JP4109757B2 - 光ファイバジャイロ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば、航空機、船舶、自動車等に適用される回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロに関し、特に、階段状のセロダイン信号によりサニャック位相シフトを打ち消すよう閉ループに構成されたデジタル方式の光ファイバジャイロに関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバジャイロにおいて、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られた干渉光の光強度変化は、該２つの光のサニャック位相差をφｓとすると、ｃｏｓ（φｓ）である。このため、図３２に示すように、サニャック位相差が０近傍では、該位相差の変化に対して僅かしか光強度が変化しない。
【０００３】
この問題を解決する光ファイバジャイロとして、特開昭５６−９４６８０号公報記載のものがある。
【０００４】
この技術では、光ファイバループを伝搬する２つの光を位相変調する位相変調器を設け、図３２に示すように、＋π／２および−π／２の位相シフトを２τ（τ：光ファイバループでの光の伝搬時間）周期で生じさせる矩形波の位相変調信号を該位相変調器に加えることで、前記干渉光の光強度変化をｃｏｓ（φｓ±π／２）で取り出せるようにしている。
【０００５】
また、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、サニャック位相差検出のダイナミックレンジ拡大のため、各階段の持続時間が通常τの階段信号であるセロダイン信号を位相変調器に入力して、光ファイバジャイロへの入力角速度に応じたサニャック位相差と同量、異符号の位相差を生じるよう位相変調を行わせている。これにより、光ファイバループを伝搬する２つの光のサニャック位相差を打ち消すよう閉ループに構成されている。ただし、セロダイン信号の出力を無限に大きくすることはできないため、通常、セロダイン信号による位相シフトが±２πに達したときにリセットしている。
【０００６】
ところで、セロダイン信号のリセットが正確に行われない場合、すなわち、変調ゲインに誤差が含まれると、光ファイバジャイロの入力レートと出力レートとの関係において、スケールファクタ誤差が生ずる。
【０００７】
この問題を解決するデジタル方式の光ファイバジャイロとして、特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のものがある。
【０００８】
前者は、位相変調器に入力する位相変調信号として、
δφ1＝φ0
δφ2＝ａφ0
δφ3＝−φ0
δφ4＝−ａφ0
（ここで、φ0は一定の位相シフト、ａはｃｏｓφ0＝ｃｏｓ（ａφ0）を満足する正の定数である）
からなる４つのステップを一周期とする信号を用いている。
【０００９】
ここで、位相変調信号の各ステップの継続時間は、たとえばτ／２（合計で２τ）である。またａは２である。この場合、変調位相差は、図３３のようになる。
【００１０】
一方、後者は、位相変調器に入力する位相変調信号として、
位相差電気信号から得た利得信号と合計位相変調信号とを演算することで得られた信号を用いている。この合計位相変調信号は、以下の信号を合計することで得られる。
【００１１】
・第一の周波数を用いて作成したセロダイン信号。
【００１２】
・第一の周波数を有した周期的方形波よりなる速度バイアス信号。
【００１３】
・セロダイン信号の周期の半分に等しい連続した等間隔時間の終わりで遷移する一連のステップ電圧よりなる利得バイアス信号。
【００１４】
ここで、連続した等間隔時間は、たとえばτ／２である。この場合、速度バイアス信号は周波数１／２τとなる。また、速度バイアス信号はπ／２および−π／２間を遷移する方形波であり、利得バイアス信号は、２π、０、−２πおよび０の一連の誘起位相シフトを有する。この場合、変調位相差は、たとえば、
０〜τ／２ 期間： ＋π／２＋２π＝＋５π／２
τ／２〜τ 期間： ＋π／２＋０＝＋π／２
τ〜３τ／２ 期間： −π／２−２π＝−５π／２
３τ／２〜２τ期間： −π／２＋０＝−π／２
となり、したがって、図３４のようになる。
【００１５】
両者とも、位相変調器に所定周期で位相シフトさせる信号を印加することで、サニャック位相差が０となる光強度の点を周期的にシフトさせている。このようにすることで、サニャック位相差の０近傍における光強度の感度を向上させることができる。
【００１６】
また、図３３および図３４に示すように、位相変調器に所定周期で±ｉπ（図３３ではａ＝２のとき±４／３π、図３４では±２π）の位相シフトを誘起させる信号を印加することで、該位相シフトの際に生ずる変調ゲイン誤差を検出できるようにしている。
【００１７】
このようにすることで、該変調ゲイン誤差がゼロとなるように変調制御を行い、位相変調信号およびセロダイン信号の変調ゲインを最適値に制御することが可能となり、これにより、セロダイン信号によって発生するジャイロ出力におけるスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロには、以下のような問題がある。
【００１９】
（１）デジタル方式の光ファイバジャイロは、通常、干渉光を電流信号に変換する受光器、上記電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換器、上記電圧信号を増幅する電圧増幅器、上記増幅された電圧信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、上記デジタル信号を用い各種信号処理を行うデジタル信号処理器、および、位相変調信号やセロダイン信号を出力するＤ／Ａ変換器等により構成される。
【００２０】
上記のＡ／Ｄ変換を行う際、サンプリング定理に基づき信号帯域を制限してサンプリングを行う手法が広く用いられている。この帯域制限は、信号に重畳している高周波電磁ノイズを減衰させるため、より安定な閉ループ動作及び回転角速度検出を行う上で極めて有効な方法である。
【００２１】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載および特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロにおいて、それぞれ図３３および図３４に示すように、２τの周期で位相変調を行った場合、サンプリング定理より１／２τの周波数で信号帯域制限を行えばよい。ただし、干渉光に誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτ／２であるので、変調ゲインの誤差（変調制御系の偏差信号）を検出するためには、少なくともτ／２の時間間隔でサンプリングを行う必要がある。
【００２２】
デジタル方式の光ファイバジャイロは、その要求性能に応じて、様々な光ファイバ径および光ファイバ長の光ファイバが用いられる。光ファイバ長は、通常、１００ｍ〜２ｋｍ程度である。コストの低減や装置の小型化という観点からいえば、少しでも短い光ファイバ長の光ファイバを用いることが望まれるが、光ファイバ長を短くすると、位相変調の各ステップ時間が短くなり、サンプリング周波数が高くなるため、高速Ｄ／Ａ変換器、高速Ａ／Ｄ変換器、および高速デジタル信号処理が必要となり、かえって、コストの高騰や装置の大型化を招いてしまうという問題がある。
【００２３】
たとえば、光ファイバ長を１００ｍとすると、光ファイバループでの光の伝搬時間τはおよそ０．５μｓである。この場合、上記の特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、τ／２＝０．２５μｓの時間間隔で位相変調と検出信号のサンプリングおよびデジタル信号処理を行わなければならない。これでは、光ファイバ長を短くしてコストの低減や装置の小型化を図ろうとしても、かえって、コストの高騰や装置の大型化を招いてしまう。
【００２４】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されており、この継続時間を長くする（たとえば、τにする）ために必要な構成について、何ら教示していない。
【００２５】
（２）矩形波により位相変調を行うデジタル方式の光ファイバジャイロでは、位相シフトの際に干渉光のピーク点（最明点）またはボトム点（最暗点）を短時間で通過するため、出力波形にスパイク状のノイズ（光スパイク）が発生する。
【００２６】
この光スパイクノイズは、セロダイン制御を行うためのサニャック位相差信号や変調制御を行うための変調ゲイン誤差信号とは無関係であり、不要な信号である。
【００２７】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載および特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、位相変調信号による位相シフトの際に発生する前記光スパイクの向き（波形が鈍る部分）が異なる。このため、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を効率よく除去することができないという問題がある。
【００２８】
以下に、この問題について詳しく説明する。
【００２９】
特開平３−２１０４１７号公報記載の技術では、上述したように、位相変調器に入力する位相変調信号として、
δφ1＝φ0
δφ2＝ａφ0
δφ3＝−φ0
δφ4＝−ａφ0
からなる４つのステップを一周期とする信号を用いている。このため、検出される干渉光に含まれる光スパイクは、図３３に示すように、φ0→ａφ0、−φ0→−ａφ0の位相シフトのときに生ずる光スパイクと、ａφ0→−φ0、−ａφ0→φ0の位相シフトのときに生ずる光スパイクとで、位相シフト終了時における向き（上から下へか、あるいは下から上へか）が互いに異なる。
【００３０】
この特開平３−２１０４１７号公報には、これらの光スパイクを含んだ検出光信号において、サンプリング定理にしたがい、１／２τの周波数帯域制限を行った後、Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングする旨記載されている（ただし、τ間隔のサンプリングでは、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことができても、変調ゲイン誤差に応じた信号を取り出すことはできない。変調ゲイン誤差に応じた信号を取り出すためには、上記（１）で説明したように、τ／２間隔でサンプリングする必要がある）。
【００３１】
１／２τの帯域制限を１次ローパスフィルタにより行った場合のＡ／Ｄ変換器に入力される信号波形を図３５に示す。
【００３２】
この信号波形は、サニャック位相差及び変調ゲイン誤差をともに零とした場合であるが、τ周期の交流信号が現れている。これは、上記光スパイク波形が帯域制限フィルタにより鈍らされた結果、生じているものである。
【００３３】
なお、図中のＳＰ１〜ＳＰ４は、Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングポイントの一例である。
【００３４】
変調ゲイン誤差は、τ／２離れたサンプル同士の差、すなわち、（ＳＰ１−ＳＰ２）、（ＳＰ３−ＳＰ４）の復調処理により検出されるため、光スパイクの影響を除去することができない。このため、変調制御が正確に行われず、変調ゲイン誤差が発生し、その結果、ジャイロのスケールファクタ誤差を十分に抑制することができないという問題が生じる。
【００３５】
帯域制限しない場合においても、Ｄ／Ａ変換器等の遅延時間やセトリング時間、および干渉光の光強度変化を検出する受光器や電流／電圧変換器等でのフィルタ効果等により波形が鈍り、同様の問題が生じる場合がある。
【００３６】
また、特開平３−４８７１５号公報記載の技術でも、図３４に示すように、５π／２→π／２、−５／２π→π／２の位相シフトのときに生ずる光スパイクと、π／２→−５π／２、−π／２→５π／２の位相シフトのときに生ずる光スパイクとで、位相シフト終了時における向きが互いに異なる。
【００３７】
この特開平３−４８７１５号公報には、これらの光スパイクを含んだ検出光信号において、サニャック位相差を検出するため、１／２τの周波数帯のみを通過させる第１のバンドパスフィルタにより帯域制限を行った後、第１のＡ／Ｄ変換器によりサンプリングし、変調ゲイン誤差を検出するため、１／τの周波数帯のみを通過させる第２のバンドパスフィルタにより帯域制限を行った後、第２のＡ／Ｄ変換器によりサンプリングする旨記載されている。
【００３８】
１／τの帯域制限を１次ローパスフィルタにより行った場合のＡ／Ｄ変換器に入力される信号波形を図３６に示す。
【００３９】
この信号波形は、サニャック位相差及び変調ゲイン誤差をともに零とした場合であり、τ周期の交流信号は、上記光スパイク波形が帯域制限フィルタにより鈍らされた結果、生じているものである。特開平３−４８７１５号公報では、サニャック位相差の検出部と変調ゲイン誤差の検出部とを別々に有し、それぞれの信号に合わせて帯域制限を行っているため、変調ゲイン検出部における信号帯域制限を１／τとすることが可能である。しかしながら、図３６から明らかなように、変調ゲイン誤差は、τ／２離れたサンプル同士の差、すなわち、（ＳＰ１−ＳＰ２）、（ＳＰ３−ＳＰ４）の復調処理により検出されるため、光スパイクの影響を十分に除去することはできず、変調ゲイン誤差が発生し、その結果、ジャイロのスケールファクタ誤差を十分に抑制することができないという問題が生じる。さらに、特開平３−４８７１５号公報では、高速で信号の検出及び処理を行うサニャック位相差検出部と変調ゲイン検出部とを個々に有するため、回路の大型化、高コスト化、大電力化をもたらすという問題をも有する。
【００４０】
このように、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られた干渉光に含まれる光スパイクの、位相シフト終了時における向きが一定でないと、Ａ／Ｄ変換する際に必要な帯域制限フィルタにより光スパイクが鈍り、Ａ／Ｄサンプリング信号に重畳し、これにより変調制御において誤差が発生し、正確な各種位相変調信号及びセロダイン信号が生成されず、結果として、ジャイロ出力におけるスケールファクタ誤差が発生する。
【００４１】
帯域制限しない場合においても、Ｄ／Ａ変換器等の遅延時間やセトリング時間、および干渉光の光強度変化を検出する受光器や電流／電圧変換器等でのフィルタ効果等により波形が鈍り、同様の誤差が発生する。
【００４２】
なお、特開平３−４８７１５号公報記載の技術によれば、π／２および−π／２間を遷移する速度バイアス信号と、２π、０、−２πおよび０の一連の誘起位相シフトを有する利得バイアス信号との組合せによっては、変調位相差は、たとえば、
０〜τ／２ 期間： −π／２＋０＝−π／２
τ／２〜τ 期間： −π／２＋２π＝３π／２
τ〜３τ／２ 期間： ＋π／２＋０＝＋π／２
３τ／２〜２τ期間： ＋π／２−２π＝−３π／２
となる。この場合、位相シフト終了時における光スパイクの向きが一定（すべて、下から上の向き）になる。しかしながら、図３４に示したように、速度バイアス信号と利得バイアス信号との組合せによっては、位相シフト終了時における光スパイクの向きが一定にならない場合もあるため、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を、常に効率よく除去することができるとは限らない。つまり、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を常に効率よく除去することを可能とする構成について、何ら教示していない。
【００４３】
本発明は、上記事情に基づいてなされたものであり、その目的は、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができ、これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることが可能な光ファイバジャイロを提供することにある。
【００４４】
また、変調信号による位相シフトの際に発生する光スパイクによる影響を除去することができ、これにより、正確な変調制御を可能として、ジャイロ出力のスケールファクタ特性を向上させることが可能な光ファイバジャイロを提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の第一の態様は、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、の合成信号である
ことを特徴とする。
【００４６】
ここで、前記信号生成手段は、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００４７】
あるいは、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００４８】
本発明の第一の態様によれば、前記各種位相変調の合成信号により、誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００４９】
なお、本発明の第一の態様において、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段が、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御するようにしてもよい。この場合、前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号であることが好ましい。
【００５０】
このようにすることで、復調結果に含まれる光スパイクの向きがすべて同じ方向に揃うため、前記演算手段における復調結果の演算処理において、光スパイクの影響を相殺させ除去することができるので、より正確な変調制御が可能になり、光ファイバジャイロのスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００５１】
また、本発明の第一の態様において、
各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段と、
前記セロダイン信号生成手段でのセロダイン信号の生成をリセットするリセット手段と、をさらに備えてもよい。
【００５２】
この場合、前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットすることが好ましい。
【００５３】
このようにした場合、たとえば第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定することで、上記従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロのように、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が±２πに達したときに０にリセットする場合に比べ、セロダイン信号のピーク−ピーク値を小さくすることができる。これにより、消費電力を減らすことができる。
【００５４】
また、たとえば、前記第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定することで、セロダイン信号生成のための電源として、単電源を用いることが可能となる。
【００５５】
また、本発明の第二の態様によれば、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、の合成信号である
ことを特徴とする。
【００５６】
ここで、前記信号生成手段は、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００５７】
あるいは、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するようにしてもよい。
【００５８】
本発明の第二の態様によれば、上記説明した本発明の第一の態様と同様、前記各種位相変調の合成信号により、誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００５９】
なお、本発明の第二の態様において、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から、変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御するようにしてもよい。この場合、前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、あるいは、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、または、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号であることが好ましい。
【００６０】
このようにすることで、本発明の第一の態様と同様、復調結果に含まれる光スパイクの向きがすべて同じ方向に揃うため、前記演算手段における復調結果の演算処理において、光スパイクの影響を相殺させ除去することができるので、より正確な変調制御が可能になり、光ファイバジャイロのスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００６１】
また、本発明の第二の態様においても、本発明の第一の態様と同様に、
各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段と、
前記セロダイン信号生成手段でのセロダイン信号の生成をリセットするリセット手段と、をさらに備えてもよい。
【００６２】
この場合、前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットすることが好ましい。
【００６３】
このようにした場合、たとえば第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定することで、上記従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロのように、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が±２πに達したときに０にリセットする場合に比べ、セロダイン信号のピーク−ピーク値を小さくすることができる。これにより、消費電力を減らすことができる。
【００６４】
また、たとえば、前記第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定することで、セロダイン信号生成のための電源として、単電源を用いることが可能となる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の第一実施形態について説明する。
【００６６】
図１は、本発明の第一実施形態が適用されたデジタル方式の光ファイバジャイロの概略構成図である。
【００６７】
ここで、符号５００は光干渉計である。光干渉計５００は、光源１、カプラ２、偏光子３、カプラ４、位相変調器５、および、光ファイバが複数回巻かれて構成された光ファイバループ６で構成されている。
【００６８】
光源１には、コヒーレンス長が長いスーパルミネッセントレーザダイオード（ＳＬＤ）や、ＳＬＤよりもさらに出力強度が高いエルビウムドウプト光ファイバ光源（ＥＤＦＳ）などが用いられる。
【００６９】
なお、一般に、偏光子３、カプラ４、および位相変調器５は、光集積回路（ＩＯＣ：Integrated Optical Circuit）として、一つの基板に集積されている。また、図１では、光ファイバループ６の一端に位相変調器５を設けているが、これを両端に設け、光ファイバループ６に対して互いに逆方向に位相変調を行うようにしてもよい。
【００７０】
光源１から発せられた光は、カプラ２および偏光子３を経てカプラ４に入射され、そこで２つの光に分割される。この２つの光のうちの一方は、光ファイバループ６を右回りで伝搬し、位相変調器５で位相変調された後、カプラ４に戻る。他方は、光ファイバループ６を左回りで伝搬し、位相変調器５で位相変調された後、カプラ４に戻る。そして、両者は、カプラ４にて合波される。これにより、干渉光が形成される。
【００７１】
ここで、光ファイバループ６に回転角速度Ωが加えられたとする。この際、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬している２つの光の間に光路長差が生じ、結果として位相差が生じる。この位相差は、上記従来の技術で説明したように、サニャック位相差φｓと呼ばれている。このサニャック位相差φｓは、次式で表される。
【００７２】
φｓ＝（２πＤＬ／λｃ）Ω （１）
ここで、Ｄは光ファイバループ６のループ径、Ｌは光ファイバ長、λは光源１から発せられる光の波長、そして、ｃは光速である。
【００７３】
また、干渉光の強度Ｐとサニャック位相差φｓとは、次式の関係がある。
【００７４】
Ｐ＝（Ｐ0／２）（１＋ｃｏｓφｓ） （２）
ここで、Ｐ0は、干渉光の強度のピーク値である。
【００７５】
さて、カプラ４で形成された干渉光は、受光器７で受光され、干渉光の強度に応じた電流信号に変換される。この電流信号は、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換器８にて、電圧信号に変換された後、広帯域の増幅器９で増幅される。
【００７６】
増幅器９で増幅された電圧信号は、ハイパスフィルタや直流オフセット加算器により構成された直流除去器２０により直流成分が除去された後、広帯域の増幅器２２で増幅される。その後、セロダイン制御および変調制御のためのＡ／Ｄ変換器２６に入力され、そこで、基準信号発生器３００からのサンプリング信号Ｃにしたがい、サンプリングされて、デジタル信号に変換される。
【００７７】
なお、サンプリング方法は、サンプリング定理に基づき、周期２Ｔの信号に対し、１／２Ｔ［Ｈｚ］の帯域制限を行った後、１／Ｔ［Ｈｚ］の周波数でサンプリングを行う方法と、信号帯域を特に制限せず広帯域とし、その帯域より十分高い周波数によりサンプリングを行うオーバサンプリング法とがある。
【００７８】
後者は、サンプル数および信号処理の大幅な増加を伴い、さらに高周波電磁ノイズの影響を受け易い等の問題を有する。
【００７９】
それに対し、前者は、サンプル数と信号処理の省力化が可能であり、さらに高周波電磁ノイズを帯域制限フィルタにより容易に除去することが可能であるため、より安定な回転角速度または回転角度検出を行うデジタル方式の光ファイバジャイロにおいて極めて有効な方法である。
【００８０】
サンプリング定理により、信号の帯域制限を行う場合、この帯域制限は電流／電圧変換器８、増幅器９および増幅器２２のうちのどの部分で行ってもよい。
【００８１】
光ファイバジャイロは、その要求性能に応じて、様々な光ファイバループ径Ｄと光ファイバ長Ｌが用いられる。低精度な光ファイバジャイロから高精度な光ファイバジャイロにおいて、一般的に、光ファイバ長Ｌは、１００ｍ〜２ｋｍ程度である。
【００８２】
光ファイバループ６の光ファイバ長をＬ、光ファイバループ６を構成する光ファイバの屈折率ｎ0、光速をｃとした場合、光ファイバループ６での光の伝搬時間τは、次式で表される。
【００８３】
τ＝ｎ0Ｌ／ｃ （３）
したがって、光ファイバ長Ｌが１００ｍ〜２ｋｍ程度の場合、光ファイバループの伝播時間τは、上式より、約０．５μｓ〜１０μｓである。
【００８４】
本実施形態で用いるＡ／Ｄ変換器２６は、後述するように、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、少なくともτの時間間隔でサンプリングすることが要求される。
【００８５】
デジタル信号処理器１００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの計算機、あるいはＡＳＩＣ（Application Specific Integreted Circuits）、ＦＰＧＡ（Field Programable Gate Array）などの集積ロジックＩＣで構成される。このデジタル信号処理器１００は、干渉光のサニャック位相差φｓに応じたジャイロ出力（角速度あるいは角度）を算出する。
【００８６】
また、デジタル信号処理器１００は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせる各種位相変調の合成信号を生成する。
【００８７】
この各種位相変調の合成信号は、たとえば、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すための、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して第二の矩形波信号が立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して第二の矩形波信号が立ち下がるように、合成することで生成される。
【００８８】
あるいは、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すための、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して第二の矩形波信号が立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して第二の矩形波信号が立ち上がるように、合成することで生成される。
【００８９】
以下、前者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式を矩形波信号−γ方式と呼び、後者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式を矩形波信号＋γ方式と呼ぶこととする。
【００９０】
なお、セロダイン信号はその出力を無限に大きくすることができない。このため、デジタル信号処理器１００は、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値（たとえば＋πや＋２πなど）に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号をリセットし、かつ、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、セロダイン信号をリセットしている。
【００９１】
デジタル信号処理器１００で生成された各種位相変調の合成信号は、Ｄ／Ａ変換器１０にてアナログ信号に変換された後、ドライバ１１を介して位相変調器５に入力される。
【００９２】
これを受けて、位相変調器５は、上述した第一の位相変調と、第二の位相変調と、セロダイン変調とを行うように、光ファイバループ６を互い反対方向に伝搬する２つの光を各々変調する。
【００９３】
本実施形態による位相変調により、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬する２つに光の間に生ずる変調位相差と、該２つの光を再結合することで得られる干渉光の光強度との関係について、図２および図３を用いて説明する。
【００９４】
図２は、矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。また、図３は、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。なお、図２および図３では、第二の位相変調による振幅γ＝２πとしている。また、説明の簡略化のため、セロダイン信号を省略している。
【００９５】
矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【００９６】
また、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図３（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図３（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図３（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【００９７】
図２および図３のいずれに示す場合においても、干渉光の位相差として現れる一連の位相シフトは、各ステップの継続時間がτとなる。このため、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリング周波数は１／τあればよい。したがって、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロに対し、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器は１／２の低速化が可能となり、デジタル信号処理も１／２以下の低速化が可能となる。
【００９８】
このように、本実施形態によれば、位相変調の各ステップ時間を長くし、サニャック位相差φｓおよび変調ゲインＧの誤差検出に要求されるサンプリング周波数、すなわち、セロダイン制御および変調制御のために必要とされるサンプリング周波数を、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低く設定することができるので、光ファイバループ６の光ファイバ長Ｌを短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低速のＤ／Ａ変換器、低速のＡ／Ｄ変換器、および低速のデジタル信号処理器を用いることが可能となる。これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００９９】
次に、本実施形態の主要な構成であるデジタル信号処理器１００について、詳しく説明する。
【０１００】
なお、以下に説明するデジタル信号処理器の各構成は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡなどの集積ロジックＩＣによりハード的に実行されるものでもよいし、あるいは、ＤＳＰなど計算機によりソフトウエア的に実行されるものでもよい。また、各構成での具体的な処理は、以下に説明するものに限定されるものではなく、同じ機能を実現できるものではれば、どのようなものであってもよい。
【０１０１】
図４は、本実施形態の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００の概略構成図である。
【０１０２】
このデジタル信号処理器１００は、図４に示すように、信号処理部１１０と、セロダイン制御部１４０と、変調制御部１７０と、ジャイロ出力演算部２４０とでなる。
【０１０３】
信号処理部１１０は、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された信号を復調する。
【０１０４】
図５は、図４に示す信号処理部１１０の概略構成図である。
【０１０５】
第１復調器１１２は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにより、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０１０６】
第１演算器１１６は、第１復調器１１２の出力信号について、時間τずれたもの同士の和を順次とり出力する処理（この処理を逐次演算処理と呼ぶこととする）を行う。第１演算器１１６の出力信号は、セロダイン制御部１４０を含む閉ループであるセロダイン制御系の偏差信号である。
【０１０７】
ここで、図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合を想定する。この場合、変調位相差は図６に示すようになる。
【０１０８】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力（検出信号）を第１復調器１１２により周波数１／２τの復調信号で復調し、この復調結果に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１０９】
なお、ここでは、矩形波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図３に示すような矩形波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１１０】
第２復調器１１４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにより、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号を生成する。そして、この信号を復調信号として、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０１１１】
第２演算器１２２は、第２復調器１１４の出力信号について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出し出力する。第２演算器１２２の出力信号は、変調制御部１７０を含む閉ループである変調制御系の偏差信号である。
【０１１２】
ここで、図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合を想定する。この場合、変調位相差は図７に示すようになる。
【０１１３】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力に対して、第２復調器１１４により、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、図７（ｄ）に示すように、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になる。このため、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０１１４】
この変調ゲインＧの誤差に応じた信号は、温度変化や経年変化により位相変調器５やＤ／Ａ変換器１０等の変調ゲインが変化した場合に、変調制御部１７０で生成される各種位相変調の合成信号のゲインを調整するためのものである。このため、信号処理部１１０、変調制御部１７０、および干渉計５００を含んだサーボループは、高速である必要がない。また、第２演算部１２２の変調制御部１７０への応答は、数Ｈｚ〜数百Ｈｚでよい。
【０１１５】
なお、ここでは、矩形波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図３に示すような矩形波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１１６】
図４に戻って説明を続ける。
【０１１７】
セロダイン制御部１４０は、信号処理部１１０の第１演算器１１６から出力されたサニャック位相差φｓに応じた信号にしたがいセロダイン信号を生成する。
【０１１８】
図８は、図４に示すセロダイン制御部１４０の概略構成図である。
【０１１９】
第１演算器１４２は、信号処理部１１０から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号（セロダイン制御系の偏差信号）をτあるいは２τの時間間隔で積分する。この結果は、光ファイバループ６への入力角速度に比例した信号になる。
【０１２０】
第２演算器１４４は、増幅器あるいはローパスフィルタとして機能する。なお、ゲインあるいはフィルタ定数の設定は、セロダイン制御系のサーボループの設計にしたがい行う。
【０１２１】
第３演算器１４６は、第２演算器１４４を介して送られてきた第１演算器１４２の出力信号をτの時間間隔で積分する。上述したように、第１演算器１４２の出力信号は、光ファイバループ６への入力角速度に比例した信号である。該入力角速度が一定ならば、第１演算器１４２の出力信号も一定となる。この場合、第３演算器１４６の出力結果は、各階段の継続時間がτで高さが一定の階段信号になる。この階段信号は、セロダイン信号として変調制御部１７０へ出力される。
【０１２２】
比較器１５０は、第３演算器１４６から出力されたセロダイン信号による変調位相差の累積結果が、第一の閾値、あるいは第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達したか否かを判断する。
【０１２３】
そして、第一の閾値に達した場合は、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように第３演算器１４６をリセットする。また、第二の閾値に達した場合は、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように第３演算器１４６をリセットする。
【０１２４】
基準値記憶部１４８は、比較器１５０で用いる第一、第二の閾値を特定するための値や、第３変調器１４６でのリセットのための加減算値を格納する。
【０１２５】
ここで、比較器１５０の動作を、図９〜図１２を用いて、さらに詳しく説明する。
【０１２６】
図９は、第一の閾値を＋２π、第二の閾値を−２πに設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。
【０１２７】
比較器１５０は、まず、第３演算器１４６で生成されたセロダイン信号による変調位相差の累積結果が２πに達したか否かを判断する（ステップ１００１）。
【０１２８】
２πに達した場合は、−２πの位相シフト（負リセット）を行うものと判定する（ステップ１００２）。その後、第３演算器１４６に対して、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように指令を出す（ステップ１００３）。これを受けて、第３演算器１４６は、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号の出力を調節する。
【０１２９】
一方、２πに達していない場合は、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−２πに達したか否かを判断する（ステップ１００４）。
【０１３０】
−２πに達した場合は、＋２πの位相シフト（正リセット）を行うものと判定する（ステップ１００５）。その後、第３演算器１４６に対して、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように指令を出す（ステップ１００６）。これを受けて、第３演算器１４６は、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号の出力を調節する。
【０１３１】
一方、−２πに達していない場合は、リセットの必要なしと判断する（ステップ１００７）。この場合、第３演算器１４６に対して位相シフトの指令を出力しない。
【０１３２】
図１０は、第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。このフローにおいて、図９に示すフローと異なる点は、ステップ１００４の代わりにステップ１００４ａを設け、ここで、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が０より小さくなったか否かを判断する。そして、０より小さい場合はステップ１００５へ移行し、そうでない場合はステップ１００７へ移行する。
【０１３３】
図１１は、第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。このフローにおいて、図９に示すフローと異なる点は、ステップ１００１、１００４の代わりにステップ１００１ａ、１００４ｂを各々設けたことである。
【０１３４】
ステップ１００１ａでは、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が＋πに達したか否かを判断する。＋πに達した場合はステップ１００２へ移行し、そうでない場合はステップ１００４ｂへ移行する。
【０１３５】
ステップ１００４ｂでは、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−πに達したか否かを判断する。−πに達した場合はステップ１００５へ移行し、そうでない場合はステップ１００７へ移行する。
【０１３６】
図１２に第３演算器１４６から出力されるセロダイン信号の波形を示す。ここで、図１２（ａ）は図９に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示しており、図１２（ｂ）は図１０に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示している。また、図１２（ｃ）は図１１に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示している。
【０１３７】
これらの波形から分かるように、図１０のフローによれば、光ファイバループ６への入力角速度の極性によらず、セロダイン信号を単極性で生成することができる。このため、セロダイン信号生成のためのＤ／Ａ変換器やドライバを単電源で構成することが可能となる。
【０１３８】
一般に、デジタル信号処理器１００および基準信号発生器３００は、＋５Ｖ等の単電源で動作するため、Ｄ／Ａ変換器１０が単電源で動作可能であることは、電源の共通化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が可能となる利点を有する。
【０１３９】
なお、図１０のフローにおいて、ステップ１００１で、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が０より大きくなったか否かを判断し、ステップ１００４ａで、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−２π以下になったか否かを判断するようにしても、同様の効果を奏する。
【０１４０】
また、図１１のフローによれば、セロダイン信号のピーク−ピーク値は、図９に示すフローに比べ１／２に低減される。これにより、位相変調器５の終端抵抗での消費電力を１／４に低減させることが可能となる。
【０１４１】
図４に戻って説明を続ける。
【０１４２】
変調制御部１７０は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせるための、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０１４３】
図１３は、図４に示す変調制御部１７０の概略構成図である。
【０１４４】
基準値記憶部１９６には、第一の位相変調（振幅θ）および第二の位相変調（振幅γ）を各々行わせるために必要な基準値（たとえば、２πの位相シフトを行わせるために必要な出力値）が記憶されている。
【０１４５】
振幅θ発生器２０２は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、θの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第１変調発生器２０４に出力する。
【０１４６】
振幅γ発生器２０８は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、γの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第２変調発生器２００に出力する。
【０１４７】
第１変調発生器２０４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにしたがい、振幅θ発生器２０２で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２τの第一の矩形波信号を生成する。この第１変調発生器２０４は、たとえば乗算器で構成される。
【０１４８】
第２変調発生器２００は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにしたがい、振幅γ発生器２０８で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。この第２変調発生器２００は、たとえば乗算器で構成される。
【０１４９】
具体的には、矩形波信号−γ方式の場合、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち下がるように、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。また、矩形波信号＋γ方式の場合は、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち上がるように、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。
【０１５０】
加算器１７６は、第１変調発生器２０４で生成された第一の矩形波信号と、第２変調発生器２００で生成された第二の矩形波信号と、セロダイン制御部１４０で生成されたセロダイン信号とを加算し、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０１５１】
第１演算器１７２は、信号処理部１１０から送られてきた変調制御系の偏差信号（変調ゲインＧの誤差に応じた信号）を積分する積分器である。
【０１５２】
第２演算器１７４は、増幅器あるいはローパスフィルタである。変調制御系のサーボループの設計に合わせてゲインあるいはフィルタ定数を設計する。
【０１５３】
乗算器１７８は、加算器１７６から出力された各種位相変調の合成信号のゲインを、第２演算器１７４から出力された変調制御系の偏差信号にしたがい調節する。この結果は、Ｄ／Ａ変換器１０へ出力される。
【０１５４】
図１４および図１５に、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す。図１４は矩形波信号−γ方式を適用した場合における変調制御部１７０の各部での信号波形を示しており、図１５は、矩形波信号＋γ方式を適用した場合における変調制御部１７０の各部での信号波形を示している。
【０１５５】
また、各図において、（ａ）は第１変調発生器２０４の出力信号（第一の矩形波信号）波形を、（ｂ）は第２変調発生器２００の出力信号（第二の矩形波信号）波形を、そして、（ｃ）は、加算器１７６において、第一の矩形波信号および第二の矩形波信号が加算されることにより生成された信号の波形を、各々示している。
【０１５６】
図示するように、矩形波信号−γ方式では、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち下がるように、第二の矩形波信号が生成され、矩形波信号＋γ方式では、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち上がるように、第二の矩形波信号が生成される。
【０１５７】
図１４（ｃ）および図１５（ｃ）に示す第一の矩形波信号および第二の矩形波信号の合成信号は、それぞれ、図２（ａ）および図３（ａ）に示す信号波形と一致しており、これらの信号で位相変調器５を駆動することにより、それぞれ図２および図３に示すような干渉光の位相差を得ることができる。
【０１５８】
図４に戻って説明を続ける。
【０１５９】
ジャイロ出力演算部２４０は、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号にしたがい、光ファイバループ６への入力角速度あるいは回転角度を算出する。
【０１６０】
図１６は、図４に示すジャイロ出力演算部２４０の概略構成図である。
【０１６１】
第１演算部２４２は、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号、すなわち光ファイバループ６への入力角速度に応じた信号を時間積分する。この結果は、光ファイバループ６の回転角度に比例したものとなる。なお、平均角速度を求める場合は、この積分結果をさらに積分時間で除算してやればよい。
【０１６２】
レジスタ２４４には、光ファイバジャイロの初期状態における、入出力のスケールファクタ値が記憶される。
【０１６３】
第２演算器２４６は、レジスタ２４４に記憶されたスケールファクタ値と第１演算器２４２の出力とを基に、光ファイバループ６への入力角速度あるいは回転角度を算出する。この第２演算器２４６は、たとえば乗算器で構成される。
【０１６４】
以上、本発明の第一実施形態について説明した。
【０１６５】
本発明の第一実施形態では、デジタル信号処理器１００で生成された各種位相変調の合成信号により、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせている。
【０１６６】
このため、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０１６７】
また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２６の出力を、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０１６８】
図１７は、変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを２．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、そして、変調ゲインＧ＝１としている。
【０１６９】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６への入力信号は、τ毎に変動する交流波形となる。これは、光スパイク波形が１／２τの周波数で帯域制限されて鈍った結果、生じているものである。なお、本実施形態では、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、時間τ毎に光スパイクが生じている。これに対し、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されているので、時間τ／２毎に光スパイクが生じることになる。したがって、本実施形態によれば、上記従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて、光スパイクノイズの頻度を半分に低減することができる。
【０１７０】
また、図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図７（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０１７１】
ここで、変調ゲインＧの誤差をδＧとすると、変調ゲインＧの誤差に応じた信号は（Ｐ0／２）＊２π＊δＧで表される。
【０１７２】
さて、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるためには、０．１％以下の誤差で変調ゲインを制御することが要求される。このような制御精度を実現するためには、変調ゲインＧの誤差に応じた信号が０．００６３＊（Ｐ0／２）以下でなければならない。
【０１７３】
この点、本実施形態では、図１７に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、帯域制限により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。
【０１７４】
図１７に示すシミュレーション結果において、各サンプリングポイントＳＰ１〜ＳＰ４付近で得られる変調ゲインＧの誤差に応じた信号（ＳＰ１−ＳＰ２、ＳＰ３−ＳＰ４により得られる信号）は、０．０００２７＊（Ｐ0／２）である。これは、変調ゲイン制御の誤差としては、０．００４３３％に相当する。このように、本実施形態によれば、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるために必要な、０．１％以下の変調ゲイン制御誤差を実現することができる。したがって、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０１７５】
図１８は、変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを０．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、変調ゲインＧ＝１、信号帯域を１０ＭＨｚ（セトリング時間＝１００ｎｓ）としている。サンプリング定理による帯域制限は、１／２τ＝１ＭＨｚであるが、この波形図では、それよりも１０倍高い周波数を信号帯域としている。
【０１７６】
図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図７（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０１７７】
図示するように、τ毎に変動する非常に大きな交流波形は、光ファイバ長Ｌが短くなり、その結果、τが短くなったため、サンプリング定理による帯域制限を行わなくても、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りを無視できなくなっていることを示している。サンプリング定理により、信号帯域を制限しない場合であっても、このようにτが短くなると、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りが変調ゲインＧの誤差に応じた信号の検出に与える影響を無視することができない。
【０１７８】
この点、本実施形態では、図１８に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、セトリング時間等により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。このため、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０１７９】
さらに、本実施形態では、以下のような効果を有する。
【０１８０】
従来のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、たとえば、特開昭６１−２９７１５号公報記載のように、セロダイン信号（デジタルの階段状ランプ）に対して、該信号が２πに達すると−２πの位相シフトを行うようにリセットするとともに、セロダイン信号と位相変調信号との合成信号に対しても、該信号が２πに達すると−２πの位相シフトを行うようにリセットしている。
【０１８１】
このため、セロダイン信号と位相変調信号との合成信号が２πに達してから、セロダイン信号が２πに達するまで、リセットが繰り返し行われることになる。特に、光ファイバジャイロへの入力角速度が非常に低い場合、リセットの繰り返しが長時間に渡って行われることになるため、ロックイン現象と呼ばれる、入力角速度測定を測定不可能な不感帯が発生してしまう。
【０１８２】
これに対し、本実施形態では、セロダイン信号に対してのみリセットを行うようにしているので、光ファイバジャイロへの入力角速度が非常に低い場合に、リセットが繰り返し行われることはない。したがって、低入力角速度時におけるロックイン現象を防止することができる。
【０１８３】
なお、上記の実施形態では、信号処理部１００の第１演算器１１６として、第１復調器１１２の出力信号に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すものを用いているが、逐次演算処理の代わりに、第１演算器１１２の出力信号に２τの時間間隔で平均化する処理（平均化処理）を施すようにしてもよい。この場合でも、図６の（ａ）および（ｄ）から明らかなように、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことができる。
【０１８４】
ただし、平均化処理を行う第１演算器１１６を用いて、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出そうとすると、以下のような問題が生ずる。
【０１８５】
図１において、直流除去器２０（たとえば、バンドパスフィルタ）でのフィルタリングが不十分であり、このためＡ／Ｄ変換器２６の出力に含まれる直流成分が変動している場合（直流成分がある傾きをもって時間的に変化している場合）、第１復調器１１２の復調結果とτ時間前の第１復調器１１２の復調結果とを順次加算する逐次演算処理によれば、τの時間間隔で取り出されるサニャック位相差φｓに応じた信号に含まれる直流成分の極性が交互に変化し、該直流成分による誤差が相殺される。
【０１８６】
たとえば、図１９に示すように、Ａ／Ｄ変換器２６の入力信号に含まれる直流成分がａｔ（ｔは時間）という傾きで変動していると仮定する。Ａ／Ｄ変換器２６は、この直流成分の変動を時間τ毎にサンプリングすることで検出する。したがって、第１復調器１１２に入力される信号は、τ毎に、ａ、２ａ、３ａ、４ａ、５ａ、６ａ、・・・・と変化してゆく。このとき、第１復調器１１２に入力される信号Ａの極性を＋、−、＋、−・・・・とすると、逐次演算処理を行う第１演算器１１６の出力は、時間２τで−ａ、３τで＋ａ、４τで−ａ、５τで＋ａ、・・・というように、τ毎に＋ａと−ａとが交互に出力される。つまり、Ａ／Ｄ変換器２６の入力における直流成分の変動は、逐次演算処理により誤差の極性が交互に変化する。このため、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２において逐次演算処理結果の積分を行うことにより、直流成分の変動をキャンセルすることができ、より正確なサニャック位相差の検出を行うことが可能となり、ジャイロの高性能化が可能となる。
【０１８７】
これに対し、平均化処理を行う第１演算器１１６を用いて、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出そうとすると、この直流成分の変動をキャンセルすることができない。
【０１８８】
たとえば、図２０に示すように、直流成分がａｔ（ｔは時間）という傾きで変動しているとき、Ａ／Ｄ変換器２６は、この直流成分の変動をτ毎にサンプリングすることで検出し、第１復調器１１２に入力される信号は、τ毎に、ａ、２ａ、３ａ、４ａ、５ａ、６ａ、．．．．と変化してゆく。このとき、第１復調器１１２に入力される信号Ａの極性を＋、−、＋、−、・・・・とすると、平均化処理を行う第１演算器１１６の出力は、時間２τで−ａ、４τで−ａ、６τで−ａ、となる。２τの時間毎に平均化を行う平均化処理では、結果をτ毎に出力することができず、２τ毎の出力となる。上記出力を２τ間隔で平均化すると、−ａ／２の誤差が発生する。つまり、Ａ／Ｄ変換器２６の入力における直流成分の変動は、キャンセルされず、サニャック位相差検出における誤差となり、ジャイロ出力における回転角速度または回転角度誤差をもたらす。
【０１８９】
上記直流成分の変動は、温度や振動等による光強度のゆらぎや、受光器７の出力からＡ／Ｄ変換器２６の入力部における低周波電磁ノイズの混入等によって発生し、これらの外乱を完全に抑制することは極めて困難である。
【０１９０】
２τの時間間隔で平均化する平均化処理を行うことでサニャック位相差φｓに応じた信号を取り出す方式（この方式は従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロでも用いられている）においては、上記直流成分の変動により検出誤差が発生し、ジャイロ出力における回転角速度誤差または回転角度誤差をもたらす。
【０１９１】
本実施形態の信号処理部１１０に、上記の逐次演算処理を行う第１演算器１１６を用いると、上記直流成分の変動によるサニャック位相差φｓの検出誤差を低減することが可能となり、ジャイロにおける角速度または回転角度出力を高性能化することができる。したがって、上記の逐次演算処理は、光ファイバジャイロにおいて極めて有効な手段であるといえる。
【０１９２】
次に、本発明の第二実施形態について説明する。
【０１９３】
本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロが図１に示す第一実施形態のものと異なる点は、デジタル信号処理器１００に代えてデジタル信号処理器１００ａを用いたことである。その他の構成は図１に示す第一実施形態のものと同様であるので、本実施形態の概略構成図を省略する。
【０１９４】
デジタル信号処理器１００ａが第一実施形態で用いるデジタル信号処理器１００と異なる点は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせる各種位相変調の合成信号を生成することである。
【０１９５】
この各種位相変調の合成信号は、たとえば、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで生成される。
【０１９６】
あるいは、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、矩形波信号の立ち上がりに同期してパルス波信号の正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで生成される。
【０１９７】
以下、前者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式をパルス波信号−γ方式と呼び、後者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式をパルス波信号＋γ方式と呼ぶこととする。
【０１９８】
本実施形態による位相変調により、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬する２つに光の間に生ずる変調位相差と、該２つの光を再結合することで得られる干渉光の光強度との関係について、図２１および図２２を用いて説明する。
【０１９９】
図２１は、パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。また、図２２は、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。なお、図２１および図２２では、第二の位相変調による振幅γ＝２πとしている。また、説明の簡略化のため、セロダイン信号を省略している。
【０２００】
パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２１（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２１（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２１（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【０２０１】
また、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２２（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２２（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２２（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【０２０２】
図２１および図２２のいずれに示す場合においても、干渉光の位相差として現れる一連の位相シフトは、第一実施形態の場合と同様、各ステップの継続時間がτとなる。このため、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリング周波数は１／τあればよい。したがって、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロに対し、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器は１／２の低速化が可能となり、デジタル信号処理も１／２以下の低速化が可能となる。
【０２０３】
このように、本実施形態においても、第一実施形態と同様に、位相変調の各ステップ時間を長くし、サニャック位相差φｓおよび変調ゲインＧの誤差検出に要求されるサンプリング周波数、すなわち、セロダイン制御および変調制御のために必要とされるサンプリング周波数を、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低く設定することができるので、光ファイバループ６の光ファイバ長Ｌを短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低速のＤ／Ａ変換器、低速のＡ／Ｄ変換器、および低速のデジタル信号処理器を用いることが可能となる。これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０２０４】
次に、本実施形態のデジタル信号処理器１００ａについて、詳しく説明する。
【０２０５】
図２３は、本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００ａの概略構成図である。
【０２０６】
このデジタル信号処理器１００ａは、図２３に示すように、信号処理部１１０ａと、セロダイン制御部１４０と、変調制御部１７０ａと、ジャイロ出力演算部２４０とでなる。ここで、セロダイン制御部１４０およびジャイロ出力演算部２４０は図４に示す第一実施形態のものと同様であるので、その詳細な説明を省略する。
【０２０７】
信号処理部１１０ａは、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された信号を復調する。
【０２０８】
図２４は、図２３に示す信号処理部１１０ａの概略構成図である。
【０２０９】
第１復調器１１２は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにより、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０２１０】
第１演算器１１６は、第１復調器１１２の出力信号について、時間τずれたもの同士の和を順次とり出力する逐次演算処理を行う。第１演算器１１６の出力信号は、セロダイン制御部１４０を含む閉ループであるセロダイン制御系の偏差信号である。
【０２１１】
ここで、図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合を想定する。この場合、変調位相差は図２５に示すようになる。
【０２１２】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力（検出信号）を第１復調器１１２により周波数１／２τの復調信号で復調し、この復調結果に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２１３】
なお、ここでは、パルス波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図２２に示すようなパルス波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２１４】
第２復調器１１４ａは、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにより、以下に示す復調信号ａ〜復調信号ｃのうちのいずれか一つの復調信号を生成する。
【０２１５】
復調信号ａ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１６】
復調信号ｂ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１７】
復調信号ｃ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１８】
そして、生成した復調信号を用いてＡ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０２１９】
第２演算器１２２は、第２復調器１１４の出力信号について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出し出力する。第２演算器１２２の出力信号は、変調制御部１７０ａを含む閉ループである変調制御系の偏差信号である。
【０２２０】
ここで、図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合を想定する。この場合、変調位相差は図２６に示すようになる。
【０２２１】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力に対して、第２復調器１１４により、上記の復調信号ａ〜ｃのいずれか一つを用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、図２６（ｄ）に示すように、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になる。このため、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０２２２】
なお、ここでは、パルス波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図２２に示すようなパルス波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２２３】
図２３に戻って説明を続ける。
【０２２４】
変調制御部１７０ａは、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせるための、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０２２５】
図２７は、図２３に示す変調制御部１７０ａの概略構成図である。
【０２２６】
基準値記憶部１９６には、第一の位相変調（振幅θ）および第二の位相変調（振幅γ）を各々行わせるために必要な基準値（たとえば、２πの位相シフトを行わせるために必要な出力値）が記憶されている。
【０２２７】
振幅θ発生器２０２は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、θの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第１変調発生器２０４に出力する。
【０２２８】
振幅γ発生器２０８は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、γの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第２変調発生器２００ａに出力する。
【０２２９】
第１変調発生器２０４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにしたがい、振幅θ発生器２０２で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２τの矩形波信号を生成する。この第１変調発生器２０４は、たとえば乗算器で構成される。
【０２３０】
第２変調発生器２００ａは、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにしたがい、振幅γ発生器２０８で生成された定出力信号を変調する。これにより、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。
【０２３１】
具体的には、パルス波信号−γ方式の場合、矩形波信号の立ち下がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期しての負パルスが立ち上がるように、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。また、パルス波信号＋γ方式の場合は、矩形波信号の立ち上がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。
【０２３２】
加算器１７６は、第１変調発生器２０４で生成された矩形波信号と、第２変調発生器２００ａで生成されたパルス波信号と、セロダイン制御部１４０で生成されたセロダイン信号とを加算し、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０２３３】
第１演算器１７２は、信号処理部１１０ａから送られてきた変調制御系の偏差信号（変調ゲインＧの誤差に応じた信号）を積分する積分器である。
【０２３４】
第２演算器１７４は、増幅器あるいはローパスフィルタである。変調制御系のサーボループの設計に合わせてゲインあるいはフィルタ定数を設計する。
【０２３５】
乗算器１７８は、加算器１７６から出力された各種位相変調の合成信号のゲインを、第２演算器１７４から出力された変調制御系の偏差信号にしたがい調節する。この結果は、Ｄ／Ａ変換器１０へ出力される。
【０２３６】
図２８および図２９に、図２７に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す。図２８はパルス波信号−γ方式を適用した場合における変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示しており、図２９は、パルス波信号＋γ方式を適用した場合における変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示している。
【０２３７】
また、各図において、（ａ）は第１変調発生器２０４の出力信号（矩形波信号）波形を、（ｂ）は第２変調発生器２００ａの出力信号（パルス波信号）波形を、そして、（ｃ）は、加算器１７６において、矩形波信号およびパルス波信号が加算されることにより生成された信号の波形を、各々示している。
【０２３８】
図示するように、パルス波信号−γ方式では、矩形波信号の立ち下がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期しての負パルスが立ち上がるように、パルス波信号が生成され、パルス波信号＋γ方式では、矩形波信号の立ち上がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、パルス波信号が生成される。
【０２３９】
図２８（ｃ）および図２９（ｃ）に示す矩形波信号およびパルス波信号の合成信号は、それぞれ、図２１（ａ）および図２２（ａ）に示す信号波形と一致しており、これらの信号で位相変調器５を駆動することにより、それぞれ図２１および図２２に示すような干渉光の位相差を得ることができる。
【０２４０】
以上、本発明の第二実施形態について説明した。
【０２４１】
本発明の第二実施形態では、デジタル信号処理器１００ａで生成された各種位相変調の合成信号により、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせている。
【０２４２】
このため、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップは、第一実施形態と同様に継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器、およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０２４３】
また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２６の出力を、
復調信号ａ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
復調信号ｂ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
復調信号ｃ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
のうちのいずれか一つの復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０２４４】
図３０は、変調制御部１７０ａに矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを２．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、そして、変調ゲインＧ＝１としている。
【０２４５】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６への入力信号は、τ毎に変動する交流波形となる。これは、光スパイク波形が１／２τの周波数で帯域制限されて鈍った結果、生じているものである。なお、本実施形態では、第一実施形態と同様、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、時間τ毎に光スパイクが生じている。これに対し、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されているので、時間τ／２毎に光スパイクが生じることになる。したがって、本実施形態によれば、第一実施形態と同様に、上記従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて、光スパイクノイズの頻度を半分に低減することができる。
【０２４６】
また、図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）検出のための復調信号として上記の復調信号ａを用いた場合における、当該信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図２６（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０２４７】
ここで、変調ゲインＧの誤差をδＧとすると、変調ゲインＧの誤差に応じた信号は（Ｐ0／２）＊２π＊δＧで表される。
【０２４８】
上述したように、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるためには、０．１％以下の誤差で変調ゲインを制御することが要求される。このような制御精度を実現するためには、変調ゲインＧの誤差に応じた信号が０．００６３＊（Ｐ0／２）以下でなければならない。
【０２４９】
この点、本実施形態では、図３０に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、帯域制限により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる（このことは、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として、上記の復調信号ｂあるいは復調信号ｃを用いた場合でも、同様である）。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。
【０２５０】
図３０に示すシミュレーション結果において、各サンプリングポイントＳＰ１〜ＳＰ４付近で得られる変調ゲインＧの誤差に応じた信号（ＳＰ１−ＳＰ２、ＳＰ３−ＳＰ４により得られる信号）は、６．６＊１０-6＊（Ｐ0／２）である。これは、変調ゲイン制御の誤差としては、略０％に相当する。このように、本実施形態によれば、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるために必要な、０．１％以下の変調ゲイン制御誤差を実現することができる。したがって、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０２５１】
図３１は、変調制御部１７０ａにパルス波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを０．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、変調ゲインＧ＝１、信号帯域を１０ＭＨｚ（セトリング時間＝１００ｎｓ）としている。サンプリング定理による帯域制限は、１／２τ＝１ＭＨｚであるが、この波形図では、それよりも１０倍高い周波数を信号帯域としている。
【０２５２】
図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として上記の復調信号ａを用いた場合における、当該信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図２６（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０２５３】
図示するように、τ毎に変動する非常に大きな交流波形は、光ファイバ長Ｌが短くなり、その結果、τが短くなったため、サンプリング定理による帯域制限を行わなくても、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りを無視できなくなっていることを示している。サンプリング定理により、信号帯域を制限しない場合であっても、このようにτが短くなると、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りが変調ゲインＧの誤差に応じた信号の検出に与える影響を無視することができない。
【０２５４】
この点、本実施形態では、図３１に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、セトリング時間等により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる（このことは、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として、上記の復調信号ｂあるいは復調信号ｃを用いた場合でも、同様である）。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。このため、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。なお、詳細な説明は省略したが、本発明の第一の態様および第二の態様において、サニャック位相差検出における光スパイクの影響は、少なくとも、２（２ｎ＋１）τの時間を通し相殺され、効率よく除去されるので、正確な入力角速度または回転角度を検出することができる。
【０２５５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相変調の各ステップ時間を長くし、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差検出のために必要なサンプリング周波数を低く設定することができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器、およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一実施形態が適用されたデジタル方式の光ファイバジャイロの概略構成図である。
【図２】本発明の第一実施形態において、矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図３】本発明の第一実施形態において、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の第一実施形態の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００の概略構成図である。
【図５】図４に示す信号処理部１１０の概略構成図である。
【図６】図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合の変調位相差を示す図である。
【図７】図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合の変調位相差を示す図である。
【図８】図４に示すセロダイン制御部１４０の概略構成図である。
【図９】第一の閾値を＋２π、第二の閾値を−２πに設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１０】第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１１】第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１２】図８に示す第３演算器１４６から出力されるセロダイン信号の波形を示す図である。
【図１３】図４に示す変調制御部１７０の概略構成図である。
【図１４】矩形波信号−γ方式を適用した場合における、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す図である。
【図１５】矩形波信号＋γ方式を適用した場合における、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す図である。
【図１６】図４に示すジャイロ出力演算部２４０の概略構成図である。
【図１７】図４に示す変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】図４に示す変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】本発明の第一実施形態において、信号処理部１００に逐次演算処理を行う第１演算器１１６を用いた場合における、当該演算器の出力特性を説明するための図である。
【図２０】本発明の第一実施形態において、信号処理部１００に平均化処理を行う第１演算器１１６を用いた場合における、当該演算器の出力特性を説明するための図である。
【図２１】本発明の第二実施形態において、パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図２２】本発明の第二実施形態において、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図２３】本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００ａの概略構成図である。
【図２４】図２３に示す信号処理部１１０ａの概略構成図である。
【図２５】図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合の変調位相差を示す図である。
【図２６】図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合の変調位相差を示す図である。
【図２７】図２３に示す変調制御部１７０ａの概略構成図である。
【図２８】パルス波信号−γ方式を適用した場合における、図２３に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す図である。
【図２９】パルス波信号＋γ方式を適用した場合における、図２３に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す図である。
【図３０】図２３に示す変調制御部１７０ａに矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図３１】図２３に示す変調制御部１７０ａにパルス波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図３２】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３３】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３４】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３５】従来のジャイロでのＡ／Ｄ変換器への入力信号波形を示す図である。
【図３６】従来のジャイロでのＡ／Ｄ変換器への入力信号波形を示す図である。
【符号の説明】
１ 光源
２、４ カプラ
３ 偏光子
５ 位相変調器
６ 光ファイバループ
７ 受光器
８ 電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換器
９、２２ 増幅器
１０ Ｄ／Ａ変換器
１１ ドライバ
２０ 直流除去器
２６ Ａ／Ｄ変換器
１００、１００ａ、ディジタル信号処理器
１１０、１１０ａ 信号処理部
１１２ 第１復調器
１１４、１１４ａ 第２復調器
１１６、１４２、１７２、２４２ 第１演算器
１２２、１４４、１７４、２４６ 第２演算器
１４０ セロダイン制御部
１４６ 第３演算器
１４８、１９６ 基準値記憶部
１５０ 比較器
１７０、１７０ａ 変調制御部
１７６ 加算器
１７８ 乗算器
２００、２００ａ 第２変調発生器
２０２ 振幅θ発生器
２０４ 第１変調発生器
２０８ 振幅γ発生器
２４０ ジャイロ出力演算部
２４４ レジスタ
３００ 基準信号発生器
５００ 干渉計
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば、航空機、船舶、自動車等に適用される回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロに関し、特に、階段状のセロダイン信号によりサニャック位相シフトを打ち消すよう閉ループに構成されたデジタル方式の光ファイバジャイロに関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバジャイロにおいて、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られた干渉光の光強度変化は、該２つの光のサニャック位相差をφｓとすると、ｃｏｓ（φｓ）である。このため、図３２に示すように、サニャック位相差が０近傍では、該位相差の変化に対して僅かしか光強度が変化しない。
【０００３】
この問題を解決する光ファイバジャイロとして、特開昭５６−９４６８０号公報記載のものがある。
【０００４】
この技術では、光ファイバループを伝搬する２つの光を位相変調する位相変調器を設け、図３２に示すように、＋π／２および−π／２の位相シフトを２τ（τ：光ファイバループでの光の伝搬時間）周期で生じさせる矩形波の位相変調信号を該位相変調器に加えることで、前記干渉光の光強度変化をｃｏｓ（φｓ±π／２）で取り出せるようにしている。
【０００５】
また、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、サニャック位相差検出のダイナミックレンジ拡大のため、各階段の持続時間が通常τの階段信号であるセロダイン信号を位相変調器に入力して、光ファイバジャイロへの入力角速度に応じたサニャック位相差と同量、異符号の位相差を生じるよう位相変調を行わせている。これにより、光ファイバループを伝搬する２つの光のサニャック位相差を打ち消すよう閉ループに構成されている。ただし、セロダイン信号の出力を無限に大きくすることはできないため、通常、セロダイン信号による位相シフトが±２πに達したときにリセットしている。
【０００６】
ところで、セロダイン信号のリセットが正確に行われない場合、すなわち、変調ゲインに誤差が含まれると、光ファイバジャイロの入力レートと出力レートとの関係において、スケールファクタ誤差が生ずる。
【０００７】
この問題を解決するデジタル方式の光ファイバジャイロとして、特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のものがある。
【０００８】
前者は、位相変調器に入力する位相変調信号として、
δφ1＝φ0
δφ2＝ａφ0
δφ3＝−φ0
δφ4＝−ａφ0
（ここで、φ0は一定の位相シフト、ａはｃｏｓφ0＝ｃｏｓ（ａφ0）を満足する正の定数である）
からなる４つのステップを一周期とする信号を用いている。
【０００９】
ここで、位相変調信号の各ステップの継続時間は、たとえばτ／２（合計で２τ）である。またａは２である。この場合、変調位相差は、図３３のようになる。
【００１０】
一方、後者は、位相変調器に入力する位相変調信号として、
位相差電気信号から得た利得信号と合計位相変調信号とを演算することで得られた信号を用いている。この合計位相変調信号は、以下の信号を合計することで得られる。
【００１１】
・第一の周波数を用いて作成したセロダイン信号。
【００１２】
・第一の周波数を有した周期的方形波よりなる速度バイアス信号。
【００１３】
・セロダイン信号の周期の半分に等しい連続した等間隔時間の終わりで遷移する一連のステップ電圧よりなる利得バイアス信号。
【００１４】
ここで、連続した等間隔時間は、たとえばτ／２である。この場合、速度バイアス信号は周波数１／２τとなる。また、速度バイアス信号はπ／２および−π／２間を遷移する方形波であり、利得バイアス信号は、２π、０、−２πおよび０の一連の誘起位相シフトを有する。この場合、変調位相差は、たとえば、
０〜τ／２ 期間： ＋π／２＋２π＝＋５π／２
τ／２〜τ 期間： ＋π／２＋０＝＋π／２
τ〜３τ／２ 期間： −π／２−２π＝−５π／２
３τ／２〜２τ期間： −π／２＋０＝−π／２
となり、したがって、図３４のようになる。
【００１５】
両者とも、位相変調器に所定周期で位相シフトさせる信号を印加することで、サニャック位相差が０となる光強度の点を周期的にシフトさせている。このようにすることで、サニャック位相差の０近傍における光強度の感度を向上させることができる。
【００１６】
また、図３３および図３４に示すように、位相変調器に所定周期で±ｉπ（図３３ではａ＝２のとき±４／３π、図３４では±２π）の位相シフトを誘起させる信号を印加することで、該位相シフトの際に生ずる変調ゲイン誤差を検出できるようにしている。
【００１７】
このようにすることで、該変調ゲイン誤差がゼロとなるように変調制御を行い、位相変調信号およびセロダイン信号の変調ゲインを最適値に制御することが可能となり、これにより、セロダイン信号によって発生するジャイロ出力におけるスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロには、以下のような問題がある。
【００１９】
（１）デジタル方式の光ファイバジャイロは、通常、干渉光を電流信号に変換する受光器、上記電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換器、上記電圧信号を増幅する電圧増幅器、上記増幅された電圧信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、上記デジタル信号を用い各種信号処理を行うデジタル信号処理器、および、位相変調信号やセロダイン信号を出力するＤ／Ａ変換器等により構成される。
【００２０】
上記のＡ／Ｄ変換を行う際、サンプリング定理に基づき信号帯域を制限してサンプリングを行う手法が広く用いられている。この帯域制限は、信号に重畳している高周波電磁ノイズを減衰させるため、より安定な閉ループ動作及び回転角速度検出を行う上で極めて有効な方法である。
【００２１】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載および特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロにおいて、それぞれ図３３および図３４に示すように、２τの周期で位相変調を行った場合、サンプリング定理より１／２τの周波数で信号帯域制限を行えばよい。ただし、干渉光に誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτ／２であるので、変調ゲインの誤差（変調制御系の偏差信号）を検出するためには、少なくともτ／２の時間間隔でサンプリングを行う必要がある。
【００２２】
デジタル方式の光ファイバジャイロは、その要求性能に応じて、様々な光ファイバ径および光ファイバ長の光ファイバが用いられる。光ファイバ長は、通常、１００ｍ〜２ｋｍ程度である。コストの低減や装置の小型化という観点からいえば、少しでも短い光ファイバ長の光ファイバを用いることが望まれるが、光ファイバ長を短くすると、位相変調の各ステップ時間が短くなり、サンプリング周波数が高くなるため、高速Ｄ／Ａ変換器、高速Ａ／Ｄ変換器、および高速デジタル信号処理が必要となり、かえって、コストの高騰や装置の大型化を招いてしまうという問題がある。
【００２３】
たとえば、光ファイバ長を１００ｍとすると、光ファイバループでの光の伝搬時間τはおよそ０．５μｓである。この場合、上記の特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、τ／２＝０．２５μｓの時間間隔で位相変調と検出信号のサンプリングおよびデジタル信号処理を行わなければならない。これでは、光ファイバ長を短くしてコストの低減や装置の小型化を図ろうとしても、かえって、コストの高騰や装置の大型化を招いてしまう。
【００２４】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されており、この継続時間を長くする（たとえば、τにする）ために必要な構成について、何ら教示していない。
【００２５】
（２）矩形波により位相変調を行うデジタル方式の光ファイバジャイロでは、位相シフトの際に干渉光のピーク点（最明点）またはボトム点（最暗点）を短時間で通過するため、出力波形にスパイク状のノイズ（光スパイク）が発生する。
【００２６】
この光スパイクノイズは、セロダイン制御を行うためのサニャック位相差信号や変調制御を行うための変調ゲイン誤差信号とは無関係であり、不要な信号である。
【００２７】
上記の特開平３−２１０４１７号公報記載および特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、位相変調信号による位相シフトの際に発生する前記光スパイクの向き（波形が鈍る部分）が異なる。このため、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を効率よく除去することができないという問題がある。
【００２８】
以下に、この問題について詳しく説明する。
【００２９】
特開平３−２１０４１７号公報記載の技術では、上述したように、位相変調器に入力する位相変調信号として、
δφ1＝φ0
δφ2＝ａφ0
δφ3＝−φ0
δφ4＝−ａφ0
からなる４つのステップを一周期とする信号を用いている。このため、検出される干渉光に含まれる光スパイクは、図３３に示すように、φ0→ａφ0、−φ0→−ａφ0の位相シフトのときに生ずる光スパイクと、ａφ0→−φ0、−ａφ0→φ0の位相シフトのときに生ずる光スパイクとで、位相シフト終了時における向き（上から下へか、あるいは下から上へか）が互いに異なる。
【００３０】
この特開平３−２１０４１７号公報には、これらの光スパイクを含んだ検出光信号において、サンプリング定理にしたがい、１／２τの周波数帯域制限を行った後、Ａ／Ｄ変換器によりサンプリングする旨記載されている（ただし、τ間隔のサンプリングでは、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことができても、変調ゲイン誤差に応じた信号を取り出すことはできない。変調ゲイン誤差に応じた信号を取り出すためには、上記（１）で説明したように、τ／２間隔でサンプリングする必要がある）。
【００３１】
１／２τの帯域制限を１次ローパスフィルタにより行った場合のＡ／Ｄ変換器に入力される信号波形を図３５に示す。
【００３２】
この信号波形は、サニャック位相差及び変調ゲイン誤差をともに零とした場合であるが、τ周期の交流信号が現れている。これは、上記光スパイク波形が帯域制限フィルタにより鈍らされた結果、生じているものである。
【００３３】
なお、図中のＳＰ１〜ＳＰ４は、Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングポイントの一例である。
【００３４】
変調ゲイン誤差は、τ／２離れたサンプル同士の差、すなわち、（ＳＰ１−ＳＰ２）、（ＳＰ３−ＳＰ４）の復調処理により検出されるため、光スパイクの影響を除去することができない。このため、変調制御が正確に行われず、変調ゲイン誤差が発生し、その結果、ジャイロのスケールファクタ誤差を十分に抑制することができないという問題が生じる。
【００３５】
帯域制限しない場合においても、Ｄ／Ａ変換器等の遅延時間やセトリング時間、および干渉光の光強度変化を検出する受光器や電流／電圧変換器等でのフィルタ効果等により波形が鈍り、同様の問題が生じる場合がある。
【００３６】
また、特開平３−４８７１５号公報記載の技術でも、図３４に示すように、５π／２→π／２、−５／２π→π／２の位相シフトのときに生ずる光スパイクと、π／２→−５π／２、−π／２→５π／２の位相シフトのときに生ずる光スパイクとで、位相シフト終了時における向きが互いに異なる。
【００３７】
この特開平３−４８７１５号公報には、これらの光スパイクを含んだ検出光信号において、サニャック位相差を検出するため、１／２τの周波数帯のみを通過させる第１のバンドパスフィルタにより帯域制限を行った後、第１のＡ／Ｄ変換器によりサンプリングし、変調ゲイン誤差を検出するため、１／τの周波数帯のみを通過させる第２のバンドパスフィルタにより帯域制限を行った後、第２のＡ／Ｄ変換器によりサンプリングする旨記載されている。
【００３８】
１／τの帯域制限を１次ローパスフィルタにより行った場合のＡ／Ｄ変換器に入力される信号波形を図３６に示す。
【００３９】
この信号波形は、サニャック位相差及び変調ゲイン誤差をともに零とした場合であり、τ周期の交流信号は、上記光スパイク波形が帯域制限フィルタにより鈍らされた結果、生じているものである。特開平３−４８７１５号公報では、サニャック位相差の検出部と変調ゲイン誤差の検出部とを別々に有し、それぞれの信号に合わせて帯域制限を行っているため、変調ゲイン検出部における信号帯域制限を１／τとすることが可能である。しかしながら、図３６から明らかなように、変調ゲイン誤差は、τ／２離れたサンプル同士の差、すなわち、（ＳＰ１−ＳＰ２）、（ＳＰ３−ＳＰ４）の復調処理により検出されるため、光スパイクの影響を十分に除去することはできず、変調ゲイン誤差が発生し、その結果、ジャイロのスケールファクタ誤差を十分に抑制することができないという問題が生じる。さらに、特開平３−４８７１５号公報では、高速で信号の検出及び処理を行うサニャック位相差検出部と変調ゲイン検出部とを個々に有するため、回路の大型化、高コスト化、大電力化をもたらすという問題をも有する。
【００４０】
このように、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られた干渉光に含まれる光スパイクの、位相シフト終了時における向きが一定でないと、Ａ／Ｄ変換する際に必要な帯域制限フィルタにより光スパイクが鈍り、Ａ／Ｄサンプリング信号に重畳し、これにより変調制御において誤差が発生し、正確な各種位相変調信号及びセロダイン信号が生成されず、結果として、ジャイロ出力におけるスケールファクタ誤差が発生する。
【００４１】
帯域制限しない場合においても、Ｄ／Ａ変換器等の遅延時間やセトリング時間、および干渉光の光強度変化を検出する受光器や電流／電圧変換器等でのフィルタ効果等により波形が鈍り、同様の誤差が発生する。
【００４２】
なお、特開平３−４８７１５号公報記載の技術によれば、π／２および−π／２間を遷移する速度バイアス信号と、２π、０、−２πおよび０の一連の誘起位相シフトを有する利得バイアス信号との組合せによっては、変調位相差は、たとえば、
０〜τ／２ 期間： −π／２＋０＝−π／２
τ／２〜τ 期間： −π／２＋２π＝３π／２
τ〜３τ／２ 期間： ＋π／２＋０＝＋π／２
３τ／２〜２τ期間： ＋π／２−２π＝−３π／２
となる。この場合、位相シフト終了時における光スパイクの向きが一定（すべて、下から上の向き）になる。しかしながら、図３４に示したように、速度バイアス信号と利得バイアス信号との組合せによっては、位相シフト終了時における光スパイクの向きが一定にならない場合もあるため、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を、常に効率よく除去することができるとは限らない。つまり、検出光信号に含まれる光スパイクによる誤差を常に効率よく除去することを可能とする構成について、何ら教示していない。
【００４３】
本発明は、上記事情に基づいてなされたものであり、その目的は、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができ、これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることが可能な光ファイバジャイロを提供することにある。
【００４４】
また、変調信号による位相シフトの際に発生する光スパイクによる影響を除去することができ、これにより、正確な変調制御を可能として、ジャイロ出力のスケールファクタ特性を向上させることが可能な光ファイバジャイロを提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の第一の態様は、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、の合成信号である
ことを特徴とする。
【００４６】
ここで、前記信号生成手段は、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００４７】
あるいは、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００４８】
本発明の第一の態様によれば、前記各種位相変調の合成信号により、誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００４９】
なお、本発明の第一の態様において、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段が、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御するようにしてもよい。この場合、前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号であることが好ましい。
【００５０】
このようにすることで、復調結果に含まれる光スパイクの向きがすべて同じ方向に揃うため、前記演算手段における復調結果の演算処理において、光スパイクの影響を相殺させ除去することができるので、より正確な変調制御が可能になり、光ファイバジャイロのスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００５１】
また、本発明の第一の態様において、
各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段と、
前記セロダイン信号生成手段でのセロダイン信号の生成をリセットするリセット手段と、をさらに備えてもよい。
【００５２】
この場合、前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットすることが好ましい。
【００５３】
このようにした場合、たとえば第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定することで、上記従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロのように、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が±２πに達したときに０にリセットする場合に比べ、セロダイン信号のピーク−ピーク値を小さくすることができる。これにより、消費電力を減らすことができる。
【００５４】
また、たとえば、前記第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定することで、セロダイン信号生成のための電源として、単電源を用いることが可能となる。
【００５５】
また、本発明の第二の態様によれば、光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、の合成信号である
ことを特徴とする。
【００５６】
ここで、前記信号生成手段は、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するものでもよい。
【００５７】
あるいは、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成するようにしてもよい。
【００５８】
本発明の第二の態様によれば、上記説明した本発明の第一の態様と同様、前記各種位相変調の合成信号により、誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００５９】
なお、本発明の第二の態様において、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から、変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御するようにしてもよい。この場合、前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、あるいは、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、または、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号であることが好ましい。
【００６０】
このようにすることで、本発明の第一の態様と同様、復調結果に含まれる光スパイクの向きがすべて同じ方向に揃うため、前記演算手段における復調結果の演算処理において、光スパイクの影響を相殺させ除去することができるので、より正確な変調制御が可能になり、光ファイバジャイロのスケールファクタ誤差を低減することができる。
【００６１】
また、本発明の第二の態様においても、本発明の第一の態様と同様に、
各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段と、
前記セロダイン信号生成手段でのセロダイン信号の生成をリセットするリセット手段と、をさらに備えてもよい。
【００６２】
この場合、前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットすることが好ましい。
【００６３】
このようにした場合、たとえば第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定することで、上記従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロのように、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が±２πに達したときに０にリセットする場合に比べ、セロダイン信号のピーク−ピーク値を小さくすることができる。これにより、消費電力を減らすことができる。
【００６４】
また、たとえば、前記第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定することで、セロダイン信号生成のための電源として、単電源を用いることが可能となる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の第一実施形態について説明する。
【００６６】
図１は、本発明の第一実施形態が適用されたデジタル方式の光ファイバジャイロの概略構成図である。
【００６７】
ここで、符号５００は光干渉計である。光干渉計５００は、光源１、カプラ２、偏光子３、カプラ４、位相変調器５、および、光ファイバが複数回巻かれて構成された光ファイバループ６で構成されている。
【００６８】
光源１には、コヒーレンス長が長いスーパルミネッセントレーザダイオード（ＳＬＤ）や、ＳＬＤよりもさらに出力強度が高いエルビウムドウプト光ファイバ光源（ＥＤＦＳ）などが用いられる。
【００６９】
なお、一般に、偏光子３、カプラ４、および位相変調器５は、光集積回路（ＩＯＣ：Integrated Optical Circuit）として、一つの基板に集積されている。また、図１では、光ファイバループ６の一端に位相変調器５を設けているが、これを両端に設け、光ファイバループ６に対して互いに逆方向に位相変調を行うようにしてもよい。
【００７０】
光源１から発せられた光は、カプラ２および偏光子３を経てカプラ４に入射され、そこで２つの光に分割される。この２つの光のうちの一方は、光ファイバループ６を右回りで伝搬し、位相変調器５で位相変調された後、カプラ４に戻る。他方は、光ファイバループ６を左回りで伝搬し、位相変調器５で位相変調された後、カプラ４に戻る。そして、両者は、カプラ４にて合波される。これにより、干渉光が形成される。
【００７１】
ここで、光ファイバループ６に回転角速度Ωが加えられたとする。この際、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬している２つの光の間に光路長差が生じ、結果として位相差が生じる。この位相差は、上記従来の技術で説明したように、サニャック位相差φｓと呼ばれている。このサニャック位相差φｓは、次式で表される。
【００７２】
φｓ＝（２πＤＬ／λｃ）Ω （１）
ここで、Ｄは光ファイバループ６のループ径、Ｌは光ファイバ長、λは光源１から発せられる光の波長、そして、ｃは光速である。
【００７３】
また、干渉光の強度Ｐとサニャック位相差φｓとは、次式の関係がある。
【００７４】
Ｐ＝（Ｐ0／２）（１＋ｃｏｓφｓ） （２）
ここで、Ｐ0は、干渉光の強度のピーク値である。
【００７５】
さて、カプラ４で形成された干渉光は、受光器７で受光され、干渉光の強度に応じた電流信号に変換される。この電流信号は、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換器８にて、電圧信号に変換された後、広帯域の増幅器９で増幅される。
【００７６】
増幅器９で増幅された電圧信号は、ハイパスフィルタや直流オフセット加算器により構成された直流除去器２０により直流成分が除去された後、広帯域の増幅器２２で増幅される。その後、セロダイン制御および変調制御のためのＡ／Ｄ変換器２６に入力され、そこで、基準信号発生器３００からのサンプリング信号Ｃにしたがい、サンプリングされて、デジタル信号に変換される。
【００７７】
なお、サンプリング方法は、サンプリング定理に基づき、周期２Ｔの信号に対し、１／２Ｔ［Ｈｚ］の帯域制限を行った後、１／Ｔ［Ｈｚ］の周波数でサンプリングを行う方法と、信号帯域を特に制限せず広帯域とし、その帯域より十分高い周波数によりサンプリングを行うオーバサンプリング法とがある。
【００７８】
後者は、サンプル数および信号処理の大幅な増加を伴い、さらに高周波電磁ノイズの影響を受け易い等の問題を有する。
【００７９】
それに対し、前者は、サンプル数と信号処理の省力化が可能であり、さらに高周波電磁ノイズを帯域制限フィルタにより容易に除去することが可能であるため、より安定な回転角速度または回転角度検出を行うデジタル方式の光ファイバジャイロにおいて極めて有効な方法である。
【００８０】
サンプリング定理により、信号の帯域制限を行う場合、この帯域制限は電流／電圧変換器８、増幅器９および増幅器２２のうちのどの部分で行ってもよい。
【００８１】
光ファイバジャイロは、その要求性能に応じて、様々な光ファイバループ径Ｄと光ファイバ長Ｌが用いられる。低精度な光ファイバジャイロから高精度な光ファイバジャイロにおいて、一般的に、光ファイバ長Ｌは、１００ｍ〜２ｋｍ程度である。
【００８２】
光ファイバループ６の光ファイバ長をＬ、光ファイバループ６を構成する光ファイバの屈折率ｎ0、光速をｃとした場合、光ファイバループ６での光の伝搬時間τは、次式で表される。
【００８３】
τ＝ｎ0Ｌ／ｃ （３）
したがって、光ファイバ長Ｌが１００ｍ〜２ｋｍ程度の場合、光ファイバループの伝播時間τは、上式より、約０．５μｓ〜１０μｓである。
【００８４】
本実施形態で用いるＡ／Ｄ変換器２６は、後述するように、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、少なくともτの時間間隔でサンプリングすることが要求される。
【００８５】
デジタル信号処理器１００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの計算機、あるいはＡＳＩＣ（Application Specific Integreted Circuits）、ＦＰＧＡ（Field Programable Gate Array）などの集積ロジックＩＣで構成される。このデジタル信号処理器１００は、干渉光のサニャック位相差φｓに応じたジャイロ出力（角速度あるいは角度）を算出する。
【００８６】
また、デジタル信号処理器１００は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせる各種位相変調の合成信号を生成する。
【００８７】
この各種位相変調の合成信号は、たとえば、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すための、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して第二の矩形波信号が立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して第二の矩形波信号が立ち下がるように、合成することで生成される。
【００８８】
あるいは、周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すための、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して第二の矩形波信号が立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して第二の矩形波信号が立ち上がるように、合成することで生成される。
【００８９】
以下、前者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式を矩形波信号−γ方式と呼び、後者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式を矩形波信号＋γ方式と呼ぶこととする。
【００９０】
なお、セロダイン信号はその出力を無限に大きくすることができない。このため、デジタル信号処理器１００は、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値（たとえば＋πや＋２πなど）に達すると、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号をリセットし、かつ、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達すると、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように、セロダイン信号をリセットしている。
【００９１】
デジタル信号処理器１００で生成された各種位相変調の合成信号は、Ｄ／Ａ変換器１０にてアナログ信号に変換された後、ドライバ１１を介して位相変調器５に入力される。
【００９２】
これを受けて、位相変調器５は、上述した第一の位相変調と、第二の位相変調と、セロダイン変調とを行うように、光ファイバループ６を互い反対方向に伝搬する２つの光を各々変調する。
【００９３】
本実施形態による位相変調により、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬する２つに光の間に生ずる変調位相差と、該２つの光を再結合することで得られる干渉光の光強度との関係について、図２および図３を用いて説明する。
【００９４】
図２は、矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。また、図３は、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。なお、図２および図３では、第二の位相変調による振幅γ＝２πとしている。また、説明の簡略化のため、セロダイン信号を省略している。
【００９５】
矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【００９６】
また、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図３（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図３（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図３（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【００９７】
図２および図３のいずれに示す場合においても、干渉光の位相差として現れる一連の位相シフトは、各ステップの継続時間がτとなる。このため、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリング周波数は１／τあればよい。したがって、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロに対し、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器は１／２の低速化が可能となり、デジタル信号処理も１／２以下の低速化が可能となる。
【００９８】
このように、本実施形態によれば、位相変調の各ステップ時間を長くし、サニャック位相差φｓおよび変調ゲインＧの誤差検出に要求されるサンプリング周波数、すなわち、セロダイン制御および変調制御のために必要とされるサンプリング周波数を、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低く設定することができるので、光ファイバループ６の光ファイバ長Ｌを短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低速のＤ／Ａ変換器、低速のＡ／Ｄ変換器、および低速のデジタル信号処理器を用いることが可能となる。これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【００９９】
次に、本実施形態の主要な構成であるデジタル信号処理器１００について、詳しく説明する。
【０１００】
なお、以下に説明するデジタル信号処理器の各構成は、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡなどの集積ロジックＩＣによりハード的に実行されるものでもよいし、あるいは、ＤＳＰなど計算機によりソフトウエア的に実行されるものでもよい。また、各構成での具体的な処理は、以下に説明するものに限定されるものではなく、同じ機能を実現できるものではれば、どのようなものであってもよい。
【０１０１】
図４は、本実施形態の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００の概略構成図である。
【０１０２】
このデジタル信号処理器１００は、図４に示すように、信号処理部１１０と、セロダイン制御部１４０と、変調制御部１７０と、ジャイロ出力演算部２４０とでなる。
【０１０３】
信号処理部１１０は、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された信号を復調する。
【０１０４】
図５は、図４に示す信号処理部１１０の概略構成図である。
【０１０５】
第１復調器１１２は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにより、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０１０６】
第１演算器１１６は、第１復調器１１２の出力信号について、時間τずれたもの同士の和を順次とり出力する処理（この処理を逐次演算処理と呼ぶこととする）を行う。第１演算器１１６の出力信号は、セロダイン制御部１４０を含む閉ループであるセロダイン制御系の偏差信号である。
【０１０７】
ここで、図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合を想定する。この場合、変調位相差は図６に示すようになる。
【０１０８】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力（検出信号）を第１復調器１１２により周波数１／２τの復調信号で復調し、この復調結果に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１０９】
なお、ここでは、矩形波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図３に示すような矩形波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１１０】
第２復調器１１４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにより、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号を生成する。そして、この信号を復調信号として、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０１１１】
第２演算器１２２は、第２復調器１１４の出力信号について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出し出力する。第２演算器１２２の出力信号は、変調制御部１７０を含む閉ループである変調制御系の偏差信号である。
【０１１２】
ここで、図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合を想定する。この場合、変調位相差は図７に示すようになる。
【０１１３】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力に対して、第２復調器１１４により、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、図７（ｄ）に示すように、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になる。このため、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０１１４】
この変調ゲインＧの誤差に応じた信号は、温度変化や経年変化により位相変調器５やＤ／Ａ変換器１０等の変調ゲインが変化した場合に、変調制御部１７０で生成される各種位相変調の合成信号のゲインを調整するためのものである。このため、信号処理部１１０、変調制御部１７０、および干渉計５００を含んだサーボループは、高速である必要がない。また、第２演算部１２２の変調制御部１７０への応答は、数Ｈｚ〜数百Ｈｚでよい。
【０１１５】
なお、ここでは、矩形波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図３に示すような矩形波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０１１６】
図４に戻って説明を続ける。
【０１１７】
セロダイン制御部１４０は、信号処理部１１０の第１演算器１１６から出力されたサニャック位相差φｓに応じた信号にしたがいセロダイン信号を生成する。
【０１１８】
図８は、図４に示すセロダイン制御部１４０の概略構成図である。
【０１１９】
第１演算器１４２は、信号処理部１１０から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号（セロダイン制御系の偏差信号）をτあるいは２τの時間間隔で積分する。この結果は、光ファイバループ６への入力角速度に比例した信号になる。
【０１２０】
第２演算器１４４は、増幅器あるいはローパスフィルタとして機能する。なお、ゲインあるいはフィルタ定数の設定は、セロダイン制御系のサーボループの設計にしたがい行う。
【０１２１】
第３演算器１４６は、第２演算器１４４を介して送られてきた第１演算器１４２の出力信号をτの時間間隔で積分する。上述したように、第１演算器１４２の出力信号は、光ファイバループ６への入力角速度に比例した信号である。該入力角速度が一定ならば、第１演算器１４２の出力信号も一定となる。この場合、第３演算器１４６の出力結果は、各階段の継続時間がτで高さが一定の階段信号になる。この階段信号は、セロダイン信号として変調制御部１７０へ出力される。
【０１２２】
比較器１５０は、第３演算器１４６から出力されたセロダイン信号による変調位相差の累積結果が、第一の閾値、あるいは第一の閾値よりも２π低い第二の閾値に達したか否かを判断する。
【０１２３】
そして、第一の閾値に達した場合は、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように第３演算器１４６をリセットする。また、第二の閾値に達した場合は、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように第３演算器１４６をリセットする。
【０１２４】
基準値記憶部１４８は、比較器１５０で用いる第一、第二の閾値を特定するための値や、第３変調器１４６でのリセットのための加減算値を格納する。
【０１２５】
ここで、比較器１５０の動作を、図９〜図１２を用いて、さらに詳しく説明する。
【０１２６】
図９は、第一の閾値を＋２π、第二の閾値を−２πに設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。
【０１２７】
比較器１５０は、まず、第３演算器１４６で生成されたセロダイン信号による変調位相差の累積結果が２πに達したか否かを判断する（ステップ１００１）。
【０１２８】
２πに達した場合は、−２πの位相シフト（負リセット）を行うものと判定する（ステップ１００２）。その後、第３演算器１４６に対して、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるように指令を出す（ステップ１００３）。これを受けて、第３演算器１４６は、干渉光の位相差が−２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号の出力を調節する。
【０１２９】
一方、２πに達していない場合は、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−２πに達したか否かを判断する（ステップ１００４）。
【０１３０】
−２πに達した場合は、＋２πの位相シフト（正リセット）を行うものと判定する（ステップ１００５）。その後、第３演算器１４６に対して、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるように指令を出す（ステップ１００６）。これを受けて、第３演算器１４６は、干渉光の位相差が＋２πの位相シフトとなるようにセロダイン信号の出力を調節する。
【０１３１】
一方、−２πに達していない場合は、リセットの必要なしと判断する（ステップ１００７）。この場合、第３演算器１４６に対して位相シフトの指令を出力しない。
【０１３２】
図１０は、第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。このフローにおいて、図９に示すフローと異なる点は、ステップ１００４の代わりにステップ１００４ａを設け、ここで、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が０より小さくなったか否かを判断する。そして、０より小さい場合はステップ１００５へ移行し、そうでない場合はステップ１００７へ移行する。
【０１３３】
図１１は、第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定した場合における、比較器１５０の動作フローを示している。このフローにおいて、図９に示すフローと異なる点は、ステップ１００１、１００４の代わりにステップ１００１ａ、１００４ｂを各々設けたことである。
【０１３４】
ステップ１００１ａでは、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が＋πに達したか否かを判断する。＋πに達した場合はステップ１００２へ移行し、そうでない場合はステップ１００４ｂへ移行する。
【０１３５】
ステップ１００４ｂでは、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−πに達したか否かを判断する。−πに達した場合はステップ１００５へ移行し、そうでない場合はステップ１００７へ移行する。
【０１３６】
図１２に第３演算器１４６から出力されるセロダイン信号の波形を示す。ここで、図１２（ａ）は図９に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示しており、図１２（ｂ）は図１０に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示している。また、図１２（ｃ）は図１１に示すフローにより第３演算器１４６で生成されるセロダイン信号の波形を示している。
【０１３７】
これらの波形から分かるように、図１０のフローによれば、光ファイバループ６への入力角速度の極性によらず、セロダイン信号を単極性で生成することができる。このため、セロダイン信号生成のためのＤ／Ａ変換器やドライバを単電源で構成することが可能となる。
【０１３８】
一般に、デジタル信号処理器１００および基準信号発生器３００は、＋５Ｖ等の単電源で動作するため、Ｄ／Ａ変換器１０が単電源で動作可能であることは、電源の共通化が可能となり、装置の小型化、低コスト化が可能となる利点を有する。
【０１３９】
なお、図１０のフローにおいて、ステップ１００１で、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が０より大きくなったか否かを判断し、ステップ１００４ａで、セロダイン信号による変調位相差の累積結果が−２π以下になったか否かを判断するようにしても、同様の効果を奏する。
【０１４０】
また、図１１のフローによれば、セロダイン信号のピーク−ピーク値は、図９に示すフローに比べ１／２に低減される。これにより、位相変調器５の終端抵抗での消費電力を１／４に低減させることが可能となる。
【０１４１】
図４に戻って説明を続ける。
【０１４２】
変調制御部１７０は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせるための、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０１４３】
図１３は、図４に示す変調制御部１７０の概略構成図である。
【０１４４】
基準値記憶部１９６には、第一の位相変調（振幅θ）および第二の位相変調（振幅γ）を各々行わせるために必要な基準値（たとえば、２πの位相シフトを行わせるために必要な出力値）が記憶されている。
【０１４５】
振幅θ発生器２０２は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、θの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第１変調発生器２０４に出力する。
【０１４６】
振幅γ発生器２０８は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、γの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第２変調発生器２００に出力する。
【０１４７】
第１変調発生器２０４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにしたがい、振幅θ発生器２０２で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２τの第一の矩形波信号を生成する。この第１変調発生器２０４は、たとえば乗算器で構成される。
【０１４８】
第２変調発生器２００は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにしたがい、振幅γ発生器２０８で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。この第２変調発生器２００は、たとえば乗算器で構成される。
【０１４９】
具体的には、矩形波信号−γ方式の場合、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち下がるように、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。また、矩形波信号＋γ方式の場合は、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち上がるように、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号を生成する。
【０１５０】
加算器１７６は、第１変調発生器２０４で生成された第一の矩形波信号と、第２変調発生器２００で生成された第二の矩形波信号と、セロダイン制御部１４０で生成されたセロダイン信号とを加算し、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０１５１】
第１演算器１７２は、信号処理部１１０から送られてきた変調制御系の偏差信号（変調ゲインＧの誤差に応じた信号）を積分する積分器である。
【０１５２】
第２演算器１７４は、増幅器あるいはローパスフィルタである。変調制御系のサーボループの設計に合わせてゲインあるいはフィルタ定数を設計する。
【０１５３】
乗算器１７８は、加算器１７６から出力された各種位相変調の合成信号のゲインを、第２演算器１７４から出力された変調制御系の偏差信号にしたがい調節する。この結果は、Ｄ／Ａ変換器１０へ出力される。
【０１５４】
図１４および図１５に、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す。図１４は矩形波信号−γ方式を適用した場合における変調制御部１７０の各部での信号波形を示しており、図１５は、矩形波信号＋γ方式を適用した場合における変調制御部１７０の各部での信号波形を示している。
【０１５５】
また、各図において、（ａ）は第１変調発生器２０４の出力信号（第一の矩形波信号）波形を、（ｂ）は第２変調発生器２００の出力信号（第二の矩形波信号）波形を、そして、（ｃ）は、加算器１７６において、第一の矩形波信号および第二の矩形波信号が加算されることにより生成された信号の波形を、各々示している。
【０１５６】
図示するように、矩形波信号−γ方式では、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち上がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち下がるように、第二の矩形波信号が生成され、矩形波信号＋γ方式では、第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して立ち下がり、第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して立ち上がるように、第二の矩形波信号が生成される。
【０１５７】
図１４（ｃ）および図１５（ｃ）に示す第一の矩形波信号および第二の矩形波信号の合成信号は、それぞれ、図２（ａ）および図３（ａ）に示す信号波形と一致しており、これらの信号で位相変調器５を駆動することにより、それぞれ図２および図３に示すような干渉光の位相差を得ることができる。
【０１５８】
図４に戻って説明を続ける。
【０１５９】
ジャイロ出力演算部２４０は、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号にしたがい、光ファイバループ６への入力角速度あるいは回転角度を算出する。
【０１６０】
図１６は、図４に示すジャイロ出力演算部２４０の概略構成図である。
【０１６１】
第１演算部２４２は、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２から送られてきたサニャック位相差φｓに応じた信号、すなわち光ファイバループ６への入力角速度に応じた信号を時間積分する。この結果は、光ファイバループ６の回転角度に比例したものとなる。なお、平均角速度を求める場合は、この積分結果をさらに積分時間で除算してやればよい。
【０１６２】
レジスタ２４４には、光ファイバジャイロの初期状態における、入出力のスケールファクタ値が記憶される。
【０１６３】
第２演算器２４６は、レジスタ２４４に記憶されたスケールファクタ値と第１演算器２４２の出力とを基に、光ファイバループ６への入力角速度あるいは回転角度を算出する。この第２演算器２４６は、たとえば乗算器で構成される。
【０１６４】
以上、本発明の第一実施形態について説明した。
【０１６５】
本発明の第一実施形態では、デジタル信号処理器１００で生成された各種位相変調の合成信号により、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせている。
【０１６６】
このため、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップは、継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０１６７】
また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２６の出力を、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０１６８】
図１７は、変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを２．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、そして、変調ゲインＧ＝１としている。
【０１６９】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６への入力信号は、τ毎に変動する交流波形となる。これは、光スパイク波形が１／２τの周波数で帯域制限されて鈍った結果、生じているものである。なお、本実施形態では、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、時間τ毎に光スパイクが生じている。これに対し、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されているので、時間τ／２毎に光スパイクが生じることになる。したがって、本実施形態によれば、上記従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて、光スパイクノイズの頻度を半分に低減することができる。
【０１７０】
また、図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図７（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０１７１】
ここで、変調ゲインＧの誤差をδＧとすると、変調ゲインＧの誤差に応じた信号は（Ｐ0／２）＊２π＊δＧで表される。
【０１７２】
さて、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるためには、０．１％以下の誤差で変調ゲインを制御することが要求される。このような制御精度を実現するためには、変調ゲインＧの誤差に応じた信号が０．００６３＊（Ｐ0／２）以下でなければならない。
【０１７３】
この点、本実施形態では、図１７に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、帯域制限により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。
【０１７４】
図１７に示すシミュレーション結果において、各サンプリングポイントＳＰ１〜ＳＰ４付近で得られる変調ゲインＧの誤差に応じた信号（ＳＰ１−ＳＰ２、ＳＰ３−ＳＰ４により得られる信号）は、０．０００２７＊（Ｐ0／２）である。これは、変調ゲイン制御の誤差としては、０．００４３３％に相当する。このように、本実施形態によれば、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるために必要な、０．１％以下の変調ゲイン制御誤差を実現することができる。したがって、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０１７５】
図１８は、変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを０．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、変調ゲインＧ＝１、信号帯域を１０ＭＨｚ（セトリング時間＝１００ｎｓ）としている。サンプリング定理による帯域制限は、１／２τ＝１ＭＨｚであるが、この波形図では、それよりも１０倍高い周波数を信号帯域としている。
【０１７６】
図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図７（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０１７７】
図示するように、τ毎に変動する非常に大きな交流波形は、光ファイバ長Ｌが短くなり、その結果、τが短くなったため、サンプリング定理による帯域制限を行わなくても、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りを無視できなくなっていることを示している。サンプリング定理により、信号帯域を制限しない場合であっても、このようにτが短くなると、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りが変調ゲインＧの誤差に応じた信号の検出に与える影響を無視することができない。
【０１７８】
この点、本実施形態では、図１８に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、セトリング時間等により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。このため、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０１７９】
さらに、本実施形態では、以下のような効果を有する。
【０１８０】
従来のデジタル方式の光ファイバジャイロでは、たとえば、特開昭６１−２９７１５号公報記載のように、セロダイン信号（デジタルの階段状ランプ）に対して、該信号が２πに達すると−２πの位相シフトを行うようにリセットするとともに、セロダイン信号と位相変調信号との合成信号に対しても、該信号が２πに達すると−２πの位相シフトを行うようにリセットしている。
【０１８１】
このため、セロダイン信号と位相変調信号との合成信号が２πに達してから、セロダイン信号が２πに達するまで、リセットが繰り返し行われることになる。特に、光ファイバジャイロへの入力角速度が非常に低い場合、リセットの繰り返しが長時間に渡って行われることになるため、ロックイン現象と呼ばれる、入力角速度測定を測定不可能な不感帯が発生してしまう。
【０１８２】
これに対し、本実施形態では、セロダイン信号に対してのみリセットを行うようにしているので、光ファイバジャイロへの入力角速度が非常に低い場合に、リセットが繰り返し行われることはない。したがって、低入力角速度時におけるロックイン現象を防止することができる。
【０１８３】
なお、上記の実施形態では、信号処理部１００の第１演算器１１６として、第１復調器１１２の出力信号に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すものを用いているが、逐次演算処理の代わりに、第１演算器１１２の出力信号に２τの時間間隔で平均化する処理（平均化処理）を施すようにしてもよい。この場合でも、図６の（ａ）および（ｄ）から明らかなように、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことができる。
【０１８４】
ただし、平均化処理を行う第１演算器１１６を用いて、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出そうとすると、以下のような問題が生ずる。
【０１８５】
図１において、直流除去器２０（たとえば、バンドパスフィルタ）でのフィルタリングが不十分であり、このためＡ／Ｄ変換器２６の出力に含まれる直流成分が変動している場合（直流成分がある傾きをもって時間的に変化している場合）、第１復調器１１２の復調結果とτ時間前の第１復調器１１２の復調結果とを順次加算する逐次演算処理によれば、τの時間間隔で取り出されるサニャック位相差φｓに応じた信号に含まれる直流成分の極性が交互に変化し、該直流成分による誤差が相殺される。
【０１８６】
たとえば、図１９に示すように、Ａ／Ｄ変換器２６の入力信号に含まれる直流成分がａｔ（ｔは時間）という傾きで変動していると仮定する。Ａ／Ｄ変換器２６は、この直流成分の変動を時間τ毎にサンプリングすることで検出する。したがって、第１復調器１１２に入力される信号は、τ毎に、ａ、２ａ、３ａ、４ａ、５ａ、６ａ、・・・・と変化してゆく。このとき、第１復調器１１２に入力される信号Ａの極性を＋、−、＋、−・・・・とすると、逐次演算処理を行う第１演算器１１６の出力は、時間２τで−ａ、３τで＋ａ、４τで−ａ、５τで＋ａ、・・・というように、τ毎に＋ａと−ａとが交互に出力される。つまり、Ａ／Ｄ変換器２６の入力における直流成分の変動は、逐次演算処理により誤差の極性が交互に変化する。このため、セロダイン制御部１４０の第１演算器１４２において逐次演算処理結果の積分を行うことにより、直流成分の変動をキャンセルすることができ、より正確なサニャック位相差の検出を行うことが可能となり、ジャイロの高性能化が可能となる。
【０１８７】
これに対し、平均化処理を行う第１演算器１１６を用いて、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出そうとすると、この直流成分の変動をキャンセルすることができない。
【０１８８】
たとえば、図２０に示すように、直流成分がａｔ（ｔは時間）という傾きで変動しているとき、Ａ／Ｄ変換器２６は、この直流成分の変動をτ毎にサンプリングすることで検出し、第１復調器１１２に入力される信号は、τ毎に、ａ、２ａ、３ａ、４ａ、５ａ、６ａ、．．．．と変化してゆく。このとき、第１復調器１１２に入力される信号Ａの極性を＋、−、＋、−、・・・・とすると、平均化処理を行う第１演算器１１６の出力は、時間２τで−ａ、４τで−ａ、６τで−ａ、となる。２τの時間毎に平均化を行う平均化処理では、結果をτ毎に出力することができず、２τ毎の出力となる。上記出力を２τ間隔で平均化すると、−ａ／２の誤差が発生する。つまり、Ａ／Ｄ変換器２６の入力における直流成分の変動は、キャンセルされず、サニャック位相差検出における誤差となり、ジャイロ出力における回転角速度または回転角度誤差をもたらす。
【０１８９】
上記直流成分の変動は、温度や振動等による光強度のゆらぎや、受光器７の出力からＡ／Ｄ変換器２６の入力部における低周波電磁ノイズの混入等によって発生し、これらの外乱を完全に抑制することは極めて困難である。
【０１９０】
２τの時間間隔で平均化する平均化処理を行うことでサニャック位相差φｓに応じた信号を取り出す方式（この方式は従来の技術で説明したデジタル方式の光ファイバジャイロでも用いられている）においては、上記直流成分の変動により検出誤差が発生し、ジャイロ出力における回転角速度誤差または回転角度誤差をもたらす。
【０１９１】
本実施形態の信号処理部１１０に、上記の逐次演算処理を行う第１演算器１１６を用いると、上記直流成分の変動によるサニャック位相差φｓの検出誤差を低減することが可能となり、ジャイロにおける角速度または回転角度出力を高性能化することができる。したがって、上記の逐次演算処理は、光ファイバジャイロにおいて極めて有効な手段であるといえる。
【０１９２】
次に、本発明の第二実施形態について説明する。
【０１９３】
本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロが図１に示す第一実施形態のものと異なる点は、デジタル信号処理器１００に代えてデジタル信号処理器１００ａを用いたことである。その他の構成は図１に示す第一実施形態のものと同様であるので、本実施形態の概略構成図を省略する。
【０１９４】
デジタル信号処理器１００ａが第一実施形態で用いるデジタル信号処理器１００と異なる点は、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせる各種位相変調の合成信号を生成することである。
【０１９５】
この各種位相変調の合成信号は、たとえば、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで生成される。
【０１９６】
あるいは、周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、各階段の継続時間がτの階段状波のセロダイン信号とを、矩形波信号の立ち上がりに同期してパルス波信号の正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで生成される。
【０１９７】
以下、前者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式をパルス波信号−γ方式と呼び、後者によって各種位相変調の合成信号を生成する方式をパルス波信号＋γ方式と呼ぶこととする。
【０１９８】
本実施形態による位相変調により、光ファイバループ６を互いに反対方向に伝搬する２つに光の間に生ずる変調位相差と、該２つの光を再結合することで得られる干渉光の光強度との関係について、図２１および図２２を用いて説明する。
【０１９９】
図２１は、パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。また、図２２は、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示している。なお、図２１および図２２では、第二の位相変調による振幅γ＝２πとしている。また、説明の簡略化のため、セロダイン信号を省略している。
【０２００】
パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２１（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２１（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２１（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【０２０１】
また、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号は、図２２（ａ）に示すようになる。干渉の位相差はτずれたもの同士の差として現れるので、この合成信号により、干渉光の位相差において、図２２（ｂ）に示すような一連の位相シフトを誘起することになる。このため、検出された干渉光の光強度は、図２２（ｃ）、（ｄ）に示すようになる。
【０２０２】
図２１および図２２のいずれに示す場合においても、干渉光の位相差として現れる一連の位相シフトは、第一実施形態の場合と同様、各ステップの継続時間がτとなる。このため、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリング周波数は１／τあればよい。したがって、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロに対し、Ｄ／Ａ変換器およびＡ／Ｄ変換器は１／２の低速化が可能となり、デジタル信号処理も１／２以下の低速化が可能となる。
【０２０３】
このように、本実施形態においても、第一実施形態と同様に、位相変調の各ステップ時間を長くし、サニャック位相差φｓおよび変調ゲインＧの誤差検出に要求されるサンプリング周波数、すなわち、セロダイン制御および変調制御のために必要とされるサンプリング周波数を、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低く設定することができるので、光ファイバループ６の光ファイバ長Ｌを短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて低速のＤ／Ａ変換器、低速のＡ／Ｄ変換器、および低速のデジタル信号処理器を用いることが可能となる。これにより、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０２０４】
次に、本実施形態のデジタル信号処理器１００ａについて、詳しく説明する。
【０２０５】
図２３は、本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００ａの概略構成図である。
【０２０６】
このデジタル信号処理器１００ａは、図２３に示すように、信号処理部１１０ａと、セロダイン制御部１４０と、変調制御部１７０ａと、ジャイロ出力演算部２４０とでなる。ここで、セロダイン制御部１４０およびジャイロ出力演算部２４０は図４に示す第一実施形態のものと同様であるので、その詳細な説明を省略する。
【０２０７】
信号処理部１１０ａは、Ａ／Ｄ変換器２６から出力された信号を復調する。
【０２０８】
図２４は、図２３に示す信号処理部１１０ａの概略構成図である。
【０２０９】
第１復調器１１２は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにより、Ａ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０２１０】
第１演算器１１６は、第１復調器１１２の出力信号について、時間τずれたもの同士の和を順次とり出力する逐次演算処理を行う。第１演算器１１６の出力信号は、セロダイン制御部１４０を含む閉ループであるセロダイン制御系の偏差信号である。
【０２１１】
ここで、図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合を想定する。この場合、変調位相差は図２５に示すようになる。
【０２１２】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力（検出信号）を第１復調器１１２により周波数１／２τの復調信号で復調し、この復調結果に逐次演算処理を施すことで、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２１３】
なお、ここでは、パルス波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図２２に示すようなパルス波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、サニャック位相差φｓに応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２１４】
第２復調器１１４ａは、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにより、以下に示す復調信号ａ〜復調信号ｃのうちのいずれか一つの復調信号を生成する。
【０２１５】
復調信号ａ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１６】
復調信号ｂ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１７】
復調信号ｃ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号。
【０２１８】
そして、生成した復調信号を用いてＡ／Ｄ変換器２６の出力信号を復調する。この復調器は、たとえば乗算器で構成される。
【０２１９】
第２演算器１２２は、第２復調器１１４の出力信号について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出し出力する。第２演算器１２２の出力信号は、変調制御部１７０ａを含む閉ループである変調制御系の偏差信号である。
【０２２０】
ここで、図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合を想定する。この場合、変調位相差は図２６に示すようになる。
【０２２１】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６の出力に対して、第２復調器１１４により、上記の復調信号ａ〜ｃのいずれか一つを用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、図２６（ｄ）に示すように、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になる。このため、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０２２２】
なお、ここでは、パルス波信号−γ方式の場合を例にとり説明したが、図２２に示すようなパルス波信号＋γ方式による位相変調動作の場合も同様に、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を取り出すことが可能となる。
【０２２３】
図２３に戻って説明を続ける。
【０２２４】
変調制御部１７０ａは、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせるための、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０２２５】
図２７は、図２３に示す変調制御部１７０ａの概略構成図である。
【０２２６】
基準値記憶部１９６には、第一の位相変調（振幅θ）および第二の位相変調（振幅γ）を各々行わせるために必要な基準値（たとえば、２πの位相シフトを行わせるために必要な出力値）が記憶されている。
【０２２７】
振幅θ発生器２０２は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、θの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第１変調発生器２０４に出力する。
【０２２８】
振幅γ発生器２０８は、基準値記憶部１９６に記憶された基準値を基に、γの位相シフトを行わせるために必要な値を生成し、これを定出力信号として第２変調発生器２００ａに出力する。
【０２２９】
第１変調発生器２０４は、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａにしたがい、振幅θ発生器２０２で生成された定出力信号を変調する。これにより、周期２τの矩形波信号を生成する。この第１変調発生器２０４は、たとえば乗算器で構成される。
【０２３０】
第２変調発生器２００ａは、基準信号発生器３００で生成された周波数１／２τの信号Ａおよび周波数１／（２（２ｎ＋１）τ）の信号Ｂにしたがい、振幅γ発生器２０８で生成された定出力信号を変調する。これにより、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。
【０２３１】
具体的には、パルス波信号−γ方式の場合、矩形波信号の立ち下がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期しての負パルスが立ち上がるように、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。また、パルス波信号＋γ方式の場合は、矩形波信号の立ち上がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号を生成する。
【０２３２】
加算器１７６は、第１変調発生器２０４で生成された矩形波信号と、第２変調発生器２００ａで生成されたパルス波信号と、セロダイン制御部１４０で生成されたセロダイン信号とを加算し、各種位相変調の合成信号を生成する。
【０２３３】
第１演算器１７２は、信号処理部１１０ａから送られてきた変調制御系の偏差信号（変調ゲインＧの誤差に応じた信号）を積分する積分器である。
【０２３４】
第２演算器１７４は、増幅器あるいはローパスフィルタである。変調制御系のサーボループの設計に合わせてゲインあるいはフィルタ定数を設計する。
【０２３５】
乗算器１７８は、加算器１７６から出力された各種位相変調の合成信号のゲインを、第２演算器１７４から出力された変調制御系の偏差信号にしたがい調節する。この結果は、Ｄ／Ａ変換器１０へ出力される。
【０２３６】
図２８および図２９に、図２７に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す。図２８はパルス波信号−γ方式を適用した場合における変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示しており、図２９は、パルス波信号＋γ方式を適用した場合における変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示している。
【０２３７】
また、各図において、（ａ）は第１変調発生器２０４の出力信号（矩形波信号）波形を、（ｂ）は第２変調発生器２００ａの出力信号（パルス波信号）波形を、そして、（ｃ）は、加算器１７６において、矩形波信号およびパルス波信号が加算されることにより生成された信号の波形を、各々示している。
【０２３８】
図示するように、パルス波信号−γ方式では、矩形波信号の立ち下がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち上がりに同期しての負パルスが立ち上がるように、パルス波信号が生成され、パルス波信号＋γ方式では、矩形波信号の立ち上がりに同期して正パルスが立ち上がり、矩形波信号の立ち下がりに同期してパルス波信号の負パルスが立ち上がるように、パルス波信号が生成される。
【０２３９】
図２８（ｃ）および図２９（ｃ）に示す矩形波信号およびパルス波信号の合成信号は、それぞれ、図２１（ａ）および図２２（ａ）に示す信号波形と一致しており、これらの信号で位相変調器５を駆動することにより、それぞれ図２１および図２２に示すような干渉光の位相差を得ることができる。
【０２４０】
以上、本発明の第二実施形態について説明した。
【０２４１】
本発明の第二実施形態では、デジタル信号処理器１００ａで生成された各種位相変調の合成信号により、干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、を位相変調器５に行わせている。
【０２４２】
このため、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップは、第一実施形態と同様に継続時間τとなる。したがって、干渉光より得られた電気信号をτの時間間隔でサンプリングすれば、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差の両方を検出することができる。これにより、光ファイバ長を短くした場合でも、従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べ、位相変調の各ステップ時間を長くし、サンプリング周波数を低くし、デジタル信号処理を低速にすることができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器、およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【０２４３】
また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器２６の出力を、
復調信号ａ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
復調信号ｂ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
復調信号ｃ：時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号、
のうちのいずれか一つの復調信号を用いて復調し、この復調結果について、復調信号の極性が正のときに得られた出力信号と該極性が負のときに得られた出力信号との差を検出することにより、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）を取り出すようにしている。このようにすることで、変調ゲインＧの誤差検出のために用いられる検出信号の光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、光スパイクによる影響を効率よく除去することが可能になる。
【０２４４】
図３０は、変調制御部１７０ａに矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを２．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、そして、変調ゲインＧ＝１としている。
【０２４５】
図示するように、Ａ／Ｄ変換器２６への入力信号は、τ毎に変動する交流波形となる。これは、光スパイク波形が１／２τの周波数で帯域制限されて鈍った結果、生じているものである。なお、本実施形態では、第一実施形態と同様、位相変調器５により誘起される一連の位相シフトの各ステップの継続時間がτであるので、時間τ毎に光スパイクが生じている。これに対し、従来の技術で説明した特開平３−２１０４１７号公報記載や特開平３−４８７１５号公報記載のデジタル方式の光ファイバジャイロは、一連の位相シフト各々の継続時間をτ／２とすることを前提として構成されているので、時間τ／２毎に光スパイクが生じることになる。したがって、本実施形態によれば、第一実施形態と同様に、上記従来のデジタル方式の光ファイバジャイロに比べて、光スパイクノイズの頻度を半分に低減することができる。
【０２４６】
また、図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号（変調制御系の偏差信号）検出のための復調信号として上記の復調信号ａを用いた場合における、当該信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図２６（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０２４７】
ここで、変調ゲインＧの誤差をδＧとすると、変調ゲインＧの誤差に応じた信号は（Ｐ0／２）＊２π＊δＧで表される。
【０２４８】
上述したように、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるためには、０．１％以下の誤差で変調ゲインを制御することが要求される。このような制御精度を実現するためには、変調ゲインＧの誤差に応じた信号が０．００６３＊（Ｐ0／２）以下でなければならない。
【０２４９】
この点、本実施形態では、図３０に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、帯域制限により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる（このことは、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として、上記の復調信号ｂあるいは復調信号ｃを用いた場合でも、同様である）。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。
【０２５０】
図３０に示すシミュレーション結果において、各サンプリングポイントＳＰ１〜ＳＰ４付近で得られる変調ゲインＧの誤差に応じた信号（ＳＰ１−ＳＰ２、ＳＰ３−ＳＰ４により得られる信号）は、６．６＊１０-6＊（Ｐ0／２）である。これは、変調ゲイン制御の誤差としては、略０％に相当する。このように、本実施形態によれば、ジャイロのスケールファクタ誤差を数十ｐｐｍ以下に抑えるために必要な、０．１％以下の変調ゲイン制御誤差を実現することができる。したがって、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。
【０２５１】
図３１は、変調制御部１７０ａにパルス波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。ここでは、τを０．５μｓとしている。また、第二の位相変調の振幅γ＝２π、サニャック位相差φｓ＝０、変調ゲインＧ＝１、信号帯域を１０ＭＨｚ（セトリング時間＝１００ｎｓ）としている。サンプリング定理による帯域制限は、１／２τ＝１ＭＨｚであるが、この波形図では、それよりも１０倍高い周波数を信号帯域としている。
【０２５２】
図中に示すＳＰ１〜ＳＰ４は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として上記の復調信号ａを用いた場合における、当該信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントの一例である（図２６（ａ）参照）。この場合、変調ゲインＧの誤差は、ＳＰ１−ＳＰ２、およびＳＰ３−ＳＰ４の復調処理により検出される。
【０２５３】
図示するように、τ毎に変動する非常に大きな交流波形は、光ファイバ長Ｌが短くなり、その結果、τが短くなったため、サンプリング定理による帯域制限を行わなくても、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りを無視できなくなっていることを示している。サンプリング定理により、信号帯域を制限しない場合であっても、このようにτが短くなると、セトリング時間等による光スパイク波形の鈍りが変調ゲインＧの誤差に応じた信号の検出に与える影響を無視することができない。
【０２５４】
この点、本実施形態では、図３１に示すように、変調ゲインＧの誤差に応じた信号を検出するのに用いるＡ／Ｄ変換器２６のサンプリングポイントでの光スパイクの向きがすべて同じ方向になるので、セトリング時間等により波形が鈍った光スパイクの影響は、該サンプリングポイント付近において略一定となる（このことは、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調信号として、上記の復調信号ｂあるいは復調信号ｃを用いた場合でも、同様である）。したがって、サンプリングポイントに含まれる光スパイク成分は、変調ゲインＧの誤差に応じた信号検出のための復調処理により、相殺され除去される。このため、ジャイロスケールファクタ誤差を著しく低減することが可能となる。なお、詳細な説明は省略したが、本発明の第一の態様および第二の態様において、サニャック位相差検出における光スパイクの影響は、少なくとも、２（２ｎ＋１）τの時間を通し相殺され、効率よく除去されるので、正確な入力角速度または回転角度を検出することができる。
【０２５５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、位相変調の各ステップ時間を長くし、変調ゲイン誤差およびサニャック位相差検出のために必要なサンプリング周波数を低く設定することができるので、より低速のＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器、およびデジタル信号処理器を用いることが可能となり、コストの低減や装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一実施形態が適用されたデジタル方式の光ファイバジャイロの概略構成図である。
【図２】本発明の第一実施形態において、矩形波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図３】本発明の第一実施形態において、矩形波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図４】本発明の第一実施形態の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００の概略構成図である。
【図５】図４に示す信号処理部１１０の概略構成図である。
【図６】図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合の変調位相差を示す図である。
【図７】図２に示すような矩形波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合の変調位相差を示す図である。
【図８】図４に示すセロダイン制御部１４０の概略構成図である。
【図９】第一の閾値を＋２π、第二の閾値を−２πに設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１０】第一の閾値を＋２π、第二の閾値を０に設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１１】第一の閾値を＋π、第二の閾値を−πに設定した場合における、図８に示す比較器１５０の動作を説明するためのフロー図である。
【図１２】図８に示す第３演算器１４６から出力されるセロダイン信号の波形を示す図である。
【図１３】図４に示す変調制御部１７０の概略構成図である。
【図１４】矩形波信号−γ方式を適用した場合における、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す図である。
【図１５】矩形波信号＋γ方式を適用した場合における、図１３に示す変調制御部１７０の各部での信号波形を示す図である。
【図１６】図４に示すジャイロ出力演算部２４０の概略構成図である。
【図１７】図４に示す変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】図４に示す変調制御部１７０に矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１９】本発明の第一実施形態において、信号処理部１００に逐次演算処理を行う第１演算器１１６を用いた場合における、当該演算器の出力特性を説明するための図である。
【図２０】本発明の第一実施形態において、信号処理部１００に平均化処理を行う第１演算器１１６を用いた場合における、当該演算器の出力特性を説明するための図である。
【図２１】本発明の第二実施形態において、パルス波信号−γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図２２】本発明の第二実施形態において、パルス波信号＋γ方式により生成された各種位相変調の合成信号を用いて位相変調を行った場合における変調位相差と干渉光の光強度との関係の一例を示す図である。
【図２３】本発明の第二実施形態であるデジタル方式の光ファイバジャイロに用いるデジタル信号処理器１００ａの概略構成図である。
【図２４】図２３に示す信号処理部１１０ａの概略構成図である。
【図２５】図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、光ファイバループ６に角速度が入力され、サニャック位相差φｓが生じた場合の変調位相差を示す図である。
【図２６】図２１に示すようなパルス波信号−γ方式による位相変調動作において、位相変調器５による位相変調の変調ゲインＧに誤差が含まれている場合の変調位相差を示す図である。
【図２７】図２３に示す変調制御部１７０ａの概略構成図である。
【図２８】パルス波信号−γ方式を適用した場合における、図２３に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す図である。
【図２９】パルス波信号＋γ方式を適用した場合における、図２３に示す変調制御部１７０ａの各部での信号波形を示す図である。
【図３０】図２３に示す変調制御部１７０ａに矩形波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理により１／２τの周波数で帯域制限を行った場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図３１】図２３に示す変調制御部１７０ａにパルス波信号−γ方式を適用した場合において、サンプリング定理による帯域制限を行なわない場合におけるＡ／Ｄ変換器２６への入力信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図３２】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３３】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３４】従来のジャイロによる変調位相差を説明するための図である。
【図３５】従来のジャイロでのＡ／Ｄ変換器への入力信号波形を示す図である。
【図３６】従来のジャイロでのＡ／Ｄ変換器への入力信号波形を示す図である。
【符号の説明】
１ 光源
２、４ カプラ
３ 偏光子
５ 位相変調器
６ 光ファイバループ
７ 受光器
８ 電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換器
９、２２ 増幅器
１０ Ｄ／Ａ変換器
１１ ドライバ
２０ 直流除去器
２６ Ａ／Ｄ変換器
１００、１００ａ、ディジタル信号処理器
１１０、１１０ａ 信号処理部
１１２ 第１復調器
１１４、１１４ａ 第２復調器
１１６、１４２、１７２、２４２ 第１演算器
１２２、１４４、１７４、２４６ 第２演算器
１４０ セロダイン制御部
１４６ 第３演算器
１４８、１９６ 基準値記憶部
１５０ 比較器
１７０、１７０ａ 変調制御部
１７６ 加算器
１７８ 乗算器
２００、２００ａ 第２変調発生器
２０２ 振幅θ発生器
２０４ 第１変調発生器
２０８ 振幅γ発生器
２４０ ジャイロ出力演算部
２４４ レジスタ
３００ 基準信号発生器
５００ 干渉計
Claims (24)
- 光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、
の合成信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１記載の光ファイバジャイロであって、
前記信号生成手段は、
周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１記載の光ファイバジャイロであって、
前記信号生成手段は、
周期２τの第一の矩形波信号と、周期２（２ｎ＋１）τの第二の矩形波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記第一の矩形波信号の立ち下がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち下がり、前記第一の矩形波信号の立ち上がりに同期して前記第二の矩形波信号が立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項２または３記載の光ファイバジャイロであって、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項４記載の光ファイバジャイロであって、
前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、最初の時間τが正、それに続く時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項２または３記載の光ファイバジャイロであって、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を周期２τの復調信号で復調し、復調結果から、前記サニャック位相差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力されたサニャック位相差に応じた信号にしたがい、各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段を有する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項６記載の光ファイバジャイロであって、
前記演算手段は、前記受光手段の出力を周期２τの復調信号で復調し、時間τずれた復調結果の和を順次とる逐次演算処理を行うことで、前記サニャック位相差に応じた信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項６または７記載の光ファイバジャイロであって、
前記セロダイン信号生成手段により生成した前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が閾値に達したときに、前記セロダイン信号生成手段をリセットするリセット手段をさらに備える
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項８記載の光ファイバジャイロであって、
前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、−２πの位相シフトを生じさせるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値より２π低い第二の閾値に達すると、＋２πの位相シフトを生じさせるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットする
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項９記載の光ファイバジャイロであって、
前記第一の閾値は＋πであり、前記第二の閾値は−πである
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項９記載の光ファイバジャイロであって、
前記第一の閾値は＋２πであり、前記第二の閾値は０である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 光ファイバループを互いに反対方向に伝搬する２つの光を再結合することで得られる干渉光のサニャック位相差に応じた回転角速度または回転角度を検出する光ファイバジャイロであって、
各種位相変調の合成信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段で生成された各種位相変調の合成信号にしたがい、前記２つの光を各々位相変調する位相変調器と、を備え、
前記各種位相変調の合成信号は、
光ファイバループでの光の伝搬時間をτとした場合、前記干渉光の位相差において、
振幅：θ
周期：２τ
の矩形波よりなる第一の位相変調と、
振幅 ：γ＝２ｋπ、ｋは１以上の整数
継続時間：τ
の第一のパルスと、前記第一のパルスに続く、
振幅 ：−γ
継続時間：τ
の第二のパルスが、
時間：（２ｎ＋１）τ、ｎは１以上の整数
毎に、正負交互に現れるパルス波よりなる第二の位相変調と、
サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン変調と、
の合成信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１２記載の光ファイバジャイロであって、
前記信号生成手段は、
周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１２記載の光ファイバジャイロであって、
前記信号生成手段は、
周期２τの矩形波信号と、継続時間τのパルスが時間（２ｎ＋１）τ毎に正負交互に現れるパルス波信号と、サニャック位相差を打ち消すためのセロダイン信号とを、前記矩形波信号の立ち上がりに同期して前記パルス波信号の正パルスが立ち上がり、前記矩形波信号の立ち下がりに同期して前記パルス波信号の負パルスが立ち上がるように、合成することで、前記各種位相変調の合成信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１３または１４記載の光ファイバジャイロであって、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を復調信号により復調し、復調結果から、変調ゲイン誤差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力された変調ゲイン誤差に応じた信号にしたがい、前記各種位相変調の合成信号のゲインを制御する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１５記載の光ファイバジャイロであって、
前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが０、第３番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１５記載の光ファイバジャイロであって、
前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが０、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１５記載の光ファイバジャイロであって、
前記復調信号は、時間（２ｎ＋１）τを時間τ間隔で区分した場合、第一番目の時間τが正、第二番目の時間τが正、第三番目の時間τが負で、その他が０となる極性の変化を、時間（２ｎ＋１）τ間隔で繰り返す信号である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１３または１４記載の光ファイバジャイロであって、
前記干渉光の光強度を検出して電気信号に変換する受光手段と、
前記受光手段の出力を周期２τの復調信号で復調し、復調結果から、前記サニャック位相差に応じた信号を生成する演算手段と、をさらに備え、
前記信号生成手段は、前記演算手段から出力されたサニャック位相差に応じた信号にしたがい、各階段の継続時間τの階段波状の前記セロダイン信号を生成するセロダイン信号生成手段を有する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１９記載の光ファイバジャイロであって、
前記演算手段は、前記受光手段の出力を周期２τの復調信号で復調し、時間τずれた復調結果の和を順次とる逐次演算処理を行うことで、前記サニャック位相差に応じた信号を生成する
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項１９または２０記載の光ファイバジャイロであって、
前記セロダイン信号生成手段により生成した前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が閾値に達したときに、前記セロダイン信号生成手段をリセットするリセット手段をさらに備える
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項２１記載の光ファイバジャイロであって、
前記リセット手段は、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が第一の閾値に達すると、−２πの位相シフトを生じさせるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットし、かつ、前記セロダイン信号による変調位相差の累積結果が前記第一の閾値より２π低い第二の閾値に達すると、＋２πの位相シフトを生じさせるように、前記セロダイン信号生成手段をリセットする
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項２２記載の光ファイバジャイロであって、
前記第一の閾値は＋πであり、前記第二の閾値は−πである
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。 - 請求項２２記載の光ファイバジャイロであって、
前記第一の閾値は＋２πであり、前記第二の閾値は０である
ことを特徴とする光ファイバジャイロ。
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