JPH09269373A - 光波距離計 - Google Patents

光波距離計

Info

Publication number
JPH09269373A
JPH09269373A JP8029396A JP8029396A JPH09269373A JP H09269373 A JPH09269373 A JP H09269373A JP 8029396 A JP8029396 A JP 8029396A JP 8029396 A JP8029396 A JP 8029396A JP H09269373 A JPH09269373 A JP H09269373A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
circuit
homodyne
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP8029396A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3748617B2 (ja
Inventor
Shigeyuki Nakamura
重幸 中村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hamamatsu Photonics KK
Original Assignee
Hamamatsu Photonics KK
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hamamatsu Photonics KK filed Critical Hamamatsu Photonics KK
Priority to JP08029396A priority Critical patent/JP3748617B2/ja
Publication of JPH09269373A publication Critical patent/JPH09269373A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3748617B2 publication Critical patent/JP3748617B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
  • Length Measuring Devices By Optical Means (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 位相シフト法を利用したホモダイン技術に基
づいて、被測定物体に対する距離の計測精度を向上させ
る。 【構成】 本発明の光波距離計は、(a)基本信号に相
互に異なる位相変調を施すことにより、同一の周波数を
有する駆動信号及び参照信号をそれぞれ発生し、駆動信
号と参照信号との間に少なくとも3種類の位相差を生じ
させる信号発生回路20と、(b)信号発生回路20か
らの駆動信号に対応した信号光を被測定物体10に投射
する光源30と、(c)被測定物体10からの信号光に
対応した検出信号を生成する光検出器40と、(d)光
検出器30及び信号発生回路20からの検出信号及び参
照信号を重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイン処
理回路50,60と、(e)ホモダイン処理回路50,
60からの干渉信号の波高を駆動信号及び参照信号の少
なくとも3種類の位相差切替に対応して相互に比較し、
信号光の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相
検出回路とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、被測定物体に信号
光を照射し、被測定物体で散乱反射された信号光を検出
することにより、信号光の発光時と受光時との間の位相
差に基づいて被測定物体に対する距離を計測する光波距
離計に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の光波距離計においては、信号光の
発光時と受光時との間の位相差を検出するために、ヘテ
ロダイン(Heterodyne)技術が主に適用されている。こ
の技術においては、信号光を検出する光検出器から出力
された検出信号と、この検出信号の周波数と微妙に異な
る周波数を有する参照信号とを重ね合わせることによ
り、検出信号の位相情報を保持する干渉信号を発生させ
る。
【0003】ここで、検出信号と参照信号との間の周波
数差は、比較的小さく設定されている。これにより、検
出信号と参照信号との間の位相差を保持した状態で、検
出信号と参照信号との間の周波数差が干渉信号の周波数
として低域変換されるので、干渉信号の位相を検出する
ことができる。そのため、干渉信号の位相の測定値と参
照信号の位相の設定値とに基づいて、検出信号の位相を
算出することにより、信号光の発光時と受光時との間の
位相差を高い分解能で測定することができる。
【0004】しかしながら、このようなヘテロダイン技
術においては、検出信号及び参照信号の各周波数の安定
性が、低域変換の割合に対応して拡大され、位相の測定
精度に大きく影響してしまう。そのため、信号光を発生
する光源に対して駆動信号を発生させる発振子や、参照
信号を発生させる発振子などに、高精度の動作安定性で
各信号周波数を一定に保持させる必要がある。また、干
渉信号の位相を検出するために、高速に動作する比較器
や計数回路なとが必要となるので、回路構成が複雑とな
ってしまう。
【0005】このような発振子や信号処理回路などに対
する要請を考慮する必要がないものとして、ホモダイン
(Homodyne)技術がある。この技術においては、信号光
を検出する光検出器から出力された検出信号と、この検
出信号の周波数と同一の周波数を有する参照信号とを重
ね合わせることにより、検出信号の位相情報を保持する
干渉信号を発生させる。
【0006】ここで、干渉信号は高周波成分と直流成分
とを含むので、高周波成分の振幅を取り扱うことができ
ない。そのため、検出信号と参照信号との間の位相差に
依存する直流成分の波高を取り扱うことになる。これに
より、干渉信号の波高の測定値と参照信号の位相の設定
値とに基づいて、検出信号の位相を算出することによ
り、信号光の発光時と受光時との間の位相差を高い分解
能で測定することができる。
【0007】なお、このようなホモダイン技術を用いた
先行技術に関しては、電波距離計が実開平4−3373
号公報などに詳細に記載されている。この電波距離計
は、被測定物体に信号電波を発信し、被測定物体で散乱
反射された信号電波を受信することにより、信号電波の
発信時と受信時との間の位相差ではなく時間差に基づい
て被測定物体に対する距離を計測している。
【0008】この電波距離計においては、ホモダイン技
術に基づいて、信号電波を受信する受信器から出力され
た検出信号と、この検出信号の周波数と同一の周波数を
有する参照信号とを、乗算器で重ね合わせて干渉信号を
発生させる際に、検出信号のレベルに対応して参照信号
の位相を制御することにより、一種の可変減衰機構とし
て、干渉信号の波高増幅によって発生する波形歪みを低
減させる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、干渉信
号の中で位相情報及び強度情報を含む直流成分を取り扱
うことにしても、直流成分の強度は信号光の強度も含む
ため、干渉信号の波高が変化した場合に、振幅変化によ
るものなのか、あるいは、位相変化によるものなのかを
判別することが困難であり、信号処理回路における増幅
器のオフセット誤差を含む利得誤差が位相の測定精度に
大きく影響してしまう。
【0010】これにより、干渉信号の波高のレベル範囲
に対して一定の利得を与えるために、干渉信号の波高を
増幅する増幅器に、比較的広いダイナミックレンジと高
い利得安定度とを設定することが必要となる。また、実
際の乗算器はフィードスルーを有するため、参照信号の
位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し、干
渉信号の波高のレベルに大きく影響することがある。し
たがって、被測定物体に対する距離の計測精度を大幅に
向上させることが困難である。
【0011】そこで、本発明は、以上の問題点に鑑みて
なされたものであり、位相シフト法を利用したホモダイ
ン技術に基づいて、検出信号と参照信号との間の位相差
を検出することにより、被測定物体に対する距離の計測
精度を向上させる光波距離計を提供することを目的とす
る。
【0012】
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ために、本発明のうちで請求項1記載の光波距離計は、
(a)基本信号に相互に異なる位相変調をそれぞれ施す
ことにより、同一の周波数を有する駆動信号及び参照信
号をそれぞれ発生し、駆動信号と参照信号との間に少な
くとも3種類の位相差を生じさせる信号発生回路と、
(b)この信号発生回路から入力した駆動信号に基づい
て発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、
(c)被測定物体で散乱反射されて入射した信号光に基
づいて検出信号を生成する光検出器と、(d)この光検
出器から入力した検出信号と信号発生回路から入力した
参照信号とを重ね合わせた干渉信号を生成するホモダイ
ン処理回路と、(e)このホモダイン処理回路から入力
した干渉信号の波高を駆動信号及び参照信号の少なくと
も3種類の位相差切替に対応して相互に比較し、信号光
の発光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回
路とを備えることを特徴とする。
【0013】このような光波距離計においては、信号発
生回路は、少なくとも3種類の位相差を生じさせた状態
で、相互に異なる位相変調を周期的に施した駆動信号及
び参照信号を光源及びホモダイン処理回路にそれぞれ出
力する。これにより、光源は、信号発生回路から入力し
た駆動信号に対応した信号光を発生し、この信号光を被
測定物体に照射する。光検出器は、被測定物体で散乱反
射された信号光を受光し、この信号光に対応した検出信
号をホモダイン処理回路に出力する。
【0014】このとき、ホモダイン処理回路は、光検出
回路から入力した検出信号と信号発生回路から入力した
参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を生成
して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及び検
出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に異な
る位相変調によって時分割に変動した少なくとも3種類
の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信号と
参照信号との間の位相差に対応して少なくとも3つの波
高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に変動
している。
【0015】そして、位相検出回路は、ホモダイン技術
の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替
に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号
の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、
いわゆる位相シフト法に基づいて、干渉信号の振幅によ
る影響を排除した状態で、シフトされた位相を有して異
なる干渉信号の波高間のレベル比に対応した検出信号及
び参照信号の位相差のみを検出する。
【0016】また、駆動信号の位相を切り替える際に低
周波成分が同期して発生しても、この低周波成分は光源
によって信号光を発生する際に除去されてしまう。これ
により、光検出器によって測定光を光電変換した検出信
号は、このような低周波成分による影響から排除されて
いる。したがって、この光波距離計は、信号光の発光時
と受光時との間の位相差を高精度に検出する。
【0017】ここで、請求項2記載の光波距離計は、請
求項1記載の光波距離計において、位相差πを有する2
種類の位相変調を第1周期で前記基本信号に施して前記
参照信号を生成するとともに、所定値の位相差を有する
2種類の位相変調を前記第1周期の2倍に一致した第2
周期で前記基本信号に施して前記駆動信号を生成する回
路構成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【0018】請求項3記載の光波距離計は、請求項1ま
たは請求項2記載の光波距離計において、駆動信号の変
調成分の位相差を調整することにより、被測定物体に対
する測距範囲に対応して干渉信号の波高を基準値以上に
設定させる回路構成を、信号発生回路に含ませることを
特徴とする。
【0019】請求項4記載の光波距離計は、請求項1な
いし請求項3のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、信号発生回路における駆動信号及び参照信号の少な
くとも3種類の位相差切替に同期して、ホモダイン処理
回路から入力した干渉信号を選択することにより、干渉
信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器と、こ
の切替器から入力した位相信号を直流変換する積分器と
を、位相検出回路に含ませることを特徴とする。
【0020】請求項5記載の光波距離計は、請求項1な
いし請求項4のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、駆動信号及び参照信号の少なくとも3種類の位相差
切替時にデューティ比を50%で一定に保持する回路構
成を、信号発生回路に含ませることを特徴とする。
【0021】このような光波距離計においては、参照信
号の位相を切り替える際に低周波成分が同期して発生し
ても、この低周波成分は信号発生回路から出力される以
前に除去されてしまう。これにより、ホモダイン処理回
路で検出信号と重ね合わされる参照信号は、このような
低周波成分による影響から排除されている。したがっ
て、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時との間
の位相差をよりいっそう高精度に検出する。
【0022】請求項6記載の光波距離計は、請求項5記
載の光波距離計において、駆動信号及び参照信号の少な
くとも3種類の位相差切替に同期した低周波成分を除去
する狭帯域フィルタを、信号発生回路に含ませることを
特徴とする。
【0023】請求項7記載の光波距離計は、請求項1な
いし請求項6のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、参照信号として第1参照信号を発生するとともに、
第1参照信号の位相をπ/2だけシフトした第2参照信
号をさらに発生する回路構成を、信号発生回路に含ませ
るとともに、光検出器から入力した検出信号に対して、
信号発生回路から入力した第1及び第2参照信号をそれ
ぞれ乗じる処理を並列して実行する2系統の回路構成
を、ホモダイン処理回路に含ませることを特徴とする。
【0024】請求項8記載の光波距離計は、請求項7記
載の光波距離計において、基本信号として第1基本信号
を発生する発振器と、この発振器から入力した第1基本
信号の位相をπだけシフトした第2基本信号を生成する
第1位相シフタと、第1基本信号の周期よりも大きい周
期を有する第1切替信号を発生する第1切替信号発生器
と、この第1切替信号発生器から入力した第1切替信号
に基づいて、発振器及び第1位相シフタからそれぞれ入
力した第1及び第2基本信号の一つを順次選択して第1
参照信号を生成する第1切替器と、発振器から入力した
第1基本信号の位相をπ/2だけシフトした第3基本信
号を生成する第2位相シフタと、この第2位相シフタか
ら入力した第3基本信号の位相をπだけシフトした第4
基本信号を生成する第3位相シフタと、第1基本信号と
同期した第2切替信号を発生する第2切替信号発生器
と、この第2切替信号発生器から入力した第2切替信号
に基づいて、第2及び第3位相シフタからそれぞれ入力
した第3及び第4基本信号の一つを順次選択して第2参
照信号を生成する第2切替器とを、信号発生回路に含ま
せることを特徴とする。
【0025】請求項9記載の光波距離計は、請求項1な
いし請求項8のいずれか一つに記載の光波距離計におい
て、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号に基づい
て、光検出器及びホモダイン処理回路の各利得を調整す
ることにより、干渉信号の波高の最小値及び最大値を一
定に設定させる利得調整回路をさらに備えることを特徴
とする。
【0026】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る諸々の実施形
態の構成および作用について、図1ないし図13を参照
して説明する。なお、図面の説明においては同一の要素
には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。ま
た、図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致して
いない。
【0027】第1実施形態 図1に示すように、本実施形態の光波距離計は、被測定
物体10に信号光P0を投射する光源30と、この被測
定物体10で散乱反射された信号光P1を検出する光検
出器40と、これら光源30及び光検出器40に入出力
する各種の電気信号を処理する信号処理系とで構成され
ている。ここで、光源30は、発光ダイオードであっ
て、信号発生回路20から入力した駆動信号D0に対応
して信号光P0を発生する。光検出器40は、フォトダ
イオードであって、被測定物体10で反射された信号光
1を光電変換し、検出信号M0として前置増幅器41に
出力する。
【0028】前置増幅器41は、光検出器40から入力
した検出信号M0を増幅して第1ホモダイン処理回路5
0及び第2ホモダイン処理回路60にそれぞれ出力す
る。第1ホモダイン処理回路50は、前置増幅器41か
ら入力した検出信号M0にホモダイン処理を施し、干渉
信号として位相検出回路70及び利得調整回路80にそ
れぞれ出力する。また、第2ホモダイン処理回路60
は、前置増幅器41から入力した検出信号M0にホモダ
イン処理を施し、干渉信号として位相検出回路70及び
利得調整回路80にそれぞれ出力する。
【0029】位相検出回路70は、第1及び第2ホモダ
イン処理回路50,60から入力した干渉信号の位相情
報を抽出して外部の演算回路に出力する。また、利得調
整回路80は、第1及び第2ホモダイン処理回路50,
60から入力した干渉信号の強度情報を抽出し、光検出
器40と第1及び第2ホモダイン処理回路50,60と
の各利得を調整する。その他に、光源30、第1及び第
2ホモダイン処理回路50,60、位相調整回路70及
び利得調整回路80の各動作を制御する信号処理系とし
て、信号発生回路20が設置されている。
【0030】図2に示すように、信号発生回路20は、
第1基本信号B1を発生する発振器21と、第1基本信
号B1の位相をπだけシフトした第2基本信号B2を生成
する第1位相πシフタ221と、切替信号S0を発生する
第1切替信号発生器251と、切替信号S0に基づいて第
1及び第2基本信号B1,B2を選択して第1参照信号R
1を生成する第1切替器261と、第1参照信号R1の低
周波成分を除去する第1狭帯域フィルタ271とを含ん
で構成されている。
【0031】これに加えて、信号発生回路20は、第1
基本信号B1の位相をπ/2だけシフトした第3基本信
号B3を生成する第1位相π/2シフタ231と、第3基
本信号B3の位相をπだけシフトした第4基本信号B4
生成する第2位相πシフタ222と、切替信号S0を発生
する第2切替信号発生器252と、切替信号S0に基づい
て第3及び第4基本信号B3,B4を選択して第2参照信
号R2を生成する第2切替器262と、第2参照信号R2
の低周波成分を除去する第2狭帯域フィルタ272とを
含んで構成されている。
【0032】さらに、信号発生回路20は、第1基本信
号B1の位相を基準位相αだけシフトした第5基本信号
5を生成する位相αシフタ24と、第5基本信号B5
位相をπ/2だけシフトした第6基本信号B6を生成す
る第2位相π/2シフタ232と、切替信号S0を発生す
る第3切替信号発生器253と、切替信号S0に基づいて
第5及び第6基本信号B5,B6を選択して駆動信号D0
を生成する第3切替器263と、駆動信号D0の低周波成
分を除去する第3狭帯域フィルタ273とを含んで構成
されている。
【0033】発振器21は、第1基本信号B1として周
波数f0、初期位相φ0及び振幅A1を有する方形波をパ
ルス発振で発生し、第1切替器261、第1位相πシフ
タ221、第1位相π/2シフタ231及び位相αシフタ
24にそれぞれ出力する。この第1基本信号B1は、正
弦波として簡略化して表示すると、式(1)に示すよう
になる。ただし、tは時刻である。
【0034】 A1sin(2πf0t+φ0) (1) 第1位相πシフタ221は、発振器21から入力した第
1基本信号B1の位相をπだけシフトし、第2基本信号
2として第1切替器261に出力する。この第2基本信
号B2は、正弦波として簡略化して表示すると式(2)
に示すようになる。
【0035】 A1sin(2πf0t+φ0+π) (2) 第1位相π/2シフタ231は、発振器21から入力し
た第1基本信号B1の位相をπ/2だけシフトし、第3
基本信号B3として第2切替器262及び第2位相πシフ
タ222にそれぞれ出力する。この第3基本信号B3は、
正弦波として簡略化して表示すると式(3)に示すよう
になる。
【0036】 A1sin(2πf0t+φ0+π/2) (3) 第2位相πシフタ222は、第1位相π/2シフタ231
から入力した第3基本信号B3の位相をπだけシフト
し、第4基本信号B4として第2切替器262に出力す
る。この第4基本信号B4は、正弦波として簡略化して
表示すると式(4)に示すようになる。
【0037】 A1sin(2πf0t+φ0+3π/2) (4) 位相αシフタ24は、発振器21から入力した第1基本
信号B1の位相を基準位相αだけシフトし、第5基本信
号B5として第3切替器263及び第2位相π/2シフタ
232にそれぞれ出力する。この第5基本信号B5は、正
弦波として簡略化して表示すると式(5)に示すように
なる。
【0038】 A1sin(2πf0t+φ0+α) (5) 第2位相π/2シフタ232は、位相αシフタ24から
入力した第5基本信号B5の位相をπ/2だけシフト
し、第6基本信号B6として第3切替器263に出力す
る。この第6基本信号B6は、正弦波として簡略化して
表示すると式(6)に示すようになる。
【0039】 A1sin(2πf0t+φ0+α+π/2) (6) 第1切替信号発生器251は、切替信号S0として周期T
0でパルス発振した方形波を発生し、第1切替器261
位相検出回路70及び利得調整回路80にそれぞれ出力
する。第2切替信号発生器252は、第1切替信号発生
回路251と同期して切替信号S0を発生し、第2切替器
262に出力する。第3切替信号発生器253は、第1及
び第2切替信号発生回路251,252と同期して切替信
号S0を発生し、第3切替器263に出力する。図3に示
すように、切替信号S0の周期T0は、第1及び第2参照
信号R1,R2の位相を変調するために、第1ないし第6
基本信号B1〜B6の各周期1/f0の数十倍から数百倍
の範囲で十分に大きく設定されている。
【0040】第1切替器261は、第1切替信号発生器
251から入力した切替信号S0の立上がりに対応して時
間T0が経過する度に信号チャネルを切り替えることに
より、発振器21及び第1位相πシフタ221からそれ
ぞれ入力した第1及び第2基本信号B1,B2の一つを順
次サンプリングし、2種類の位相で時分割に変調された
第1参照信号R1として第1狭帯域フィルタ271に出力
する。第1狭帯域フィルタ271は、第1切替器261
ら入力した第1参照信号R1の低周波成分を除去し、第
1参照信号R1を第1ホモダイン処理回路50に出力す
る。
【0041】ここで、第1切替器261で位相切替時に
発生した第1参照信号R1の低周波成分は、第1狭帯域
フィルタ271で位相切替時のノイズ成分として除去さ
れるので、被測定物体10に対する測距値の精度に悪影
響を及ぼさない。そのため、第1狭帯域フィルタ271
から出力された第1参照信号R1は、位相切替時に周波
数のずれを発生させるが、デューティ比を50%で一定
に保持している。
【0042】図3に示すように、第1参照信号R1は、
時間T0毎に初期位相をφ0,φ0+πに順次切り替えた
方形波として変調されている。この第1参照信号R
1は、簡略化して表示すると4式(7a)〜(7d)に
示すようになる。ただし、nは0以上の整数である。
【0043】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0) (7a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π) (7b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0) (7c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π) (7d) 第2切替器262は、第2切替信号発生器252から入力
した切替信号S0の立上がりに対応して時間T0が経過す
る度に信号チャネルを切り替えることにより、第1位相
π/2シフタ231及び第2位相πシフタ222からそれ
ぞれ入力した第3及び第4基本信号B3,B4の一つを順
次サンプリングし、2種類の位相で時分割に変調された
第2参照信号R2として第2狭帯域フィルタ272に出力
する。第2狭帯域フィルタ272は、第2切替器262
ら入力した第2参照信号R2の低周波成分を除去し、第
2参照信号R2を第2ホモダイン処理回路60に出力す
る。
【0044】ここで、第2切替器262で位相切替時に
発生した第2参照信号R2の低周波成分は、第2狭帯域
フィルタ272で位相切替時のノイズ成分として除去さ
れるので、被測定物体10に対する測距値の精度に悪影
響を及ぼさない。そのため、第2狭帯域フィルタ272
から出力された第2参照信号R2は、位相切替時に周波
数のずれを発生させるが、デューティ比を50%で一定
に保持している。
【0045】図3に示すように、第2参照信号R2は、
時間T0毎に初期位相をφ0+π/2,φ0+3π/2に
順次切り替えた方形波として変調されている。この第2
参照信号R2は、簡略化して表示すると4式(8a)〜
(8d)に示すようになる。
【0046】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π/2) (8a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+3π/2) (8b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π/2) (8c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A1sin(2πf0t+φ0+3π/2) (8d) 第3切替器263は、第3切替信号発生器253から入力
した切替信号S0の立上がりに対応して時間2T0が経過
する度に信号チャネルを切り替えることにより、位相α
シフタ24及び第2位相π/2シフタ232からそれぞ
れ入力した第5及び第6基本信号B5,B6の一つを順次
サンプリングし、2種類の位相で時分割に変調された駆
動信号D0として第3狭帯域フィルタ273に出力する。
第3狭帯域フィルタ273は、第3切替器263から入力
した駆動信号D0の低周波成分を除去し、駆動信号D0
光源30に出力する。
【0047】ここで、図4に示すように、第3切替器2
3で駆動信号D0を生成する際に、例えば、第5基本信
号B5とこの第5基本信号B5よりπ/2だけ遅れた位相
を有する第6基本信号B6とを切り替えた場合、デュー
ティ比が50%から変化することがある。すなわち、パ
ルスの一周期1/f0内でON状態及びOFF状態の時
間比ton:toffが、1:1にならないことがある。そ
のため、低周波成分が50%からずれたデューティ比の
変動量に対応して発生する。
【0048】しかしながら、このように発生した駆動信
号D0の低周波成分は、第3狭帯域フィルタ273で位相
切替時のノイズ成分として除去されるので、被測定物体
10に対する測距値の精度に悪影響を及ぼさない。な
お、この低周波成分は、駆動信号D0の位相切替に同期
していることから、より後段で除去することは非常に困
難である。そのため、第3狭帯域フィルタ273から出
力された駆動信号D0は、位相切替時に周波数のずれを
発生させるが、デューティ比を一定に保持している。
【0049】図3に示すように、駆動信号D0は、時間
2T0毎に初期位相をφ0+α,φ0+α+π/2に順次
切り替えた方形波として変調されている。この駆動信号
0は、簡略化して表示すると4式(9a)〜(9d)
に示すようになる。
【0050】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+α) (9a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+α) (9b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+α+π/2) (9c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A1sin(2πf0t+φ0+α+π/2) (9d) 第3狭帯域フィルタ273から出力された駆動信号D
0は、第1及び第2狭帯域フィルタ271,272から出
力された第1及び第2参照信号R1,R2に対して、同一
のフィルタ効果を受けている。そのため、駆動信号D0
と第1及び第2参照信号R1,R2との間では、フィルタ
の影響がキャンセルされている。なお、駆動信号D0
基準位相αは、被測定物体10に対する測距範囲に対応
して、第1及び第2ホモダイン処理回路50,60に関
して後述する第1ホモダイン信号H1及び第2ホモダイ
ン信号H2の各波高を基準値よりも大きくするように設
定されている。
【0051】光源30は、信号発生回路20から入力し
た駆動信号D0に対応して信号光P0を発生し、信号光P
0を被測定物体10に投射する。光検出器40は、被測
定物体10で散乱反射された信号光P1を受光し、信号
光P1に対応して検出信号M0を前置増幅器41に出力す
る。この光検出器40の利得は、利得調整回路80から
入力した制御信号C0に基づいて可変に設定されてい
る。前置増幅器41は、光検出器40から入力した検出
信号M0の振幅を増幅し、検出信号M0を第1及び第2ホ
モダイン処理回路50,60にそれぞれ出力する。
【0052】ここで、前置増幅器41から出力された検
出信号M0は、二つの信号光P0,P1の移動距離、すな
わち、光源30及び被測定物体10間の距離と被測定物
体10及び光検出器40間の距離との和に対応して、駆
動信号D0の位相よりも検出位相βだけシフトしてい
る。すなわち、検出信号M0は、周波数f0及び振幅A2
を有し、時間2T0毎に初期位相をφ0+α+β,φ0
α+β+π/2に順次切り替えた方形波として変調され
ている。
【0053】この検出信号M0は、簡略化して表示する
と4式(10a)〜(10d)に示すようになる。
【0054】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A2sin(2πf0t+φ0+α+β) (10a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A2sin(2πf0t+φ0+α+β) (10b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) (10c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) (10d) 第1ホモダイン処理回路50は、検出信号M0及び第1
参照信号R1を重ね合わせて第1ホモダイン信号H1を生
成する第1乗算器51と、第1ホモダイン信号H1の波
高を増幅する第1可変利得増幅器52と、第1ホモダイ
ン信号H1の極性を保持する第1極性保持増幅器53
と、第1ホモダイン信号H1の極性を反転する第1極性
反転増幅器54とで構成されている。
【0055】第1乗算器51は、前置増幅器41から入
力した検出信号M0と信号発生回路20から入力した第
1参照信号R1とを重ね合わせた干渉信号を生成し、こ
の干渉信号を第1ホモダイン信号H1として第1可変利
得増幅器52に出力する。図5に示すように、第1ホモ
ダイン信号H1は、時間T0毎に位相を切り替えて時分割
に変化し、簡略して表示すると4式(11a)〜(11
d)に示すように、容易に後処理可能な交流信号とな
る。
【0056】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0)A2sin(2πf0t+φ0+α+β) =A1sin2(2πf0t+φ0)A2cos(α+β) +A1sin(2πf0t+φ0)A2cos(2πf0t+φ0)sin(α+β) =A12cos(α+β) −A12cos(α+β)cos2(2π・f0・t+φ0) +A12sin(2πf0t+φ0) ・cos(2πf0t+φ0)sin(α+β) (11a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π)A2sin(2πf0t+φ0+α+β) =−A12cos(α+β) −A12cos(α+β−π)cos2(2πf0t+φ0+π) +A12sin(2πf0t+φ0+π) ・cos(2πf0t+φ0+π)sin(α+β−π) (11b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0)A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) =−A12sin(α+β) −A12cos(α+β+π/2)cos2(2πf0t+φ0) +A12sin(2πf0t+φ0) ・cos(2πf0t+φ0)sin(α+β+π/2) (11c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π)A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) =A12sin(α+β) −A12cos(α+β−π/2)cos2(2πf0t+φ0+π) +A12sin(2πf0t+φ0+π) ・cos(2πf0t+φ0+π)sin(α+β−π/2) (11d) 第1可変利得増幅器52は、利得調整回路80から入力
した制御信号C0に基づいて可変に設定された利得を有
し、第1乗算器51から単一の信号ラインで入力した第
1ホモダイン信号H1に含まれた相互に異なる4種類の
位相成分の波高を単独で順次増幅して、第1極性保持増
幅器53及び第1極性反転増幅器54にそれぞれ出力す
る。
【0057】第1極性保持増幅器53は、第1可変利得
増幅器52から入力した第1ホモダイン信号H1の極性
を保持し、第1保持ホモダイン信号H11として位相検出
回路70及び利得調整回路80にそれぞれ出力する。第
1極性反転増幅器54は、第1可変利得増幅器52から
入力した第1ホモダイン信号H1の極性を反転し、第1
反転ホモダイン信号H12として位相検出回路70及び利
得調整回路80にそれぞれ出力する。
【0058】ここで、第1ホモダイン信号H1の直流成
分は、時間T0毎に4種類の波高I11,I12,I13,I
14をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表
示すると4式(12a)〜(12d)に示すようにな
る。
【0059】 4nT0≦t<(1+4n)T0: I11=A12cos(α+β) (12a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: I12=−A12cos(α+β) (12b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: I13=−A12sin(α+β) (12c) (3+n)T0≦t<4(n+1)T0: I14=A12sin(α+β) (12d) 一方、第2ホモダイン処理回路60は、検出信号M0
び第2参照信号R2を重ね合わせて第2ホモダイン信号
2を生成する第2乗算器61と、第2ホモダイン信号
2の波高を増幅する第2可変利得増幅器62と、第2
ホモダイン信号H2の極性を保持する第2極性保持増幅
器63と、第2ホモダイン信号H2の極性を反転する第
2極性反転増幅器64とで構成されている。
【0060】第2乗算器61は、前置増幅器41から入
力した検出信号M0と信号発生回路20から入力した第
2参照信号R2とを重ね合わせた干渉信号を生成し、干
渉信号の強度の時間平均を第2ホモダイン信号H2とし
て第2可変利得増幅器62に出力する。図5に示すよう
に、第2ホモダイン信号H2は、時間T0毎に位相を切り
替えて時分割に変化し、簡略化して表示すると4式(1
3a)〜(13d)に示すように、容易に後処理可能な
交流信号となる。
【0061】 4nT0≦t<(1+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π/2)A2sin(2πf0t+φ0+α+β) =A12cos(α+β−π/2) −A12cos(α+β−π/2)cos2(2πf0t+φ0+π/2) +A12sin(2πf0t+φ0+π/2) ・cos(2πf0t+φ0+π/2)sin(α+β−π/2) =A12sin(α+β) −A12cos(α+β−π/2)cos2(2πf0t+φ0+π/2) +A12sin(2πf0t+φ0+π/2) ・cos(2πf0t+φ0+π/2)sin(α+β−π/2) (13a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+3π/2)A2sin(2πf0t+φ0+α+β) =−A12sin(α+β) −A12cos(α+β−3π/2)cos2(2πf0t+φ0+3π/2) +A12sin(2πf0t+φ0+3π/2) ・cos(2πf0t+φ0+3π/2)sin(α+β−3π/2) (13b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: A1sin(2πf0t+φ0+π/2) ・A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) =A12cos(α+β) −A12cos(α+β)cos2(2πf0t+φ0+π/2) +A12sin(2πf0t+φ0+π/2) ・cos(2πf0t+φ0+π/2)sin(α+β) (13c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: A1sin(2πf0t+φ0+3π/2) ・A2sin(2πf0t+φ0+α+β+π/2) =−A12cos(α+β−π) −A12cos(α+β−π)cos2(2π・f0・t+φ0+3π/2) +A12sin(2πf0t+φ0+3π/2) ・cos(2πf0t+φ0+3π/2)sin(α+β−π) (13d) 第2可変利得増幅器62は、利得調整回路80から入力
した制御信号C0に基づいて可変に設定された利得を有
し、第1乗算器61から単一の信号ラインで入力した第
2ホモダイン信号H2に含まれた相互に異なる4種類の
位相成分の波高を単独で順次増幅して、第2極性保持増
幅器63及び第2極性反転増幅器64にそれぞれ出力す
る。
【0062】第2極性保持増幅器63は、第2可変利得
増幅器62から入力した第2ホモダイン信号H2の極性
を保持し、第2保持ホモダイン信号H21として位相検出
回路70及び利得調整回路80にそれぞれ出力する。第
2極性反転増幅器64は、第2可変利得増幅器62から
入力した第2ホモダイン信号H2の極性を反転し、第2
反転ホモダイン信号H22として位相検出回路70及び利
得調整回路80にそれぞれ出力する。
【0063】ここで、第2ホモダイン信号H2の直流成
分は、時間T0毎に4種類の波高I21,I22,I23,I
24をステップ状に切り替えたものとなり、簡略化して表
示すると4式(14a)〜(14d)に示すようにな
る。
【0064】 4nT0≦t<(1+4n)T0: I21=A12sin(α+β)=I14 (14a) (1+4n)T0≦t<(2+4n)T0: I22=−A12sin(α+β)=I13 (14b) (2+4n)T0≦t<(3+4n)T0: I23=A12cos(α+β)=I11 (14c) (3+4n)T0≦t<4(n+1)T0: I24=−A12cos(α+β)=I12 (14d) 位相検出回路70は、切替信号S0に基づいて第1及び
第2保持ホモダイン信号H11,H21と第1及び第2反転
ホモダイン信号H12,H22とを選択して位相信号E0
生成する第4切替器71と、位相信号E0を直流変換す
る第1積分器72と、位相信号E0の波高を平滑化して
干渉信号の位相情報を測距信号L0として生成する直線
性改善回路73とで構成されている。
【0065】第4切替器71は、信号発生回路20から
入力した切替信号S0に対応して時間T0が経過する度に
信号チャネルを切り替えることにより、第1及び第2極
性保持増幅器53,63と第1及び第2極性反転増幅器
54,64とからそれぞれ入力した第1及び第2保持ホ
モダイン信号H11,H21と第1及び第2反転ホモダイン
信号H12,H22との一つを順次サンプリングし、位相信
号E0を生成して第1積分器72に出力する。
【0066】より具体的には、第4切替器71は、正の
極性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差π/2
−α,3π/2−αを有する第1及び第2参照信号
1,R2の成分を検出信号M0に重ね合わせて生成され
たものを時分割に選択する。すなわち、位相信号E
0は、時間T0毎に4種類の波高I21,I22,I13,I14
を切り替えたものとなる。
【0067】第1積分器72は、第4切替器71から入
力した位相信号E0を直流変換して直線性改善回路73
に出力する。直線性改善回路73は、第1積分器72か
ら入力した位相信号E0の波高を平滑化し、検出信号M0
と第1及び第2参照信号R1,R2との間の位相差として
第1及び第2ホモダイン信号H1,H2の各位相情報(α
+β)を含む測距信号L0として外部の演算回路に出力
する。
【0068】利得調整回路80は、切替信号S0に基づ
いて第1及び第2保持ホモダイン信号H11,H21と第1
及び第2反転ホモダイン信号H12,H22とを選択して強
度信号G0を生成する第5切替器81と、強度信号G0
直流変換する第2積分器82と、基準電圧V0を発生す
る電圧源83と、強度信号G0と基準電圧V0との比に比
例した制御信号C0を生成する比較器84とで構成され
ている。
【0069】第5切替器81は、信号発生回路20から
入力した切替信号S0に対応して時間T0が経過する度に
信号チャネルを切り替えることにより、第1及び第2極
性保持増幅器53,63と第1及び第2極性反転増幅器
54,64とからそれぞれ入力した第1及び第2保持ホ
モダイン信号H11,H21と第1及び第2反転ホモダイン
信号H12,H22との一つとして順次サンプリングし、強
度信号G0を生成して第2積分器82に出力する。
【0070】より具体的には、第5切替器81は、負の
極性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差−α,
π−αを有する第1及び第2参照信号R1,R2の成分を
検出信号M0に重ね合わせて生成されたものを時分割に
選択する。すなわち、強度信号G0は、時間T0毎に4種
類の波高I11,I12,I23,I24を切り替えたものとな
る。
【0071】第2積分器82は、第5切替器81から入
力した強度信号G0を直流変換して比較器84に出力す
る。電圧源83は、基準電圧V0を発生して比較器84
に出力する。比較器84は、第5切替器81から入力し
た強度信号G0と電圧源83から入力した基準電圧V0
を比較し、電圧比G0/V0に比例したレベルを有する制
御信号C0を生成して光検出器40と第1及び第2ホモ
ダイン処理回路50,60とにそれぞれ出力する。
【0072】なお、光検出器40と第1及び第2可変利
得増幅器52,62との各利得は、第1及び第2保持ホ
モダイン信号H11,H21と第1及び第2反転ホモダイン
信号H12,H22の各波高I11,I12,I23,I24を一定
に保持するように制御されることになる。
【0073】このように、第1及び第2ホモダイン信号
1,H2の最大値及び最小値として各波高I11,I12
23,I24は、利得調整回路80によって一定値に設定
されている。そのため、第1及び第2ホモダイン信号H
1,H2の各位相情報(α+β)は、第1及び第2ホモダ
イン信号H1,H2の各波高I21,I22,I13,I14に基
づいて高精度に算出することができる。すなわち、外部
の演算回路においては、例えば式(15)に示すよう
に、第1及び第2ホモダイン信号H1,H2の各位相情報
(β−α)を算出することができる。このとき、第1及
び第2ホモダイン信号H1,H2の各波高間で差を取るこ
とにより、各種増幅器のオフセット誤差を含む利得誤差
を除去することができる。
【0074】 tan-1{[(I21−I22)/2]/[(I13−I14)/2]} =α+β (15) これにより、信号光P0の発光時と信号光P1の受光時と
の間の位相差βは、位相αシフタ24によって設定され
た駆動信号D0の基準位相αに基づいて算出することが
できる。したがって、光源30及び被測定物体10間の
距離と被測定物体10及び光検出器40間の距離との和
は、式(16)に示すように計測される。ただし、cは
測定光P0,P1の光速である。
【0075】 β・c/(2π・f0) (16) 次に、本実施例の光波距離計の作用について説明する。
【0076】信号発生回路20は、周波数f0を有し、
かつ、2種類の初期位相φ0+α,φ0+α+π/2を周
期2T0で切り替える駆動信号D0を光源30に出力す
る。これにより、光源30は、信号発生回路20から入
力した駆動信号D0に対応して信号光P0を、被測定物体
10に投射する。そのため、光検出器40は、被測定物
体10から入射した信号光P1に対応して周波数f0を有
し、かつ、2種類の初期位相φ0+α+β,φ0+α+β
+π/2を周期2T0で切り替える検出信号M0を、前置
増幅器41を介して第1及び第2ホモダイン処理回路5
0,60にそれぞれ出力する。
【0077】信号発生回路20は、駆動信号D0の周波
数と同一の周波数f0を有し、かつ、2種類の初期位相
φ0,φ0+πを周期T0で切り替える第1参照信号R1
第1ホモダイン処理回路50に出力するとともに、駆動
信号D0の周波数と同一の周波数f0を有し、かつ、2種
類の初期位相φ0+π/2,φ0+3π/2を周期T0
切り替える第2参照信号R2を第2ホモダイン処理回路
60に出力する。
【0078】これにより、第1及び第2ホモダイン処理
回路50,60は、前置増幅器41から入力した検出信
号M0と信号発生回路20から入力した第1及び第2参
照信号R1,R2とを重ね合わせることにより、この干渉
信号として第1及び第2ホモダイン信号H1,H2を生成
し、これら第1及び第2ホモダイン信号H1,H2の極性
を保持または反転させた第1及び第2保持ホモダイン信
号H11,H12と第1及び第2反転ホモダイン信号H21
22とを位相検出回路70及び利得調整回路80にそれ
ぞれ出力する。
【0079】ここで、検出信号M0の周波数は、駆動信
号D0の周波数f0に一致することから、第1及び第2参
照信号R1,R2の各周波数f0と同一である。そのた
め、第1及び第2ホモダイン信号H1,H2の波高は、ホ
モダイン技術の原理に基づいて、検出信号M0と第1及
び第2参照信号R1,R2との間の位相差に対応してそれ
ぞれ決定されている。
【0080】また、検出信号M0の位相と第1及び第2
参照信号R1,R2の各位相とは、相互に同期して時分割
に変調されている。そのため、第1及び第2ホモダイン
信号H1,H2の波高は、検出信号M0と第1及び第2参
照信号R1,R2との間の位相差の変動に対応して時分割
に変動している。したがって、第1及び第2保持ホモダ
イン信号H11,H12と第1及び第2反転ホモダイン信号
21,H22との各波高は、検出信号M0と第1及び第2
参照信号R1,R2との各位相切替に同期して変化してい
る。
【0081】信号発生回路20は、検出信号M0と第1
及び第2参照信号R1,R2との各位相切替に同期した切
替信号S0を位相検出回路70及び利得調整回路80に
それぞれ出力する。利得調整回路80は、信号発生回路
20から入力した切替信号S0に対応して、第1及び第
2ホモダイン処理回路50,60からそれぞれ入力した
第1及び第2保持ホモダイン信号H11,H12と第1及び
第2反転ホモダイン信号H21,H22との各波高の中で、
負の極性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差−
α,π−αを有する第1及び第2参照信号R1,R2の成
分を検出信号M0に重ね合わせて生成されたものを、時
分割に選択して強度信号G0を生成する。
【0082】この利得調整回路80は、強度信号G0
波高と基準電圧V0とを比較し、光検出器40と第1及
び第2可変利得増幅器52,62との各利得を制御する
ことにより、第1及び第2保持ホモダイン信号H11,H
12と第1及び第2反転ホモダイン信号H21,H22との各
波高の中で、駆動信号D0に対して位相差−α,π−α
を有する第1及び第2参照信号R1,R2の成分に対応し
たものを、一定値に設定することができる。そのため、
信号光P0,P1における光路中の減衰や被測定物体10
の反射率などに起因した影響を、第1及び第2保持ホモ
ダイン信号H11,H12と第1及び第2反転ホモダイン信
号H21,H22との各波高から除去することができる。
【0083】一方、位相検出回路70は、信号発生回路
20から入力した切替信号S0に対応して、第1及び第
2ホモダイン処理回路50,60からそれぞれ入力した
第1及び第2保持ホモダイン信号H11,H12と第1及び
第2反転ホモダイン信号H21,H22との各波高の中で、
正の極性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差π
/2−α,3π/2−αを有する第1及び第2参照信号
1,R2の成分を検出信号M0に重ね合わせて生成され
たものを、時分割に選択して位相信号E0を生成し、位
相信号E0の波高を平滑化する。
【0084】このとき、位相検出回路70は、第1及び
第2保持ホモダイン信号H11,H12と第1及び第2反転
ホモダイン信号H21,H22との各波高の中で、駆動信号
0に対して位相差−α,π−αを有する第1及び第2
参照信号R1,R2の成分に対応して一定値に設定された
ものに対して、駆動信号D0に対して位相差π/2−
α,3π/2−αを有する第1及び第2参照信号R1
2の成分に対応して生成されたものに基づいて、第1
及び第2ホモダイン信号H1,H2の各位相情報(α+
β)を検出することができる。
【0085】ここで、二系統の第1及び第2ホモダイン
処理回路50,60は、第1及び第2参照信号R1,R2
の位相差π/2に基づいて、干渉信号の位相情報及び利
得情報が時間的に補完し合う第1及び第2ホモダイン信
号H1,H2を生成する。そのため、位相検出回路70
は、干渉信号の位相情報のみを時間的に間欠なく抽出し
た位相信号E0を生成することができる。また、利得調
整回路80は、干渉信号の強度情報のみを時間的に間欠
なく抽出した利得信号G0を生成することができる。
【0086】また、二系統の第1及び第2ホモダイン処
理回路50,60は、第1及び第2参照信号R1,R2
基づいてホモダイン処理を並列に実行することから、第
1及び第2ホモダイン信号H1,H2の高域成分を減少さ
せる。そのため、位相検出回路70及び利得調整回路8
0における第1及び第2積分器72,82の各時定数を
低減することにより、高速な応答特性を達成することが
できる。なお、二系統の第1及び第2積分器72,82
は、第1及び第2ホモダイン信号H1,H2の波高を交互
に加算して平均化することから、第1及び第2ホモダイ
ン処理回路50,60の間の利得誤差を解消することに
なる。
【0087】したがって、本実施例の光波距離計は、位
相シフト法を利用したホモダイン技術に基づいて、検出
信号M0と第1及び第2参照信号R1,R2との間の位相
差に対応した信号光P0の発光時と信号光P1の受光時と
の間の位相差βを高精度に検出するので、被測定物体1
0に対する測距精度を向上させることができる。
【0088】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、二系統の第1及び第2ホモダイン処理回路50,
60を簡単な構成で実現することができる。これらの回
路構成を集積化によって外付け部品の少ない1個のIC
(Integrated Circuits)として設置した場合、低コス
ト化を達成することができる。
【0089】第2実施形態 図6に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
1実施形態とは異なる信号発生回路20の内部構成を発
振器21、CPU(Central Processing Unit)90及
び記憶装置91に置換しているが、その他に関しては上
記第1実施形態と同様にして構成されている。
【0090】信号発生回路20は、記憶装置91に格納
されたプログラムにしたがってCPU90に演算制御を
実行させることにより、発振器21で発生した第1基本
信号B1に基づいて、駆動信号D0と第1及び第2参照信
号R1,R2と切替信号S0とを生成し、これら各種信号
を光源30と第1及び第2ホモダイン処理回路50,6
0と位相検出回路70と利得調整回路80とにそれぞれ
出力する。
【0091】ここで、信号発生回路20は、第1基本信
号B1に同期して第1及び第2参照信号R1,R2を生成
する際に、ディジタル演算によって4種類の位相切替時
にデューティ比を50%で一定に保持させている。この
とき、第1及び第2参照信号R1,R2は、第1基本信号
1の周波数f0の1/4倍だけ低い周波数を有する低周
波成分を含むが、位相切替周期T0に匹敵する周波数を
有する低周波成分を含まない。第1及び第2参照信号R
1,R2に含まれた低周波成分は、位相切替周期T0より
も十分に大きい周波数3f0/4を有するので、後段で
容易に除去することができる。
【0092】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路20の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。
【0093】第3実施形態 図7に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
1実施形態とは異なる信号発生回路20の内部構成を発
振器21、アドレス発生器92及びROM(Read Only
Memory)93に置換しているが、その他に関しては上記
第1実施形態と同様にして構成されている。
【0094】信号発生回路20において、ROM93
は、駆動信号D0と第1及び第2参照信号R1,R2と切
替信号S0との各信号データをそれぞれ格納している。
ここで、各種信号のデータは、4種類の位相切替時にデ
ューティ比を50%で一定に保持した状態で、ROM9
3にそれぞれ格納されている。
【0095】アドレス発生回路92は、発振器21から
入力した第1基本信号B1に同期してROM93にアド
レス指定信号を出力することにより、駆動信号D0と第
1及び第2参照信号R1,R2と切替信号S0とをROM
93から光源30と第1及び第2ホモダイン処理回路5
0,60と位相検出回路70と利得調整回路80とにそ
れぞれ出力する。
【0096】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路20の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。
【0097】第4実施形態 図8に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
1実施形態とは異なる信号発生回路20の内部構成を発
振器21、アドレス発生器92、記憶装置94及びRA
M(Random Access Memory)95に置換しているが、そ
の他に関しては上記第1実施形態と同様にして構成され
ている。
【0098】信号発生回路20において、記憶装置94
は、駆動信号D0と第1及び第2参照信号R1,R2と切
替信号S0との各信号データを初期値としてそれぞれ格
納している。ここで、各種信号のデータは、4種類の位
相切替時にデューティ比を50%で一定に保持した状態
で、記憶装置94にそれぞれ格納されている。RAM9
5は、起動時に各種信号のデータを記憶装置94から読
み出して格納している。
【0099】アドレス発生回路92は、発振器21から
入力した第1基本信号B1に同期してRAM95にアド
レス指定信号を出力することにより、駆動信号D0と第
1及び第2参照信号R1,R2と切替信号S0とをRAM
95から光源30と第1及び第2ホモダイン処理回路5
0,60と位相検出回路70と利得調整回路80とにそ
れぞれ出力する。
【0100】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、信号発生回路20の構成を簡略化することによ
り、低コスト化が可能となっている。
【0101】第5実施形態 図9に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記第
1実施形態とは異なって一系統の第1ホモダイン処理回
路50を失うとともに、信号発生回路20の内部を簡略
しているが、その他に関しては上記第1実施形態と同様
にして構成されている。信号発生回路20は、第1位相
πシフタ221、第1切替信号発生器251、第1切替器
261及び第1狭帯域フィルタ271を失い、第1参照信
号R1を出力することなく、第2参照信号R2を第2ホモ
ダイン処理回路60に出力している。
【0102】第2ホモダイン処理回路60のみが、前置
増幅器41から入力した検出信号M0と信号発生回路2
0から入力した第2参照信号R2とを重ね合わせること
により、この干渉信号として第2ホモダイン信号H2
生成し、この第2ホモダイン信号H2の極性を保持また
は反転させた第2保持ホモダイン信号H12と第2反転ホ
モダイン信号H22とを位相検出回路70及び利得調整回
路80にそれぞれ出力する。
【0103】利得調整回路80は、信号発生回路20か
ら入力した切替信号S0に対応して、第2ホモダイン処
理回路60から入力した第2保持ホモダイン信号H12
び第2反転ホモダイン信号H22の各波高の中で、負の極
性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差−α,π
−αを有する第1及び第2参照信号R1,R2の成分を検
出信号M0に重ね合わせて生成されたものを、時分割に
選択して強度信号G0を生成し、強度信号G0の波高と基
準電圧V0とを比較し、光検出器40及び第2可変利得
増幅器62の各利得を制御する。
【0104】一方、位相検出回路70は、信号発生回路
20から入力した切替信号S0に対応して、第2ホモダ
イン処理回路60から入力した第2保持ホモダイン信号
12及び第2反転ホモダイン信号H22の各波高の中で、
正の極性を有し、かつ、駆動信号D0に対して位相差π
/2−α,3π/2−αを有する第1及び第2参照信号
1,R2の成分を検出信号M0に重ね合わせて生成され
たものを、時分割に選択して位相信号E0を生成し、位
相信号E0の波高を平滑化して第2ホモダイン信号H2
位相情報(α+β)を含む測距信号L0を出力する。
【0105】ここで、一系統の第2ホモダイン処理回路
60は、駆動信号D0及び第2参照信号R2の時分割な位
相変調に基づいて、干渉信号の位相情報及び強度情報が
タイムラグを生じる第2ホモダイン信号H2を生成す
る。そのため、位相検出回路70は、干渉信号の位相情
報を断続的に抽出して位相信号E0を生成することがで
きる。また、利得調整回路80は、干渉信号の強度情報
を断続的に抽出して利得信号G0を生成することができ
る。
【0106】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、一系統の第2ホモダイン処理回路60のみを設置
することにより、ハードウエアの構成の簡略化によって
低コスト化が可能となっている。
【0107】第6実施形態 図10に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記
第5実施形態における第2ホモダイン処理回路60の第
2極性保持増幅器63及び第2極性反転増幅器と位相検
出回路70及び利得調整回路80とをA/D変換器10
0及び第1コンピュータ110に置換しているが、その
他に関しては上記第5実施形態と同様にして構成されて
いる。
【0108】第2ホモダイン処理回路60は、前置増幅
器41から入力した検出信号M0と信号発生回路20か
ら入力した第2参照信号R2とを重ね合わせることによ
り、この干渉信号として第2ホモダイン信号H2を生成
してA/D(Analogue/Digital)変換器100に出力す
る。A/D変換器100は、第2ホモダイン処理回路6
0から入力した第2ホモダイン信号H2をA/D変換し
て第1コンピュータ110に出力する。
【0109】図11に示すように、第1コンピュータ1
10は、切替信号S0及び第2ホモダイン信号H2を取り
込む入力装置111と、切替信号S0に基づいて第2保
持ホモダイン信号H21の波高を選択して測距信号L0
び強度信号G0を生成するCPU112と、測距信号L0
及び強度信号G0を取り出す出力装置113と、CPU
112の演算制御で使用される命令やデータなどを記憶
する記憶装置114とで構成されている。
【0110】ここで、記憶装置114のメモリ領域は、
演算処理中のデータやアドレスなどを格納する一時記憶
エリアと、第2ホモダイン信号H2の位相情報から算出
した測距データを格納する測距値記憶エリア116と、
第2ホモダイン信号H2の強度情報から算出した利得デ
ータを格納する利得値記憶エリア117とを含んで構成
されている。
【0111】第1コンピュータ110は、信号発生回路
20から入力装置111に入力した切替信号S0に対応
して、A/D変換器100から入力装置111に入力し
た第2ホモダイン信号H2の波高データを一時記憶エリ
ア115に順次格納する。続いて、第1コンピュータ1
10は、一時記憶エリア115に格納された第2ホモダ
イン信号H2の波高データの中で、駆動信号D0に対して
位相差π/2−α,3π/2−αを有する第1及び第2
参照信号R1,R2の成分を検出信号M0に重ね合わせて
生成されたものに基づいて、光源30及び被測定物体1
0間の距離と被測定物体10及び光検出器40間の距離
との和を算出して測距値データとして測距値記憶エリア
116に格納する。
【0112】一方、第1コンピュータ110は、一時記
憶エリア115に格納された第2ホモダイン信号H2
波高データの中で、駆動信号D0に対して位相差−α,
π−αを有する第1及び第2参照信号R1,R2の成分を
検出信号M0に重ね合わせて生成されたものを基準値に
比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア117
に格納する。続いて、第1コンピュータ110は、利得
値記憶エリア117に格納された利得データを出力装置
113から光検出器40及び第2ホモダイン処理回路6
0に出力し、光検出器40及び可変利得増幅器62の各
利得を制御する。
【0113】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、第1コンピュータ110が位相検出機能及び利得
調整機能を内蔵することから複雑な内部処理を行うが、
ハードウエアの構成を簡略化することによって低コスト
化が可能となっている。
【0114】第7実施形態 図12に示すように、本実施形態の光波距離計は、上記
第6実施形態における信号処理回路20及び第1コンピ
ュータ110を第2コンピュータ120に置換している
が、その他に関しては上記第6実施形態と同様にして構
成されている。図13に示すように、第2コンピュータ
120は、第1基本信号B1を発生する発振器21を、
第1コンピュータ110に内蔵して構成されている。
【0115】第2コンピュータ120は、発振器21で
発生した第1基本信号B1に基づいて、駆動信号D0、第
2参照信号R2及び切替信号S0を生成し、駆動信号D0
及び第2参照信号R2を出力装置113から光源30及
び第2ホモダイン処理回路60にそれぞれ出力する。そ
して、第2コンピュータ120は、切替信号S0に対応
して、A/D変換器100から入力装置111に入力し
た第2ホモダイン信号H2の波高データを一時記憶エリ
ア115に順次格納する。
【0116】ここで、第2コンピュータ120は、一時
記憶エリア115に格納された第2ホモダイン信号H2
の波高データの中で、駆動信号D0に対して位相差π/
2−α,3π/2−αを有する第1及び第2参照信号R
1,R2の成分を検出信号M0に重ね合わせて生成された
ものに基づいて、光源30及び被測定物体10間の距離
と被測定物体10及び光検出器40間の距離との和を算
出して測距値データとして測距値記憶エリア116に格
納する。
【0117】一方、第2コンピュータ120は、一時記
憶エリア115に格納された第2ホモダイン信号H2
波高データの中で、駆動信号D0に対して位相差−α,
π−αを有する第1及び第2参照信号R1,R2の成分を
検出信号M0に重ね合わせて生成されたものを基準値に
比較し、利得データを生成して利得値記憶エリア117
に格納する。続いて、第1コンピュータ110は、利得
値記憶エリア117に格納された利得データを出力装置
113から光検出器40及び第2ホモダイン処理回路6
0に出力し、光検出器40及び可変利得増幅器62の各
利得を制御する。
【0118】このように、本実施例の光波距離計におい
ては、第2コンピュータ120が信号発生機能、位相検
出機能及び利得調整機能を内蔵することから複雑な内部
処理を行うが、ハードウエアの構成を簡略化することに
よって低コスト化が可能となっている。
【0119】ここで、本発明は上記諸実施形態に限られ
るものではなく、種々の変形を行うことが可能である。
【0120】例えば、上記諸実施形態においては、干渉
信号を生成するために相互に重ね合わせる検出信号と二
つの参照信号とは、4種類の位相差を生じる位相変調を
時分割に施されている。しかしながら、干渉信号の波高
を表す理論式は、検出信号の振幅と、参照信号の振幅
と、検出信号と参照信号との間の位相差とからなる3変
数を含むことから、少なくとも3種類の位相変調を時分
割に施された二つの参照信号を用いることより、上記諸
実施形態と同様な作用効果を得ることができる。
【0121】上記第1実施形態においては、発振器と光
源との間に狭帯域フィルタが設置されている。しかしな
がら、光源側または光検出器側のいずれに狭帯域フィル
タを設置することにより、二つの参照信号に与えたフィ
ルタ効果と同一の影響を検出信号に与えればよい。な
お、このような狭帯域フィルタを設置しない場合、より
いっそう低コスト化を達成することができる。
【0122】上記第6実施形態においては、信号発生回
路が駆動信号及び参照信号の位相切替時を示す切替信号
を発生してコンピュータに出力している。しかしなが
ら、コンピュータがこの切替信号を発生して信号発生回
路に出力してもよい。
【0123】上記第6及び第7実施形態においては、コ
ンピュータによって光検出器とホモダイン処理回路の可
変利得増幅器との各利得を制御している。しかしなが
ら、コンピュータ内部のデジタル演算で測距値を算出す
ることから、光検出器及び可変利得増幅器の利得制御は
必須ではない。このような利得制御を行わない場合、非
測定物体に対する測距範囲に対応したダイナミックレン
ジを確保できないことが生じるが、処理時間の短縮によ
って高速応答を達成することができる。
【0124】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明の
光波距離計においては、信号発生回路は、少なくとも3
種類の位相差を生じさせた状態で、相互に異なる位相変
調を周期的に施した駆動信号及び参照信号を光源及びホ
モダイン処理回路にそれぞれ出力する。これにより、光
源が駆動信号に対応した信号光を発生して被測定物体に
照射すると、光検出器が被測定物体で散乱反射されて受
光した信号光に対応した検出信号をホモダイン処理回路
に出力する。
【0125】このとき、ホモダイン処理回路は、検出信
号と参照信号とを重ね合わせることにより、干渉信号を
生成して位相検出回路に出力する。ここで、参照信号及
び検出信号は、同一の周波数を有するとともに、相互に
異なる位相変調によって時分割に変動した少なくとも3
種類の位相差を有する。そのため、干渉信号は、検出信
号と参照信号との間の位相差に対応して少なくとも3つ
の波高を有し、参照信号の位相切替に同期して周期的に
変動している。
【0126】そして、位相検出回路は、ホモダイン技術
の原理に基づいて、駆動信号及び参照信号の位相差切替
に対応して、ホモダイン処理回路から入力した干渉信号
の波高を相互に比較する。そのため、位相検出回路は、
位相シフト法に基づいて、異なる干渉信号の波高間のレ
ベル比に対応した検出信号及び参照信号の位相差のみを
検出する。
【0127】また、駆動信号の位相を切り替える際に同
期して発生した低周波成分は、光源によって信号光を発
生する際に除去されるので、光検出器で生成された検出
信号は、低周波成分による影響から排除されている。し
たがって、この光波距離計は、信号光の発光時と受光時
との間の位相差を高精度に検出することにより、被測定
物体に対する測距精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態に係る光波距離計の回路
構成を示すブロック図である。
【図2】図1の光波距離計に設置された信号発生回路の
構成を示すブロック図である。
【図3】図2の信号発生回路から出力された各種信号の
波形を示すタイミングチャートである。
【図4】図2の信号発生回路で生成された参照信号のデ
ューティ比調整を示すタイミングチャートである。
【図5】図1の光波距離計に設置されたホモダイン処理
回路から出力された強度信号の波形を示すタイミングチ
ャートである。
【図6】本発明の第2実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図7】本発明の第3実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図8】本発明の第4実施形態に係る光波距離計に設置
された信号発生回路の構成を示すブロック図である。
【図9】本発明の第5実施形態に係る光波距離計の回路
構成を示すブロック図である。
【図10】本発明の第6実施形態に係る光波距離計の回
路構成を示すブロック図である。
【図11】図10の光波距離計に設置されたコンピュー
タの内部構成を示すブロック図である。
【図12】本発明の第7実施形態に係る光波距離計の回
路構成を示すブロック図である。
【図13】図12の光波距離計に設置されたコンピュー
タの内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
10…測定対象物、20…信号発生回路、30…光源、
40…光検出器、50,60…ホモダイン処理回路、7
0…位相検出回路、80…利得調整回路。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 基本信号に相互に異なる位相変調をそれ
    ぞれ施すことにより、同一の周波数を有する駆動信号及
    び参照信号をそれぞれ発生し、前記駆動信号と前記参照
    信号との間に少なくとも3種類の位相差を生じさせる信
    号発生回路と、 この信号発生回路から入力した前記駆動信号に基づいて
    発生させた信号光を被測定物体に投射する光源と、 前記被測定物体で散乱反射されて入射した前記信号光に
    基づいて検出信号を生成する光検出器と、 この光検出器から入力した前記検出信号と前記信号発生
    回路から入力した前記参照信号とを重ね合わせた干渉信
    号を生成するホモダイン処理回路と、 このホモダイン処理回路から入力した前記干渉信号の波
    高を前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも3種類
    の位相差切替に対応して相互に比較し、前記信号光の発
    光時と受光時との間の位相差を検出する位相検出回路と
    を備えることを特徴とする光波距離計。
  2. 【請求項2】 前記信号発生回路は、位相差πを有する
    2種類の位相変調を第1周期で前記基本信号に施して前
    記参照信号を生成するとともに、所定値の位相差を有す
    る2種類の位相変調を前記第1周期の2倍に一致した第
    2周期で前記基本信号に施して前記駆動信号を生成する
    回路構成を含むことを特徴とする請求項1記載の光波距
    離計。
  3. 【請求項3】 前記信号発生回路は、前記駆動信号の変
    調成分の位相差を調整することにより、前記被測定物体
    に対する測距範囲に対応して前記干渉信号の波高を基準
    値以上に設定させる回路構成を含むことを特徴とする請
    求項1または請求項2記載の光波距離計。
  4. 【請求項4】 前記位相検出回路は、前記信号発生回路
    における前記駆動信号及び前記参照信号の少なくとも3
    種類の位相差切替に同期して、前記ホモダイン処理回路
    から入力した前記干渉信号を選択することにより、前記
    干渉信号の位相情報を含む位相信号を生成する切替器
    と、この切替器から入力した前記位相信号を直流変換す
    る積分器とを含むことを特徴とする請求項1ないし請求
    項3のいずれか一つに記載の光波距離計。
  5. 【請求項5】 前記信号発生回路は、前記駆動信号及び
    前記参照信号の少なくとも3種類の位相差切替時にデュ
    ーティ比を50%で一定に保持する回路構成を含むこと
    を特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一つに
    記載の光波距離計。
  6. 【請求項6】 前記信号発生回路は、前記駆動信号及び
    前記参照信号の少なくとも3種類の位相差切替に同期し
    た低周波成分を除去する狭帯域フィルタを含むことを特
    徴とする請求項5記載の光波距離計。
  7. 【請求項7】 前記信号発生回路は、前記参照信号とし
    て第1参照信号を発生するとともに、前記第1参照信号
    の位相をπ/2だけシフトした第2参照信号をさらに発
    生する回路構成を含むとともに、前記ホモダイン処理回
    路は、前記光検出器から入力した前記検出信号に対し
    て、前記信号発生回路から入力した前記第1及び第2参
    照信号をそれぞれ乗じる処理を並列して実行する2系統
    の回路構成を含むことを特徴とする請求項1ないし請求
    項6のいずれか一つに記載の光波距離計。
  8. 【請求項8】 前記信号発生回路は、前記基本信号とし
    て第1基本信号を発生する発振器と、この発振器から入
    力した前記第1基本信号の位相をπだけシフトした第2
    基本信号を生成する第1位相シフタと、前記第1基本信
    号の周期よりも大きい周期を有する第1切替信号を発生
    する第1切替信号発生器と、この第1切替信号発生器か
    ら入力した前記第1切替信号に基づいて、前記発振器及
    び前記第1位相シフタからそれぞれ入力した前記第1及
    び第2基本信号の一つを順次選択して前記第1参照信号
    を生成する第1切替器と、前記発振器から入力した前記
    第1基本信号の位相をπ/2だけシフトした第3基本信
    号を生成する第2位相シフタと、この第2位相シフタか
    ら入力した前記第3基本信号の位相をπだけシフトした
    第4基本信号を生成する第3位相シフタと、前記第1基
    本信号と同期した第2切替信号を発生する第2切替信号
    発生器と、この第2切替信号発生器から入力した前記第
    2切替信号に基づいて、前記第2及び第3位相シフタか
    らそれぞれ入力した前記第3及び第4基本信号の一つを
    順次選択して前記第2参照信号を生成する第2切替器と
    を含むことを特徴とする請求項7記載の光波距離計。
  9. 【請求項9】 前記ホモダイン処理回路から入力した前
    記干渉信号に基づいて、前記光検出器及び前記ホモダイ
    ン処理回路の各利得を調整することにより、前記干渉信
    号の波高の最小値及び最大値を一定に設定させる利得調
    整回路をさらに備えることを特徴とする請求項1ないし
    請求項8のいずれか一つに記載の光波距離計。
JP08029396A 1996-04-02 1996-04-02 光波距離計 Expired - Fee Related JP3748617B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP08029396A JP3748617B2 (ja) 1996-04-02 1996-04-02 光波距離計

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP08029396A JP3748617B2 (ja) 1996-04-02 1996-04-02 光波距離計

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH09269373A true JPH09269373A (ja) 1997-10-14
JP3748617B2 JP3748617B2 (ja) 2006-02-22

Family

ID=13714231

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP08029396A Expired - Fee Related JP3748617B2 (ja) 1996-04-02 1996-04-02 光波距離計

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3748617B2 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7952689B2 (en) 2002-02-12 2011-05-31 Oulun Yliopisto Method and arrangement for performing triggering and timing of triggering
JP2018021764A (ja) * 2016-08-01 2018-02-08 株式会社デンソー 光飛行型測距装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7952689B2 (en) 2002-02-12 2011-05-31 Oulun Yliopisto Method and arrangement for performing triggering and timing of triggering
JP2018021764A (ja) * 2016-08-01 2018-02-08 株式会社デンソー 光飛行型測距装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP3748617B2 (ja) 2006-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Bauer et al. High-precision laser vibrometers based on digital Doppler signal processing
WO2006132688A1 (en) Optical delay line to correct phase errors in coherent ladar
JP2010515919A5 (ja)
JP3748616B2 (ja) 光波距離計
JPS63218830A (ja) ヘテロダインレーザの即時周波数測定システム及びその測定方法
WO2019116549A1 (ja) 測距装置及び制御方法
JPH1020036A (ja) 距離測定方法および装置
JP2951547B2 (ja) 光波距離計および距離測定方法
US6618404B2 (en) Method for producing highly accurate frequency and FM of a laser
JPH09269373A (ja) 光波距離計
JP6841726B2 (ja) 位相差周波数作成方法及び位相差周波数作成装置及び光波距離計
JPH05232232A (ja) 位相測定装置及び距離測定装置
EP4382944A1 (en) Measurement apparatus and measurement method
JP6902902B2 (ja) 光波距離計
JP2010164375A (ja) 濃度計測装置及び濃度計測方法
JP2004264116A (ja) 光波距離計
RU2558011C2 (ru) Устройство цифровой обработки информации, поступающей от гиролазера, и соответствующий гиролазер
US7218402B1 (en) Wavefront sensor using hybrid optical/electronic heterodyne techniques
RU2006886C1 (ru) Способ геоэлектроразведки и устройство для его осуществления
JP3161484B2 (ja) 同期信号の位相差測定回路
JP2006138702A (ja) 光波距離計
WO2000003202A1 (fr) Gyroscope a fibre optique
JP2980465B2 (ja) 偏心量測定装置
RU2259603C2 (ru) Растровый интерполятор
JP2023172426A (ja) レーザ式ガス分析計及びガス分析方法

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20041109

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20050830

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20051024

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20051122

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20051129

R150 Certificate of patent (=grant) or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091209

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091209

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101209

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111209

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121209

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131209

Year of fee payment: 8

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees