JP2961335B2 - 光ファイバジャイロ - Google Patents
光ファイバジャイロInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は運動体、例えば航空機、
船舶、自動車等の回転角速度及びそれ等の回転角度を測
定する光ファイバジャイロに関する。
船舶、自動車等の回転角速度及びそれ等の回転角度を測
定する光ファイバジャイロに関する。
【０００２】
【従来の技術】回転角速度等の検出等において小型化、
高信頼性化を達成するものとして、近年光のサグナック
効果を利用した光ファイバジャイロが開発され、実用化
が進んでいる。この光ファイバジャイロの中で長尺の光
ファイバループ内を伝播する右回りと左回りの伝播光の
位相差から回転角速度を求めるものを干渉型光ファイバ
ジャイロと言い、その中でも特に位相変調方式と、セロ
ダイン方式の開発が進められている。
高信頼性化を達成するものとして、近年光のサグナック
効果を利用した光ファイバジャイロが開発され、実用化
が進んでいる。この光ファイバジャイロの中で長尺の光
ファイバループ内を伝播する右回りと左回りの伝播光の
位相差から回転角速度を求めるものを干渉型光ファイバ
ジャイロと言い、その中でも特に位相変調方式と、セロ
ダイン方式の開発が進められている。
【０００３】位相変調方式は、図６に示すように半導体
レーザ、発光ダイオード等の光源１から出力されるレー
ザなどの光がカプラ５で分岐され、その一方が偏光子４
に入射され、この偏光子４よりの光がカプラ６で右回り
光と左回り光とに分割され、これらの光が１本の光ファ
イバを複数回巻回して形成した光ファイバループ３の両
端からそれぞれ入射され、それぞれ光ファイバループ３
を通った後、他方の端より出射光として出射され、再び
カプラ６で合成され、偏光子４を経て光−電流変換する
受光器２に入り、電流−電圧変換器７でその出力が電圧
として出力される。この構成に於て、光ファイバループ
３に角速度Ωが印加されると、光ファイバループ３を互
いに逆方向に進む光にサグナック効果が生じ、出射光間
に角速度Ωに比例した位相差が生じる。この位相差Δθ
は、
レーザ、発光ダイオード等の光源１から出力されるレー
ザなどの光がカプラ５で分岐され、その一方が偏光子４
に入射され、この偏光子４よりの光がカプラ６で右回り
光と左回り光とに分割され、これらの光が１本の光ファ
イバを複数回巻回して形成した光ファイバループ３の両
端からそれぞれ入射され、それぞれ光ファイバループ３
を通った後、他方の端より出射光として出射され、再び
カプラ６で合成され、偏光子４を経て光−電流変換する
受光器２に入り、電流−電圧変換器７でその出力が電圧
として出力される。この構成に於て、光ファイバループ
３に角速度Ωが印加されると、光ファイバループ３を互
いに逆方向に進む光にサグナック効果が生じ、出射光間
に角速度Ωに比例した位相差が生じる。この位相差Δθ
は、
【０００４】
【数１】
【０００５】で表される。ここで、Ｒは光ファイバルー
プ３の半径、Ｌは光ファイバループ３の長さ、λは光源
１から出る光の波長、Ｃは光速を示す。さらに、この位
相変調方式では、光ファイバループの一端に位相変調器
８が設けられており、信号発振器９からの信号でこの位
相変調器８が駆動され互いに逆方向に進む光に位相変調
が加えられる。この位相変調器８に印加する信号、つま
り、信号発生器９からの信号の角周波数をωｐとする
と、電流−電圧変換器７の出力Ｉは、
プ３の半径、Ｌは光ファイバループ３の長さ、λは光源
１から出る光の波長、Ｃは光速を示す。さらに、この位
相変調方式では、光ファイバループの一端に位相変調器
８が設けられており、信号発振器９からの信号でこの位
相変調器８が駆動され互いに逆方向に進む光に位相変調
が加えられる。この位相変調器８に印加する信号、つま
り、信号発生器９からの信号の角周波数をωｐとする
と、電流−電圧変換器７の出力Ｉは、
【０００６】
【数２】
【０００７】となる。ここで、ｘは位相変調度、Ｊ0 ，
Ｊ1 ，Ｊ2 ，‥‥はベッセル関数、Ｋは比例定数、ｔは
時間である。出力Ｉの角周波数成分の内、角周波数ωｐ
の成分を、同期検波器１０で、信号発生器９よりの角周
波数ωｐの信号を基準として同期検波することにより、
ｓｉｎΔθに比例する出力２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎΔθを
得ることが出来る。
Ｊ1 ，Ｊ2 ，‥‥はベッセル関数、Ｋは比例定数、ｔは
時間である。出力Ｉの角周波数成分の内、角周波数ωｐ
の成分を、同期検波器１０で、信号発生器９よりの角周
波数ωｐの信号を基準として同期検波することにより、
ｓｉｎΔθに比例する出力２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎΔθを
得ることが出来る。
【０００８】また、このような位相変調方式に比べてさ
らに広いダイナミックレンジの達成を目的としてセロダ
イン方式も開発されている。このセロダイン方式の具体
的構成を図７に示す。前述の位相変調方式に加えて互い
に逆方向に進む光に鋸歯状波（セロダイン波）を重畳さ
せるセロダイン変調器１６を光ファイバループ３の一端
に設けるとともに、受光器２、電流−電圧変換器７、同
期検波器１０により右回り光と左回り光との位相差を検
出してそれを積分する積分器１１、さらに積分器１１の
出力を積分する積分器１２と、２π基準信号を発生する
２π基準器１５と、この基準信号と積分器１２の出力を
比較し、リセット信号を発生することにより積分器１２
の出力を鋸波とするリセット回路１４及びこのセロダイ
ン波をカウントするカウンタ１３を備えている。
らに広いダイナミックレンジの達成を目的としてセロダ
イン方式も開発されている。このセロダイン方式の具体
的構成を図７に示す。前述の位相変調方式に加えて互い
に逆方向に進む光に鋸歯状波（セロダイン波）を重畳さ
せるセロダイン変調器１６を光ファイバループ３の一端
に設けるとともに、受光器２、電流−電圧変換器７、同
期検波器１０により右回り光と左回り光との位相差を検
出してそれを積分する積分器１１、さらに積分器１１の
出力を積分する積分器１２と、２π基準信号を発生する
２π基準器１５と、この基準信号と積分器１２の出力を
比較し、リセット信号を発生することにより積分器１２
の出力を鋸波とするリセット回路１４及びこのセロダイ
ン波をカウントするカウンタ１３を備えている。
【０００９】このセロダイン方式の動作を説明する。セ
ロダイン変調器１６は、光ファイバループ３の一端に設
けられているので、左及び右回りの光は異なるタイミン
グで位相が変化する。この左右両光間の位相差をθS と
するとθS は、
ロダイン変調器１６は、光ファイバループ３の一端に設
けられているので、左及び右回りの光は異なるタイミン
グで位相が変化する。この左右両光間の位相差をθS と
するとθS は、
【００１０】
【数３】
【００１１】と表される。ここで、ＴS はセロダイン波
の周期、τはファイバ長で決まる時間差である。この
時、電流−電圧変換器７の出力Ｉは数２のΔθが（Δθ
＋θS ）に置き換わったものとなり同期検波器１０の干
渉出力は２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎ（Δθ＋θS ）となる。
これを積分器１１，１２で積分し、これをセロダイン変
調器１６にフィードバックすることにより出射光間の位
相が一致するように、即ちｓｉｎ（Δθ＋θS ）＝０
（Δθ＝−θS ）になるようにセロダイン波の周期を変
化させる。θS はセロダイン周期に比例するため、Δθ
もセロダイン周期に比例することになりカウンタ１３で
このセロダイン波の周波数を数えることにより回転角速
度Ωを出力することができる。つまり、セロダイン波の
周波数をｆS ＝１／ＴS とすると
の周期、τはファイバ長で決まる時間差である。この
時、電流−電圧変換器７の出力Ｉは数２のΔθが（Δθ
＋θS ）に置き換わったものとなり同期検波器１０の干
渉出力は２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎ（Δθ＋θS ）となる。
これを積分器１１，１２で積分し、これをセロダイン変
調器１６にフィードバックすることにより出射光間の位
相が一致するように、即ちｓｉｎ（Δθ＋θS ）＝０
（Δθ＝−θS ）になるようにセロダイン波の周期を変
化させる。θS はセロダイン周期に比例するため、Δθ
もセロダイン周期に比例することになりカウンタ１３で
このセロダイン波の周波数を数えることにより回転角速
度Ωを出力することができる。つまり、セロダイン波の
周波数をｆS ＝１／ＴS とすると
【００１２】
【数４】
【００１３】となる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の干渉型光ファイバジャイロにおいて、入力角速
度が小さい場合には、数２において検出される基本波成
分２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎΔθは非常に小さい。このた
め、この信号を高精度に検出するには、同期検波前の全
体の信号ゲインを大きくとる必要があるが全体の信号は
主として直流分（１＋Ｊ0 ）及び２倍波２Ｊ2 成分等の
高調波成分によって占められているため、これらの信号
成分によって全体のダイナミックレンジが制限されてし
まうという問題点がある。本発明は上記問題点に鑑み、
直流分及び高調波成分を消去し、これらのダイナミック
レンジの制限を受けることのない光ファイバジャイロを
提供することを目的とする。
な従来の干渉型光ファイバジャイロにおいて、入力角速
度が小さい場合には、数２において検出される基本波成
分２ＫＪ1 （ｘ）ｓｉｎΔθは非常に小さい。このた
め、この信号を高精度に検出するには、同期検波前の全
体の信号ゲインを大きくとる必要があるが全体の信号は
主として直流分（１＋Ｊ0 ）及び２倍波２Ｊ2 成分等の
高調波成分によって占められているため、これらの信号
成分によって全体のダイナミックレンジが制限されてし
まうという問題点がある。本発明は上記問題点に鑑み、
直流分及び高調波成分を消去し、これらのダイナミック
レンジの制限を受けることのない光ファイバジャイロを
提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明による光ファイバ
ジャイロは、例えば図１に示す如く光源１と、光ファイ
バループ３と、この光源１からの光を第１の伝播光と第
２の伝播光とに分配し両者をこの光ファイバループ３に
それぞれ互いに逆方向に伝播させる光分配器６と、この
第１の伝播光と第２の伝播光に基本周波数で位相偏移を
生じさせる位相変調器８と、この光ファイバループ３を
伝播した第１の伝播光と第２の伝播光とを同一の導波路
に導いた後これを検出する光検出器２，７と、この光検
出器２，７の出力をこの位相変調器８の基本周波数によ
って同期検波する同期検波器１０とを有し、この第１の
伝播光と第２の伝播光との位相差から回転角速度を求め
る光ファイバジャイロにおいて、この光検出器２，７か
らの出力から直流成分を除去する直流除去器１７と、こ
の位相変調器８の基本周波数より高調波の成分を除去す
る高調波除去器１８とを設ける。
ジャイロは、例えば図１に示す如く光源１と、光ファイ
バループ３と、この光源１からの光を第１の伝播光と第
２の伝播光とに分配し両者をこの光ファイバループ３に
それぞれ互いに逆方向に伝播させる光分配器６と、この
第１の伝播光と第２の伝播光に基本周波数で位相偏移を
生じさせる位相変調器８と、この光ファイバループ３を
伝播した第１の伝播光と第２の伝播光とを同一の導波路
に導いた後これを検出する光検出器２，７と、この光検
出器２，７の出力をこの位相変調器８の基本周波数によ
って同期検波する同期検波器１０とを有し、この第１の
伝播光と第２の伝播光との位相差から回転角速度を求め
る光ファイバジャイロにおいて、この光検出器２，７か
らの出力から直流成分を除去する直流除去器１７と、こ
の位相変調器８の基本周波数より高調波の成分を除去す
る高調波除去器１８とを設ける。
【００１６】
【作用】直流除去器１７により直流成分をカットし、高
調波除去器１８により高調波成分をカットする。このよ
うにすることによって、入力角速度が小さい場合でもゲ
インを大きくとることができ、必要な基本波成分を高精
度で得ることができる。
調波除去器１８により高調波成分をカットする。このよ
うにすることによって、入力角速度が小さい場合でもゲ
インを大きくとることができ、必要な基本波成分を高精
度で得ることができる。
【００１７】
【実施例】以下図１を参照しながら本発明光ファイバジ
ャイロの一実施例を説明しよう。この図１において図
６，図７と対応する部分には同一符号を付しその詳細説
明を省略する。本例では図７例に加えて電流−電圧変換
器７と同期検波器１０との間に新たに直流成分を除去す
る直流除去器１７と、２倍波成分を除去する２倍波除去
器１８とを設けている。
ャイロの一実施例を説明しよう。この図１において図
６，図７と対応する部分には同一符号を付しその詳細説
明を省略する。本例では図７例に加えて電流−電圧変換
器７と同期検波器１０との間に新たに直流成分を除去す
る直流除去器１７と、２倍波成分を除去する２倍波除去
器１８とを設けている。
【００１８】直流除去器１７は、具体的にはハイパスフ
ィルタ等で構成される。また、２倍波除去器１８の構成
例を図２に示す。図２において、１７ａは直流除去器１
７よりの信号が供給される入力端子、２１は減算器、２
２は位相検出器、２３，２７は補償アンプ、２４は電圧
制御移相器、２５は乗算器、２６は同期検波器、２８は
２ωｐの信号を発生する信号発生器である。位相差検出
器２２、補償アンプ２３、電圧制御移相器２４及び乗算
器２５は第１の閉ループを構成しており、乗算器２５か
らの出力が電流−電圧変換器７からの除去すべき２倍波
成分と同位相になるよう制御される。
ィルタ等で構成される。また、２倍波除去器１８の構成
例を図２に示す。図２において、１７ａは直流除去器１
７よりの信号が供給される入力端子、２１は減算器、２
２は位相検出器、２３，２７は補償アンプ、２４は電圧
制御移相器、２５は乗算器、２６は同期検波器、２８は
２ωｐの信号を発生する信号発生器である。位相差検出
器２２、補償アンプ２３、電圧制御移相器２４及び乗算
器２５は第１の閉ループを構成しており、乗算器２５か
らの出力が電流−電圧変換器７からの除去すべき２倍波
成分と同位相になるよう制御される。
【００１９】即ち、位相差検出器２２は電流−電圧変換
器７からの２倍波成分と乗算器２５からの出力の位相差
を検出しその位相差に対応した電圧を出力する。補償ア
ンプ２３では位相差検出器２２からの出力電圧を適当な
増幅率で増幅して電圧制御移相器２４に制御電圧Ｖｃと
して出力する。電圧制御移相器２４で、信号発生器２８
より発生される信号の周波数２ωｐと同じ周波数をも
ち、かつ制御電圧Ｖｃに比例した分だけ移相された信号
を出力する。そして乗算器２５で電圧制御移相器２４か
らの信号と補償アンプ２７からの信号が乗算され減算器
２１へと出力される。
器７からの２倍波成分と乗算器２５からの出力の位相差
を検出しその位相差に対応した電圧を出力する。補償ア
ンプ２３では位相差検出器２２からの出力電圧を適当な
増幅率で増幅して電圧制御移相器２４に制御電圧Ｖｃと
して出力する。電圧制御移相器２４で、信号発生器２８
より発生される信号の周波数２ωｐと同じ周波数をも
ち、かつ制御電圧Ｖｃに比例した分だけ移相された信号
を出力する。そして乗算器２５で電圧制御移相器２４か
らの信号と補償アンプ２７からの信号が乗算され減算器
２１へと出力される。
【００２０】また、同期検波器２６、補償アンプ２７、
乗算器２５及び減算器２１で第２の閉ループを構成して
おり、乗算器２５からの出力が電流−電圧変換器７から
の除去すべき２倍波成分の振幅と同レベルになり、減算
器２１の出力から２倍波成分が除去されるように制御さ
れる。即ち、同期検波器２６は減算器２１からの出力を
周波数２ωｐで同期検波し、２倍波成分の振幅信号を抽
出する。補償アンプ２７では同期検波器２６からの出力
電圧を適当な増幅率で増幅して乗算器２５に送出する。
乗算器２５では、補償アンプ２７からの振幅信号と前述
の電圧制御移相器２４からの除去すべき２倍波成分と同
位相の信号との乗算が行われ、減算器２１へと送出され
る。減算器２１には、電流−電圧変換器７からの２倍波
成分を含んだ信号が入力され、減算器２１で乗算器２５
からの出力との差が演算され出力される。このように、
構成することにより電流−電圧変換器７からの２倍波成
分を除去することができる。図１においてその他は図７
と同様に構成する。
乗算器２５及び減算器２１で第２の閉ループを構成して
おり、乗算器２５からの出力が電流−電圧変換器７から
の除去すべき２倍波成分の振幅と同レベルになり、減算
器２１の出力から２倍波成分が除去されるように制御さ
れる。即ち、同期検波器２６は減算器２１からの出力を
周波数２ωｐで同期検波し、２倍波成分の振幅信号を抽
出する。補償アンプ２７では同期検波器２６からの出力
電圧を適当な増幅率で増幅して乗算器２５に送出する。
乗算器２５では、補償アンプ２７からの振幅信号と前述
の電圧制御移相器２４からの除去すべき２倍波成分と同
位相の信号との乗算が行われ、減算器２１へと送出され
る。減算器２１には、電流−電圧変換器７からの２倍波
成分を含んだ信号が入力され、減算器２１で乗算器２５
からの出力との差が演算され出力される。このように、
構成することにより電流−電圧変換器７からの２倍波成
分を除去することができる。図１においてその他は図７
と同様に構成する。
【００２１】本例においては上述の如く構成されている
ので、光検出器２，７の出力信号から直流除去器１７に
より直流成分を除去すると共に２倍波除去器１８により
位相変調器の周波数の２倍波成分を除去するので入力角
速度か小さい場合でもゲインを大きくとることができ必
要な基本波成分を高精度で得ることができ、ダイナミッ
クレンジの制限を得ることのない光ファイバジャイロを
得ることができる。
ので、光検出器２，７の出力信号から直流除去器１７に
より直流成分を除去すると共に２倍波除去器１８により
位相変調器の周波数の２倍波成分を除去するので入力角
速度か小さい場合でもゲインを大きくとることができ必
要な基本波成分を高精度で得ることができ、ダイナミッ
クレンジの制限を得ることのない光ファイバジャイロを
得ることができる。
【００２２】また、電圧制御移相器２４の構造の機能ブ
ロック図を図３に示す。図３において、２８ａは信号発
生器２８からの信号が供給される入力端子、２３ａは補
償アンプ２３からの制御電圧Ｖｃが供給される入力端
子、３１，３５は減算器、３２は積分器、３３は除算
器、３４，３６は乗算器、３７は９０°移相器である。
入力端子２８ａに供給される信号発生器２８からの入力
信号ｅｘｐ（２ｊωｐｔ）は減算器３１を通り積分時定
数Ｔを有する積分器３２で積分され、次に除算器３３で
補償アンプ２３からの制御電圧Ｖｃの割り算演算が行わ
れ、その結果は減算器３１に帰還され、信号発生器２８
からの入力との減算が行われる。除算器３３の出力は乗
算器３４で２倍に増幅され、減算器３５で信号発生器２
８からの入力信号との減算が行われる。さらに、乗算器
３６で符号を反転させる。信号発生器２８からの入力信
号と乗算器３６からの出力信号との間の伝達関数を求め
ると、
ロック図を図３に示す。図３において、２８ａは信号発
生器２８からの信号が供給される入力端子、２３ａは補
償アンプ２３からの制御電圧Ｖｃが供給される入力端
子、３１，３５は減算器、３２は積分器、３３は除算
器、３４，３６は乗算器、３７は９０°移相器である。
入力端子２８ａに供給される信号発生器２８からの入力
信号ｅｘｐ（２ｊωｐｔ）は減算器３１を通り積分時定
数Ｔを有する積分器３２で積分され、次に除算器３３で
補償アンプ２３からの制御電圧Ｖｃの割り算演算が行わ
れ、その結果は減算器３１に帰還され、信号発生器２８
からの入力との減算が行われる。除算器３３の出力は乗
算器３４で２倍に増幅され、減算器３５で信号発生器２
８からの入力信号との減算が行われる。さらに、乗算器
３６で符号を反転させる。信号発生器２８からの入力信
号と乗算器３６からの出力信号との間の伝達関数を求め
ると、
【００２３】
【数５】
【００２４】となる。 ｓ＝ｊωｐとして、数５に代入し移相差φを求めると、
【００２５】
【数６】
【００２６】となり、これは位相差が０°から−１８０
°まで連続的に変化するオールパスフィルタであること
がわかる。従って、Ｖｃを制御することにより適当な移
相を与えることができる。尚、数６で与えられる位相差
φはＶｃが０から無限大に変化するに連れて０°から−
１８０°まで変化することになるが、移相制御のために
は、９０°から−９０°まで変化するようにしたほうが
好ましい。そのため、９０°移相器３７を乗算器３６の
後段に設け、９０°分偏移させている。従って、Ｖｃを
０から増幅させていくに従い、９０°から−９０°まで
変化させることができる。
°まで連続的に変化するオールパスフィルタであること
がわかる。従って、Ｖｃを制御することにより適当な移
相を与えることができる。尚、数６で与えられる位相差
φはＶｃが０から無限大に変化するに連れて０°から−
１８０°まで変化することになるが、移相制御のために
は、９０°から−９０°まで変化するようにしたほうが
好ましい。そのため、９０°移相器３７を乗算器３６の
後段に設け、９０°分偏移させている。従って、Ｖｃを
０から増幅させていくに従い、９０°から−９０°まで
変化させることができる。
【００２７】図４には、電圧制御移相器２４の他の構造
例の機能ブロック図を示す。図４において、４１，５０
は減算器、４５は加算器、４２，４６は積分器、４３，
４７は除算器、４４，４９，５１は乗算器である。入力
端子２８ａに得られる信号発生器２８からの入力信号ｅ
ｘｐ（２ｊωｐｔ）は減算器４１を通り積分時定数Ｔを
有する積分器４２で積分され、つぎに除算器４３で補償
アンプ２３からの制御電圧Ｖｃの割り算演算が行われ、
その結果は乗算器４４と除算器４７へと出力される。除
算器４７では再び制御電圧Ｖｃの割り算演算が行われ、
さらに、積分時定数Ｔを有する積分器４６で積分され
る。乗算器４４では２ξの乗算がなされる。積分器４６
と乗算器４４からの出力は加算器４５で加算され、その
結果は減算器４１に帰還され、信号発生器２８からの入
力信号との減算が行われる。また、乗算器４４の出力は
乗算器４９で２倍に増幅され、減算器５０で信号発生器
２８からの入力信号との減算が行われ、乗算器５１で符
号を反転させる。信号発生器２８からの入力信号と減算
器５０からの出力信号との間の伝達関数を求めると、
例の機能ブロック図を示す。図４において、４１，５０
は減算器、４５は加算器、４２，４６は積分器、４３，
４７は除算器、４４，４９，５１は乗算器である。入力
端子２８ａに得られる信号発生器２８からの入力信号ｅ
ｘｐ（２ｊωｐｔ）は減算器４１を通り積分時定数Ｔを
有する積分器４２で積分され、つぎに除算器４３で補償
アンプ２３からの制御電圧Ｖｃの割り算演算が行われ、
その結果は乗算器４４と除算器４７へと出力される。除
算器４７では再び制御電圧Ｖｃの割り算演算が行われ、
さらに、積分時定数Ｔを有する積分器４６で積分され
る。乗算器４４では２ξの乗算がなされる。積分器４６
と乗算器４４からの出力は加算器４５で加算され、その
結果は減算器４１に帰還され、信号発生器２８からの入
力信号との減算が行われる。また、乗算器４４の出力は
乗算器４９で２倍に増幅され、減算器５０で信号発生器
２８からの入力信号との減算が行われ、乗算器５１で符
号を反転させる。信号発生器２８からの入力信号と減算
器５０からの出力信号との間の伝達関数を求めると、
【００２８】
【数７】
【００２９】となる。 ｓ＝ｊωｐとして、数７に代入し位相差φを求めると、
【００３０】
【数８】
【００３１】となり、位相差が０°から−３６０°まで
連続的に変化するオールパスフィルタであることがわか
る。従って、Ｖｃを制御することにより適当な移相を与
えることができる。乗算器５１を減算器５０の後段に設
け符号を反転させることで、Ｖｃを０から増加させてい
くに従い、１８０°から−１８０°まで移相変化させる
ことができるようにしている。以上の図３または図４で
示した電圧制御移相器を用いて図２の閉ループを構成す
ることにより、簡単な構成で２倍波成分を除去すること
ができる。
連続的に変化するオールパスフィルタであることがわか
る。従って、Ｖｃを制御することにより適当な移相を与
えることができる。乗算器５１を減算器５０の後段に設
け符号を反転させることで、Ｖｃを０から増加させてい
くに従い、１８０°から−１８０°まで移相変化させる
ことができるようにしている。以上の図３または図４で
示した電圧制御移相器を用いて図２の閉ループを構成す
ることにより、簡単な構成で２倍波成分を除去すること
ができる。
【００３２】次に、２倍波除去器１８の他の構成例を図
５に示す。図５において、６１は減算器、６２，６５は
同期検波器、６３，６６は演算器、６４，６７は補償ア
ンプ、６８は電圧制御移相器、６９は乗算器、７０は信
号発生器、７１は９０°移相器である。減算器６１、同
期検波器６２と同期検波器６５、演算器６３、補償アン
プ６４及び乗算器６９は第１の閉ループを構成してお
り、乗算器６９からの出力が電流−電圧変換器７からの
除去すべき２倍波成分の振幅と同レベルになるように制
御される。
５に示す。図５において、６１は減算器、６２，６５は
同期検波器、６３，６６は演算器、６４，６７は補償ア
ンプ、６８は電圧制御移相器、６９は乗算器、７０は信
号発生器、７１は９０°移相器である。減算器６１、同
期検波器６２と同期検波器６５、演算器６３、補償アン
プ６４及び乗算器６９は第１の閉ループを構成してお
り、乗算器６９からの出力が電流−電圧変換器７からの
除去すべき２倍波成分の振幅と同レベルになるように制
御される。
【００３３】また、減算器６１、同期検波器６２と同期
検波器６５、演算器６６、補償アンプ６７、電圧制御移
相器６８及び乗算器６９は第２の閉ループを構成してお
り、乗算器６９からの出力が電流−電圧変換器７からの
除去すべき２倍波成分と同位相となるように制御され
る。この第１の閉ループと第２の閉ループによって以下
に示すように演算器６１からの出力信号から２倍波成分
が除去されるように制御される。いま、減算器６１から
出力される除去すべき２倍波成分がＡｃｏｓ（２ωｐｔ
＋φ）であるとする。
検波器６５、演算器６６、補償アンプ６７、電圧制御移
相器６８及び乗算器６９は第２の閉ループを構成してお
り、乗算器６９からの出力が電流−電圧変換器７からの
除去すべき２倍波成分と同位相となるように制御され
る。この第１の閉ループと第２の閉ループによって以下
に示すように演算器６１からの出力信号から２倍波成分
が除去されるように制御される。いま、減算器６１から
出力される除去すべき２倍波成分がＡｃｏｓ（２ωｐｔ
＋φ）であるとする。
【００３４】同期検波器６２は信号発生器７０から発生
されるｓｉｎ２ωｐｔの信号によって減算器６１からの
出力信号を同期検波することにより、減算器６１からの
信号のうちＡｓｉｎφに相当する信号αを抽出する。ま
た、同期検波器６５は信号発生器７０から発生される信
号からさらに９０°位相器７１で９０°位相がずれた信
号ｃｏｓ２ωｐｔによって減算器６１からの出力信号を
同期検波することにより、減算器６１からの信号のうち
Ａｃｏｓφに相当する信号βを抽出する。次に、信号α
とβは演算器６３と演算器６６に送られる。演算器６３
では（α2 ＋β2)1/2 の演算が行われて２倍波成分の振
幅Ａに相当する値が演算され、補償アンプ６４で適当な
増幅率で増幅され、乗算器６９へと送られる。
されるｓｉｎ２ωｐｔの信号によって減算器６１からの
出力信号を同期検波することにより、減算器６１からの
信号のうちＡｓｉｎφに相当する信号αを抽出する。ま
た、同期検波器６５は信号発生器７０から発生される信
号からさらに９０°位相器７１で９０°位相がずれた信
号ｃｏｓ２ωｐｔによって減算器６１からの出力信号を
同期検波することにより、減算器６１からの信号のうち
Ａｃｏｓφに相当する信号βを抽出する。次に、信号α
とβは演算器６３と演算器６６に送られる。演算器６３
では（α2 ＋β2)1/2 の演算が行われて２倍波成分の振
幅Ａに相当する値が演算され、補償アンプ６４で適当な
増幅率で増幅され、乗算器６９へと送られる。
【００３５】また、演算器６６ではｔａｎ- 1 （α／
β）の演算が行われて２倍波成分の位相φに相当する値
が演算され、補償アンプ６７で適当な増幅率で増幅さ
れ、電圧制御移相器６８に制御電圧Ｖｃを出力する。電
圧制御移相器６８は図２で説明したものと同じもので、
信号発生器７０より発生される信号の周波数２ωｐと同
じ周波数をもち、かつ制御電圧Ｖｃに比例した分だけ移
相された信号を乗算器６９へ出力する。そして、乗算器
６９では、補償アンプ６４と電圧制御移相器６８からの
信号が乗算され減算器６１へと出力される。演算器６１
で電流−電圧変換器７からの２倍波成分を含んだ信号と
乗算器６９からの出力が減算され、その出力から２倍波
成分が０になるよう第１の閉ループと第２の閉ループに
よって制御される。このように図５の構成によっても電
流−電圧変換器７からの２倍波成分を除去することがで
きる。
β）の演算が行われて２倍波成分の位相φに相当する値
が演算され、補償アンプ６７で適当な増幅率で増幅さ
れ、電圧制御移相器６８に制御電圧Ｖｃを出力する。電
圧制御移相器６８は図２で説明したものと同じもので、
信号発生器７０より発生される信号の周波数２ωｐと同
じ周波数をもち、かつ制御電圧Ｖｃに比例した分だけ移
相された信号を乗算器６９へ出力する。そして、乗算器
６９では、補償アンプ６４と電圧制御移相器６８からの
信号が乗算され減算器６１へと出力される。演算器６１
で電流−電圧変換器７からの２倍波成分を含んだ信号と
乗算器６９からの出力が減算され、その出力から２倍波
成分が０になるよう第１の閉ループと第２の閉ループに
よって制御される。このように図５の構成によっても電
流−電圧変換器７からの２倍波成分を除去することがで
きる。
【００３６】尚、上述の実施例においては２次以上の高
調波成分は係数Ｊｎ（ｎ＞２）が小さいため除去すべき
高調波成分信号としては２倍波成分だけについて説明を
したが、２倍波成分ばかりでなく、必要に応じその他の
高調波成分についても除去するようにしても良い。この
場合信号発生器２８，７０の周波数を除去すべき周波数
に対応するようにすれば良い。また、電圧制御移相器、
高調波除去器、直流除去器の構成は図２乃至図５に示し
た構成例に限らず同等の作用を行うものであれば置き換
えは可能である。更にまた本発明は上述実施例に限るこ
となく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の
構成が採り得ることは勿論である。
調波成分は係数Ｊｎ（ｎ＞２）が小さいため除去すべき
高調波成分信号としては２倍波成分だけについて説明を
したが、２倍波成分ばかりでなく、必要に応じその他の
高調波成分についても除去するようにしても良い。この
場合信号発生器２８，７０の周波数を除去すべき周波数
に対応するようにすれば良い。また、電圧制御移相器、
高調波除去器、直流除去器の構成は図２乃至図５に示し
た構成例に限らず同等の作用を行うものであれば置き換
えは可能である。更にまた本発明は上述実施例に限るこ
となく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の
構成が採り得ることは勿論である。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば光検出器の出力から直流
成分を除去する直流除去器と、移相変調器の周波数の高
調波成分を除去する高調波除去器とを設ける構成とした
ので、入力角速度が小さい場合でもゲインを大きくとる
ことができ、必要な基本波成分を高精度で得ることがで
き、ダイナミックレンジの制限を受けることのない光フ
ァイバジャイロを得ることができる利益がある。
成分を除去する直流除去器と、移相変調器の周波数の高
調波成分を除去する高調波除去器とを設ける構成とした
ので、入力角速度が小さい場合でもゲインを大きくとる
ことができ、必要な基本波成分を高精度で得ることがで
き、ダイナミックレンジの制限を受けることのない光フ
ァイバジャイロを得ることができる利益がある。
【図１】本発明光ファイバジャイロの一実施例を示す構
成図である。
成図である。
【図２】２倍波除去器の例を示す構成図である。
【図３】電圧制御移相器の例を示す構成図である。
【図４】電圧制御移相器の他の例を示す構成図である。
【図５】２倍波除去器の他の例を示す構成図である。
【図６】従来の光ファイバジャイロの位相変調方式の例
を示す構成図である。
を示す構成図である。
【図７】従来の光ファイバジャイロのセロダイン方式の
例を示す構成図である。
例を示す構成図である。
１ 光源 ２ 受光器 ３ 光ファイバループ ４ 偏光子 ５，６ カプラ ７ 電流−電圧変換器 ８ 位相変調器 ９ 信号発生器 １０ 同期検波器 １１，１２ 積分器 １３ カウンタ １４ リセット回路 １５ ２π基準器 １６ セロダイン変調器 １７ 直流除去器 １８ ２倍波除去器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 室井 利幸 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株 式会社トキメック内 (72)発明者 高橋 富雄 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株 式会社トキメック内 (56)参考文献 特開 昭60−22619（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01C 19/00 - 19/72
Claims (1)
- 【請求項１】 光源と、光ファイバループと、前記光源
からの光を第１の伝播光と第２の伝播光とに分配し両者
を前記光ファイバループにそれぞれ互いに逆方向に伝播
させる光分配器と、前記第１の伝播光と第２の伝播光に
基本周波数で位相偏移を生じさせる位相変調器と、前記
光ファイバループを伝播した第１の伝播光と第２の伝播
光とを同一の導波路に導いた後にこれを検出する光検出
器と、前記光検出器の出力を前記位相変調器の基本周波
数によって同期検波する同期検波器と、を有し、前記第
１の伝播光と第２の伝播光との位相差から回転角速度を
求める光ファイバジャイロにおいて、 前記光検出器の出力から直流成分を除去する直流除去器
と、前記直流除去器の出力から高調波成分を除去する高
調波除去器とを設け、前記高調波除去器は前記直流除去
器の出力より前記位相変調器の基本周波数の２倍の周波
数の位相差を検出する位相差検出器と電圧制御移相器と
乗算器とを含む第１の閉ループと前記直流除去器の出力
より前記位相変調器の基本周波数の２倍の周波数の振幅
を検出する同期検波器と前記乗算器と減算器とを含む第
２の閉ループとを有し、前記乗算器の出力は前記直流除
去器の出力より除去すべき高調波成分と同位相且つ同振
幅になるように構成されていることを特徴とする光ファ
イバジャイロ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13299191A JP2961335B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | 光ファイバジャイロ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13299191A JP2961335B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | 光ファイバジャイロ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04369423A JPH04369423A (ja) | 1992-12-22 |
| JP2961335B2 true JP2961335B2 (ja) | 1999-10-12 |
Family
ID=15094232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13299191A Expired - Lifetime JP2961335B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | 光ファイバジャイロ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2961335B2 (ja) |
-
1991
- 1991-06-04 JP JP13299191A patent/JP2961335B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04369423A (ja) | 1992-12-22 |
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