JPH03252521A - 信号処理方法とその回路および干渉センサと物理量検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野〕 本発明は、光の干渉を利用した計測装置にかかり、特に
光位相変調手段を備えた光フアイバジャイロ等に好適な
信号処理方法とその回路、および前記回路を用いた物理
量検出方法と干渉センサ、さらに、前記干渉センサを用
いた車両制御システムに関する。

〔従来の技術〕

光の干渉を利用した計測装置、あるいはセンサは、高い
精度で物理量を測定する手段として広く用いられている
０例えば、回転角速度を検出するセンサである光フアイ
バジャイロでは、光フアイバループを互いに逆方向に伝
播する二つの光波がジャイロが回転することにより伝播
経路長が変化し、発生する干渉光が変化する。そこで、
干渉光の位相差を計測することにより回転角速度を検出
するものである。

従来よりこのような干渉計測では光変調器を光学系に導
入し、変調により発生する交流信号を処理することによ
り、測定性能を改善する方法が種種考案されている。例
えば、エレクトロニクス・レター１９（１９８３年）第
９９７頁から第９９９頁において論じられている光フア
イバジャイロでは、位相変調器を使用することにより角
速度がゼロ点付近での感度向上を図っている。

上記のように変調を用いた干渉計測においては、位相差
、すなわち被検出物理量を測定する手段として、干渉光
を光電変換して得られる干渉信号の周波数成分に着目し
た方法が従来より用いられている。上記論文では干渉信
号をサンプリングしデジタル演算により周波数分析し、
その結果から回転角速度を検出する方法が述べられてい
る。この際、位相変調周波数の第４次高調波底分までを
干渉信号から抽出しているが、通常変調周波数は約２０
ＫＨｚ以上であるため、必要なサンプリングを実行する
と非常に高速なＡ／Ｄ変換器及び演算処理回路が不可欠
となる。そこで、同論文ではサンプリング周波数を低速
に抑えるため、光源なパルス変調し、位相変調と光源の
パルス変調により発生する干渉信号のビート周波数を処
理する方式を用いている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記の従来方法は、サンプリング回路、Ａ／Ｄ変換器の
変換速度と、デジタル演算回路の処理速度とを低速化で
きる反面、光源をパルス変調するため、光源のデユーテ
ィ比が減少し、干渉光の光強度が低下するという問題が
ある。とくに、位相変調周波数の第４次高調波底分を必
要な精度で抽出するにはデユーティ比を甚だしく小さく
する必要がある。この結果、干渉信号のＳ／Ｎ比が著し
く低下するため、干渉センサの光位相差検出分解能が劣
化するという問題がある。

さらに従来の干渉センサは高周波数の信号処理を必要と
したため装置が大型になり種々の用途に適用できないと
いう欠点があった。

本発明の目的は、線スペクトルからなる高周波数の信号
処理を低周波数の信号に置き換えて処理する信号処理方
法を提供し、さらに、光変調を用いた干渉センサにおい
て、高速なサンプリング回路や演算処理回路を必要とせ
ず、かつ干渉光の光強度低下による位相差検出の分解能
劣化をきたすことのない、小型で高精度の干渉センサと
それを用いた車両制御システムを提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、信号周波数よりも低いサンプリング周波数
で信号をサンプリングする方法（以後ダウンサンプリン
グ法と称する）や、位相変調駆動信号の変調周波数に第
２の変調周波数を混入する方法（以後混変調法と称する
）、あるいは干渉信号と局部発信信号とをミキサ回路を
用いて電気的に掛は合わせたミキシング信号について、
周波数成分を抽出する方法（以後直接変調法と称する）
を用い、高周波数の信号を低周波数の信号に変換し、変
換された信号を用いて所望の物理量を検出することによ
り達成される。

〔作用〕

変調を受けた干渉信号の時間波形あるいは周波数スペク
トルは変調入力信号の性質（時間波形または周波数スペ
クトル）および被測定光位相差により決定される。変調
入力信号が周期信号であり、被測定光位相差が一定値で
ある場合、干渉信号もまた規則的な周期信号となる。原
理的にはこの干渉信号の一周期波形を信号処理すること
により、被測定光位相差、つまり干渉センサの検出対象
である物理量を測定することができる。しかし、この干
渉信号を実時間で処理すれば、上記で説明したとおり高
速のサンプリングおよび演算回路が必要となる。

光フアイバジャイロ等の干渉センサにおいて。

被測定光位相差は時々刻々変動する量ではあるが、短期
的には一定値とみなしても良い場合が多い。

例えば、光フアイバジャイロの場合出力値の平滑化時間
は数１０ａ＋ｓから数１０ｓに及んでいる。すなわち、
多くの光フアイバジャイロの応用では。

数ｉｔｓないし数１ｏｉｎｓの時間は被測定光位相差（
この場合回転角速度に比例）は一定値と考えて差し支え
ない、これは航空機や車両等の移動体では、急激に角速
度が変化するような運動は実際上制限があることを考え
れば当然である。

そこで例として光フアイバジャイロの位相変調信号を２
０ＫＨｚとすると、この周期は５０μｓである。

数ｍｓあるいは数１０＋ｓの時間では被測定光位相差は
変化しないとすると、１００或いは１０００周期にわた
って干渉信号波形は一定形状の繰返しである。そこで、
多周期分の干渉信号波形を対象とすれば、等価的に周期
生引き延ばした時間信号について信号処理を行な号こと
ができる。従って、サンプリング周波数および演算回路
の処理速度要求を大きく緩和できる。

上記の等価時間信号処理の１手法として、干渉信号を検
出周波数よりも低い周波数でサンプリングするダウンサ
ンプリング法により実現できる。

さらに、サンプル値を用いて実時間の干渉信号波形に相
似な等価時間干渉信号波形を合成すれば。

この等価時間干渉信号から干渉センサの位相差が得られ
る。あるいは、ダウンサンプリング法により得られるサ
ンプル値から、サンプリングによる折り返し周波数成分
を抽出しても得ることができる。

次に、等価時間信号処理の第２の実現手段として混変調
法を説明する。

まず第１の変調信号にこれと周波数の異なる第２の位相
変調信号を加算し、この和信号で光位相変調器を駆動す
る混変調手段を用いるものである。

すなわち、混変調により得られる干渉信号周波数スペク
トルの低周波成分に着目し、これを抽出すれば等価時間
処理となるものである。

また、第３の実現手段として直接変調法がある。

この方法は、干渉信号と局部発信信号とをミキサ回路を
用いて電気的に掛は合わせたミキシング信号について、
この周波数成分を抽出するものである。

一方サンプリング後の演算処理については干渉信号の周
波数分析だけでなく時間波形としての特性量をも取り扱
うことにより、被測定光位相差の算出や位相変調の安定
化処理の高精度化、高効率化が図れる。干渉信号は時間
領域及び周波数領域のいずれの場合でも、被測定光位相
差および位相変調について同等の情報を有しており１時
間領域、周波数領域の信号処理を適宜組合せることによ
り演算処理の合理化が果たせる。時間波形の特性量とし
ては、例えば波形のモーメントを、また周波数波形では
各線スペクトルの振幅を用いることができる。

上記信号を処理する回路をＬＳＩ化することにより装置
の小型化を図り、回転運動計測のセンサや方位センサと
して利用することにより高精度の車両制御システムを構
成できる。

〔実施例〕

以下、本発明を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の位相変調方式光フアイバジャイロの全
体構成の１例である。

光源１０からの光ビームは第１のファイバカップラ２１
、偏光子３０を経て伝播し、第２のファイバカップラ２
２に到達し、ここで分岐してファイバループ４０を左、
および右回りに伝播する二つの光ビームとなる。これら
の光ビームは位相変調器５０により、位相変調器駆動回
路６０の発生する変調信号に応じて光位相を変調された
後、ファイバカップラ２２に至り、再び結合して干渉光
となる。この干渉光はファイバカップラ２２から逆方向
に進行し、偏光子３０を経て、第１のファイバカップラ
２１に戻る。干渉光は第１のファイバカップラ２１にお
いて分岐し、一方は光源１０に戻り、一方がフォトダイ
オードを用いた光電変換回路７０に至り、干渉信号とし
て出力される。

この干渉信号は信号処理回路１００に伝送され、ここで
処理され回転角速度が抽出される。

次に、上記干渉信号について説明する。

干渉信号をＰとすると干渉の原理から、これを（１）、
（２）式で表すことができる。

Ｐ　＝＝　Ｋ（１＋　ａｃｏｓψ）　　　　　　　　　
−（１）ψ＝φＳ＋φ（１）−φ（ｔ−τ）　　　　　
・・・（２）ただし、ψは光位相差、Ｋは干渉光の強度
と光電変換回路のゲインに比例した係数、υは干渉計の
可視度、φＳは回転角速度に比例したサニヤック位相差
である。また、τはファイバループを伝播する光波の伝
播遅延時間である。

本実施例では位相変調信号として周波数ｆ−の正弦波を
用いた。位相変調器の特性を理想的とすると、干渉信号
Ｐは（３）式となる。

Ｐ＝Ｋ（１＋ｕｃｏｓ（φＳ−φｅ　ｓｉｎθ））　　
・（３）θ＝ωｍ（ｔ−τ／２）　　　　　　　　・・
・（４）φｅ”２φ、　５ｉｎ（ω、　ｘ　／　２　）
　　　　　　−（５）ここでφｅは実効位相変調指数、
ω１＝２πｆ。

は変調角周波数、φ、は変調振幅である。

（３）式の干渉信号Ｐはベッセル関数を用いたフーリエ
級数に展開され、周波数ｆ□２ｆ、、３ｆ、。

４ｆ、、・・・の線スペクトルとなる。光強度係数にと
実効位相変調指数φｅの変動を除去し、サニヤック位相
差φＳを計測するには、上記線スペクトルの中、最低３
つの振幅を抽出する必要がある。

本実施例では干渉信号から位相変調の１次、２次、およ
び４次の周波数成分を本発明の等価時間処理を適用した
信号処理回路１００により抽出した。

以下に本実施例における信号処理回路１００の構成と動
作を説明する。

信号処理回路１００の構成は、大きく次の４つの部分か
ら構成される。光電変換された干渉信号をサンプリング
しディジタル信号に変換するサンブリング回路１１１と
、前記サンプリング時間や処理時間等のタイミング信号
を発生するタイマ回路１１２と、前記サンプリング結果
を用いて演算処理して回転角速度を求める演算処理回路
１８０と、前記サンプリング回路や演算処理回路を制御
する制御回路１７０である。

上記の構成にすることにより処理回路を簡単化でき、且
つ前記サンプリングを干渉信号より低周波のサンプリン
グ時間でサンプリングすることにより前記干渉信号に対
応した低周波の信号を得ることができる。そのため高速
のサンプリング処理や高速のＡ／Ｄ変換器を必要としな
い利点が有る。

上記サンプリング回路１１１は干渉信号を受信し信号レ
ベルを調整する入カバッファエ１０と、入力バッファの
出力信号を所定の周波数でサンプリングするサンプルホ
ールド回路１２０と、サンプルホールド回路からの信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１３０で構成
される。

また、タイマ回路は水晶発振器１４０と、この出力信号
を分周する高速ＴＴＬによる分周器１５０と、前記分局
器により分周されたクロック信号を受信するプログラマ
ブルタイマ１６０とで構成される。このタイマ回路から
は上記サンプリング回路と、演算回路であるシグナルプ
ロセッサ１８０及びマイクロコンピュータ１７０にそれ
ぞれに対応したクロック信号が送信される。

なお、プログラマブルタイマ１６０は分周器１５０から
供給されたクロック信号を基準として動作する。すなわ
ち、まず一定の周波数ｆｓでパルス信号を発生し、これ
をサンプリングタイミングとしてサンプルホールド回路
１２０．およびＡ／Ｄ変換器１３０に与える。サンプル
ホールド回路１２０とＡ／Ｄ変換器１３０は、このサン
プリング周波数ｆｓで与えられたサンプリングタイミン
グに同期して、上記説明した干渉信号のサンプルホール
ド、並びにＡ／Ｄ変換動作を実行する。

一方、プログラマブルタイマ１６０は周波数ｆ、の矩形
波信号も発生し、位相変調器駆動回路６０に供給する０
位相変調器駆動回路６０はフィルタ回路と、容量性負荷
である位相変調器５０を駆動するためのトランジスタバ
ッファ回路より成る１位相変調器駆動回路６０ではプロ
グラマブルタイマ１６０から入力した矩形波信号の高調
波成分をフィルタ回路でろ波し、周波数ｆ、のほぼ正弦
波信号を位相変調信号として位相変調器５０を駆動する
。

マイクロコンピュータ１７０はバス路を介してプログラ
マブルタイマ１６０、Ａ／Ｄ変換器１３０、およびディ
ジタルシグナルプロセッサ１８０と接続されている。プ
ログラマブルタイマ１６０の上記発振動作はマイクロコ
ンピュータ１７０により制御されている。サンプリング
周波数ｆｓ、および位相変調周波数ｆ、は、マイクロコ
ンピュータ１７０により設定される。また一方、マイク
ロコンピュータ１７０はＡ／Ｄ変換器１３０のＡ／Ｄ変
換動作を監視しており、プログラマブルタイマ１６０か
らのサンプリングタイミング信号を受信した後、Ａ／Ｄ
変換の終了を検知する。Ａ／Ｄ変換器１３０によりディ
ジタルコード化された干渉信号は、各サンプリング毎に
干渉信号データとしてＡ／Ｄ変換器１３０からマイクロ
コンピュータ１７０に読みだされる。マイクロコンピュ
ータ１７０はこの干渉信号データをディジタルシグナル
プロセッサ１８０に転送する。また、干渉信号データが
Ａ／Ｄ変換器１３０により生成されるのはサンプリング
タイミングに同期しているため、上記データ転送もまた
、サンプリング周波数ｆｓと同じ周波数で行われる。

ディジタルシグナルプロセッサ１８０はこのマイクロコ
ンピュータ１７０から供給された干渉信号データを入力
として、干渉信号に含まれている位相変調周波数ｆ、酸
成分第２次調波２ｆ、成分、および第４次調波４ｆ、成
分を抽出する。ただし、ここでは本発明に従い、ダウン
サンプリングによる等優待間信号処理を行う。すなわち
、サンプリング周波数ｆｓと位相変調周波数ｆ１を用い
た（６）〜（８）式の関係を利用して、前記位相変調周
波数成分に対応した低周波数の折り返し信号成分Δｆを
抽出する。

Δｆ　＝　ｆ　ｗａ　　ｎ　ｆ　ｓ　　　　ｎ　：整数
−（６）２Δｆ　＝２　ｆ、　　−２ｎ　ｆｓ　　　　
　　　　・・１７）４Δｆ　＝４　ｆ、　−４ｎ　ｆｓ
　　　　　　　　−（８）以上の状況を第２図（ａ）に
示す、この折り返し周波数の発生はストロボスコープや
サンプリングスコープのの原理に類似している。

ディジタルシグナルプロセッサ１８０は干渉信号データ
を入力としたディジタル演算により、周波数ｆ、、２ｆ
、、４ｆ、の代わりに周波数Δｆ。

２Δｆ、４Δｆ成分を抽出する。以下に本実施例におけ
るフィルタ演算について説明する。

第３図はディジタルシグナルプロセッサ１８０で実行す
るディジタル演算処理のブロック図である。本実施例で
はソフトウェアにより各機能ブロックを実現したが、も
ちろん専用のハードウェア回路を用いてもよい。

マイクロコンピュータ１７０を介して与えられた干渉信
号データは、マイクロコンピュータで予め設定された中
心周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆの、バンドパスフィルタ
２０１，２０２，２０４に入力し、それぞれ１次、２次
、４次成分信号とじて抽出される。アンプ２１１，２１
２，２１４は各信号を適当な大きさにまで増幅する。こ
の段階で各信号は、各々周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆの
主たる成分のほか、バンドパスフィルタ２０１゜２０２
．２０４で完全には抑制されていない他の周波数成分、
並びにノイズを含んでいる０乗算器２２１．２２２，２
２４は１次、２次、４次成分信号をロックイン動作によ
り高感度に検出するものである。すなわち、例えばアン
プ２１１を出力した１次成分信号は、周波数Δｆの１次
リファレンス信号と乗算器２２１において乗算される。

乗算器２２１の出力信号はこの結果、周波数２Δｆと直
流分、および他のノイズ周波数成分となる。

ローパスフィルタ２３１はこれらのうち、直流分を抽出
するものである。

以上のロックイン動作は２次および４次成分信号につい
ても全く同様に行われる０乗算器２２２とローパスフィ
ルタ２３２は２次周波数２Δｆに対するロックイン検出
器である。このため周波数２Δｆの２次リフアレンス信
号が乗算器２２２に入力している。同じく、乗算器２２
４とローパスフィルタ２３４とは４次周波数４Δｆにつ
いてのロックイン検出器であり、周波数４Δｆの４次リ
ファレンス信号が用いられている。

ただし、本実施例の場合、サンプリング周波数に対して
ローパスフィルタをディジタルフィルタとして実現する
ことが難しい場合が有る。そこで本実施例では第３図に
示したように、ローパスフィルタ２３１，２３２，２３
４の後に間引きサンプリング器２４１，２４２，２４４
を置いた。間引きサンプリング器２４１，２４２，２４
４は周波数ｆ−で入力データをサンプリングするもので
ある。間引き周波数ｆ、はサンプリング周波数ｆＢより
低く、また達成しようとする光フアイバジャイロの周波
数応答性より高くなければならない。

ローパスフィルタ２５１，２５２，２５４は間引きサン
プリング器２４１，２４２，２４４の出力データをフィ
ルタリングするものである。したがって、ローパスフィ
ルタ２５１，２５２，２５４の出力である１次直流信号
Ｓ１，２次直流信号Ｓ２、および４次直流信号Ｓ４は干
渉信号データに含まれるΔｆ、２Δｆ、４Δｆ周波数成
分振幅に各々比例したものである。干渉信号データ中の
Δｆ、２Δｆ、４Δｆ周波数成分は元々干渉信号に含ま
れている位相変調周波数ｆ、とその高調枝分２ｆ、、４
ｆヨの折り返しであるがら、直流信号ＳＬ、Ｓ２，８４
は各々干渉信号中の周波数ｆ、、２ｆ、、４ｆ、成分の
振幅に比例したものとなっている。

直流信号３１．Ｓ２．Ｓ４は割算器２６１゜２６２に入
力され、第１の比信号ｘ　＝　８１　／　Ｓ　２、およ
び第２の比信号ｙ　＝　８４　／　Ｓ　２が各々割算器
２６１．２６２により出力される。この時第２の比信号
ｙは（５）式の実効位相変調指数φｅにのみ依存した量
であり。

ｙ　”　Ｊ　４　（φｅ）／Ｊ、（φｅ）　　　　　　
　　・・・（９）（９）式で表される。また、第１の比
信号Ｘはサニヤック位相差φＳと（１０）式の関係にあ
る。

ｋ　ｘ　＝ｔａｎφＳ　　　　　　　　　　　　・（１
０）に＝Ｊ、（φｅ）、、’Ｊ、（φｅ）　　　　　　
　　−（ｎ）（１１）式の定数には、実効位相変調指数
φ８のみから定まる。　（９）、　（１１）式において
Ｊｎ　（ｎ　＝　Ｉ　Ｈ２，４）は各々ｎ次第１種ベッ
セル関数である。

実効位相変調指数φｅは、位相変調器駆動回路６０の出
力する駆動信号の電圧振幅の他、位相変調器５０自体の
特性により変動する。このため、（１１）式の定数にも
また変動する。第２の比信号ｙは、この実効位相変調指
数φｅの変動を補償するためのものである。すなわち、
ｙの値から（９）式によりφｅを求めれば、（１１）式
により定数ｋを決定できる。この第２の比信号ｙと定数
にの対応は、毎回計算しなくても予めテーブル化してお
けば可能である。ルックアップテーブル２７０はパラメ
ータｙとｋの対応を記録したものであり、ｙ入力により
定数ｋが出力される。

角速度演算器２８０は第１の演算器２６１から第１の比
信号Ｘを、またルックアップテーブル２７０から定数ｋ
を入力し、（１２）式に従い、回転角速度Ωを演算し出
力する。

Ω＝　Ａ　ｔａｎ−１ｋ　ｘ　　　　　　　　　　　　
　　−（１２）ここで定数Ａは ＡφＳ＝Ω　　　　　　　　　　　　　・・・（１３）
を満足する定数であり、予め外部から角速度演算器２８
０に与えておくものである。

次に、上記では説明しなかった１次、２次および４次リ
ファレンス信号の作成について述べる。上記で説明した
ようにロックイン検出には、検出しようとする信号周波
数に等しいリファレンス信号が必要である０本実施例で
は、位相変調信号と同期した矩形波信号をサンプリング
することにより、リファレンス信号を作成した。

第１図に示すように、プログラマブルタイマ１６０の発
生する周波数ｆ、の矩形波信号はディジタルシグナルプ
ロセッサ１８０にも供給されており、第３図のとおりデ
ィジタル入力端子３００に入力している。サンプリング
回路３１０は入力端子３００の入力状態を調べ、ハイレ
ベル入力なら数値＋１を、またローレベル入力ならば数
値−１を出力する。このサンプリング回路３１０による
入力端子の入力チエツクは、干渉信号データの入力毎に
実施される。したがって、サンプリング回路はサンプリ
ング周波数ｆｓの周期で入力信号をサンプリングし、＋
１または−１の矩形波を発生する。

上記サンプリング回路３１０のサンプリング動作により
、（６）式に基づいた折り返し周波数Δｆがサンプリン
グ回路３１０の出力に現れるものである。バンドパスフ
ィルタ３２１は、この折り返し周波数成分Δｆをサンプ
リング回路３１０の出力信号から抽出する。このバンド
パスフィルタ３２１により取り出された周波数Δｆの信
号は、フェイズシフタ３３１により位相を調整され、ア
ンプ３４１により適当な大きさにレベルを設定して、１
次リファレンス信号として使用される。

上で述べた動作のうち、フェイズシフタ３３１による位
相調整は、ロックイン検出の感度向上の上で重要である
。すなわち、乗算器２２１において１次リファレンス信
号が、検出しようとする１次成分信号とほぼ同相に調整
されることにより、ロックイン検出の感度が最適化され
る。また同時に、角速度データの左右回転に対する正負
極性も決定される。

ロックイン検出ではリファレンス信号が入力信号に対し
て一定位相でなければならない、さもなければ、ロック
イン検出出力の直流信号レベル、および極性が位相とと
もに変わるからである０本実施例では全てのタイミング
動作は水晶発振器１４０、およびプログラマブルタイマ
１６０を基準としており、位相関係が変化することはな
い。

２次および４次リファレンス信号の作成についても、上
記で説明した１次リファレンス信号の作成と同様である
。ただし、周波数２Δｆの信号を得るため、バンドパス
フィルタ３２１の出力信号が乗算器３５１により整数倍
されている。バンドパスフィルタ３２２は乗算器３５１
の整数倍出力から周波数２Δｆの成分を抽出する。更に
このバンドパスフィルタ３２２の出力は乗算器３５２に
より整数倍されて、バンドパスフィルタ３２４により周
波数４Δｆの成分が取り出される。フェイズシフタ３３
２，３３４およびアンプ３４２゜３４４の動作は１次リ
ファレンス信号の場合と全く同じである。

以上の構成で動作させれば、干渉信号より低い周波数で
サンプリングすることができ、サンプリングした信号を
低速のＡ／Ｄ変換器で処理すればよいため、高速で高価
格のＡ／Ｄ変換器を使用する必要が無くなり、価格の低
減と小型化が図れる。

さらに、必要とするサンプリングデータ数も少なくなり
、演算等に要する時間も短くてすみ精度の向上が図れ、
かつ処理時間も短縮できるという効果が有る。

次に、上記一実施例を具体的に説明する。

まず、光フアイバジャイロの周波数応答特性を３０Ｈｚ
と設定し、Ａ／Ｄ変換器１３０として１２ビツトのもの
を用いる。水晶発振器１４０に４０ＭＨｚのものを用い
、分周器１５０で１／１６周波数の２　、５　Ｍ　Ｈｚ
と１／８周波数の５ＭＨｚのクロックに分周し、それぞ
れ、プログラマブルタイマ１６０と、マイクロコンピュ
ータ１’７０に送信する。また、ディジタルシグナルプ
ロセッサ１８０には４０ＭＨｚをそのまま送信する。マ
イクロコンピュータ１７０は８ビツトのデータバスを有
するものを使用したため、データ転送は１バイトずつ２
回に分けて行う。

ここで、位相変調周波数を約２０．５　ＫＨｚ　　とし
、サンプリング周波数を５ＫＨｚに設定すると。

前記（６）〜（８）式より、ｎの値は位相変調周波数に
最も近い値と成るｎ＝４とする。上記のように設定する
と、第２図（ｂ）に示すように干渉信号の基本波ｆ、酸
成分第２次調波底分２ｆ１．及び第４次調波底分４ｆ、
の折り返し周波数成分がΔｆ＝０．５ＫＨｚ　　、２Δ
ｆ＝ＩＫＨｚ、４Δｆ＝２ＫＨｚとして現れる。

ディジタルシグナルプロセッサ１８０では、干渉信号か
ら上記折り返し周波数成分を抽出するため、マイクロコ
ンピュータ１７０の指令に基づいて、予め中心周波数を
上記Δｆ、２Δｆ、４Δｆに設定したバンドパスフィル
タ２０１，２０２゜２０４を通す、なおこの例では、デ
ィジタルシグナルプロセッサ１８０回は４０ＭＨｚのク
ロックで動作するため、乗算と加算を１００ｎｓに１回
演算できる。サンプリング周波数は５　Ｋ　Ｈｚ（２０
０μｓ周期）であるから、最大２０００回の乗算・加算
によるフィルタ演算が可能である。

しかし、上記バンドパスフィルタ２０１．２０２゜２０
４では信号周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆ成分だけでなく
、他の周波数成分やノイズ等を含んでいるため乗算器２
２１，２２２，２２４と前記周波数成分に等しいリファ
レンス信号（３４１゜３４２．３４４の出力信号）を用
い、上記Δｆ。

２Δｆ、４Δｆ成分をロックイン動作により高感度に検
出する。次に、ローパスフィルタ２３１゜２３２．２３
４のカットオフ周波数を２００Ｈｚに設定して各バンド
パスフィルタの中心周波数成分に比例した直流分を抽出
する。

ただし、サンプリング周波数ｆｓを５ＫＨｚに対して、
カットオフ周波数３０Ｈｚのローパスフィルタをデジタ
ルフィルタとして実現することは困難である。なぜなら
、本例で使用したデジタルシグナルプロセッサ１８０は
４ビツト仮数部、６ビツト指数部の不動小数点演算が実
行されるが、この有限演算のためカットオフ周波数がサ
ンプリング周波数と大きくかけ離れたフィルタは作り難
いからである。そこで１本例ではローパスフィルタ２３
１，２３２，２３４の後に間引きサンプリング器２４１
，２４２，２４４を置いた。この間引きサンプリング器
２４１，２４２，２４４は周波数ｆ−＝５００Ｈｚとし
た０間引きサンプリング器２４１，２４２，２４４は入
力データ１０個につき１個データを出力することにより
、出力データのサンプリングレートを５ＫＨｚから５０
０Ｈｚに変換する。

ところで、本光フアイバジャイロの周波数応答性の仕様
を３０　Ｈｚと設定している。そこで、前記間引きサン
プリング器の出力である直流信号に含まれる３　０　Ｈ
ｚ以上の周波数成分を、ローパスフィルタ２５１，２５
２，２５４で取り除く、上記ローパスフィルタ２５１，
２５２，２５４の出力は割算器２６１，２６２で演算さ
れる。その結果は、角速度演算器２８０に入力され、回
転角速度に変換される。

以上のような動作により精度の良い回転角速度が得られ
る。

ところで、位相変調方式光フアイバジャイロでは、ピエ
ゾセラミックシリンダの外周に光ファイバを巻きつけた
構造の位相変調器がしばしば使用される。この種の位相
変調器はピエゾセラミックシリンダの寸法・材質で定ま
る機械的共振周波数ｆ、を有する０位相変調周波数ｆ、
は通常、この機械共振周波数ｆ、の近辺に設定される。

機械共振を利用することにより、位相変調信号の電圧振
幅を小さくすることができる。

所定の位相変調振幅を得るには、位相変調信号の電圧振
幅を調整すればよい。しかし上記の位相変調器では機械
共振を利用するため、位相変調振幅は当然変調周波数ｆ
、にも大きく依存する。このため１位相変調器号の電圧
振幅が適切なレベルであり、かつ変調歪や変調特性の変
動を小さくできる周波数を位相変調周波数ｆ１として選
択することが必要になる。

しかしながら、位相変調器に使用するピエゾセラミック
シリンダは、同じ寸法、同じ条件で焼成しても一般に機
械共振特性には大きなバラツキを生じるのが普通である
。したがって、位相変調周波数ｆ、は位相変調器毎に異
なってくる。従来、機械共振周波数ｆｒ　を所定の値に
するためには、ピエゾセラミックシリンダを研磨加工し
て調整していた。これは、光フアイバジャイロの製造コ
スト低減上の大きな障害である。

本実施例では、第１図に示したように、マイクロコンピ
ュータ１７０に外部からデータを供給するデータ供給手
段１９１を設け、個々の位相変調器５ｏの機械共振特性
に応じて、位相変調周波数ｆ、を最適値に設定できるよ
うにした。つまり、マイクロコンピュータ１７０はデー
タ供給手段１９１から位相変調周波数ｆ、をデータとし
て受は取り、この周波数の矩形波信号を発生するように
プログラマブルタイマ１６０を制御する。同じくマイク
ロコンピュータ１７０は、データ供給手段１９１からサ
ンプリング周波数ｆｓをデータとして受は取り、この周
波数のサンプリングタイミングでパルス発生をするよう
にプログラマブルタイマ１６０を制御する０本実施例で
は、（６）〜（８）式で定まる折り返し周波数Δｆ、２
Δｆ。

４Δｆが一定値となるような位相変調周波数ｆ。

とサンプリング周波数ｆｓのデータの組を外部のデータ
供給手段１９１からマイクロコンピュータ１７０に与え
た。したがって、第３図のディジタルシグナルプロセッ
サ１８０の周波数Δｆ、２Δｆおよび４Δｆについての
フィルタ処理は、位相変調周波数ｆ、の値によらず、常
に同一のフィルタ係数を使用した演算処理となる。

上記で説明した外部のデータ供給手段１９１は、位相変
調周波数ｆ１、またはサンプリング周波数ｆ８の一方を
マイクロコンピュータ１７０に与えてもよい、折り返し
周波数Δｆを一定として。

（６）式により一方から他方をマイクロコンピュータ１
７０で算出してもよい、また、外部データとして位相変
調周波数ｆ１を与え、サンプリング周波数を一定の値と
して、（６）〜（８）式を満足するように折り返し周波
数Δｆ、２Δｆ、４Δｆを変更することもできる。この
場合、ディジタルシグナルプロセッサ１８０のフィルタ
演算は周波数Δｆ。

２Δｆ、４Δｆの変更に応じて演算係数を変える必要が
あり、マイクロコンピュータ１７０はディジタルシグナ
ルプロセッサ１８０に演算係数の変更を指示する。

以上のように外部にデータ供給手段１９１を設けること
により、位相変調器の特性の違いによる影響を補正する
ことができるため、位相変調器５０の精度を高くする必
要が無くなりコストの低減が図れる。

第４図には本発明の第２の実施例を示す。第２の実施例
は、第１の実施例とは上記で説明した外部からの周波数
データの供給方法のみが異なる。

すなわち、第２の実施例では書換え可能な不揮発性記憶
装置１９０を備えた。この記憶装置に位相変調器毎に適
切に設定した位相変調周波数ｆ１とサンプリング周波数
ｆｓのデータを記録した。マイクロコンピュータ１７０
はパワーオンリセット時に不揮発性記憶装置１９０から
、前記の周波数データを読み出し、これに基づきプログ
ラマブルタイマの動作を制御する。位相変調周波数ｆ、
とサンプリング周波数ｆｓの両者、あるいはいずれか一
方をデータとして記録し、他方を演算により決定するこ
とも第１の実施例と同様可能である。

同じく、折り返し周波数かサンプリング周波数のいずれ
か一方を固定するようにしてよい。不揮発性記憶装置！
１９０には、個々の位相変調器毎に適切に設定したデー
タを記録する。

このように、不揮発性記憶装置を利用することにより、
上記位相変調器５０の特性に応じた最適特性を一度記録
すれば、装置を起動させる度にデータを入力する必要が
無くなり、入力の手間を省くことが出来る。

第５図には、本発明の第３の実施例を示す、第１及び第
２の実施例ではサンプリング手段、タイミング発生手段
、演算手段、および制御手段を個個の機能素子を用いて
実現した。第３の実施例ではこれらの手段を１つの基板
上に集積化した信号処理ＬＳＩｌ０Ｉを使用した。すな
わち信号処理ＬＳＩｌ０Ｉはサンプリング手段としてサ
ンプルホールド回路ならびにＡ／Ｄ変換器、タイミング
発生手段としてタイマ回路、演算手段としてディジタル
数値演算回路、および制御手段として論理演算回路なら
びにメモリ回路を内蔵する。メモリ回路の１部は書換え
可能な不揮発性メモリであり、これに各位相変調器毎に
適切に設定したデータを記録する。

制御手段によるタイミング発生手段の制御手順ならびに
干渉信号データの転送、タイミング発生手段による位相
変調信号、ならびにサンプリングタイミングの発生、お
よび演算手段による干渉信号のディジタル演算処理は第
１の実施例と全く同様である。

以上のように、検出回路を１つのＬＳＩで構成すること
により検出器の大幅な小型化が図れ光フアイバジャイロ
の使用範囲が拡大する。

第６図には、本発明の第４の実施例を示す、第４の実施
例ではプログラマブルタイマ１６０、およびディジタル
シグナルプロセッサ１８０の動作が第１の実施例の場合
と若干異なり、また信号加算回路６１を備えた。他は第
１の実施例と全く同じである。

第４の実施例ではプログラマブルタイマ１６０は周波数
ｆｍｌの第１の矩形波信号と周波数ｆｅｚの第２の矩形
波信号とを発生する。これらの信号は信号加算回路６１
に入力し、両者の和信号が位相変調器駆動回路６０に供
給される。従って位相変調器５０は周波数ｆａｘとｆｍ
２の両者を周波数成分として持つ位相変調信号により駆
動される。また、第１および第２の矩形波信号はディジ
タルシグナルプロセッサ１８０にも供給されており、こ
れらの信号は第１の実施例同様周波数成分のロックイン
検出に利用される。

これら２つの周波数による混変調の結果として、干渉信
号スペクトルには周波数ｆａｘ、ｆｍｚおよびこれらの
高調波成分の他、 Ｂ＝ｆｍ１　ｆｍｚ　　　　　　　　　　　・・・（１
４）（１４）式のビート周波数およびその高調波成分が
現れる０本実施例では、これらのビート周波数およびそ
の高調波成分をサニヤック位相差の検出ならびに補正に
利用した。また、ダウンサンプリングにより発生する折
り返し周波数も併せて利用した。

ダウンサンプリングによる第１と第２の周波数ｆｍｉ・
　ｆｅｚの折り返しは Δｆ＝　ｆ　、ｔ　−ｆ　ｓ　　　　　　　　　　　　
−（１５）Δｆ＋　Ｂ　＝　ｆ　、ｚ　−ｆ　ｓ　　　
　　　　　　　−（１６）に現われる。

本実施例では以上のように低周波のビート周波数成分を
用いてサニヤック位相差を検出するため、入力バッファ
１１０およびサンプルホールド回路１２０の入力端にお
ける周波数特性要求を軽減できる。すなわち、第１の実
施例では位相変調周波数の第４次高調波成分の折り返し
を利用するため、サンプリングが完了する前の段階では
、回路の応答性は第４次高調波成分の周波数まで必要で
ある。

本実施例ではビート周波数成分の周波数まででよく、入
力バッファ１１０とサンプルホールド回路１２０の周波
数特性を簡略化できる。

ディジタルシグナルプロセッサ１８０による周波数スペ
クトル成分の抽出には、第１の実施例と同じくロックイ
ン検出を用いた。ロックイン検出器の構成と動作は第１
の実施例と全く同様であり、リファレンス信号の周波数
のみが異なる。すなわち、第７図に示すようにビート周
波数Ｂ、折り返し周波数Δｆ、ならびに和周波数Δｆ＋
Ｂ、およびこれらの高調波が必要である。以下、第８図
を用いて、これらのリファレンス信号周波数の生成手段
を説明する。

周波数ｆ　ｍｌｌ　ｆａ２の第１と第２の矩形波信号は
ディジタルシグナルプロセッサ１８０のディジタル入力
端子４００と４０１にそれぞれ入力している。第１の実
施例と同様、サンプリング回路４１０と４１１はこれら
の信号入力をサンプリング周波数ｆｓで参照し、入力論
理レベルに応じて＋１、−１の数値列を発生する。これ
らの数値列は中心周波数ΔｆとΔｆ＋Ｂのバンドパスフ
ィルタ４２０゜４２１に各々入力され、周波数Δｆなら
びにΔｆ十Ｂの信号が生成される。またこれらの信号は
乗算器４３０により掛は合わされ、両者の差周波数Ｂの
信号が中心周波数Ｂのバンドパスフィルタを用いて取り
出される。これらの各周波数の信号を整数倍して高調波
成分を発生したり、またフェイズシフタとアンプにより
適切な振幅レベルと位相を持つリファレンス信号に変換
することは第１の実施例と全く同様である。

次に第４の実施例を具体的数値を用いて説明する。まず
、第１の変調周波数ｆａｘを２０．５ＫＨｚ、また第２
の変調周波数ｆｅｚを２１．５ＫＨｚ　　に設定すると
（１４）式よりビート周波数Ｂは０．７５Ｋ）Ｉｚとな
る。この干渉信号の周波数スペクトルを第７図に示す、
この図で、サンプリング周波数ｆｓを５ＫＨｚとすると
、第１次変調周波数ｆヨ１の折り返し周波数成分Δｆは
０．５ＫＨｚ　　、ビート周波数成分（第２変調周波数
成分子、２）の折り返し周波数成分Δｆ＋Ｂは１　、２
５　Ｋ　Ｈｚ　　となる。このようにビート周波数成分
を用いれば第１の実施例のように第４次高調波８２ＫＨ
ｚまで取扱う必要は無く第２の変調波であるｆ　、ｚ＝
　２１　、５ＫＨｚまで取扱えば良く、入力バッファ及
びサンプルホールド回路の周波数特性を簡略化できる。

以上のように、本発明を用いることにより取扱う周波数
特性が低周波数でよいため、装置の簡略化が図れると共
に、デジタル処理を行なう上で取扱うデータ数も少なく
なり処理の高速化が図れる。

また、第９図に本発明の第５の実施例を示す。

第５の実施例の信号処理回路１００は第１の実施例とほ
ぼ同様であるが、ディジタルシグナルプロセッサ１８０
の代わりに書き替え可能記憶装置１９２を備えている点
が異なる。干渉信号がプログラマブルタイマ１６０の発
生するサンプリングタイミングに従い、サンプルホール
ド回路１２０、およびＡ／Ｄ変換器１３０によってサン
プリングされ、デジタル信号に変換されることは第１の
実施例とまったく同じである。マイクロコンピュータ１
７０にはプログラマブルタイマ１６０からのサンプリン
グタイミング信号が入力しており、干渉信号のサンプリ
ング値を次々と書き替え可能記憶装置１９２に蓄積記憶
する。

このマイクロコンピュータ１７０の動作は第１０図に示
すように、上記のデータサンプリング期間と演算処理期
間とに分かれており、これらを交互に繰り返す。すなわ
ち、マイクロコンピュータ１７０はまず、書き替え可能
記憶装置１９２に干渉信号サンプル値を所定の個数蓄積
し、ついでこれらのデータをよみだして、干渉計の位相
差を求め、引き続き光フアイバジャイロにより検出した
回転角速度を演算する。第１１図に示すようにマイクロ
コンピュータ１７０は等優待間でサンプルした干渉信号
データを書き替え可能記憶装置１９２から読み出した後
、干渉信号時間波形の１または複数周期分の信号波形を
干渉計の位相差を演算する過程において合成する。この
合成波形に基づき、周知の高速フーリエ変換手法を用い
て。

干渉信号の周波数分析を行なうものである。

以上説明したように本実施例によれば、データサンプリ
ングと演算処理が時間的に区分けされているため、非常
に高速な数値演算処理能力を必要とせずに干渉センサの
信号処理が可能である。

以上説明した第１から第５の実施例ではいずれも干渉信
号の周波数スペクトルを分析することにより、干渉計の
位相差を決定した。しかし、以下に述べるように、干渉
信号時間波形の波形モーメントを計算することによって
も、干渉計の位相差を決定することがきる。

（１）式で表される干渉信号Ｐに対して、（１７）式の
ようにＰ′を定める。

Ｐ’　＝Ｐ−ａｏ　　　　　　　　　　　　−（１７）
ａ、＝　（１／　２　π）ｆＰ　ｄθ　　　　−（１８
）ここで、ａｏは干渉信号の直流分である。Ｐ′につい
てｍ次波形モーメントμｍを次のように計算する。

ｔｔｍ＝ｆθｍＰ’　ｄθ　　　　　　　−（１９）−
π ・・・（２０） ここでφＳは干渉計の位相差、また、α２ｎ。

β２ｎは実効位相変調指数φｅにより定まる係数である
。（２０）式かられかるように干渉信号のｍ次波形モー
メントはｍが偶数のときにはｃｏｓφＳに比例し、また
ｍが奇数のときにはｓｉｎφＳに比例する。

これは、干渉信号の偶数次周波数スペクトルがｃｏｓφ
Ｓに比例し、また奇数次周波数スペクトルがｓｉｎφＳ
に比例することと双対の関係式である。

従って、第１から第５の実施例において、周波数スペク
トルを演算する代わりに、干渉信号時間波形の波形モー
メントを計算することによっても。

干渉計の位相差φＳを決定することができる。周波数ス
ペクトルの演算と波形モーメントの演算は、全体の演算
量を減らすように適宜組合せてもよい。

以上のように、本発明を用いて干渉センサを高精度・小
型化することが可能となり、種々の用途に用いられる。

次に、第１２図に本発明を自動車用センサとして用いた
場合の制御システムの一例を示す。

自動車５００に車体のヨーイングを測定する干渉センサ
５１１、車体のローリングを測定する干渉センサ５１２
、車体のピッチングを測定する干渉センサ５１０が夫々
積載されている。この図では夫々のセンサの配置を変え
ているが１ケ所にまとめても良い。

上記各センサの出力は信号処理装［６００に入力され制
御用信号に変換され入出力制御部７００へ送信される。

この入出力制御部７００には、干渉センサの検出結果だ
けではなく、車速や車内温度等の他のセンサの検出結果
も入力される。入出力制御部７００からは、図示してい
ないが、ナビゲーション装置にヨーイングセンサの出力
、すなわち自動車の回転方向及び回転角を出力する。ナ
ビゲーション装置では上記信号の他、別に設けられてい
る速度計等から求めた走行距離を用いて現在位置を求め
て表示手段等により報知したり、さらには目的地に至る
経路等を表示する。

なお、入出力制御部７００からはこの他、エンジン制御
部８００、アンチスキッドブレーキ制御部９００、アク
ティブサスペンション制御部、車高制御部５６０等へ信
号を送信する。

アンチスキッドブレーキ制御部９００では、制動時にヨ
ーイングセンサにより、車体の回転角速度信号から回転
角速度の正負と逆方向のトルクが発生するように、左右
車輪の制動力を制御し、回転角速度信号の絶対値が小さ
くなるように制御して車を停止させる。

アクティブサスペンション制御部５００では、ピッチン
グセンサ５１０又は、ローリングセンサ５１２からの回
転角速度信号から回転角速度信号と正負が逆方向のトル
クが発生するように左右、前後のサスペンションを制御
、回転角速度信号絶対値を小さく抑制しつつ車体を安定
に保つものである。

また、車高制御部５６０はローリングセンサ５１２の回
転角速度信号を受信し、車体左右方向の高さの変動を押
さえるように車体左右のサスペンションを制御して車体
を安定に保つものである。

その他、別の応用としてファイバループ４０を鉛直面内
に設置し、地球の自転を検出したり、ファイバループ４
０の向きを鉛直軸を中心にして回転し、検出した地球自
転角速度の変化から絶対方位を検出するトランジットと
して用いることも考えられる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の干渉センサは、ダウンサンプリン
グ方法を用いることにより低周波数の処理が可能となり
、従来の高周波の干渉センサでは実現し得なかったデジ
タル処理を可能とし、装置の小型化、高精度化を図るこ
とができ、自動車等の回転運動計測センサ等に適用でき
るという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の干渉センサの全体構成図、第２図はダ
ウンサンプリングの説明図、第３図は演算処理回路（シ
ブナルプロセッサ）の演算処理のブロック図、第４図は
本発明の干渉センサの第２の実施例、第５図は本発明の
第３の実施例、第６図は本発明の第４の実施例、第７図
は第４の実施例のダウンサンプリングの説明図、第８図
はレファレンス信号周波数生成手段を説明する図、第９
図に本発明の第５の実施例、第１０図にマイクロコンピ
ュータの動作時間、第１１図に信号のサンプリング例、
第１２図に本発明の干渉センサを自動車制御に適用した
図である。 １０・・・光源、２１．２２・・・ファイバカプラ、３
゜・・・偏光子、４０・・・ファイバループ、５０・・
・位相変調器、６０・・・位相変調器駆動回路、７０・
・・光電変換回路、１００・・・信号処理回路、１１１
・・・サンプリング回路、１１２・・・タイマ回路、１
８０・・・演算処理回路、１７０・・・制御回路。 第１図 ７゜ 第４図 ７０ 第５図 第 ６ 図 第 図 ０ ７０ 干渉信号 サンプルクロック 第 図 第 図 第１０図 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、物理量に対応した光位相差をもつ干渉光を発生する
   手段と、前記干渉光の光位相差を調整する光位相変調器
   と、前記干渉光の光位相差を検出する光位相検出器を備
   え、前記光位相検出器出力から前記物理量を測定する干
   渉センサにおいて、 前記干渉光を光電変換して得られた干渉信号から前記光
   位相差を検出する前記光位相検出器に、前記干渉信号の
   周波数帯域よりも低いサンプリング周波数でサンプリン
   グするサンプリング手段を設けたことを特徴とする干渉
   センサ。 ２、請求項第１項において、前記光位相検出器に前記光
   位相変調器の変調周波数と、前記サンプリング手段によ
   り得られた前記干渉信号から、前記干渉光に対応した低
   周波の周波数成分を抽出する折り返し成分検出手段を設
   け、前記低周波数成分から前記干渉光の光位相差を検出
   することを特徴とする干渉センサ。 ３、請求項第１項において、前記光位相検出器に前記サ
   ンプリング手段により得られた前記干渉信号の多周期に
   わたるサンプル値を用いて、１または複数周期分の干渉
   信号波形を合成する手段を設け、前記合成干渉信号から
   前記干渉光の光位相差を検出することを特徴とする干渉
   センサ。 ４、請求項第１項において、前記干渉センサの変調信号
   と、サンプリングタイミング信号とを共通の基準クロッ
   ク発生手段から生成することを特徴とする干渉センサ。 ５、物理量に対応した光位相差をもつ干渉光を発生する
   手段と、前記干渉光の光位相差を調整する光位相変調器
   と、前記干渉光の光位相差を検出する光位相検出器を備
   え、前記光位相検出器出力から前記物理量を測定する干
   渉センサにおいて、 前記光位相検出器に、前記干渉光を光電変換して得られ
   た干渉信号をサンプリングするサンプリング手段と、前
   記サンプリングした前記干渉信号の時間波形のモーメン
   トを演算する演算手段を設け、前記演算手段により前記
   干渉光の光位相差を検出することを特徴とする干渉セン
   サ。 ６、物理量に対応した光位相差をもつ干渉光を発生する
   手段と、前記干渉光の光位相差を調整する光位相変調器
   と、前記干渉光の光位相差を検出する光位相検出器を備
   え、前記光位相検出器出力から前記物理量を測定する干
   渉センサにおいて、 第１の変調信号と、前記第１の変調信号と周波数の異な
   る第２の変調信号との和信号を前記光位相変調器に入力
   する変調信号発生手段を設け、前記光位相変調器を介し
   て干渉光を発生させ、前記光位相検出器には、前記干渉
   光を光電変換して得られた干渉信号をサンプリングする
   サンプリング手段と、前記サンプリングした干渉信号の
   スペクトルから１つまたは複数の周波数成分を抽出する
   周波数成分抽出手段を設け、前記抽出された周波数成分
   より前記干渉光の光位相差を検出することを特徴とする
   干渉センサ。 ７、物理量に対応した光位相差をもつ干渉光を発生する
   手段と、前記干渉光の光位相差を調整する光位相変調器
   と、前記干渉光の光位相差を検出する光位相検出器を備
   え、前記光位相検出器出力から前記物理量を測定する干
   渉センサにおいて、 前記干渉光を光電変換して得られた干渉信号を、前記光
   位相検出器に、前記干渉信号の周波数帯域よりも低いサ
   ンプリング周波数でサンプリングするサンプリング手段
   と、前記サンプリング周波数と同一の周波数で変調信号
   をサンプリングする手段を設けたことを特徴とする干渉
   センサ。 ８、請求項第７項において、前記光位相検出器は前記変
   調信号のサンプリング値と、前記干渉信号のサンプリン
   グ値から、前記変調信号及び前記干渉光に対応した低周
   波の周波数成分を抽出する折り返し成分検出手段を設け
   、前記低周波数成分から前記干渉光の光位相差を検出す
   ることを特徴とする干渉センサ。 ９、請求項第２項において、外部データを入力する手段
   を設け、前記折り返し成分検出手段では、前記外部デー
   タに基づき前記干渉光に対応した低周波の周波数成分を
   抽出するようにしたことを特徴とする干渉センサ。 １０、請求項第２項において、光変調周波数とサンプリ
   ング周波数の一方、あるいは両方または両者の差を書換
   え可能な不揮発性記憶装置に記録し、前記不揮発性記憶
   装置に記録された周波数データに基づき前記干渉光に対
   応した低周波の周波数成分を抽出するようにしたことを
   特徴とする干渉センサ。 １１、請求項第２項において、前記サンプリングされた
   信号を、前記サンプリング周波数より低く、前記干渉セ
   ンサに必要な周波数応答特性よりも高い周波数で間引い
   てサンプリングし、前記間引いてサンプリングされたデ
   ータに基づき前記干渉光の光位相差を検出することを特
   徴とする干渉センサ。 １２、請求項第２項において、前記低周波数成分の比か
   ら光位相変調指数を検出し、予めデータテーブルに記載
   された補正係数に基づいて、前記変調指数の変動を補正
   することを特徴とする干渉センサ。 １３、干渉光を光電変換して得られた干渉信号を、前記
   干渉信号の周波数帯域よりも低いサンプリング周波数で
   サンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリン
   グにより前記干渉信号に対応した低周波の周波数成分を
   抽出し、前記抽出した信号に基づき前記干渉光の光位相
   差を演算により検出する演算処理回路を１つの基板上に
   形成したことを特徴とする干渉センサ用信号処理ＬＳＩ
   。 １４、光ファイバを用いた干渉センサの干渉光を、光電
   変換して得られた干渉信号から所望の物理量を検出する
   干渉センサの信号処理回路において、 前記干渉信号を、前記干渉信号より低周波数のサンプリ
   ング周期でサンプリングするための時間信号を生成する
   するタイマ手段と、前記サンプリング時間信号に基づい
   てサンプリングを行なうサンプリング手段と、前記サン
   プリング信号中に含まれる干渉信号の基本周波数成分に
   対応した低周波数の信号成分を抽出し、前記抽出した周
   波数から干渉信号の位相差を求め、前記位相差から所望
   の物理量を求める演算手段を有することを特徴とする干
   渉センサの信号処理回路。 １５、線スペクトル成分からなる高周波数の信号を処理
   する信号処理方法において、前記信号に含まれる最小周
   波数より低い周波数で、前記信号をサンプリングするこ
   とにより、前記高周波数の線スペクトル成分を低周波数
   領域に変換することを特徴とする信号処理方法。 １６、物理量に対応した光位相差をもつ干渉光を光位相
   変調器により調整した後、光電変換し位相差を検出し、
   前記検出結果から前記物理量を求める干渉センサによる
   物理量検出方法において、前記光電変換して得られた干
   渉信号を、前記干渉信号の周波数帯域よりも低いサンプ
   リング周波数でサンプリングし、前記サンプリング結果
   をＡ／Ｄ変換し、前記デジタル信号から前記干渉光に対
   応した低周波の周波数成分を抽出し、前記抽出した低周
   波数成分から前記干渉光の光位相差を検出することを特
   徴とする物理量検出方法。 １７、車両の車体部分に前後方向、左右方向、上下方向
   の変動を測定するため、それぞれの方向に対応して設置
   された干渉センサと、前記干渉センサの出力信号に基づ
   いて車両のブレーキ、やサスペンションを制御する車両
   制御システムにおいて、前記干渉センサは干渉信号の周
   波数帯域よりも低いサンプリング周波数でサンプリング
   し、デジタル演算処理にて角速度を検出することを特徴
   とする車両制御システム。