JP3161484B2 - 同期信号の位相差測定回路 - Google Patents
同期信号の位相差測定回路Info
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- JP3161484B2 JP3161484B2 JP21790192A JP21790192A JP3161484B2 JP 3161484 B2 JP3161484 B2 JP 3161484B2 JP 21790192 A JP21790192 A JP 21790192A JP 21790192 A JP21790192 A JP 21790192A JP 3161484 B2 JP3161484 B2 JP 3161484B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、特定の周波数でくり返
す交流の測定信号の基準信号との位相差を高精度に測定
できる同期整流方式の同期信号の位相差測定回路に関す
るもので、基準信号も外部から供給され、加えて基準信
号と測定信号の中に含まれる直流成分が大きい場合にお
いても高精度に測定できる位相差測定回路に関するもの
である。具体的には、ゼーマンレーザー等の数百ＫＨｚ
に強度変調された光信号の発振光と受信光をピンフォト
ダイオードで電圧変換し、相互の位相差を測定する場合
等に好適に利用されるものである。
す交流の測定信号の基準信号との位相差を高精度に測定
できる同期整流方式の同期信号の位相差測定回路に関す
るもので、基準信号も外部から供給され、加えて基準信
号と測定信号の中に含まれる直流成分が大きい場合にお
いても高精度に測定できる位相差測定回路に関するもの
である。具体的には、ゼーマンレーザー等の数百ＫＨｚ
に強度変調された光信号の発振光と受信光をピンフォト
ダイオードで電圧変換し、相互の位相差を測定する場合
等に好適に利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】特定の周期でくり返す信号の基準信号と
の位相差を高精度に測定する方法としては、同期整流方
式が公知であり、応用例としては、既に特公昭６１−１
１５４５号公報、実公平３−１３７１０号公報等で明ら
かにされている。これらの方法は、スイッチを使った方
式で、スイッチのオン−オフを行うためのタイミングは
同期信号から作られている。同期信号の波形がパルスで
ないときは、アナログ式の比較器で、パルス波形に変換
して作っている。
の位相差を高精度に測定する方法としては、同期整流方
式が公知であり、応用例としては、既に特公昭６１−１
１５４５号公報、実公平３−１３７１０号公報等で明ら
かにされている。これらの方法は、スイッチを使った方
式で、スイッチのオン−オフを行うためのタイミングは
同期信号から作られている。同期信号の波形がパルスで
ないときは、アナログ式の比較器で、パルス波形に変換
して作っている。
【０００３】図３に測定しようとする基準信号Ｖｒと測
定信号Ｖｍの関係を示す。これらの信号の位相差をθと
し、それぞれの直流成分をＢｒ、Ｂｍ、振幅をＡｒ、Ａ
ｍ、周期Ｔ、周波数ｆ、角速度ωとすると、 Ｖｒ＝Ｂｒ＋Ａｒ・sin ωｔ ・・・(1) Ｖｍ＝Ｂｍ＋Ａｍ・sin （ωｔ＋θ） ・・・(2) ω ＝２πｆ＝２π／Ｔ ・・・(3) 図７に、従来の同期整流方式と公知の移相回路を応用し
た基準信号と測定信号の位相差の測定回路の構成を示
す。
定信号Ｖｍの関係を示す。これらの信号の位相差をθと
し、それぞれの直流成分をＢｒ、Ｂｍ、振幅をＡｒ、Ａ
ｍ、周期Ｔ、周波数ｆ、角速度ωとすると、 Ｖｒ＝Ｂｒ＋Ａｒ・sin ωｔ ・・・(1) Ｖｍ＝Ｂｍ＋Ａｍ・sin （ωｔ＋θ） ・・・(2) ω ＝２πｆ＝２π／Ｔ ・・・(3) 図７に、従来の同期整流方式と公知の移相回路を応用し
た基準信号と測定信号の位相差の測定回路の構成を示
す。
【０００４】図７において破線で囲まれた回路１は２チ
ャンネルの同期整流回路である。同期整流回路１は利得
が等しくて位相が丁度１８０度ずれた信号を作るための
正転増幅器２と反転増幅器３とアナログスイッチ４、４
ａにより構成されている。
ャンネルの同期整流回路である。同期整流回路１は利得
が等しくて位相が丁度１８０度ずれた信号を作るための
正転増幅器２と反転増幅器３とアナログスイッチ４、４
ａにより構成されている。
【０００５】５は直流成分を遮断する働きを持つ移相回
路である。位相遅れ回路の具体的な構成例として、図８
に示すように、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１、Ｃ
２で構成され、抵抗器Ｒ１の抵抗値を調整することによ
って入力と出力の位相遅れ差φを可変するものである
（ただし、Ｒ１・Ｃ１＜＜Ｒ２・Ｃ２とする）。また、
位相進み回路の具体的な構成例として、図９に示すよう
に、抵抗値Ｒ１の抵抗値の調整によって入力と出力の位
相進み差φを可変するものである。
路である。位相遅れ回路の具体的な構成例として、図８
に示すように、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１、Ｃ
２で構成され、抵抗器Ｒ１の抵抗値を調整することによ
って入力と出力の位相遅れ差φを可変するものである
（ただし、Ｒ１・Ｃ１＜＜Ｒ２・Ｃ２とする）。また、
位相進み回路の具体的な構成例として、図９に示すよう
に、抵抗値Ｒ１の抵抗値の調整によって入力と出力の位
相進み差φを可変するものである。
【０００６】６はフェイズ・ロック・ループ回路（以
下、ＰＬＬ回路と略す。集積回路７４ＨＣ４０４６又は
ＬＭ５６５等を応用して簡単に作ることかできる）で、
移相回路５の出力電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフす
るデューティ５０％の方形波Ｖｓと、Ｖｓと位相が１８
０度ずれたＶｓｎを作る。同様に、６ａもＰＬＬ回路
で、信号Ｖｑの零クロス点から丁度９０度ずれた位相の
デューティ５０％の方形波の信号Ｖｔと、Ｖｔと位相が
１８０度ずれた方形波の信号Ｖｔｎを作る。アナログス
イッチ４、４ａがＶｓ、Ｖｓｎ及びＶｔ、Ｖｔｎの信号
でオン、オフされるため、測定信号の中の基準信号に対
してφ度及びφ＋９０度遅れの同期成分が直流電圧とし
て抽出される。
下、ＰＬＬ回路と略す。集積回路７４ＨＣ４０４６又は
ＬＭ５６５等を応用して簡単に作ることかできる）で、
移相回路５の出力電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフす
るデューティ５０％の方形波Ｖｓと、Ｖｓと位相が１８
０度ずれたＶｓｎを作る。同様に、６ａもＰＬＬ回路
で、信号Ｖｑの零クロス点から丁度９０度ずれた位相の
デューティ５０％の方形波の信号Ｖｔと、Ｖｔと位相が
１８０度ずれた方形波の信号Ｖｔｎを作る。アナログス
イッチ４、４ａがＶｓ、Ｖｓｎ及びＶｔ、Ｖｔｎの信号
でオン、オフされるため、測定信号の中の基準信号に対
してφ度及びφ＋９０度遅れの同期成分が直流電圧とし
て抽出される。
【０００７】７、７ａは平滑回路で、具体的な構成とし
て図１０に示すように、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５（Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５、Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ５）で構
成され、その時定数（Ｒ３・Ｃ３）が測定信号の周期Ｔ
と比べ十分大きな値に設定されている。上記同期整流回
路の信号の直流成分をＶｘｓ、Ｖｘｃとすると、平滑回
路７、７ａの出力には直流電圧Ｖｘｓ、Ｖｘｃが出てく
る。
て図１０に示すように、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５（Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５、Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ５）で構
成され、その時定数（Ｒ３・Ｃ３）が測定信号の周期Ｔ
と比べ十分大きな値に設定されている。上記同期整流回
路の信号の直流成分をＶｘｓ、Ｖｘｃとすると、平滑回
路７、７ａの出力には直流電圧Ｖｘｓ、Ｖｘｃが出てく
る。
【０００８】従って、基準信号と測定信号との間に次の
関係式が成立する。
関係式が成立する。
【０００９】 θ−φ＝tan -1（Ｖｘｃ／Ｖｘｓ） ・・・(4) 今、仮に移相回路５の位相ずれφ＝０とすると、 θ＝tan -1（Ｖｘｃ／Ｖｘｓ） ・・・(5) となる。
【００１０】出力電圧Ｖｘｓ、Ｖｘｃをアナログデジタ
ル変換器８及び８ａを使用してデジタル値に変換してマ
イクロコンピュータ９に入力し、上記の計算式により位
相差を計算して表示（図示せず）することができる。
ル変換器８及び８ａを使用してデジタル値に変換してマ
イクロコンピュータ９に入力し、上記の計算式により位
相差を計算して表示（図示せず）することができる。
【００１１】ここで、移相回路５の機能について説明す
る。
る。
【００１２】基準信号Ｖｒと測定信号Ｖｍの位相差のオ
フセット成分が大きいときには以下のような問題点があ
る。例えば、位相差のオフセットが４５度も存在すると
きに、０．０１度程度のわずかな位相の変化分δを検出
しようとすると、式 (5)によればＶｘｓ及びＶｘｃの元
の値を１．０００００Ｖ（ボルト）とすると、０．０１
度の位相進みによって１．０００１７５Ｖおよび０．９
９９８２５Ｖに変化する。よって、アナログデジタル変
換器８及び８ａの分解能は１０万分の１ボルトが必要で
ある。
フセット成分が大きいときには以下のような問題点があ
る。例えば、位相差のオフセットが４５度も存在すると
きに、０．０１度程度のわずかな位相の変化分δを検出
しようとすると、式 (5)によればＶｘｓ及びＶｘｃの元
の値を１．０００００Ｖ（ボルト）とすると、０．０１
度の位相進みによって１．０００１７５Ｖおよび０．９
９９８２５Ｖに変化する。よって、アナログデジタル変
換器８及び８ａの分解能は１０万分の１ボルトが必要で
ある。
【００１３】移相回路５によりこの位相のオフセット分
φを４５度に調整して打ち消すようにすると、Ｖｘｓ＝
０Ｖ、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖとなる。このとき、上
記と同じ０．０１度の変化に対し、式 (4)によればＶｘ
ｓ＝０．０００２５７Ｖに、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖ
となる。また、０．０２度の変化に対し、Ｖｘｓ＝０．
０００４９４Ｖに、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖとなる。
Ｖｘｓの値を増幅器１０で１００倍に増幅してやれば、
その変化をアナログデジタル変換器８及び８ａの分解能
が千分の１ボルトの精度の低いものを使用しても、位相
の変化分δ＝θ−φは次式で高精度に計算できる。増幅
器の出力をＶｘａとすると、 δ＝tan -1（１００Ｖｘｃ／Ｖｘａ） ・・・(6)
φを４５度に調整して打ち消すようにすると、Ｖｘｓ＝
０Ｖ、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖとなる。このとき、上
記と同じ０．０１度の変化に対し、式 (4)によればＶｘ
ｓ＝０．０００２５７Ｖに、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖ
となる。また、０．０２度の変化に対し、Ｖｘｓ＝０．
０００４９４Ｖに、Ｖｘｃ＝１．４１４２１Ｖとなる。
Ｖｘｓの値を増幅器１０で１００倍に増幅してやれば、
その変化をアナログデジタル変換器８及び８ａの分解能
が千分の１ボルトの精度の低いものを使用しても、位相
の変化分δ＝θ−φは次式で高精度に計算できる。増幅
器の出力をＶｘａとすると、 δ＝tan -1（１００Ｖｘｃ／Ｖｘａ） ・・・(6)
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成においては、基準信号Ｖｒの周波数ｆが変動
すると、上記移相回路５の移相分φが変化する。例え
ば、図９において、移相分φおよびその位相変化分Δφ
と周波数ｆとその変化分Δｆの間に次式で表される関係
がある（位相の単位はｒａｄ）。
ような構成においては、基準信号Ｖｒの周波数ｆが変動
すると、上記移相回路５の移相分φが変化する。例え
ば、図９において、移相分φおよびその位相変化分Δφ
と周波数ｆとその変化分Δｆの間に次式で表される関係
がある（位相の単位はｒａｄ）。
【００１５】 φ＝−tan -1｛１／（２πｆ・Ｃ１・Ｒ１）｝ ・・・(7) Δφ＝２π・Ｃ１・Ｒ１・Δｆ／｛１＋（２πｆ・Ｃ１・Ｒ１）2 ｝・(8) 図８の移相回路５の場合も同様に変動する。
【００１６】このように従来例の回路においては、式
(6)は成立せず、位相の計算結果とδとΔφの関係は δ−Δφ＝tan -1（１００Ｖｘｃ／Ｖｘａ） ・・・(9) となる。よって、移相回路５を使用すると、周波数の変
化が移相変化分Δφに影響を与えるため、基準信号の周
波数の安定性を必要条件とする。
(6)は成立せず、位相の計算結果とδとΔφの関係は δ−Δφ＝tan -1（１００Ｖｘｃ／Ｖｘａ） ・・・(9) となる。よって、移相回路５を使用すると、周波数の変
化が移相変化分Δφに影響を与えるため、基準信号の周
波数の安定性を必要条件とする。
【００１７】実際には、ゼーマンレーザー等の数百ＫＨ
ｚに強度変調された光信号等を基準信号とする場合には
変動があり、それが誤差となって発生する。
ｚに強度変調された光信号等を基準信号とする場合には
変動があり、それが誤差となって発生する。
【００１８】また、ＰＬＬ回路６で、移相回路５の出力
電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフするデューティ５０
％の方形波の信号Ｖｓ、このＶｓと位相が１８０度ずれ
たＶｓｎを作っているが、零クロス点を検出するための
ＰＬＬ回路６内部の電圧制御発振回路や比較回路におい
て、温度や経年変化に対する安定性が必要である。
電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフするデューティ５０
％の方形波の信号Ｖｓ、このＶｓと位相が１８０度ずれ
たＶｓｎを作っているが、零クロス点を検出するための
ＰＬＬ回路６内部の電圧制御発振回路や比較回路におい
て、温度や経年変化に対する安定性が必要である。
【００１９】実際には、０．０１度の位相の変化を測定
するような場合、これらの影響が誤差として出てくる。
するような場合、これらの影響が誤差として出てくる。
【００２０】本発明は上記従来の問題点に鑑み、基準信
号の周波数や測定信号の振幅が変動しても高精度に測定
ができる同期信号の位相差測定回路を提供することを目
的とする。
号の周波数や測定信号の振幅が変動しても高精度に測定
ができる同期信号の位相差測定回路を提供することを目
的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本願の第１発明は、測定
信号から基準信号と同期する信号成分の位相の変動を検
出する同期整流方式の位相差測定回路において、同期整
流回路と、同期整流回路の出力を入力とする第１の平滑
回路と、基準信号を入力として位相を任意に変化させる
ことができ、かつその出力が同期整流回路の同期信号入
力端子に接続された移相回路と、基準信号を入力とし、
中心周波数が基準信号周波数にセットされた周波数・電
圧変換回路と、第１の平滑回路と周波数・電圧変換回路
の出力を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電
圧加算回路とを備えたことを特徴とする。
信号から基準信号と同期する信号成分の位相の変動を検
出する同期整流方式の位相差測定回路において、同期整
流回路と、同期整流回路の出力を入力とする第１の平滑
回路と、基準信号を入力として位相を任意に変化させる
ことができ、かつその出力が同期整流回路の同期信号入
力端子に接続された移相回路と、基準信号を入力とし、
中心周波数が基準信号周波数にセットされた周波数・電
圧変換回路と、第１の平滑回路と周波数・電圧変換回路
の出力を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電
圧加算回路とを備えたことを特徴とする。
【００２２】又、本願の第２発明は、測定信号から基準
信号と同期する信号成分の位相の変動を検出する同期整
流方式の位相差測定回路において、一方の入力端子には
第２の平滑回路を経由して測定信号が入力され、他方の
入力端子には直接測定信号が入力された交流成分増幅回
路と、交流成分増幅回路の出力を入力とする同期整流回
路と、同期整流回路の出力を入力とする第１の平滑回路
と、交流成分増幅回路の出力を入力とする整流回路と、
整流回路の出力を入力とする第３の平滑回路と、基準信
号を入力として位相を任意に変化させることができ、か
つその出力が同期整流回路の同期信号入力端子に接続さ
れた移相回路と、基準信号を入力とし、中心周波数が基
準信号周波数にセットされた周波数・電圧変換回路と、
第３の平滑回路と周波数・電圧変換回路の出力を入力と
する乗算回路と、第２の平滑回路および乗算回路の出力
を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電圧加算
回路とを備えたことを特徴とする。
信号と同期する信号成分の位相の変動を検出する同期整
流方式の位相差測定回路において、一方の入力端子には
第２の平滑回路を経由して測定信号が入力され、他方の
入力端子には直接測定信号が入力された交流成分増幅回
路と、交流成分増幅回路の出力を入力とする同期整流回
路と、同期整流回路の出力を入力とする第１の平滑回路
と、交流成分増幅回路の出力を入力とする整流回路と、
整流回路の出力を入力とする第３の平滑回路と、基準信
号を入力として位相を任意に変化させることができ、か
つその出力が同期整流回路の同期信号入力端子に接続さ
れた移相回路と、基準信号を入力とし、中心周波数が基
準信号周波数にセットされた周波数・電圧変換回路と、
第３の平滑回路と周波数・電圧変換回路の出力を入力と
する乗算回路と、第２の平滑回路および乗算回路の出力
を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電圧加算
回路とを備えたことを特徴とする。
【００２３】
【作用】本願の第１発明によれば、従来例と同様に基準
信号の位相を任意に変化させることができる移相回路を
設けて出力を同期整流回路の同期信号入力端子に接続し
ているが、この移相回路の周波数特性による同期整流回
路変動成分を、中心周波数が基準信号周波数にセットさ
れた周波数・電圧変換回路によって抽出し、同期整流回
路回路の出力に接続された第１の平滑回路と周波数・電
圧変換回路の出力を入力とする電圧加算回路において、
加算電圧比を調整して第１の平滑回路の出力に含まれる
移相回路の周波数特性による変動成分を打ち消すことに
より、微小な位相変化を高感度で測定することができ
る。なお、この第１発明においては、測定信号の交流成
分の振幅が変化するとき、加算比を振幅に比例して可変
しないと誤差が出てくる。
信号の位相を任意に変化させることができる移相回路を
設けて出力を同期整流回路の同期信号入力端子に接続し
ているが、この移相回路の周波数特性による同期整流回
路変動成分を、中心周波数が基準信号周波数にセットさ
れた周波数・電圧変換回路によって抽出し、同期整流回
路回路の出力に接続された第１の平滑回路と周波数・電
圧変換回路の出力を入力とする電圧加算回路において、
加算電圧比を調整して第１の平滑回路の出力に含まれる
移相回路の周波数特性による変動成分を打ち消すことに
より、微小な位相変化を高感度で測定することができ
る。なお、この第１発明においては、測定信号の交流成
分の振幅が変化するとき、加算比を振幅に比例して可変
しないと誤差が出てくる。
【００２４】第２発明では、測定信号を第２の平滑回路
を経由して一方の入力端子に接続され、他方の入力端子
には測定信号を直接接続された差動増幅器により構成さ
れた交流成分増幅回路を設け、この交流成分増幅回路の
出力を入力とする整流回路と、整流回路の出力を入力と
する第３の平滑回路で、測定信号の交流成分の振幅を抽
出し、乗算回路によって周波数・電圧変換回路の出力と
測定信号の交流成分の振幅を乗算させ、その乗算値と第
１の平滑回路の出力を入力とする電圧加算回路におい
て、加算電圧比を調整して第１の平滑回路の出力に含ま
れる移相回路の周波数特性及び測定信号の振幅変動によ
る誤差を完全に打ち消すことにより、測定信号に直流成
分が含まれていたり、振幅が変化しても微小な位相変化
を高感度で測定することができる。
を経由して一方の入力端子に接続され、他方の入力端子
には測定信号を直接接続された差動増幅器により構成さ
れた交流成分増幅回路を設け、この交流成分増幅回路の
出力を入力とする整流回路と、整流回路の出力を入力と
する第３の平滑回路で、測定信号の交流成分の振幅を抽
出し、乗算回路によって周波数・電圧変換回路の出力と
測定信号の交流成分の振幅を乗算させ、その乗算値と第
１の平滑回路の出力を入力とする電圧加算回路におい
て、加算電圧比を調整して第１の平滑回路の出力に含ま
れる移相回路の周波数特性及び測定信号の振幅変動によ
る誤差を完全に打ち消すことにより、測定信号に直流成
分が含まれていたり、振幅が変化しても微小な位相変化
を高感度で測定することができる。
【００２５】
【実施例】以下、本発明の一実施例の同期信号の位相差
検出回路について説明する。
検出回路について説明する。
【００２６】本発明は位相変化の範囲は小さいが、測定
信号の振幅電圧と位相が刻々と変化し、その基準信号に
対する位相の変化を０．０１度という高精度で測定した
いときに好適な回路を提供するものである。
信号の振幅電圧と位相が刻々と変化し、その基準信号に
対する位相の変化を０．０１度という高精度で測定した
いときに好適な回路を提供するものである。
【００２７】図１は第１の発明の一実施例の回路図であ
る。抵抗、増幅器、アナログスイッチ、移相回路、ＰＬ
Ｌ回路、平滑回路、Ａ／Ｄ変換器、マイクロコンピュー
タ等の従来例と同じ機能のものは同じ参照符号を付して
説明を省略する。また、信号波形を図３に示す。
る。抵抗、増幅器、アナログスイッチ、移相回路、ＰＬ
Ｌ回路、平滑回路、Ａ／Ｄ変換器、マイクロコンピュー
タ等の従来例と同じ機能のものは同じ参照符号を付して
説明を省略する。また、信号波形を図３に示す。
【００２８】以下に動作の詳細を説明する。破線で囲ま
れた回路１は従来例と同様の２チャンネルの同期整流回
路を示し、この回路は利得が等しくて位相が丁度１８０
度ずれた信号を作るための正転増幅器２及び反転増幅器
３と２回路のアナログスイッチ４、４ａにより構成され
ている。
れた回路１は従来例と同様の２チャンネルの同期整流回
路を示し、この回路は利得が等しくて位相が丁度１８０
度ずれた信号を作るための正転増幅器２及び反転増幅器
３と２回路のアナログスイッチ４、４ａにより構成され
ている。
【００２９】１１は正転及び反転出力を持つ比較器で、
集積回路ＬＭ３６０（ＮＳ社）等を使用して構成する。
直流成分を遮断する働きを持つ移相回路５で、抵抗器Ｒ
１の抵抗値を調整することによって入力と出力の位相遅
れまたは進み差φを可変する。比較器１１によって、移
相回路５の出力電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフする
デューティ５０％の方形波の信号Ｖｓ、このＶｓと位相
が１８０度ずれたＶｓｎをつくる。同様に、ＰＬＬ回路
６ａで信号Ｖｑの零クロス点から丁度９０度位相のずれ
たデューティ５０％の方形波の信号Ｖｔ、このＶｔと位
相が１８０度ずれたＶｔｎをつくる。２回路のアナログ
スイッチ４、４ａが、信号Ｖｓ、Ｖｓｎ及びＶｔ、Ｖｔ
ｎでオン、オフされるため、測定信号の中の基準信号に
対してφ度及びφ＋９０度遅れの同期成分が直流電圧と
して抽出される。
集積回路ＬＭ３６０（ＮＳ社）等を使用して構成する。
直流成分を遮断する働きを持つ移相回路５で、抵抗器Ｒ
１の抵抗値を調整することによって入力と出力の位相遅
れまたは進み差φを可変する。比較器１１によって、移
相回路５の出力電圧Ｖｑの零クロス点でオン、オフする
デューティ５０％の方形波の信号Ｖｓ、このＶｓと位相
が１８０度ずれたＶｓｎをつくる。同様に、ＰＬＬ回路
６ａで信号Ｖｑの零クロス点から丁度９０度位相のずれ
たデューティ５０％の方形波の信号Ｖｔ、このＶｔと位
相が１８０度ずれたＶｔｎをつくる。２回路のアナログ
スイッチ４、４ａが、信号Ｖｓ、Ｖｓｎ及びＶｔ、Ｖｔ
ｎでオン、オフされるため、測定信号の中の基準信号に
対してφ度及びφ＋９０度遅れの同期成分が直流電圧と
して抽出される。
【００３０】７、７ａは平滑回路で、その時定数は測定
信号の周期Ｔと比べ十分大きな値である。同期整流回路
１の出力信号の直流成分をＶｘｓ、Ｖｘｃとすると、従
来例と同様に、平滑回路７、７ａの出力は直流電圧Ｖｘ
ｓ、Ｖｘｃとなる。従って、基準信号と測定信号との
(4) 式の関係が成立する。
信号の周期Ｔと比べ十分大きな値である。同期整流回路
１の出力信号の直流成分をＶｘｓ、Ｖｘｃとすると、従
来例と同様に、平滑回路７、７ａの出力は直流電圧Ｖｘ
ｓ、Ｖｘｃとなる。従って、基準信号と測定信号との
(4) 式の関係が成立する。
【００３１】１２は周波数の変化を電圧に変換するため
の周波数・電圧変換回路で、周波数ｆと出力電圧Ｖｆの
関係は、図４のような特性を持ち、基準信号の中心周波
数ｆ0 において電圧出力が零となる。詳細な構成は図５
を参照して後述する。
の周波数・電圧変換回路で、周波数ｆと出力電圧Ｖｆの
関係は、図４のような特性を持ち、基準信号の中心周波
数ｆ0 において電圧出力が零となる。詳細な構成は図５
を参照して後述する。
【００３２】破線で囲まれた回路１４は、２つの信号の
電圧加算を行うための電圧加算回路である。１３は演算
増幅器（通称、ＯＰアンプと呼ばれている）である。Ｒ
６、Ｒ８は抵抗器、Ｒ７は可変抵抗器である。抵抗器Ｒ
６とＲ７の抵抗比を調整することによって２つの入力電
圧の加算比を調整できる。Ｒ８＝Ｒ６にしているのでこ
の回路の増幅度は１になる。
電圧加算を行うための電圧加算回路である。１３は演算
増幅器（通称、ＯＰアンプと呼ばれている）である。Ｒ
６、Ｒ８は抵抗器、Ｒ７は可変抵抗器である。抵抗器Ｒ
６とＲ７の抵抗比を調整することによって２つの入力電
圧の加算比を調整できる。Ｒ８＝Ｒ６にしているのでこ
の回路の増幅度は１になる。
【００３３】さて、前述のように基準信号Ｖｒの周波数
ｆが変動すると、移送回路５の移相角φが変化する。移
相角φが４５度（＝π／４）であるとき、(7) 式により
Ｒ１は、 Ｒ１＝１／（２πｆ・Ｃ１） ・・・(10) となる。その位相変化分Δφと周波数の変化分Δｆの間
に、(8) 式で表される関係があるので、これを代入する
と、 Δφ＝Δｆ／２ｆ ・・・(11) となる。同様に、φが３０度（＝π／６）であるとき、
Ｒ１は、 Ｒ１＝√３／（２πｆ・Ｃ１） ・・・(12) となり、その位相変化分Δφと周波数の変化分Δｆの関
係は、 Δφ＝√３Δｆ／４ｆ ・・・(13) となる。このように、移相角φによって変化率が異なる
が、１度以下のわずかの周波数変動に対しては位相変化
分Δφと周波数の変化分Δｆとはほぼ比例している。
ｆが変動すると、移送回路５の移相角φが変化する。移
相角φが４５度（＝π／４）であるとき、(7) 式により
Ｒ１は、 Ｒ１＝１／（２πｆ・Ｃ１） ・・・(10) となる。その位相変化分Δφと周波数の変化分Δｆの間
に、(8) 式で表される関係があるので、これを代入する
と、 Δφ＝Δｆ／２ｆ ・・・(11) となる。同様に、φが３０度（＝π／６）であるとき、
Ｒ１は、 Ｒ１＝√３／（２πｆ・Ｃ１） ・・・(12) となり、その位相変化分Δφと周波数の変化分Δｆの関
係は、 Δφ＝√３Δｆ／４ｆ ・・・(13) となる。このように、移相角φによって変化率が異なる
が、１度以下のわずかの周波数変動に対しては位相変化
分Δφと周波数の変化分Δｆとはほぼ比例している。
【００３４】このような理由から、平滑回路７の出力Ｖ
ｘｓと測定信号Ｖｍの振幅Ａｍ、位相変動分δ及び上記
移相回路に起因する位相変化分Δφとの関係は次式のよ
うになる。
ｘｓと測定信号Ｖｍの振幅Ａｍ、位相変動分δ及び上記
移相回路に起因する位相変化分Δφとの関係は次式のよ
うになる。
【００３５】 Ｖｘｓ＝Ｋ0 ・Ａｍ・cos （δ＋Ｋ1 ・Δφ） ≒Ｋ0 ・Ａｍ ・・・(14) また、平滑回路７ａの出力Ｖｘｃは、 Ｖｘｃ＝Ｋ0 ・Ａｍ・sin （δ＋Ｋ1 ・Δφ） ≒Ｋ0 ・Ａｍ・（δ＋Ｋ1 ・Δφ） ・・・(15) ただし、Ｋ0 、Ｋ1 は定数である。移相回路５で位相の
オフセット分が取り除かれているから、δ及びＫ1 ・Δ
φが微小角度であるとする。
オフセット分が取り除かれているから、δ及びＫ1 ・Δ
φが微小角度であるとする。
【００３６】そこで、周波数・電圧変換回路１２で周波
数の変化Δｆを電圧Ｖｆに変換し、その電圧の極性を位
相変化を打ち消すような極性に合わせて、前述の電圧加
算回路１４に入力する。電圧加算回路１４の可変抵抗器
Ｒ７によって上記(14)式の周波数ｆが変動することに起
因する移相回路５の位相変化分Ｋ1 ・Δφを打ち消すよ
うに調整する。
数の変化Δｆを電圧Ｖｆに変換し、その電圧の極性を位
相変化を打ち消すような極性に合わせて、前述の電圧加
算回路１４に入力する。電圧加算回路１４の可変抵抗器
Ｒ７によって上記(14)式の周波数ｆが変動することに起
因する移相回路５の位相変化分Ｋ1 ・Δφを打ち消すよ
うに調整する。
【００３７】すると、電圧加算回路１４の出力Ｖｘｂに
は基準信号の周波数変動があっても影響がなくなる。増
幅器１０の増幅度を１００倍とすると、出力電圧Ｖｘ
ｂ、ＶｘｃをＡ／Ｄ変換器８及び８ａを使用してデジタ
ル値に変換してマイクロコンピュータ９に入力し、次式
により真の位相変動分を計算して表示（図示せず）する
ことができる。
は基準信号の周波数変動があっても影響がなくなる。増
幅器１０の増幅度を１００倍とすると、出力電圧Ｖｘ
ｂ、ＶｘｃをＡ／Ｄ変換器８及び８ａを使用してデジタ
ル値に変換してマイクロコンピュータ９に入力し、次式
により真の位相変動分を計算して表示（図示せず）する
ことができる。
【００３８】 δ＝tan -1（１００Ｖｘｃ／Ｖｘｂ） ≒１００Ｖｘｃ／Ｖｘｂ ・・・(16) なお、１５は正負の電圧が計れる直流電圧計で、移相回
路５の移相を調整するとき、測定信号を入力した状態で
この指示値が零になるように合わせる他、位相の変化と
比例するので、簡易位相計となる。
路５の移相を調整するとき、測定信号を入力した状態で
この指示値が零になるように合わせる他、位相の変化と
比例するので、簡易位相計となる。
【００３９】ところで、上記(14)式において、測定信号
の振幅Ａｍが変化するとＶｘｓの値も変化する。ところ
が、図１の方式では電圧加算回路１４の可変抵抗器Ｒ７
に接続された周波数・電圧変換回路１２の出力電圧Ｖｆ
は、測定信号の振幅が変動するときには周波数ｆが変動
することに起因する移相回路５の位相変化分Ｋ1 ・Δφ
を打ち消すように調整することができない。
の振幅Ａｍが変化するとＶｘｓの値も変化する。ところ
が、図１の方式では電圧加算回路１４の可変抵抗器Ｒ７
に接続された周波数・電圧変換回路１２の出力電圧Ｖｆ
は、測定信号の振幅が変動するときには周波数ｆが変動
することに起因する移相回路５の位相変化分Ｋ1 ・Δφ
を打ち消すように調整することができない。
【００４０】本願の第２発明はこうした欠点を解決する
ものであり、図２はその一実施例である。図１と共通の
構成要素については同じ参照符号を付して説明を省略す
る。
ものであり、図２はその一実施例である。図１と共通の
構成要素については同じ参照符号を付して説明を省略す
る。
【００４１】１６は差動増幅器で、この差動増幅器は位
相が丁度１８０度ずれた２つの出力（Ｖｅ、Ｖｅｎ）を
持つ構成となっている。正入力端子には、そのままの測
定信号Ｖｍが入力され、一方平滑回路７ｃによって測定
信号Ｖｍの中の直流成分Ｂｍが負入力端子に入力され
る。従って、測定信号Ｖｍの中の交流成分のみが増幅さ
れ、出力される。図６にこれら平滑回路７ｃと差動増幅
器１６の詳細な構成を示す。
相が丁度１８０度ずれた２つの出力（Ｖｅ、Ｖｅｎ）を
持つ構成となっている。正入力端子には、そのままの測
定信号Ｖｍが入力され、一方平滑回路７ｃによって測定
信号Ｖｍの中の直流成分Ｂｍが負入力端子に入力され
る。従って、測定信号Ｖｍの中の交流成分のみが増幅さ
れ、出力される。図６にこれら平滑回路７ｃと差動増幅
器１６の詳細な構成を示す。
【００４２】このような構成にした理由は、交流成分を
抽出する手段として、図９のような公知のコンデンサで
直流を遮断する回路を使用すると、測定信号の位相が進
んでしまうこと、また周波数の変動によって位相進み角
度及び振幅が変化するためそれが誤差となるからであ
る。
抽出する手段として、図９のような公知のコンデンサで
直流を遮断する回路を使用すると、測定信号の位相が進
んでしまうこと、また周波数の変動によって位相進み角
度及び振幅が変化するためそれが誤差となるからであ
る。
【００４３】１７は整流回路で平滑回路７ｂとの組み合
わせで、差動増幅器１６の交流信号成分の振幅に比例す
る直流電圧Ｖｐを抽出する。従って、測定信号の振幅Ａ
ｍとＶｐとの関係は、Ｖｐ＝Ｋ2 ・Ａｍ（Ｋ2 は定数）
となる。
わせで、差動増幅器１６の交流信号成分の振幅に比例す
る直流電圧Ｖｐを抽出する。従って、測定信号の振幅Ａ
ｍとＶｐとの関係は、Ｖｐ＝Ｋ2 ・Ａｍ（Ｋ2 は定数）
となる。
【００４４】１８はアナログ電圧の乗算回路で、集積回
路ＭＰＹ６３４（ＢＢ社）等を使用して構成する。その
出力電圧Ｖｗと入力電圧Ｖｐ、Ｖｆとの間にＶｗ＝Ｖｐ
×Ｖｆの関係がある。よって、 Ｖｗ＝Ｋ2 ・Ａｍ・Ｖｆ ・・・(17) となるから、電圧加算回路１４にこの電圧Ｖｗを入力す
ることによって、測定信号の振幅Ａｍが変化しても上記
(14)式の周波数ｆが変動することに起因する移相回路５
の位相変化分Ｋ1 ・Δφを打ち消すように調整すること
ができる。
路ＭＰＹ６３４（ＢＢ社）等を使用して構成する。その
出力電圧Ｖｗと入力電圧Ｖｐ、Ｖｆとの間にＶｗ＝Ｖｐ
×Ｖｆの関係がある。よって、 Ｖｗ＝Ｋ2 ・Ａｍ・Ｖｆ ・・・(17) となるから、電圧加算回路１４にこの電圧Ｖｗを入力す
ることによって、測定信号の振幅Ａｍが変化しても上記
(14)式の周波数ｆが変動することに起因する移相回路５
の位相変化分Ｋ1 ・Δφを打ち消すように調整すること
ができる。
【００４５】以上の説明では、電圧加算回路１４、乗算
回路１８をアナログ式の回路で構成したが、Ａ／Ｄ変換
器を３個使い、Ｖｘａ、Ｖｐ、Ｖｆの電圧を直接デジタ
ル値に変換し、上記加算及び乗算の計算をマイクロコン
ピュータに計算させることによって同様の機能が実現で
きる。
回路１８をアナログ式の回路で構成したが、Ａ／Ｄ変換
器を３個使い、Ｖｘａ、Ｖｐ、Ｖｆの電圧を直接デジタ
ル値に変換し、上記加算及び乗算の計算をマイクロコン
ピュータに計算させることによって同様の機能が実現で
きる。
【００４６】図５は、上記実施例における周波数・電圧
変換回路１２の詳細図で、数百ＫＨｚの高い基準信号の
数百Ｈｚの微小な周波数変動を安定で精度高く検出する
回路を提供する。
変換回路１２の詳細図で、数百ＫＨｚの高い基準信号の
数百Ｈｚの微小な周波数変動を安定で精度高く検出する
回路を提供する。
【００４７】Ｒ２、Ｒ１０〜Ｒ１６は抵抗器、Ｒ１７は
可変抵抗器、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサ、１３ａ〜１３ｃ
は演算増幅器、１９は水晶振動子、２０は正弦波発振回
路、２１は周波数・電圧変換集積回路（以下Ｆ−Ｖ変換
ＩＣと略す）であり、ＶＦＣ３２（ＢＢ社）等を使用し
て構成する。水晶振動子１９と正弦波発振回路２０で高
安定な正弦波電圧をつくる。その周波数は、基準信号の
周波数ｆ0 （＝１５０ＫＨｚ）に比べ水晶振動子１９の
周波数を約１％低く（高くしてもよい）している。コン
デンサＣ２、抵抗器Ｒ２で基準信号の直流成分を遮断す
る。その時定数は１／ｆ0 に比べ１００倍にしている。
演算増幅器１３ａは利得が１のバッファアンプを形成し
ており、演算増幅器１３ｂと抵抗器Ｒ１０〜Ｒ１２で加
算回路を形成している。従って、演算増幅器１３ｂの出
力電圧Ｖｈは、基準信号と発振回路２０の正弦波が加算
されるから、音波のうなり現象のように、信号Ｖｈの包
絡線は丁度その周波数の差の周波数の正弦波信号とな
る。Ｒ１３、Ｒ１４、Ｃ６、Ｃ７では、ロー・パス・フ
ィルタ回路を形成しており、高周波成分を取り除かれて
上記包絡線の信号となり、Ｆ−Ｖ変換ＩＣに入力され、
周波数変動が感度良く電圧に変換される。ＶB は直流の
バイアス電源電圧で、演算増幅器１３ｃと抵抗器Ｒ１５
〜Ｒ１７でオフセット電圧の調整回路を形成している。
その結果、図４の特性が得られる。
可変抵抗器、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサ、１３ａ〜１３ｃ
は演算増幅器、１９は水晶振動子、２０は正弦波発振回
路、２１は周波数・電圧変換集積回路（以下Ｆ−Ｖ変換
ＩＣと略す）であり、ＶＦＣ３２（ＢＢ社）等を使用し
て構成する。水晶振動子１９と正弦波発振回路２０で高
安定な正弦波電圧をつくる。その周波数は、基準信号の
周波数ｆ0 （＝１５０ＫＨｚ）に比べ水晶振動子１９の
周波数を約１％低く（高くしてもよい）している。コン
デンサＣ２、抵抗器Ｒ２で基準信号の直流成分を遮断す
る。その時定数は１／ｆ0 に比べ１００倍にしている。
演算増幅器１３ａは利得が１のバッファアンプを形成し
ており、演算増幅器１３ｂと抵抗器Ｒ１０〜Ｒ１２で加
算回路を形成している。従って、演算増幅器１３ｂの出
力電圧Ｖｈは、基準信号と発振回路２０の正弦波が加算
されるから、音波のうなり現象のように、信号Ｖｈの包
絡線は丁度その周波数の差の周波数の正弦波信号とな
る。Ｒ１３、Ｒ１４、Ｃ６、Ｃ７では、ロー・パス・フ
ィルタ回路を形成しており、高周波成分を取り除かれて
上記包絡線の信号となり、Ｆ−Ｖ変換ＩＣに入力され、
周波数変動が感度良く電圧に変換される。ＶB は直流の
バイアス電源電圧で、演算増幅器１３ｃと抵抗器Ｒ１５
〜Ｒ１７でオフセット電圧の調整回路を形成している。
その結果、図４の特性が得られる。
【００４８】次に、図２の第２の平滑回路７ｃと差動増
幅器１６の詳細構成について図６を参照して説明する。
これは、演算増幅器を使った計測用増幅回路として公知
の回路を応用したものである。１３ｄ〜１３ｇは演算増
幅器、Ｒ１８〜Ｒ３０は抵抗器、Ｃ８、Ｃ９はコンデン
サである。抵抗値の関係は、Ｒ１８＝Ｒ１９、Ｒ２１＝
Ｒ２２＝Ｒ２５＝Ｒ２６、Ｒ２３＝Ｒ２４＝Ｒ２７＝Ｒ
２８となっている。抵抗器Ｒ２９、Ｒ３０とコンデンサ
Ｃ８、Ｃ９で構成されるＣＲの２段のロー・パス・フィ
ルタは、平滑回路７ｃを構成している。その時定数は基
準信号の周期の約１００倍にしている。従って、測定信
号のうち交流成分が除去され、演算増幅器１３ｅの正入
力端子には直流分Ｂｍが与えられる。
幅器１６の詳細構成について図６を参照して説明する。
これは、演算増幅器を使った計測用増幅回路として公知
の回路を応用したものである。１３ｄ〜１３ｇは演算増
幅器、Ｒ１８〜Ｒ３０は抵抗器、Ｃ８、Ｃ９はコンデン
サである。抵抗値の関係は、Ｒ１８＝Ｒ１９、Ｒ２１＝
Ｒ２２＝Ｒ２５＝Ｒ２６、Ｒ２３＝Ｒ２４＝Ｒ２７＝Ｒ
２８となっている。抵抗器Ｒ２９、Ｒ３０とコンデンサ
Ｃ８、Ｃ９で構成されるＣＲの２段のロー・パス・フィ
ルタは、平滑回路７ｃを構成している。その時定数は基
準信号の周期の約１００倍にしている。従って、測定信
号のうち交流成分が除去され、演算増幅器１３ｅの正入
力端子には直流分Ｂｍが与えられる。
【００４９】一方の演算増幅器１３ｄの正入力端子には
そのまま測定信号が接続されているから、抵抗器Ｒ２１
〜Ｒ２４と演算増幅器１３ｆによって構成される差動増
幅回路によって、図３のように、交流成分Ｖｅが得られ
る。同様に、演算増幅器１３ｇではＶｅと位相が１８０
度ずれたＶｅｎが得られる。上記時定数をもっと短くす
るときはフィルタの段階を３段にする。なお、図２の出
力段の平滑回路７、７ｂも上記平滑回路７ｃと同様な構
成である。
そのまま測定信号が接続されているから、抵抗器Ｒ２１
〜Ｒ２４と演算増幅器１３ｆによって構成される差動増
幅回路によって、図３のように、交流成分Ｖｅが得られ
る。同様に、演算増幅器１３ｇではＶｅと位相が１８０
度ずれたＶｅｎが得られる。上記時定数をもっと短くす
るときはフィルタの段階を３段にする。なお、図２の出
力段の平滑回路７、７ｂも上記平滑回路７ｃと同様な構
成である。
【００５０】
【発明の効果】本願の第１発明によれば、以上のように
基準信号の位相を任意に変化させることができる移相回
路を設け、その移相量を上記基準信号と測定信号との位
相差のオフセット量に等しくすることによって測定信号
の位相が微小に変化する場合にも高精度にその位相差を
測定でき、さらにその場合基準信号の周波数が変化する
と位相量が変動するのに対して、同期整流回路の出力に
接続された第１の平滑回路と、基準信号を入力とする中
心周波数が基準信号周波数にセットされた周波数・電圧
変換回路と、第１の平滑回路と周波数・電圧変換回路の
出力を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電圧
加算回路を設けることによって、基準信号の周波数の変
動があっても測定信号の位相の０．０１度程度の微小な
変化を正確に測定することができる。
基準信号の位相を任意に変化させることができる移相回
路を設け、その移相量を上記基準信号と測定信号との位
相差のオフセット量に等しくすることによって測定信号
の位相が微小に変化する場合にも高精度にその位相差を
測定でき、さらにその場合基準信号の周波数が変化する
と位相量が変動するのに対して、同期整流回路の出力に
接続された第１の平滑回路と、基準信号を入力とする中
心周波数が基準信号周波数にセットされた周波数・電圧
変換回路と、第１の平滑回路と周波数・電圧変換回路の
出力を入力とし、これらの加算比を調整可能にした電圧
加算回路を設けることによって、基準信号の周波数の変
動があっても測定信号の位相の０．０１度程度の微小な
変化を正確に測定することができる。
【００５１】本願の第２発明によれば、測定信号が第２
の平滑回路を経由して一方の入力端子に接続され、他方
の入力端子には直接接続された差動増幅器により構成さ
れた交流成分増幅回路を設け、交流成分増幅回路の出力
を入力とする整流回路と、整流回路の出力を入力とする
第３の平滑回路によって測定信号の交流成分の振幅に比
例する電圧を抽出し、中心周波数が基準信号周波数にセ
ットされた基準信号を入力とする周波数・電圧変換回路
の出力と上記第３の平滑回路の出力を入力とする乗算回
路を設けてこの乗算回路の出力と上記第１の平滑回路の
出力を入力としてそれらの加算比を調整可能にした電圧
加算回路を設けることにより、基準信号の周波数の変動
だけでなく、測定信号の振幅が変化しても、測定信号の
位相の０．０１度程度の微小な変化を正確に測定するこ
とができる。
の平滑回路を経由して一方の入力端子に接続され、他方
の入力端子には直接接続された差動増幅器により構成さ
れた交流成分増幅回路を設け、交流成分増幅回路の出力
を入力とする整流回路と、整流回路の出力を入力とする
第３の平滑回路によって測定信号の交流成分の振幅に比
例する電圧を抽出し、中心周波数が基準信号周波数にセ
ットされた基準信号を入力とする周波数・電圧変換回路
の出力と上記第３の平滑回路の出力を入力とする乗算回
路を設けてこの乗算回路の出力と上記第１の平滑回路の
出力を入力としてそれらの加算比を調整可能にした電圧
加算回路を設けることにより、基準信号の周波数の変動
だけでなく、測定信号の振幅が変化しても、測定信号の
位相の０．０１度程度の微小な変化を正確に測定するこ
とができる。
【図１】本発明の第１実施例における同期信号の位相差
測定回路の構成図である。
測定回路の構成図である。
【図２】本発明の第２実施例における同期信号の位相差
測定回路の構成図である。
測定回路の構成図である。
【図３】基準信号と測定信号の関係を示す説明図であ
る。
る。
【図４】周波数・電圧変換回路の周波数−出力電圧の特
性図である。
性図である。
【図５】周波数・電圧変換回路の詳細図である。
【図６】差動増幅器と平滑回路の詳細図である。
【図７】従来例の同期信号の位相差測定回路の構成図で
ある。
ある。
【図８】本発明の実施例における移相回路の詳細図であ
る。
る。
【図９】従来例における移相回路の詳細図である。
【図１０】平滑回路の詳細図である。
１ ２チャンネル同期整流回路 ４ アナログスイッチ ４ａ アナログスイッチ ５ 移相回路 ６ フェイズ・ロック・ループ回路 ６ａ フェイズ・ロック・ループ回路 ７ 平滑回路 ７ａ 平滑回路 ７ｂ 平滑回路 ７ｃ 平滑回路 ８ アナログ・デジタル変換器 ８ａ アナログ・デジタル変換器 １１ 比較器 １２ 周波数・電圧変換回路 １３ 演算増幅器 １４ 電圧加算回路 １６ 差動増幅器 １７ 整流回路 １８ 乗算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−63267（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 25/00
Claims (3)
- 【請求項１】 測定信号から基準信号と同期する信号成
分の位相の変動を検出する同期整流方式の位相差測定回
路において、同期整流回路と、同期整流回路の出力を入
力とする第１の平滑回路と、基準信号を入力として位相
を任意に変化させることができ、かつその出力が同期整
流回路の同期信号入力端子に接続された移相回路と、基
準信号を入力とし、中心周波数が基準信号周波数にセッ
トされた周波数・電圧変換回路と、第１の平滑回路と周
波数・電圧変換回路の出力を入力とし、これらの加算比
を調整可能にした電圧加算回路とを備えたことを特徴と
する同期信号の位相差測定回路。 - 【請求項２】 測定信号から基準信号と同期する信号成
分の位相の変動を検出する同期整流方式の位相差測定回
路において、一方の入力端子には第２の平滑回路を経由
して測定信号が入力され、他方の入力端子には直接測定
信号が入力された交流成分増幅回路と、交流成分増幅回
路の出力を入力とする同期整流回路と、同期整流回路の
出力を入力とする第１の平滑回路と、交流成分増幅回路
の出力を入力とする整流回路と、整流回路の出力を入力
とする第３の平滑回路と、基準信号を入力として位相を
任意に変化させることができ、かつその出力が同期整流
回路の同期信号入力端子に接続された移相回路と、基準
信号を入力とし、中心周波数が基準信号周波数にセット
された周波数・電圧変換回路と、第３の平滑回路と周波
数・電圧変換回路の出力を入力とする乗算回路と、第２
の平滑回路および乗算回路の出力を入力とし、これらの
加算比を調整可能にした電圧加算回路とを備えたことを
特徴とする同期信号の位相差測定回路。 - 【請求項３】 周波数・電圧変換回路が、基準信号と、
基準周波数と異なる周波数の発振回路の出力との混合に
よって生じるうなり周波数を電圧に変換することを特徴
とする請求項１又は２記載の同期信号の位相差測定回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21790192A JP3161484B2 (ja) | 1992-08-17 | 1992-08-17 | 同期信号の位相差測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21790192A JP3161484B2 (ja) | 1992-08-17 | 1992-08-17 | 同期信号の位相差測定回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0666854A JPH0666854A (ja) | 1994-03-11 |
| JP3161484B2 true JP3161484B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=16711535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21790192A Expired - Fee Related JP3161484B2 (ja) | 1992-08-17 | 1992-08-17 | 同期信号の位相差測定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3161484B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102749514A (zh) * | 2012-07-27 | 2012-10-24 | 中国科学院半导体研究所 | 基于SOBI及FastICA的同频信号相位差测量方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2704354B2 (ja) * | 1993-06-14 | 1998-01-26 | 富士写真フイルム株式会社 | 放射線画像情報記録読取装置 |
| JP3254999B2 (ja) * | 1996-01-26 | 2002-02-12 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
-
1992
- 1992-08-17 JP JP21790192A patent/JP3161484B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102749514A (zh) * | 2012-07-27 | 2012-10-24 | 中国科学院半导体研究所 | 基于SOBI及FastICA的同频信号相位差测量方法 |
| CN102749514B (zh) * | 2012-07-27 | 2014-09-03 | 中国科学院半导体研究所 | 基于SOBI及FastICA的同频信号相位差测量方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0666854A (ja) | 1994-03-11 |
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