JP3655182B2 - 半導体集積回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流スイッチ型(Current Mode Logic:CML)型の半導体集積回路に係わり、特に電源の低電圧化をはかった半導体集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、携帯電話等の携帯情報機器の普及に伴い消費電力の少ない半導体チップの要求が高まってきている。携帯情報機器は、通信を行うためのアナログ信号を扱う無線部とアナログ信号をディジタル信号に変換して信号処理を行うベースバンド部からなり、複数の半導体チップが使われている。
【0003】
ベースバンド部は主に論理ゲートから構成される。論理ゲートの消費電力PBBはPBB=C・VDD 2・fで表される。ここで、Cは論理ゲートを構成するMOSトランジスタの寄生容量と真性容量及び配線容量の和、VDDは電源電圧、fは動作周波数である。動作周波数fを一定とすると、消費電力を抑えるためには容量Cを減らすか電源電圧VDDを下げればよい。Cを減らすためには、論理ゲートを構成するMOSトランジスタの数を減らすかトランジスタのゲート幅を小さくすることが有効である。また、消費電力は電源電圧VDDの2乗に比例するため、電源電圧を下げることは低消費電力化により有効である。
【0004】
現在、ベースバンド部のようなディジタル回路の電源電圧は3V前後が使われているが、上記観点からより低い電源電圧で動作する回路が望まれ、1V以下で動作する回路が提案されている(例えば、特開平9−55652号公報)。
【0005】
一方、無線部は常にほぼ一定の電流を流すアナログ回路を中心に構成され、その消費電力PRFはPRF=I・VDDで表される。ここで、Iは回路に流れる電流である。消費電力を抑えるためには電流Iを減らすか電源電圧VDDを下げればよいが、アナログ回路の場合、電流値は回路の動作速度の他、雑音特性や歪特性で決定されるため、必要以上に電流Iを小さくすることはできない。従って、無線部の低消費電力化を図るためには電源電圧を下げる必要がある。
【0006】
現在、無線部の電源電圧はベースバンド部とほぼ同じ3V前後が用いられている。無線部とベースバンド部の電源電圧が異なると、例えば電池のような単一電源の場合電圧変換回路が必要になり、変換損失による消費電力の増加及びコストの増加を招く。従って、低消費電力化,低コスト化のためアナログ回路においても、ディジタル回路と同様1V以下で動作する回路が望まれる。
【0007】
図18に、無線部において安定した周波数を発生させるために使われる基本回路(Dタイプのフリップフロップ、以下D−FF)の従来構成を示す。1はマスター段、2はスレーブ段、3はレベルシフト段、R101〜R108は抵抗、Q101〜Q118はバイポーラトランジスタである。また、CK,CKNは相補型のクロック信号、D,DNは相補型の入力信号、M,MNはマスター段1の出力ノード(相補型の出力信号)、S,SNはスレーブ段2の出力ノード(相補型の出力信号)、Y,YNはレベルシフトされた相補型の出力信号、VCCは電源電圧、VEEは接地電圧である。
【0008】
マスター段1はQ113,R105からなる定電流回路、スレーブ段2はQ114,R106からなる定電流回路、レベルシフト段3はQ117,R107,Q118,R108からなる定電流回路をそれぞれ有し、共にバイポーラトランジスタのベースには一定電圧VBBが加えられ一定の電流Iを流す。
【0009】
次に、この回路の動作をタイミング図を用いて説明する。図19はクロックCK、入力信号D、ノードM、ノードS、出力Yのそれぞれの動作波形である。マスター段1ではクロックCKが立ち上がると、抵抗R101,R102、トランジスタQ101,Q102からなる差動回路が動作し、トランジスタQ103,Q104からなるラッチ回路が非動作になるため、入力信号Dが取り込まれる。クロックCKが立ち下がると、差動回路が非動作になり、ラッチ回路が動作するため、取り込まれた信号はラッチされる。
【0010】
次に、スレーブ段2ではクロックCKが立ち下がると、抵抗R103,R104、トランジスタQ105,Q106からなる差動回路が動作し、トランジスタQ107,Q108からなるラッチ回路が非動作になるため、マスター段1の出力(ノードMの論理)が取り込まれる。クロックCKが立ち上がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作するため、取り込まれた信号はラッチされる。また、レベルシフト段3ではスレーブ段2の出力(ノードSの論理)をバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧だけ低くした出力信号Yを得る。
【0011】
このように、クロックの立ち上がりで入力信号をマスター段1に取り込み、クロックの立ち下がりでスレーブ段2に送るため、D−FFでは1周期遅れで入力信号と同じ論理が出力される。なお、電源電圧VCCを2.5V、接地電圧VEEを0V、マスター段1及びスレーブ段2の出力振幅を0.4Vを仮定すると、図に示したようにクロックCK及びレベルシフト段の出力は1.3V〜1.7V、入力信号D及びマスター段の出力Mは2.1V〜2.5Vとなる。
【0012】
次に、このようなD−FFが動作するための最小の電源電圧を考える。マスター段1及びスレーブ段2は、トランジスタ3段と抵抗2段のカスケード接続になっている。トランジスタが飽和動作しないためにはコレクタ・エミッタ間電圧は最低0.5V程度必要である。また、動作振幅は雑音余裕を考えると最低0.3V程度必要なので、負荷抵抗の両端の電圧は0.3Vとなる。定電流源の抵抗の両端電圧を0.1Vとすると、最小電源電圧VCCmin(V)は、
VCCmin=0.3+3×0.5+0.1=1.9
となる。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来のD−FFにおいては、マスター段,スレーブ段共にバイポーラトランジスタ3段、抵抗2段のカスケード接続構成になっているため、最小電源電圧は1.9V程度であり、さらに電圧変動のばらつきによるマージン10%程度を考えると電源電圧を2.1V以下にすることは困難であった。その結果、1V以下で動作するベースバンド部との電源電圧の共有化が難しいという問題があった。また、無線部とベースバンド部の電源電圧が異なると、例えば電池のような単一電源の場合は電圧変換回路が必要になり、変換損失による消費電力の増加及びコストの増加を招くという問題があった。
【0014】
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的とするところは、高速性を犠牲にせずに最小電源電圧を下げることができ、より低電圧(例えば1V以下)で動作するD−FFに代表される電流スイッチ型の半導体集積回路を提供することにある。
【0015】
【課題を解決するための手段】
(構成)
本発明の骨子はSOI(Silicon On Insulator)基板等の上に形成されたMOSトランジスタと抵抗素子と定電流源とでフリップフロップを構成し、MOSトランジスタのゲート端子だけではなくボディ端子にも信号を与えることにより、低電圧(例えば1V以下)の電源電圧での動作を可能にすることにある。
【0016】
即ち本発明は、ドレインが第1のノードに接続され、ソースが第2のノードに接続され、ゲートに第1の信号が入力し、ボディに第2の信号が入力する第1のMOSトランジスタと、ドレインが第3のノードに接続され、ソースが前記第2のノードに接続され、ゲートに第3の信号が入力し、ボディに第4の信号が入力する第2のMOSトランジスタと、前記第2のノードと接地端との間に接続された定電流源と、を具備してなることを特徴とする。
【0017】
ここで、本発明の望ましい実施態様としては次のものが挙げられる。
(1) 絶縁膜上の半導体層を素子形成基板として用い、この基板上に各トランジスタが形成されていること。
(2) 絶縁層上の半導体層は単結晶シリコンであること。
【0018】
(3) 第1の信号と第3の信号は相補信号であり、第2の信号と第4の信号は同じ信号であること。
(4) 第2の信号と第4の信号は相補信号であり、第1の信号と第3の信号は同じ信号であること。
(5) 第1の信号と第3の信号は相補信号であり、第2の信号と第4の信号は相補信号であること。
【0019】
(6) 第1,第3の信号は入力信号であり、第2,第4の信号はクロック信号であること。
(7) 半導体集積回路として、D−FF,T−FF,又は乗算器を構成していること。
【0020】
また本発明は、絶縁膜上の半導体層を素子形成基板として用いた半導体集積回路であって、ドレインが第1のノードに接続され、ソースが第2のノードに接続され、ゲートに第1の信号が入力し、ボディに第2の信号が入力する第1のMOSトランジスタと、ドレインが第3のノードに接続され、ソースが前記第2のノードに接続され、ゲートに前記第1の信号の相補信号である第3の信号が入力し、ボディに前記第2の信号が入力する第2のMOSトランジスタと、前記第1のノードと電源端との間に接続された第1の抵抗素子と、前記第3のノードと前記電源端との間に接続された第2の抵抗素子と、前記第2のノードと接地端との間に接続された第1の定電流源と、を具備してなることを特徴とする。
【0021】
ここで、本発明の望ましい実施態様としては次のものが挙げられる。
(1) ドレインが第1のノードに接続され、ソースが第2のノードに接続され、ゲートが第3のノードに接続され、ボディに第2の信号の相補信号である第4の信号が入力する第3のMOSトランジスタと、ドレインが第3のノードに接続され、ソースが第2のノードに接続され、ゲートが第1のノードに接続され、ボディに第4の信号が入力する第4のMOSトランジスタとを備えたこと。
【0022】
(2) ドレインが第4のノードに接続され、ゲートが第1のノードに接続され、ソースが第5のノードに接続された第5のMOSトランジスタと、ドレインが第6のノードに接続され、ゲートが第3のノードに接続され、ソースが第5のノードに接続された第6のMOSトランジスタと、第5のノードと接地端との間に接続された第2の定電流源とを備えたこと。
【0023】
(3) 上記構成をマスター回路とし、このマスター回路と同様の構成で、第1の信号の代わりに第1のノードに現れる出力信号を入力し、第3の信号の代わりに第3のノードに現れる出力信号を入力するスレーブ回路を備えたこと。
【0024】
(作用)
本発明によれば、MOSトランジスタをSOI基板等の上に形成することにより、トランジスタのボディ領域がトランジスタ毎に分離される。そして、ゲートと共にボディ端子にも信号を与えることで、トランジスタの駆動能力を2つの信号で独立に制御することができる。その結果、フリップフロップを構成するカスケード接続される素子の段数を少なくすることができ、これによって低電圧動作が可能となる。
【0025】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を図示の実施形態によって説明する。
【0026】
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係わるD−FFを示す回路構成図である。このD−FFは、マスター段1とスレーブ段2の2段構成となっている。
【0027】
マスター段1において、R1は電圧VDDの電源端とノードM(第1のノード)との間に接続された抵抗素子、R2は電圧VDDの電源端とノードMN(第3のノード)との間に接続された抵抗素子、M1はドレインがノードMに接続され、ゲートに入力信号D(第1の信号)が入力し、ソースがノードE1(第2のノード)に接続され、ボディにクロックCK(第2の信号)が入力するnMOSトランジスタ(第1のMOSトランジスタ)、M2はドレインがノードMNに接続され、ゲートに入力信号Dの相補信号DN(第3の信号)が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディにクロックCKが入力するnMOSトランジスタ(第2のMOSトランジスタ)である。
【0028】
さらに、M3はドレインがノードMに接続され、ゲートがノードMNに接続され、ソースがノードE1に接続され、ボディにクロックCKの相補クロックCKN(第4の信号)が入力するnMOSトランジスタ(第3のMOSトランジスタ)、M4はドレインがノードMNに接続され、ゲートがノードMに接続され、ソースがノードE1に接続され、ボディにクロックCKNが入力するnMOSトランジスタ(第4のMOSトランジスタ)、I1はノードE1と電圧VSSの接地端との間に接続された定電流源である。
【0029】
またスレーブ段2において、R3は電圧VDDの電源端とノードSとの間に接続された抵抗素子、R4は電圧VDDの電源端とノードSNとの間に接続された抵抗素子、M5はドレインがノードSに接続され、ゲートがノードMに接続され、ソースがノードE2に接続され、ボディにクロックCKNが入力するnMOSトランジスタ、M6はドレインがノードSNに接続され、ゲートがノードMNに接続され、ソースがノードE2に接続され、ボディにクロックCKNが入力するnMOSトランジスタである。
【0030】
さらに、M7はドレインがノードSに接続され、ゲートがノードSNに接続され、ソースがノードE2に接続され、ボディにクロックCKが入力するnMOSトランジスタ、M8はドレインがノードSNに接続され、ゲートがノードSに接続され、ソースがノードE2に接続され、ボディにクロックCKが入力するnMOSトランジスタ、I2はノードE2と接地電圧VSSとの間に接続された定電流源である。
【0031】
ここで、M1〜M8はボディ領域がMOSトランジスタ毎に分離されるSOI基板等を用いて形成される。
【0032】
図2に、このD−FFを表すブロック図を示す。なお、このブロック図において、相補型信号は片側だけのD,CK,Sを記している。次に、このD−FFの回路動作をタイミング図を用いて説明する。
【0033】
図3に、クロックCK、入力信号D、ノードM、出力信号であるノードSの動作波形を示す。マスター段1において、MOSトランジスタM1,M2のボディにクロックCKが入力し、MOSトランジスタM3,M4のボディにクロックCKNが入力しているため、クロックCKがハイレベルの時、MOSトランジスタM1,M2の駆動能力はMOSトランジスタM3,M4のそれよりも大きくなる。逆に、クロックCKがロウレベルの時、MOSトランジスタM1,M2の駆動能力はMOSトランジスタM3,M4のそれよりも小さくなる。
【0034】
マスター段1は定電流源I1によって常に一定の電流が流れるため、クロックCKが立ち上がると抵抗素子R1,R2、MOSトランジスタM1,M2からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM3,M4からなるラッチ回路が非動作になり、入力信号Dがマスター段1に取り込まれる。クロックCKが立ち下がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。
【0035】
同様に、クロックCKが立ち下がると、抵抗素子R3,R4、MOSトランジスタM5,M6からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM7,M8からなるラッチ回路が非動作になり、ノードMの情報がスレーブ段2に取り込まれる。クロックCKが立ち上がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。このように、従来回路と同様の動作を行うことができる。
【0036】
なお、電源電圧VDDを0.8V、接地電圧VSSを0V、マスター段1及びスレーブ段2の出力振幅を0.4Vを仮定すると、図に示したようにクロックCK、入力信号D、マスター段1の出力M、スレーブ段2の出力Sはいずれも0.4V〜0.8Vとなる。従って、このD−FFの出力を別のD−FFの入力D或いはクロックCKに入れる場合、レベルシフト回路を使ってレベル変換する必要がないため、従来回路に比べ回路素子数の更なる低減及び低消費電力化が図れる。
【0037】
次に、抵抗素子R1〜R4の具体例を図4に示す。図4(a)は、抵抗素子として拡散層抵抗R或いはポリシリコン抵抗Rを用いた例である。SOI基板上に作られた拡散層抵抗はバルク基板上に作られた拡散層抵抗に比べ対基板の寄生容量が小さくなるため、高速動作が妨げられ難い。図4(b)は、抵抗素子としてnMOSトランジスタM9を用いた例である。ゲートには電圧VGNが加えられ、この電圧とゲート長,ゲート幅を適当に選ぶことによって所望の抵抗値が得られる。また、ゲートをドレインに接続してMOSトランジスタM9を常にオン状態にしても良いし、ボディをゲート或いはソースに接続し、或いはボディに適当な電圧を与えて所望の抵抗特性を得るようにしても良い。この場合、MOSトランジスタM9はSOI基板上に作ることが望ましい。
【0038】
図4(c)は、抵抗素子としてpMOSトランジスタM10を用いた例である。ゲートには電圧VGPが加えられ、この電圧とゲート長,ゲート幅を適当に選ぶことによって所望の抵抗値が得られる。また、ゲートをドレインに接続してMOSトランジスタM10を常にオン状態にしても良いし、ボディをゲート或いはソースに接続し、或いはボディに適当な電圧を与えて所望の抵抗特性を得るようにしても良い。この場合、MOSトランジスタM10はSOI基板上に作ることが望ましい。
【0039】
次に、定電流源I1〜I2の具体例を図5に示す。図5(a)は、定電流源としてnMOSトランジスタM11を用いた例である。ゲートにはMOSトランジスタM11が飽和動作するような電圧VG が加えられる。また、ボディをゲート或いはソースに接続し、或いはボディに適当な電圧を与えて所望の定電流特性を得るようにしても良い。この場合、MOSトランジスタM11はSOI基板上に作ることが望ましい。図5(b)は、定電流源としてnMOSトランジスタM12と抵抗R5を用いた例である。ゲートにはMOSトランジスタM12が飽和動作するような電圧VGが加えられる。また、ボディをゲート或いはソースに接続し、或いはボディに適当な電圧を与えて所望の定電流特性を得るようにしても良い。この場合、MOSトランジスタはSOI基板上に作ることが望ましい。
【0040】
図5(c)は、定電流源としてバイポーラトランジスタQ1を用いた例である。ベースにはトランジスタQ1が活性動作するような電圧VB が加えられる。図5(d)は、定電流源としてバイポーラトランジスタQ2と抵抗R6を用いた例である。この例でも、ベースにはトランジスタQ2が活性動作するような電圧VB が加えられる。
【0041】
次に、D−FFを用いたT−FFの例を示す。図6はそのブロック図であり、D−FFの出力Sが反転入力DNに接続されている。なお、このブロック図において相補型信号は片側だけのDN,CK,Sを記している。
【0042】
図7に、上記ブロック図の具体的回路構成を示す。D−FFに対して、出力Sが入力DNに、出力SNが入力Dに接続されている点を除けば、他の構成は図1と全く同じである。T−FFはクロックCKの周波数を1/2にする分周動作を行う。次に、この分周動作をタイミング図を用いて説明する。
【0043】
図8に、クロックCK、ノードM、出力であるノードSの動作波形を示す。マスター段1において、クロックCKが立ち上がると抵抗素子R1,R2、MOSトランジスタM1,M2からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM3,M4からなるラッチ回路が非動作になる。このとき、出力Sがハイレベルにあると仮定すると、ノードMはロウレベルとなる。クロックCKが立ち下がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作するため、ノードMはロウレベルのままである。
【0044】
スレーブ段2においては、クロックCKが立ち下がると、抵抗素子R3,R4、MOSトランジスタM5,M6からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM7,M8からなるラッチ回路が非動作になる。このとき、ノードMはハイレベルであるので、差動回路に出力Sはロウレベルとなる。クロックCKが立ち上がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作するため、出力Sはロウレベルのままである。従って、クロックCKが立ち下がる度に出力Sの状態が変化し、クロックCKの周波数の1/2の周波数の出力Sが得られる。
【0045】
以上示したD−FF或いはT−FFはマスター段1とスレーブ段2により構成され、出力信号はスレーブ段2より出力される。いま、複数のD−FF或いはT−FFが縦続接続される場合を考えると、この出力信号は次段のクロック信号になる場合がある。例えば、T−FF2段を縦続接続して1/4分周器を構成した場合、1段目のT−FFの出力が2段目のT−FFのクロック信号となる。クロック信号CKはMOSトランジスタのボディに入力しているため、入力インピーダンスが低く、信号レベルが低下することが懸念される。そこでこれを防ぐため、スレーブ段2の出力信号を入力インピーダンスの高いバッファで増幅する。
【0046】
図9は、バッファとしてソース結合論理回路を用いたD−FFである。1はマスター段、2はスレーブ段、4はバッファ段である。マスター段1とスレーブ段2については図1と同様であるため詳しい説明を省略する。
【0047】
バッファ段4において、R7は電源電圧VDDとノードZNとの間に接続された抵抗素子、R8は電源電圧VDDとノードZとの間に接続された抵抗素子、M13はドレインがノードZNに接続され、ゲートがノードSに接続され、ソースがノードE3に接続されたnMOSトランジスタ、M14はドレインがノードZに接続され、ゲートがノードSNに接続され、ソースがノードE3に接続されたnMOSトランジスタ、I3はノードE3と接地電圧VSSとの間に接続された定電流源である。
【0048】
なお、抵抗素子R7及びR8の具体例は図4と同じであり、定電流源I3の具体例は図5と同じである。このD−FFにおいても図1と同様の動作をし、次段の入力インピーダンスが低い場合でも信号レベルの低下は起きない。また、スレーブ段2の出力S,SNを入力DN,Dにそれぞれ接続してT−FFが構成できる点も図1と同様である。
【0049】
次に、このD−FF又はT−FFが動作するための最小の電源電圧を考える。抵抗素子として図4(a)の抵抗R、定電流源として図5(a)のMOSトランジスタM11を用いた場合を考えると、マスター段1、スレーブ段2共にMOSトランジスタ2段と抵抗1段のカスケード接続になっている。MOSトランジスタM11が動作するドレイン・ソース間電圧を最低0.3Vとし、動作振幅は雑音余裕を考えて最低0.3Vとすると、最小電源電圧VCCmin(V)は、
VCCmin=0.3+2×0.3=0.9
となる。
【0050】
このように本実施形態のD−FF或いはT−FFは、電圧変動のばらつきによるマージン10%を考えても最小動作電圧を1V以下にすることができ、携帯情報機器における無線部の低消費電力化が達成できる。また、動作速度はマスター段1或いはスレーブ段2に流れる電流値で決定されるため、低電圧動作させても高速動作を妨げない。
【0051】
なお、本実施形態において最小電源電圧を低くできる理由は次の通りである。即ち本実施形態では、SOI基板の上にMOSトランジスタを形成し、各々のMOSトランジスタのボディ領域にクロック信号を与えてその駆動能力を制御することにより、電源端から接地端への素子の段数を減らすことができる。これは、前記図18に示した従来回路をMOSトランジスタで構成したものに対して、第3段目のトランジスタQ109,110,111,112に相当するMOSトランジスタを無くしたことに相当する。つまり、電源端から接地端へのカスケード段数を1段減らすことができ、これにより最小電源電圧を低くすることができるのである。
【0052】
(第2の実施形態)
図10は、本発明の第2の実施形態に係わるD−FFを示す回路構成図である。なお、図1と同一部分には同一符号を付し、その詳しい説明を省略する。
【0053】
本実施形態は、基本的には図1の回路と同じ構成であるが、ゲート及びボディに与える信号が図1の回路とは逆になっている。即ち、ゲート側に信号D,DNではなくクロックCK,CKNが入力され、ボディ側にクロックCK,CKNではなく信号D,DNが入力されるようになっている。
【0054】
スレーブ段1において、M21はドレインがノードMに接続され、ゲートにクロックCKが入力し、ソースがノードE21に接続され、ボディに入力信号Dが入力するnMOSトランジスタ、M22はドレインがノードMNに接続され、ゲートにクロックCKが入力し、ソースがノードE21に接続され、ボディに入力信号DNが入力するnMOSトランジスタ、M23はドレインがノードMに接続され、ゲートにクロックCKNが入力し、ソースがノードE21に接続され、ボディがノードMNに接続されるnMOSトランジスタ、M24はドレインがノードMNに接続され、ゲートにクロックCKNが入力し、ソースがノードE21に接続され、ボディがノードMに接続されるnMOSトランジスタである。
【0055】
またスレーブ段2において、M25はドレインがノードSに接続され、ゲートにクロックCKNが入力し、ソースがノードE22に接続され、ボディがノードMに接続されるnMOSトランジスタ、M26はドレインがノードSNに接続され、ゲートにクロックCKNが入力し、ソースがノードE22に接続され、ボディがノードMNに接続されるnMOSトランジスタ、M27はドレインがノードSに接続され、ゲートにクロックCKが入力し、ソースがノードE22に接続され、ボディがノードSNに接続されたnMOSトランジスタ、M28はドレインがノードSNに接続され、ゲートにクロックCKが入力し、ソースがノードE22に接続され、ボディがノードSに接続されたnMOSトランジスタである。
【0056】
なお、M21〜M28はボディ領域がトランジスタ毎に分離されるSOI基板等を用いて形成される。
【0057】
次に、このD−FFの動作を説明する。マスター段1において、MOSトランジスタM21,M22のゲートにクロックCKが入力し、MOSトランジスタM23,M24のゲートにクロックCKNが入力しているため、クロックCKがハイレベルの時、MOSトランジスタM21,M22の駆動能力はMOSトランジスタM23,M24のそれよりも大きくなる。逆に、クロックCKがロウレベルの時、MOSトランジスタM21,M22の駆動能力はMOSトランジスタM23,M24のそれよりも小さくなる。
【0058】
マスター段1は定電流源I1によって常に一定の電流が流れるため、クロックCKが立ち上がると抵抗素子R1,R2、MOSトランジスタM21,M22からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM23,M24からなるラッチ回路が非動作になり、入力信号Dがマスター段1に取り込まれる。クロックCKが立ち下がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。
【0059】
同様に、クロックCKが立ち下がると、抵抗素子R3,R4、MOSトランジスタM25,M26からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM27,M28からなるラッチ回路が非動作になり、ノードMの情報がスレーブ段2に取り込まれる。クロックCKが立ち上がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。このように、第1の実施形態と同様の動作を行うことができる。また、スレーブ段2の出力S,SNを入力DN,Dにそれぞれ接続してT−FFが構成できる点も第1の実施形態と同様である。
【0060】
この実施形態においても、バッファを加えて次段の入力インピーダンスが低い場合でも信号レベルの低下させないようにしてもよい。図11は、バッファ段4として図9と同様のソース結合論理回路を用いたD−FFである。T−FFを構成する場合は、バッファ段の出力Z,ZNを入力DN,Dにそれぞれ接続すればスレーブ段2の出力信号レベルの低下が防げる。
【0061】
図10或いは図11において、マスター段1の出力がスレーブ段2のMOSトランジスタのボディに入力していることから、マスター段1の信号レベルが低下することが懸念される。そこでこれを防ぐため、マスター段1の出力信号を入力インピーダンスの高いバッファで増幅し、これをスレーブ段に入力しても良い。
【0062】
図12は、このようなD−FFの例である。1はマスター段、2はスレーブ段、4はスレーブ段の出力低下を防ぐバッファ段、5はマスター段の出力低下を防ぐバッファ段である。マスター段1,スレーブ段2,バッファ段4については、図11と同様であるため詳しい説明を省略する。バッファ段5は、バッファ段4と同様にソース結合論理回路を用いたものである。
【0063】
バッファ段5において、R9は電源電圧VDDとノードXNとの間に接続された抵抗素子、R10は電源電圧VDDとノードXとの間に接続された抵抗素子、M29はドレインがノードXNに接続され、ゲートがノードMに接続され、ソースがノードE4に接続されたnMOSトランジスタ、M30はドレインがノードXに接続され、ゲートがノードMNに接続され、ソースがノードE4に接続されたnMOSトランジスタ、I4はノードE4と接地電圧VSSとの間に接続された定電流源である。なお、抵抗素子R9及びR10の具体例は図4と同じであり、定電流源I4の具体例は図5と同じである。
【0064】
このD−FFにおいても図1と同様の動作をし、マスター段1及びスレーブ段2の出力信号レベルの低下は起きない。また、バッファ段4の出力Z,ZNを入力DN,Dにそれぞれ接続してT−FFが構成できる点も図11と同様である。
【0065】
(第3の実施形態)
図13は、本発明の第3の実施形態に係わる半導体集積回路を示すブロック図である。この回路は、信号D1とD2が入力するOR回路とこのOR回路の出力が入力するD−FFで構成される。なお、このブロック図において相補型信号は片側だけを記している。
【0066】
図14は、図13に示したブロック図の具体的回路構成を示す図である。なお、図1と同一部分には同一符号を付して、その詳しい説明は省略する。
【0067】
本実施形態が、図1の回路と異なる点は、マスター段1のMOSトランジスタM1の代わりに2つのMOSトランジスタを用いたことにある。M15はドレインがノードMに接続され、ゲートに入力信号D1が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディにクロックCKが入力するnMOSトランジスタ、M16はドレインがノードMNに接続され、ゲートに入力信号D2が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディにクロックCKが入力するnMOSトランジスタである。
【0068】
なお、M2〜M8,M15,M16はボディ領域がトランジスタ毎に分離されるSOI基板等を用いて形成される。また、入力信号DNは入力信号D1或いはD2のハイレベルとロウレベルの間の一定電位に設定しておくことが望ましい。
【0069】
次に、この回路の動作を説明する。図15にクロックCK、入力D1,D2,DN、ノードM、出力であるノードSの動作波形を示す。マスター段1において、MOSトランジスタM15,M16,M2のボディにクロックCKが入力し、MOSトランジスタM3,M4のボディにクロックCKNが入力しているため、クロックCKがハイレベルの時、MOSトランジスタM15,M16,M2の駆動能力はMOSトランジスタM3,M4のそれよりも大きくなる。逆に、クロックCKがロウレベルの時、MOSトランジスタM15,M16,M2の駆動能力はMOSトランジスタM3,M4のそれよりも小さくなる。
【0070】
マスター段1は定電流源I1によって常に一定の電流が流れるため、クロックCKが立ち上がると抵抗素子R1,R2、MOSトランジスタM15,M16,M2からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM3,M4からなるラッチ回路が非動作になる。入力信号D1,D2が共にロウレベルの時、ノードMはハイレベルになり、D1,D2の少なくとも片方がハイレベルの時、ノードMはロウレベルになる。従って、入力信号D1とD2の論理和がマスター段1に取り込まれる。クロックCKが立ち下がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。
【0071】
同様に、クロックCKが立ち下がると、抵抗素子R3,R4、MOSトランジスタM5,M6からなる差動回路が動作し、MOSトランジスタM7,M8からなるラッチ回路が非動作になり、ノードMの情報がスレーブ段2に取り込まれる。クロックCKが立ち上がると、差動回路が非動作になりラッチ回路が動作し、取り込まれた信号はラッチされる。この場合も、1V以下の動作電圧で図13に示した論理動作が実現できる。
【0072】
(第4の実施形態)
図16は、本発明の第4の実施形態に係わる乗算器を示す回路構成図である。なお、図1と同一部分には同一符号を付して、その詳しい説明は省略する。
【0073】
M31はドレインがノードOに接続され、ゲートに信号S1が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S2が入力するnMOSトランジスタ、M32はドレインがノードBOに接続され、ゲートに信号S3が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S4が入力するnMOSトランジスタである。なお、M31〜M32はボディ領域がトランジスタ毎に分離されるSOI基板等を用いて形成される。
【0074】
次に、この回路の動作を説明する。MOSトランジスタ31に流れるドレイン電流はゲートに入力する信号S1とボディに入力する信号S2によって変調を受け、出力Oにはこれらの信号の乗算成分S1・S2が出力する。同様に、MOSトランジスタ32に流れるドレイン電流はゲートに入力する信号S3とボディに入力する信号S4によって変調を受け、出力BOにはこれらの信号の乗算成分S3・S4が出力する。信号S3は信号S1の相補信号であり、信号S4は信号S2の相補信号であると仮定すると、出力BOは出力Oの相補信号出力となる。
【0075】
電流スイッチ型の回路構成により、これらの出力信号は増幅されて出力される。また、信号S2と信号S4の直流バイアス電圧に差を付けることで、MOSトランジスタM31とMOSトランジスタM32のしきい値電圧のバラツキに対する補正を行うこともできる。
【0076】
図17は、図16と同様の動作を行う他の乗算器の回路図である。M33はドレインがノードOに接続され、ゲートに信号S1が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S2が入力するnMOSトランジスタ、M34はドレインがノードBOに接続され、ゲートに信号S3が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S2が入力するnMOSトランジスタ、M35はドレインがノードOに接続され、ゲートに信号S3が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S4が入力するnMOSトランジスタ、M36はドレインがノードBOに接続され、ゲートに信号S1が入力し、ソースがノードE1に接続され、ボディに信号S4が入力するnMOSトランジスタである。
【0077】
なお、M33〜M36はボディ領域がトランジスタ毎に分離されるSOI基板等を用いて形成される。
【0078】
ここで、信号S3は信号S1の相補信号であり、信号S4は信号S2の相補信号であると仮定すると、出力BOは出力Oの相補信号出力となる。この回路においても出力O、BOには入力信号S1とS3の乗算成分が増幅されて出力する。
【0079】
(変形例)
なお、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではない。第1及び第3の実施形態ではクロック信号がボディに入力する例、第2の実施形態ではクロック信号がゲートに入力する例を示したが、これらを適宜組み合わせることも可能である。例えば、差動回路を構成するMOSトランジスタはクロック信号をボディに入力し、ラッチ回路を構成するMOSトランジスタはクロック信号をゲートに入力するようにしても良いし、逆に差動回路を構成するMOSトランジスタはクロック信号をゲートに入力し、ラッチ回路を構成するMOSトランジスタはクロック信号をボディに入力するようにしても本発明は有効である。
【0080】
また、実施形態ではSOI基板を用いたが、絶縁膜上にシリコン以外の半導体層を形成した基板であっても用いることが可能である。その他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々変形して実施することができる。
【0081】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、高速性を犠牲にせずに最小電源電圧を下げることができ、より低電圧(例えば1V以下)で動作するD−FFに代表される電流スイッチ型の半導体集積回路を実現することができる。従って、無線部と低電圧動作のベースバンド部との電源電圧を共有化ができ、電圧変換回路が不要あるいはその負荷が軽減される。また、これを用いたプリスケーラ及びミキサの消費電力を低くすることができ、携帯情報機器の低消費電力化をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1の実施形態に係わるD−FFを示す回路構成図。
【図2】図1のD−FFのブロック図。
【図3】図1のD−FFの動作を説明するためのタイミング図。
【図4】図1のD−FFに用いた抵抗素子の具体例を示す図。
【図5】図1のD−FFに用いた定電流源の具体例を示す図。
【図6】第1の実施形態に係わるT−FFを示すブロック図。
【図7】図6のT−FFの具体的回路構成を示す図。
【図8】図7のT−FFの動作を説明するためのタイミング図。
【図9】第1の実施形態に係わるD−FFの他の例を示す回路構成図。
【図10】第2の実施形態に係わるD−FFを示す回路構成図。
【図11】第2の実施形態に係わるD−FFの他の例を示す回路構成図。
【図12】第2の実施形態に係わるD−FFの更に他の例を示す回路構成図。
【図13】第3の実施形態に係わるORゲート付D−FFを示すブロック図。
【図14】図13のD−FFの具体的回路構成を示す図。
【図15】図14のD−FFの動作を説明するためのタイミング図。
【図16】第4の実施形態に係わる乗算器を示す回路構成図。
【図17】第4の実施形態に係わる乗算器の他の例を示す回路構成図。
【図18】従来のD−FFを示す回路構成図。
【図19】図18のD−FFの動作を説明するためのタイミング図。
【符号の説明】
1…マスター段
2…スレーブ段
3…レベルシフト段
4,5…バッファ
M1〜M16、M21〜M36…MOSトランジスタ
R1〜R8…抵抗素子
I1〜I4…定電流源
R,R102〜R108…抵抗
Q1〜Q2,Q101〜Q118…バイポーラトランジスタ
Claims (3)
- 絶縁膜上の半導体層を素子形成基板として用いた半導体集積回路であって、
ドレインが第1のノードに接続され、ソースが第2のノードに接続され、ゲートに第1の信号が入力し、ボディに第2の信号が入力する第1のMOSトランジスタと、
ドレインが第3のノードに接続され、ソースが前記第2のノードに接続され、ゲートに前記第1の信号の相補信号である第3の信号が入力し、ボディに前記第2の信号が入力する第2のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第1のノードに接続され、ソースが前記第2のノードに接続され、ゲートが前記第3のノードに接続され、ボディに前記第2の信号の相補信号である第4の信号が入力する第3のMOSトランジスタと、
ドレインが前記第3のノードに接続され、ソースが前記第2のノードに接続され、ゲートが前記第1のノードに接続され、ボディに前記第4の信号が入力する第4のMOSトランジスタと、
前記第1のノードと電源端との間に接続された第1の抵抗素子と、
前記第3のノードと前記電源端との間に接続された第2の抵抗素子と、
前記第2のノードと接地端との間に接続された第1の定電流源と、
を具備してなることを特徴とする半導体集積回路。 - ドレインが第4のノードに接続され、ゲートが前記第1のノードに接続され、ソースが第5のノードに接続された第5のMOSトランジスタと、
ドレインが第6のノードに接続され、ゲートが前記第3のノードに接続され、ソースが前記第5のノードに接続された第6のMOSトランジスタと、
前記第5のノードと接地端との間に接続された第2の定電流源と、
を具備してなることを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路。 - 請求項1の構成をマスター回路とし、このマスター回路と同様の構成で、前記第1の信号の代わりに前記第1のノードに現れる出力信号を入力し、前記第3の信号の代わりに前記第3のノードに現れる出力信号を入力するスレーブ回路を備えたことを特徴とする半導体集積回路。
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