器３１−２と同期検波器３１−３とを有する。信号処理
部３１は、上述のように図４Ａに示す如き電流電圧変換
器７の出力信号ＶI を入力して図４Ｂに示す如き矩形波
信号ΔＩ／２に相当する出力信号Ｖ0 を生成するように
構成されてよい。
【０１２７】電流電圧変換器７の出力信号ＶI は図２Ｄ
又は図２Ｅに示す干渉光の強さ信号Ｉに相当している。
即ち、干渉光の強さ信号Ｉは時間ＴA 及びＴB 毎に数２
０の式に示すＩA とＩB に変化する。数２０の式より明
らかなように、ＩA とＩB の中間の値はＩ0 である。従
って図４Ｂに示すように、干渉光の強さ信号Ｉより定数
Ｉ0 を減算することによって、時間ＴA 及びＴB 毎に交
互に＋ΔＩ／２と−ΔＩ／２に変化する矩形波信号ΔＩ
／２が得られる。
【０１２８】直流除去器３１−１は電流電圧変換器７の
出力信号ＶI より直流成分Ｉ0 を除去する。図４Ｃは直
流除去器３１−１の出力信号ＶI ’の波形を示す。電流
電圧信号変換器７より出力された干渉光の強さ信号Ｉの
波形は図２Ｄ又は図２Ｅに示したように実際には矩形波
のハイレベルとロウレベルとの切り換え時にてスパイク
状の突起を有する。従って直流除去器３１−１の出力信
号ＶI ’の波形も、実際にはそれに対応したスパイク状
の突起を有する。図４Ａに示した直流除去器３１−１の
出力信号ＶI ’の波形では、説明の便宜のため、斯かる
スパイク状の突起は省略されている。
【０１２９】図４Ｃの矩形波信号ＶI ’を同期検波すれ
ば、振幅ΔＩ／２に比例した値が得られるが、本例では
より高い精度を達成するために、交流増幅器３１−２を
通過させる。図４Ｄは交流増幅器３１−２の出力信号Ｖ
I ”の波形を示す。交流増幅器３１−２によって矩形波
信号ＶI ’は交流増幅され、図４Ｄに示す如き、時間Ｔ
A 、ＴB 毎に交互に符号が変化する交流波形ＶI ”が得
られる。交流増幅器３１−２はバンドパスフィルタを有
しており、それによって高周波に富むスパイク状の突起
が除去されるが、図４Ｄに示すように僅かな位相遅れＴ
F が生ずる。
【０１３０】交流増幅器３１−２の出力信号ＶI ”は同
期検波器３１−３に供給され、時間ＴA 、ＴB 毎に交互
に符号が変化する切り換え信号ＶC によって同期検波さ
れる。図４Ｅは同期検波器３１−３の出力信号ＶI ’”
の波形を示す。同期検波器３１−３は例えば時間ＴB だ
け極性を反転させる機能を有する回路であってよい。斯
かる信号ＶI ’”の直流成分Ｖ0 は振幅ΔＩ／２に比例
する。
【０１３１】こうして信号処理部３１は振幅ΔＩ／２に
比例した直流電圧信号Ｖ0 を生成し、それを積分器３２
に供給する。
【０１３２】積分器３２は斯かる直流電圧信号Ｖ0 を時
間積分し、得られた積分信号ＶR をデルタセロダイン部
３３に供給する。本例の信号処理部３１は上述のように
交流増幅方式にて構成されているが、所要のゲインが得
られるなら従来の如き同期検波器１２によって構成して
もよい。
【０１３３】以上は、制御ループが未だ安定点に達して
いない場合の説明であるが、制御ループが安定点に達し
た場合には、電流電圧変換器７の出力信号ＶI は図４Ａ
の破線にて示す如き一定値Ｉ0 となり、直流除去器３１
−１の出力信号ＶI ’は図４Ｃに示す矩形波ではなく一
定値０である。従って信号処理部３１の出力信号Ｖ0は
ゼロとなる。
【０１３４】図５及び図６を参照して本例のデルタセロ
ダイン部３３の構成及び動作を説明する。デルタセロダ
イン部３３は、図５に示すように、ＴA ／ＴB 切り換え
器３３−１と加算器３３−２とデルタセロダイン積分器
３３−３とを有する。ＴA ／ＴB 切り換え器３３−１
は、切り換え信号発生部３５より供給された切り換え信
号ＶC と基準位相制御部３６より供給された電圧信号Ｖ
* とを入力し、図６Ａに示す如き、時間ＴA では−
Ｖ* 、時間ＴB では＋Ｖ* となる矩形波信号±Ｖ* を生
成する。
【０１３５】加算器３３−２は積分器３２より供給され
た積分信号ＶR とＴA ／ＴB 切り換え器３３−１より供
給された矩形波信号±Ｖ* とを加算して、図６Ｂに示す
如き、矩形波信号±Ｖ* ＋ＶR を生成する。即ち、時間
ＴA では−Ｖ* ＋ＶR 、時間ＴB では＋Ｖ* ＋ＶR なる
値の信号が得られる。尚、積分信号ＶR の値は変化する
が、時間ＴA における信号の大きさ−Ｖ* ＋ＶR は常に
負となるように構成されている。従って加算器３３−２
の出力信号±Ｖ* ＋ＶR は時間ＴA 及びＴB 毎に交互に
符号が正負に変化する
【０１３６】デルタセロダイン積分器３３−３は、加算
器３３−２の出力信号±Ｖ* ＋ＶRを時間積分し、図６
Ｃに示す如き、三角形波信号、即ち、デルタセロダイン
波形信号を生成する。時間ＴB では正の信号値＋Ｖ* ＋
ＶR （＞０）を積分するから右上がりの傾斜が生成さ
れ、時間ＴA では負の信号値−Ｖ* ＋ＶR （＜０）を積
分するから右下がりの傾斜が生成される。図６より明ら
かなように、デルタセロダイン波形の傾斜に主として寄
与するのは、基準位相制御部３６より供給された電圧信
号Ｖ* である。
【０１３７】デルタセロダイン積分器３３−３によって
生成されたデルタセロダイン波形信号ＶS は位相制御器
８’に供給され、光ファイバループ３を伝播する光は位
相変調される。それによって干渉光の強さ信号Ｉにデル
タセロダイン位相差αS ＝Δβ＋σが生成される。
【０１３８】本発明によると図６Ｃに示す如き三角角形
波、即ち、デルタセロダイン波形の信号を使用して位相
変調するから、従来のセロダイン波形の信号を使用する
場合のフライバック誤差が発生することがない。
【０１３９】次にデルタセロダイン位相差αS 、特に基
準位相差Δβ及びランプ位相差σと電圧信号Ｖ* 、ＶR
の関係を求める。位相制御器８’の電圧位相変換係数を
ｋ、デルタセロダイン積分器３３−３の積分時間をＴI
とし、時間ＴA におけるデルタセロダイン位相角の傾斜
をｄαSA／ｄｔ、時間ＴB におけるデルタセロダイン位
相角の傾斜をｄαSB／ｄｔとすると、これらは次のよう
に表される。
【０１４０】
【数２６】ｄαSA／ｄｔ＝ｋ（−Ｖ* ＋ＶR ）／ＴI ｄαSB／ｄｔ＝ｋ（＋Ｖ* ＋ＶR ）／ＴI
【０１４１】デルタセロダイン位相差αSA、αSBは、デ
ルタセロダイン位相角の傾斜に時間τを乗ずることによ
って得られ、次のようになる。τは光が光ファイバルー
プ３を伝播するのに要する時間である。
【０１４２】
【数２７】 αSA＝ｋ（−Ｖ* ＋ＶR ）τ／ＴI ＝−ｋＶ* τ／ＴI ＋ｋＶR τ／ＴI αSB＝ｋ（＋Ｖ* ＋ＶR ）τ／ＴI ＝＋ｋＶ* τ／ＴI ＋ｋＶR τ／ＴI
【０１４３】この式と数２５の式を比較すると次のよう
になる。
【０１４４】
【数２８】ΔβA ＝−ｋＶ* τ／ＴI ΔβB ＝＋ｋＶ* τ／ＴIσ＝ｋＶR τ／ＴI
【０１４５】この式より明らかなように、基準位相差Δ
βA 、ΔβB は電圧信号Ｖ* に比例する。ここで、基準
位相差Δβ＝±（２ｎ−１）π／２を得るために、電圧
信号Ｖ* を次のように設定する。
【０１４６】
【数２９】ｋＶ* τ／ＴI ＝（２ｎ−１）π／２
【０１４７】また、ランプ位相差σは積分器３２の出力
信号ＶR に比例する。デルタセロダイン制御ループが安
定点に達するまでは、Δθ＋σ≠０であり、信号処理部
３１の出力信号Ｖ0 はＶ0 ≠０である。従って斯かる信
号Ｖ0 は積分器３２を経由して積分信号ＶR を生成し、
数２６の式に示すようにランプ位相差σが生成される。
本例によると、斯かるランプ位相差σはΔθ＋σ＝０と
なるように、即ち、信号処理部３１の出力信号Ｖ0 がゼ
ロとなるように制御される。
【０１４８】次に図７を参照して２つの時間ＴA 、ＴB
の制御について説明する。もし時間ＴA 及びＴB が一定
であると、入力角速度Ωが作用するとセロダイン波信号
ＶSの値が大きくなって許容値を超えるという不都合が
生ずる。例えば、ＴA ＝ＴB＝Ｔ／２であり且つサグナ
ック位相差Δθ＝０の場合には、デルタセロダイン波形
は２等辺三角形となり、セロダイン波信号ＶS のピーク
値は一定である。しかしながら、ＴA ≠ＴB 又はサグナ
ック位相差Δθ≠０の場合には、セロダイン波信号ＶS
のピーク値は周期Ｔ毎に増加又は減少して、許容値を超
える。
【０１４９】図６Ｂ及び図６Ｃを参照して説明したよう
に、デルタセロダイン波形の傾斜は、時間ＴA では−Ｖ
* ＋ＶR であり、時間ＴB ではＶ* ＋ＶR である。積分
器３２の出力信号ＶR は一定ではないが、１周期Ｔ内で
は一定であると仮定してよい。従って、斯かる傾斜の絶
対値を比較すると、次のようになる。
【０１５０】
【数３０】｜Ｖ* ＋ＶR ｜＞｜−Ｖ* ＋ＶR ｜
【０１５１】従って、ＴA ≒ＴB の場合には、時点Ｐ1
から１周期Ｔの後の時点Ｐ3 ではセロダイン波信号ＶS
の値は＋側に変位している。出力信号ＶR が大きくなる
と数３０の式の左辺の絶対値は益々大きくなり右辺の絶
対値は益々小さくなる。従って、セロダイン波信号ＶS
の値は益々＋側に変位し、セロダイン波信号ＶS の許容
値付近まで増加することとなる。
【０１５２】そこで、本例では、セロダイン波信号ＶS
のピーク値が常に許容値以内にあるように時間ＴA 、Ｔ
B が制御される。一般に、数３０の式が成り立つ場合、
時間ＴA を半周期Ｔ／２より大きくし時間ＴB を半周期
Ｔ／２より小さくすることによって、セロダイン波信号
ＶS のピーク値の増加を阻止することができる。
【０１５３】図７Ａに示すように、１周期の前半を時間
ＴA 、後半を時間ＴB とする。本例によると、周期Ｔの
両端（時点Ｐ1 、Ｐ3 、Ｐ5 ）は時間的に固定されてい
るが、その中間の時点Ｐ2 、Ｐ4 （略Ｔ／２周期）は時
間的に変更される。即ち、１周期Ｔから次の周期Ｔへの
切り換えが予め設定された方法にてなされるが、１周期
Ｔ内にて時間ＴA から時間ＴB への切り換えは可変的に
制御される。
【０１５４】図７Ｂに示すように、デルタセロダイン波
形信号ＶS が正である時間Ｔ+ は正値、例えば＋１、負
である時間Ｔ- は負値、例えば−１とする。正である時
間Ｔ + と負である時間Ｔ- は一般に等しくない。１周期
Ｔにて正負の時間がＴ+ ＞Ｔ - の場合には、デルタセロ
ダイン波形は全体として＋方向（上側へ）に偏倚してお
り、逆に正負の時間がＴ+ ＜Ｔ- の場合には、デルタセ
ロダイン波形は全体として−方向（下側へ）に偏倚して
いる。
【０１５５】そこで、１周期Ｔにて正の時間が負の時間
より長くＴ+ ＞Ｔ- の場合には、次の周期にて切り換え
時点Ｐ2 、Ｐ4 をより遅くする。即ち、時間ＴA を増加
し時間ＴB を減少すればよい。それによって、デルタセ
ロダイン波形は全体として−方向（下側へ）に変位し、
時点Ｐ3 、Ｐ5 は少し下側に変位する。
【０１５６】例えば、図７Ｃに示すように、時間ＴA を
半周期Ｔ／２に対して修正時間Δｔだけ増加し、時間Ｔ
B を半周期Ｔ／２に対して修正時間Δｔだけ減少すれば
よい。斯かる修正時間Δｔは、例えば次のように、１周
期における正負の時間Ｔ+ 、Ｔ- の差ΔＴ＝Ｔ+ −Ｔ-
に比例した値に設定してよい。
【０１５７】
【数３１】Δｔ＝ＫT ΔＴ
【０１５８】ここにＫT は比例定数である。このよう
に、本例では、１周期における正負の時間差ΔＴに比例
した修正時間Δｔだけ、次の周期のＴA ／ＴB 切り換え
時点を前後に修正するように構成されている。こうし
て、本例によると、常にデルタセロダイン波形は全体と
して１周期Ｔの中心位置付近に安定することができる。
【０１５９】ここでは、セロダイン波信号ＶS を安定化
させる方法の一例として、１周期における正負の時間差
ΔＴ＝Ｔ+ −Ｔ- を使用して修正時間Δｔを求める方法
を説明したが、本発明の範囲にて他の方法が可能である
ことは明らかである。
【０１６０】図８を参照して角度角速度演算部３４の構
成及び動作を説明する。図８に示すように、本例の角度
角速度演算部３４は正負判別回路３４−１と正負パルス
発生器３４−２と３つのアップダウンカウンタ３４−
３、３４−４、３４−５とを有する。正負判別回路３４
−１は図６Ｃ又は図７Ａに示す如きデルタセロダイン部
３３の出力信号ＶS を入力し、その正負の符号を判定す
る。正負判別回路３４−１は図７Ｂに示す如き交互に符
号が正負に変化する信号を生成する。
【０１６１】正負パルス発生器３４−２は時間τC のク
ロック信号と正負判別回路３４−１の出力信号を入力
し、時間Ｔ+ では周期τC の正のパルス信号を生成し、
時間Ｔ - では周期τC の負のパルス信号を生成する。周
期τC はデルタセロダイン波形の周期Ｔの数１０分の１
〜数１００分の１であってよい。斯かる正負に符号が変
化する周期τC のパルス信号は３つのアップダウンカウ
ンタ３４−３、３４−４、３４−５に供給される。
【０１６２】アップダウンカウンタ３４−３、３４−
４、３４−５は正負パルス発生器３４−２の出力パルス
信号を入力して、正負のパルス数及びその差を計数す
る。正負のパルス数をそれぞれＮ+ 、Ｎ- としその差を
ΔＮとする。
【０１６３】
【数３２】ΔＮ＝Ｎ+ −Ｎ-
【０１６４】デルタセロダイン波形信号ＶS が正である
時間Ｔ+ はτC Ｎ+ に等しく、負である時間Ｔ- はτC
Ｎ- に等しい。従って時間差ΔＴ＝Ｔ+ −Ｔ- はτC Δ
Ｎに等しい。
【０１６５】
【数３３】ΔＴ＝τC ΔＮ
【０１６６】デルタセロダイン波形信号ＶS が正である
時間Ｔ+ と負である時間Ｔ- は、数２５の式によって表
されるデルタセロダイン波形信号ＶS の傾斜ｄαSA／ｄ
ｔ、δαSA／ｄｔに関係している。斯かる傾斜が等しけ
れば、即ち、ｄαSA／ｄｔ＝δαSA／ｄｔなら、正負の
時間は等しくＴ+ ＝Ｔ- となる。
【０１６７】ここで、ランプ位相差σとデルタセロダイ
ン波形信号ＶS の傾斜との間の関係を考える。時間差Δ
Ｔ＝Ｔ+ −Ｔ- は数２６の式に示す２つの傾斜角の差ｄ
αSA／ｄｔ−ｄαSA／ｄｔに関係している。斯かる差は
数２６の式より明らかなように、ランプ位相差σ＝ｋＶ
R τ／ＴI に比例する。従って数２８の式より、次のよ
うな関係が成り立つ。
【０１６８】
【数３４】σ＝ＫS ΔＮ
【０１６９】ＫS はシステム全体によって決まる定数で
ある。この関係と数２２の式及び数１の式を使用する
と、正負のパルス数差ΔＮより入力角速度Ωを求めるこ
とができる。
【０１７０】先ず第１のアップダウンカウンタ３４−３
について説明する。第１のアップダウンカウンタ３４−
３は正負のパルス数差ΔＮを計数し、その計数値ΔＮを
保持する。斯かる計数値ΔＮは所定時間毎にリセットさ
れる。従って、所定時間毎に新しい計数値ΔＮを出力す
る。斯かる計数値ΔＮより、数３４の式、数２８の式、
数２２の式及び数１の式を使用して、入力角速度Ωが得
られる。
【０１７１】次に第２のアップダウンカウンタ３４−４
について説明する。第２のアップダウンカウンタ３４−
４は旋回角度を求める。旋回角度は角速度Ωを時間積分
することによって求められる。従って旋回角度は正負の
パルス数差ΔＮを積算することによって求められる。第
２のアップダウンカウンタ３４−４は正負のパルス数差
ΔＮの積算値ΣΔＮを演算する。斯かる積算値ΣΔＮは
角速度Ωの積分値と等価である。従って同様に、数３４
の式、数３２の式、数２８の式、数２２の式及び数１の
式を使用して、旋回角度が得られる。
【０１７２】最後に第３のアップダウンカウンタ３４−
５について説明する。第３のアップダウンカウンタ３４
−５は正負のパルス数差ΔＮを計数するが時間Ｔ毎にそ
れをリセットする。従って現時点のサイクル（周期）よ
り１つ前のサイクル（周期）のパルス偏差ΔＮを常に保
持しており、それを切り換え信号発生部３５に供給す
る。
【０１７３】図９に本例の切り換え信号発生部３５の構
成を示す。切り換え信号発生部３５は基準クロック３５
−１と切り換え信号発生器３５−２とを有する。基準ク
ロック３５−１は周期τC のパルスτC とデルタセロダ
イン波の周期Ｔ（＝ＴA ＋Ｔ B ）に等しいパルスＴとデ
ルタセロダイン波の周期Ｔより十分小さい周期τC0のパ
ルスτC0を生成する。パルスτC は角度角速度演算部３
４の正負パルス発生器３４−２に供給される。
【０１７４】切り換え信号発生器３５−２は、角度角速
度演算部３４の第３のアップダウンカウンタ３４−５よ
り出力された正負のパルス数差ΔＮと基準クロック３５
−１より供給されたパルスＴ及びパルスτC0を入力し、
時間ＴA 及びＴB 毎に符号が変化する周期Ｔの切り換え
信号ＶC を生成する。斯かる切り換え信号ＶC の生成工
程は、上述の修正時間Δｔの演算を含む。本例では、斯
かる修正時間Δｔは数３１の式の代わりに次の式によっ
て求められる。
【０１７５】
【数３５】Δｔ＝γτC0ΔＮ
【０１７６】ここで定数γは１より小さい任意の正の定
数であるが、パルスの計数に都合が良いように少数より
分数が選択される。時間τC0はＴ／２より十分小さい任
意の時間であるが、τC0≦τC を満たし且つ基準クロッ
ク３５−１によって生成されるのに都合が良い値が選択
される。
【０１７７】第３のアップダウンカウンタ３４−５から
正負のパルス数差ΔＮが供給されない間は、切り換え信
号ＶC の時間ＴA 、ＴB は一定ＴA ＝ＴB ＝Ｔ／２であ
るが、第３のアップダウンカウンタ３４−５から正負の
パルス数差ΔＮが供給された場合には、修正時間Δｔ＝
γΔＮτC0だけ、ＴA ／ＴB 切り換え時点は１周期の中
間時点に対して前後に変化する。
【０１７８】Ｔ+ ＞Ｔ- の場合、即ち、ΔＮ＞０の場合
には、時間ＴA を半周期Ｔ／２より時間Δｔ＝γΔＮτ
C0だけ長くし、時間ＴB を半周期Ｔ／２より時間Δｔ＝
γΔＮτC0だけ短くする。Ｔ+ ＜Ｔ- の場合、即ち、Δ
Ｎ＜０の場合には、時間ＴAを半周期Ｔ／２より時間Δ
ｔ＝γΔＮτC0だけ短くし、時間ＴB を半周期Ｔ／２よ
り時間Δｔ＝γΔＮτC0だけ長くする。
【０１７９】図１０及び図１１を参照して本例の基準位
相制御部３６の構成及び動作を説明する。基準位相制御
部３６は常に一定の基準電圧信号Ｖ* を生成するように
構成されている。本例によると、図４Ａを参照して説明
した一定の電圧信号Ｉ0 を使用して基準電圧信号Ｖ* を
生成する。
【０１８０】図１０に示すように、基準位相制御部３６
はサンプリング機構３６−１と平均値演算部３６−２と
基準電圧演算部３６−３とを有する。サンプリング機構
３６−１は、電流電圧変換器７より供給された干渉光の
強さ信号Ｉを入力し、時間Ｔ A 及び時間ＴB における干
渉光の強さ信号ＩA 及びＩB をサンプリングする。また
時間ＴA 、ＴB の切り換え時におけるスパイク状の突起
に相当する干渉光の強さ信号２Ｉ0 をサンプリングす
る。
【０１８１】図１１は図２Ｅに示す干渉光の強さ信号Ｉ
を拡大して表したものである。時間ＴA における干渉光
の強さ信号ＩA に相当する電圧をＶA 、時間ＴB におけ
る干渉光の強さ信号ＩB に相当する電圧をＶB とする。
また時間ＴA 、ＴB の切り換え時におけるスパイク状の
突起に相当する電圧をＶF とする。
【０１８２】図２Ｅを参照して説明したように、本例に
よると２つの干渉光の強さ信号ＩA、ＩB の中間値、即
ち、平均値は常に一定値Ｉ0 である。従って斯かる一定
値Ｉ 0 に対応する電圧値を使用することによって基準電
圧信号Ｖ* を生成することができる。
【０１８３】平均値演算部３６−２は適当なサンプリン
グ数ＮS に対する電圧値ＶA 、ＶBの平均値ＶAM＝（１
／ＮS ）ΣＶA 、ＶBM＝（１／ＮS ）ΣＶB を計算し、
更に両者の平均値（ＶAM＋ＶBM）／２を計算する。斯か
る電圧平均値（ＶAM＋ＶBM）／２は中間値Ｉ0 に相当す
る。平均値演算部３６−２は更に適当なサンプリング数
ＮS に対する電圧値ＶF の平均値ＶFM＝（１／ＮS ）Σ
ＶF を計算する。斯かる電圧平均値ＶFMはスパイク状の
突起のピーク値２Ｉ0 に相当する。
【０１８４】従って、中間値Ｉ0 に相当する電圧平均値
（ＶAM＋ＶBM）／２又はピーク値２Ｉ0 に相当する電圧
平均値ＶFMを使用することによって正確な且つ安定した
基準電圧信号Ｖ* が得られる。
【０１８５】基準電圧演算部３６−３は、２つの電圧平
均値ＶAM、ＶBMの和に定数１／μを乗算し、その結果得
られた値と電圧平均値ＶFMとの偏差ΔＶFMを求める。斯
かる演算は次のように表される。
【０１８６】
【数３６】ΔＶFM＝ＶFM−（ＶAM＋ＶBM）／μ
【０１８７】ここに定数１／μは１に近い定数である。
基準電圧演算部３６−３は更に斯かる偏差ΔＶFMを増幅
して時間積分し、その積分値に初期値Ｖ*0を加算する。
それによって電圧信号Ｖ* が得られる。
【０１８８】
【数３７】Ｖ* ＝Ｖ*0＋∫ΔＶFMｄｔ
【０１８９】図１２に基準位相制御部３６を含む制御ル
ープを示す。基準電圧演算部３６−３は２つの電圧平均
値ＶAM、ＶBMの和に１に近い定数１／μを乗算する係数
器３６−３Ａと数３６の式を演算する加算器３６−３Ｂ
と加算器３６−３Ｂの出力信号を増幅する増幅器３６−
３Ｃと増幅器３６−３Ｃの出力信号を時間積分する積分
器３６−３Ｄと数３７の式の演算をする加算器３６−３
Ｅとを有するように構成してよい。
【０１９０】１／μ＝１の場合は、Ｖ* ＝ＶFM／２とな
る。斯かる場合、基準位相差Δβは｜Δβ｜＝（２ｎ−
１）（π／２）となる。μ≠１とすると、得られる基準
位相差Δβは｜Δβ｜＝μ（２ｎ−１）（π／２）とな
る。定数１／μは１以外の適当な値に設定することがで
きるから、基準位相差Δβは（２ｎ−１）（π／２）の
前後の広い範囲にて設定することができる。初期値Ｖ*0
は任意であるが、始めに用いる基準電圧値Ｖ* に近い値
に選んでおけば、起動時の応答が早くなる。
【０１９１】以上の例では、基準位相差Δβが正の整数
ｎを用いてΔβ＝±（２ｎ−１）π／２と表される場合
を説明した。また、説明の簡単化のために随時、例え
ば、数２０の式及び数２１の式では、ｎ＝１として説明
した。ｎは正の整数であればよいが、実用的にはｎ＝２
が便利である。ｎ＝２の場合、数２０の式及び数２１の
式の代わりに次の式が得られる。
【０１９２】
【数３８】 ＩA ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβA ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ−３π／２＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１−ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕 ＩB ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβB ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋３π／２＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｓｉｎ（Δθ＋σ）〕
【０１９３】
【数３９】 ΔＩ＝ＩA −ＩB ＝−２Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ） ΔＩ／２＝−Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ）
【０１９４】一般にｎが奇数のときは数２０の式及び数
２１の式が得られ、ｎが偶数のときは数３６の式及び数
３７の式が得られる。従って、ｎが偶数の場合には、制
御ループ内にて符号反転器を設ける必要がある。
【０１９５】図１３を参照して本発明の他の例を説明す
る。以上の例では、基準位相差Δβとして±π／２を奇
数（２ｎ−１）倍したものを使用している。しかしなが
ら、本発明によると、基準位相差Δβは必ずしもΔβ＝
±（２ｎ−１）π／２を満たす必要はない。本発明によ
ると、制御ループの安定点では、サグナック位相差Δθ
の値とは無関係に、干渉光の強さ信号Ｉの位相ｘはｘ＝
Δβとなる。従って、制御ループの安定点では、サグナ
ック位相差Δθの値とは無関係に、動作点は常に正弦波
曲線上の所定の位置にある。
【０１９６】例えば、Δβ＝±π／２とした場合には、
制御ループの安定点では、サグナック位相差Δθの値と
は無関係に、動作点は常に正弦波曲線上の位相ｘ＝±π
／２の位置にある。
【０１９７】所定の分解能を得るためには、位相ｘ＝Δ
β、即ち、動作点は正弦波曲線の勾配が十分大きい領域
にあることが必要であるが、必ずしも、位相、即ち、動
作点はｘ＝Δβ＝±（２ｎ−１）π／２である必要はな
い。基準位相差Δβとして±（２ｎ−１）π／２に近い
「任意の位相」を使用した例を説明する。
【０１９８】
【数４０】Δβ＝±〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕
【０１９９】δは｜δ｜＜π／２を満たす任意の定数で
ある。ここで簡単化のためｎ＝１とする。干渉光の強さ
信号Ｉは数２０の式及び数２１の式と同様に次の式によ
って表される。
【０２００】
【数４１】 ＩA ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβA ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ−π／２−δ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｓｉｎ（Δθ−δ＋σ）〕 ＩB ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋ΔβB ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１＋ｃｏｓ（Δθ＋π／２＋δ＋σ）〕 ＝Ｉ0 〔１−ｓｉｎ（Δθ＋δ＋σ）〕
【０２０１】
【数４２】 ΔＩ＝ＩA −ＩB ＝Ｉ0 〔ｓｉｎ（Δθ−δ＋σ）＋ｓｉｎ（Δθ＋δ＋σ）〕 ＝２Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ）・ｃｏｓδ ΔＩ／２＝Ｉ0 ｓｉｎ（Δθ＋σ）・ｃｏｓδ
【０２０２】制御ループの安定点にて、数２２の式が成
り立つとすると、数４０の式は次のようになる。
【０２０３】
【数４３】ΔＩ＝ＩA −ＩB ＝０ ΔＩ／２＝０
【０２０４】図１３は基準位相差Δβとして「任意の位
相」を使用した例を示す。図１３は図２と同様な図であ
り、図１３Ａの丸印Ａ、Ｂは制御ループが安定点に達し
た状態、即ち、数２２の式が成り立つ場合を表す。図１
３Ａの丸印Ａ’、Ｂ’はサグナック位相差Δθが変化し
て制御ループが未だ安定点に達していない状態を表す。
図１３Ｂは制御ループが安定点に達した状態の位相ｘ＝
Δβ＝±（π／２＋δ）を表し、例えば２π／３に略等
しい。図１３Ｄは斯かる場合の干渉光の強さ信号Ｉを表
す。図１３Ｃは制御ループが安定点に達していない状態
の位相ｘ＝Δθ＋Δβ＋σ＝Δθ±（π／２＋δ）＋σ
を表し、図１３Ｅは斯かる場合の干渉光の強さ信号Ｉを
表す。
【０２０５】こうして、制御ループの安定点Ａ、Ｂが正
弦波曲線の勾配が十分大きい領域にある限り、本発明を
適用することは可能である。例えば、信号処理部３１の
交流ゲインを増加すればよい。δを付加した「任意の位
相」を使用する場合には、信号系のゲインを単に１／ｃ
ｏｓδ倍すればよい。例えば、信号処理部３１の交流ゲ
インを１／ｃｏｓδ倍だけ増加すればよい。
【０２０６】以上本発明の実施例について詳細に説明し
てきたが、本発明は上述の実施例に限ることなく本発明
の要旨を逸脱することなく他の種々の構成が採り得るこ
とは当業者にとって容易に理解されよう。
【０２０７】例えば、図１に本発明の光ファイバジャイ
ロの構成例をブロック図として示したが、これは単なる
例示であり、信号処理部３１、積分器３２、デルタセロ
ダイン部３３、角度角速度演算部３４、切り換え信号発
生部３５及び基準位相制御部３６等を適宜、ＣＰＵ、記
憶装置、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器等を組み合わせて
構成してよい。
【０２０８】また図１に示す例では、２つのカプラ５、
６、偏光子４、位相制御器８’等を別個の要素として説
明したが、これらの要素の幾つかを１つの光集積回路に
よって置き換えてよい。
【０２０９】
【発明の効果】従来の位相変調方式の光ファイバジャイ
ロでは変調度制御のために２倍波及び４倍波検出用の同
期検波器と交流ゲインが比較的大きい倍波キャンセル回
路等を使用していたが、本発明の光ファイバジャイロで
は、それらを必要としないから、小型化及び低コスト化
が可能となる利点を有する。
【０２１０】従来の位相変調方式の光ファイバジャイロ
では、干渉光の強さ信号Ｉはｓｉｎθ又はｃｏｓθを含
むアナログ信号として得られ、斯かるアナログ信号Ｉよ
りサグナック位相差Δθを求めるように構成されてお
り、直線性及び精度に劣る欠点があった。従来のディジ
タル変調方式では干渉光の強さ信号Ｉにディジタル的に
変化する位相差±π／２を生成し、２つの干渉光の強さ
信号ＩA 、ＩB の差ΔＩ＝ＩA −ＩB よりサグナック位
相差Δθを求めるように構成されており、斯かる偏差信
号ΔＩはｓｉｎθ又はｃｏｓθを含むアナログ信号とし
て得られるため、位相変調方式と同様に直線性及び精度
に劣る欠点があった。
【０２１１】本発明による光ファイバジャイロでは、干
渉光の強さ信号Ｉに基準位相差Δβとランプ位相差σを
生成し、Δθ＋σ＝０となるようにランプ位相差σを制
御し、斯かるランプ位相差σよりサグナック位相差Δθ
＝−σを求めるように構成されている。従って本発明で
は、ランプ位相差σをディジタル信号として得ることが
できるから、角度及び角速度をディジタル方式にて演算
することが可能であり、直線性及び精度が良好で誤差を
排除することができる利点を有する。
【０２１２】本発明による光ファイバジャイロでは、制
御ループの安定点ではΔθ＋σ＝０であり干渉光の強さ
信号Ｉの位相ｘはｘ＝Δβとなり基準位相差Δβだけと
なる。従って本発明では、制御ループの安定点ではサグ
ナック位相差Δθの値に拘わらず、動作点は常に正弦波
曲線の所定点であるから直線性及び精度が良好で誤差を
排除することができる利点を有する。
【０２１３】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、位相変調においてセロダイン波形信号、即
ち、鋸歯状波形信号を使用するため、位相２πの跳躍、
即ち、フライバックが問題となる欠点があったが、本発
明による光ファイバジャイロでは、位相変調にデルタセ
ロダイン波形信号、即ち、三角波形信号を使用するか
ら、フライバックの問題が生ずることがない利点を有す
る。
【０２１４】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、フライバックに起因する誤差、例えば、２
π誤差が発生する欠点があったが、本発明による光ファ
イバジャイロでは、位相変調にデルタセロダイン波形信
号、即ち、三角波形信号を使用するから、フライバック
に起因する誤差が生ずることがない利点を有する。
【０２１５】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、フライバックに起因してランダムウォーク
が劣化する欠点があったが、本発明による光ファイバジ
ャイロでは、位相変調にデルタセロダイン波形信号、即
ち、三角波形信号を使用するから、フライバックに起因
したランダムウォークの劣化が生ずることがない利点を
有する。
【０２１６】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、入力角速度Ωがゼロに近いとき、セロダイ
ン波形即ち、鋸歯状波の傾斜が小さくなり、セロダイン
周期が長くなり、第２の積分器の動作が不正確となる欠
点があったが、本発明による光ファイバジャイロではデ
ルタセロダイン波の周期Ｔ＝ＴA ＋ＴB は一定であるた
め、斯かる欠点はない。
【０２１７】従来のセロダイン変調方式の光ファイバジ
ャイロでは、位相変調周波数とセロダイン変調周波数の
２つの発振周波数を使用するためロックイン現象が生ず
る欠点があったが、本発明による光ファイバジャイロで
は位相変調もサグナック位相差Δθの検出も単一のデル
タセロダイン波信号を使用するからロックイン現象が生
ずることがない利点を有する。
【０２１８】従来のディジタル変調方式の光ファイバジ
ャイロでは２τ（τは光ファイバループ３を光が伝播す
るのに要する時間。）を１周期とする位相差Δβを生成
するように構成されており、ＭHzのオーダーの変調周波
数を必要としたが、本発明による光ファイバジャイロで
はデルタセロダイン波信号の周期Ｔはτの数十倍〜数百
倍とすることができるので、数ＫHz〜数十ＫHzのオーダ
の低周波数領域の変調周波数を使用することができるた
め、製造費を安価にすることができる利点を有する。
【０２１９】本発明による光ファイバジャイロでは、デ
ルタセロダイン波信号よりサグナック位相差Δθを求め
る際に、デルタセロダイン波信号の周期Ｔの数十分の一
〜数百分の一の周期τC のパルス信号を使用するから、
従来のセロダイン変調方式に比べて単位時間当たりに得
られるパルス数は数１０〜数１００倍もあり、その結
果、高精度且つ高分解能にてジャイロ信号Ωを得ること
ができる利点がある。
【０２２０】従来のディジタル変調方式の光ファイバジ
ャイロでは干渉光の強さ信号Ｉに基準位相差Δβ＝±π
／２を生成するように構成されており、斯かる基準位相
差Δβが正確に±π／２に等しくないと誤差が生ずるた
め、斯かる基準位相差Δβ＝±π／２の制御と管理に費
用がかかる欠点があったが、本発明による光ファイバジ
ャイロでは基準位相差ΔβはΔβ＝±（２ｎ−１）π／
２でなくてもよく、例えば、Δβ＝±（２ｎ−１）π／
２の近傍の広い範囲の値とすることができる利点を有す
る。
【０２２１】本発明によると従来の位相変調方式、セロ
ダイン変調方式及びディジタル変調方式の光ファイバジ
ャイロの欠点又は問題点を除去してより高い精度の光フ
ァイバジャイロを提供することができる利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による光ファイバジャイロの構成例を示
す図である。
【図２】本発明による光ファイバジャイロにおける干渉
光の強さ信号と位相差の関係を示す図である。
【図３】本発明による光ファイバジャイロの信号処理部
の構成例を示す図である。
【図４】本発明による光ファイバジャイロの信号処理部
の動作を説明するための波形図である。
【図５】本発明による光ファイバジャイロのデルタセロ
ダイン部の構成例を示す図である。
【図６】本発明による光ファイバジャイロのデルタセロ
ダイン部の動作を説明するための波形図である。
【図７】本発明による光ファイバジャイロの１周期内の
時間ＴA 、ＴB を修正する方法を説明するための波形図
である。
【図８】本発明による光ファイバジャイロの角度角速度
演算部の構成例を示す図である。
【図９】本発明による光ファイバジャイロの切り換え信
号発生部の構成例を示す図である。
【図１０】本発明による光ファイバジャイロの基準位相
制御部の構成例を示す説明図である。
【図１１】本発明による光ファイバジャイロの基準位相
制御部の動作を説明するための波形図である。
【図１２】本発明による光ファイバジャイロの基準位相
制御部を含む制御ループの構成を示す図である。
【図１３】本発明による光ファイバジャイロにおける干
渉光の強さ信号と位相差の関係を示す図である。
【図１４】従来の光ファイバジャイロ（位相変調方式）
の構成例を示す図である。
【図１５】従来の光ファイバジャイロ（セロダイン変調
方式）の構成例を示す説明図である。
【図１６】従来の光ファイバジャイロ（セロダイン変調
方式）の動作を説明するための波形図である。
【図１７】従来の光ファイバジャイロ（ディジタル変調
方式）の構成例を示す説明図である。
【図１８】従来の光ファイバジャイロ（ディジタル変調
方式）の動作を説明するための波形図である。
【図１９】従来の光ファイバジャイロ（ディジタル変調
方式）における干渉光の強さ信号と位相差の関係を示す
図である。
【符号の説明】
１ 発光器 ２ 受光器 ３ 光ファイバループ ４ 偏光子 ５、６ カプラ ７ 電流−電圧変換器 ８ 位相変調器 ８’ 位相制御器 ９ セロダイン変調器 １１ 信号発生器 １２ 同期検波器 １３ 信号処理部 １５、１６ 積分器 １７ カウンタ １８ リセット回路 １９ ２π基準器 ２１ タイミング信号発生器 ２２ 位相変調信号発生部 ２３ Ａ／Ｄ変換器 ２４ 信号処理部 ３１ 信号処理部 ３２ 積分器 ３３ デルタセロダイン部 ３４ 角度角速度演算部 ３５ 切り換え信号発生部 ３６ 基準位相制御部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 北條 武 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 光源と、光ファイバループと、該光ファ
    イバループ内を互いに反対方向に伝搬する第１の伝播光
    と第２の伝播光との間の位相を変化させる位相制御器
    と、上記第１の伝播光と第２の伝播光の干渉光を検出す
    る受光器と、を有し、上記光ファイバループがループの
    中心軸線周りに角速度Ωにて回転するとき上記干渉光の
    強さ信号Ｉに発生するサグナック位相差Δθより上記角
    速度Ωを求めるように構成された光ファイバジャイロに
    おいて、 上記位相制御器によって上記干渉光の強さＩの信号に基
    準位相差Δβとランプ位相差σが生成され、 上記基準位相差Δβは一定周期Ｔを有し、１周期Ｔのう
    ち第１及び第２の時間ＴA 、ＴB ではそれぞれ第１及び
    第２の基準位相差ΔβA 、ΔβB となり、上記第１及び
    第２の基準位相差ΔβA 、ΔβB は互いに符号が反対で
    絶対値が等しく、上記ランプ位相差σは上記サグナック
    位相差Δθを打ち消すように制御されて上記伝播光に位
    相フィードバックされ、 上記基準位相差及びランプ位相差Δβ、σを生成するた
    めに上記位相制御器に供給される制御電圧信号は、上記
    第１の時間ＴA では位相差ΔβA ＋σに対応した第１の
    傾斜を有し、上記第２の時間ＴB では位相差ΔβB ＋σ
    に対応した第２の傾斜を有し、上記第１及び第２の傾斜
    の一方は負となり他方は正となり、それによって上記第
    １及び第２の時間ＴA 、ＴB 毎に折れ曲がる三角形状波
    のデルタセロダイン波形信号となることを特徴とする光
    ファイバジャイロ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の光ファイバジャイロにお
    いて、 上記基準位相差Δβは、ｎを正の整数として上記第１の
    時間ＴA ではΔβA ＝−（２ｎ−１）π／２、上記第２
    の時間ＴB ではΔβB ＝＋（２ｎ−１）π／２となるこ
    とを特徴とする光ファイバジャイロ。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の光ファイバジャイロにお
    いて、 上記基準位相差Δβは、ｎを正の整数、δを｜δ｜＜π
    ／２を満たす任意の定数として上記第１の時間ＴA では
    ΔβA ＝−〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕、上記第２の時
    間ＴB ではΔβB ＝＋〔（２ｎ−１）π／２＋δ〕とな
    ることを特徴とする光ファイバジャイロ。
  4. 【請求項４】 請求項１、２又は３記載の光ファイバジ
    ャイロにおいて、 上記デルタセロダイン波形信号の１周期である上記第１
    の時間ＴA と第２の時間ＴB の和は一定Ｔ＝ＴA ＋ＴB
    であり、上記デルタセロダイン波形信号のピーク値が所
    定の許容値を超えないように、上記第１の時間ＴA と第
    ２の時間ＴB の大きさが調節されるように構成されてい
    ることを特徴とする光ファイバジャイロ。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の光ファイバジャイロにお
    いて、 上記デルタセロダイン波形信号の１周期Ｔにおける正の
    時間をＴ+ 、負の時間をＴ- とするとき、その積算値の
    差ΣＴ+ −ΣＴ- 又はその差の積算値Σ（Ｔ+−Ｔ- ）
    に基づいて上記第１の時間ＴA と第２の時間ＴB の大き
    さが調節されるように構成されていることを特徴とする
    光ファイバジャイロ。
  6. 【請求項６】 請求項１、２、３又は４記載の光ファイ
    バジャイロにおいて、 上記ランプ位相差σによって上記サグナック位相差Δθ
    が打ち消された制御ループの安定点にて、上記デルタセ
    ロダイン波形信号の１周期Ｔにおける正の時間をＴ+ 、
    負の時間をＴ- とするとき、その積算値の差ΣＴ+ −Σ
    Ｔ- 又はその差の積算値Σ（Ｔ+ −Ｔ- ）に基づいて入
    力角速度Ω及び旋回角を演算することを特徴とする光フ
    ァイバジャイロ。
  7. 【請求項７】 請求項６記載の光ファイバジャイロにお
    いて、 上記正の時間Ｔ+ 及び負の時間Ｔ- を所定の周期のパル
    スにて計数し、そのパルス数をそれぞれＮ+ 、Ｎ- とす
    るとき、その積算値の差ΣＮ+ −ΣＮ- 又はその差の積
    算値Σ（Ｎ+ −Ｎ- ）に基づいて入力角速度Ω及び旋回
    角を演算することを特徴とする光ファイバジャイロ。
  8. 【請求項８】 請求項１、２、３、４、５、６又は７記
    載の光ファイバジャイロにおいて、 上記位相制御器に供給される制御電圧信号は上記基準位
    相差に対応する一定の基準電圧信号Ｖ* と上記ランプ位
    相差に対応するランプ電圧信号ＶR との和よりなり、該
    ランプ電圧信号ＶR は上記第１の時間ＴA における上記
    干渉光の強さＩの値ＩA と上記第２の時間ＴB における
    上記干渉光の強さＩの値ＩB との差信号ΔＩに対応した
    電圧信号を積分することによって生成されることを特徴
    とする光ファイバジャイロ。
  9. 【請求項９】 請求項１、２、３、４、５、６、７又は
    ８記載の光ファイバジャイロにおいて、 上記受光器から出力された上記干渉光の強さ信号Ｉを入
    力して上記干渉光の強さの差信号ΔＩ＝ＩA −ＩB に対
    応した電圧信号Ｖ0 を生成する信号処理部と該電圧信号
    Ｖ0 を入力して積分する積分器と該積分器の出力信号Ｖ
    R を入力して上記デルタセロダイン波形信号を生成する
    デルタセロダイン部とを有することを特徴とする光ファ
    イバジャイロ。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載の光ファイバジャイロに
    おいて、 上記信号処理部は上記干渉光の強さ信号Ｉより直流成分
    を除去して時間ＴA 、ＴB 毎に交互に±ΔＩ／２に変化
    する交番信号を生成する直流除去器と該直流除去器の出
    力信号を交流増幅するための交流増幅器と該交流増幅器
    の出力信号より直流電圧信号Ｖ0 を得るための同期検波
    器とを含むことを特徴とする光ファイバジャイロ。
  11. 【請求項１１】 請求項９又は１０記載の光ファイバジ
    ャイロにおいて、 上記デルタセロダイン部は時間ＴA 、ＴB 毎に交互に正
    負の符号が変化する基準電圧信号Ｖ* と上記積分器より
    出力されたランプ電圧信号ＶR を加算する加算器と該加
    算器の出力信号を積分するデルタセロダイン積分器とを
    含むことを特徴とする光ファイバジャイロ。
  12. 【請求項１２】 請求項８〜１１のいずれか１項記載の
    光ファイバジャイロにおいて、 上記基準電圧信号Ｖ* を生成する基準位相制御部が設け
    られ、該基準位相制御部は上記第１の時間ＴA における
    上記干渉光の強さ信号ＩA と上記第２の時間Ｔ B におけ
    る上記干渉光の強さ信号ＩB の平均値Ｉ0 に相当する電
    圧信号を使用して生成することを特徴とする光ファイバ
    ジャイロ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO1999056080A1 (fr) * 1998-04-27 1999-11-04 Tokimec Inc. Gyroscope a fibres optiques
JP2007248469A (ja) * 2006-03-17 2007-09-27 Honeywell Internatl Inc 光ジャイロスコープのデジタル・フィードバックのシステム及び方法

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WO1999056080A1 (fr) * 1998-04-27 1999-11-04 Tokimec Inc. Gyroscope a fibres optiques
JP2007248469A (ja) * 2006-03-17 2007-09-27 Honeywell Internatl Inc 光ジャイロスコープのデジタル・フィードバックのシステム及び方法

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