JP3591754B2 - Pll回路 - Google Patents
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- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、PLL(phase locked loop)回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、複数の情報機器間において情報データの伝送を為すインターフェースとして、IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)1394−1995規格に基づく高速シリアルデータ転送インターフェースが注目されている。
【0003】
かかるIEEE1394−1995規格では、複数の情報機器(以下、ノードと称する)間をシリアルバスにて接続し、これら各ノード間での複数チャンネル分の情報伝送を時分割にて伝送するようにしている。
従って、送信側のノードにおいては、音声(映像)データの如き時系列データに関してもこれを所定データ分毎にデータパケット化して時分割伝送することになる。受信側のノードでは、この時分割伝送されてきた伝送信号に基づいて基準クロックを生成し、この基準クロックに位相同期したサンプリングクロックをPLL回路にて発生する。ここで、かかるサンプリングクロックに基づいて、伝送されてきた伝送信号から上記時系列データの再生を行うのである。
【0004】
しかしながら、IEEE1394−1995規格による伝送信号からでは、上記基準クロックを生成することが出来ない期間が存在する可能性がある。
よって、この間、PLL回路は自分自身が有する最大周波数又は最小周波数のクロック発生しつづけることになり、例えその後、基準クロックが供給されるようになっても、直ちにこの基準クロックにロックアップすることが出来ないという問題があった。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明は、基準クロックが供給されない期間があっても、この基準クロックの供給開始に応じて直ちにロックアップすることが出来るPLL回路を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るPLL回路は、受信信号中に含まれる時系列データを再生すべき再生クロックを生成するPLL回路であって、前記受信信号に位相同期した基準クロックを生成する基準クロック生成手段と、前記再生クロックの周波数を分周して分周クロックを得る分周器と、前記時系列データのサンプリングレートに対応した周波数のプリ基準クロックを発生するプリ基準クロック発生手段と、前記基準クロックが供給されたか否かを検出する基準クロック検出手段と、前記プリ基準クロックに位相ロックしているか否かを検出するロック検出手段と、前記基準クロック検出手段にて前記基準クロックが供給されていないと検出された場合には前記プリ基準クロックと前記分周クロックとの位相比較を行いその位相差に対応した信号レベルを有する位相誤差信号を生成する一方、前記基準クロック検出手段にて前記基準クロックが供給されたと検出され且つ前記ロック検出手段にて前記プリ基準クロックに位相ロックしていると検出された場合には前記基準クロックと前記分周クロックとの位相比較を行いその位相差に対応した信号レベルを有する前記位相誤差信号を生成する位相比較手段と、前記位相誤差信号の信号レベルに対応した周波数のクロック信号を発生してこれを前記再生クロックとして出力する電圧制御発振器と、を有することを特徴とする。
【0008】
【発明の実施の形態】
図1は、IEEE1394−1995規格によるネットワーク形態の一例を示す図である。
図1において、ビデオカメラA、パーソナルコンピュータB、及びオーディオ装置Cなる各ノードは、IEEE1394によるシリアルバス(以下、SBUSと称する)によって互いに接続されている。
【0009】
ここで、例えばビデオカメラAは、その撮影によって得られたディジタル音声信号及び映像信号各々をデータパケット化してデータパケットDAUD及びDVIDを夫々生成する。
図2は、上記ディジタル音声信号としての音声サンプルデータ系列の一例、並びにかかる音声サンプルデータ系列によって生成されるデータパケットDAUDの一例を示す図である。
【0010】
かかる図2に示される例においては、サンプリング周波数fSなる音声サンプルデータQ0〜Q9の内の音声サンプルデータQ0〜Q4なるデータ群が、データパケットDAUD1に含まれている。更に、音声サンプルデータQ5〜Q9なるデータ群が次のデータパケットDAUD2に含まれる。
更に、これらデータパケット各々には、かかる音声サンプルデータ群と共に、これら音声サンプルデータ各々を受信側でリアルタイム再生させる為のCIP(common isochronus packet)ヘッダが存在する。かかるCIPヘッダには、各音声サンプルデータを受信側において再生すべきバスサイクル時間を指定する為の再生指定時間データSYTが付されている。
【0011】
例えば、図2に示される実施例においては、音声サンプルデータQ0をバスサイクル時間taにて再生させるべく、データパケットDAUD1中には音声サンプルデータQ0の再生指定時間データSYTとして、”ta”を付している。又、音声サンプルデータQ8をバスサイクル時間tbにて再生させるべく、データパケットDAUD2中には、音声サンプルデータQ8の再生指定時間データSYTとして、”tb”を付している。尚、かかる図2に示される例においては、再生指定時間データSYTを、8つの音声サンプルデータ毎に1つ記述するようにしている。
【0012】
尚、映像信号に対応したデータパケットDVIDも、上述の如き方法によって生成される。
ビデオカメラAは、これらデータパケットDAUD、及びデータパケットDVID各々を図3に示されるが如く、125[μs]のバスサイクルにて時分割伝送する。この際、ビデオカメラAは、上記データパケットDAUDをオーディオ装置Cに送信し、映像信号に対応したデータパケットDVIDをパーソナルコンピュータBに送信するものとする。
【0013】
一方、図1に示されるネットワーク上においてルートノードに割り当てられたパーソナルコンピュータBは、SBUS上において基準時間となる基準バスサイクル時間をパケット化したサイクルスタートパケットCSを生成し、これを上記図3に示されるように、125[μs]のバスサイクル毎にSBUS上に送出する。
【0014】
オーディオ装置Cは、かかるSBUSを介して、図3に示されるが如きデータ信号を受信する。
図4は、かかるオーディオ装置Cの内部構成を示す図である。
図4に示されるDAコンバータ2は、上記SBUSを介して供給された受信データ信号中のデータパケットDAUDから、上記図2に示されるが如き音声サンプルデータ系列を再生し、これをアナログ音声信号に変換してアンプ3に供給する。アンプ3は、かかるアナログ音声信号を電力増幅した信号をスピーカ4に供給する。スピーカ4は、この電力増幅されたアナログ音声信号に応じた音響出力を行う。
【0015】
図5は、上記DAコンバータ2の内部構成を示す図である。
図5において、データパケット抽出回路21は、上記SBUSを介して受信した受信データ信号中から、図3に示されるが如きデータパケットDAUDを順次抽出する。受信バッファ22は、例えばFIFO(first in first out)メモリ等からなり、上記データパケット抽出回路21から供給されてくるデータパケットDAUD中の各音声サンプルデータをシリアルに順次記憶して行く。SYT抽出回路23は、上記データパケットDAUDから再生指定時間データSYTの抽出を行いこれを順次記憶しつつオフセット生成回路30及び加算器28各々に供給する。
【0016】
サイクルスタートパケット抽出回路24は、上記SBUSを介して受信した受信データ信号中から図3に示されるが如きサイクルスタートパケットCSを抽出してこれをサイクルタイマ25に供給する。サイクルタイマ25は、システムクロックCK(24.576MHz)毎に1づつ計数カウントを行いそのカウント値をバスサイクル時間TCとしてこれをオフセット生成回路30及び一致検出回路29各々に供給する。又、サイクルタイマ25は、上記サイクルスタートパケット抽出回路24からサイクルスタートパケットCSが供給される度に、上記バスサイクル時間TCを、このサイクルスタートパケットCSにて示される基準バスサイクル時間に合わせ込む。オフセット生成回路30は、先ず、上記再生指定時間データSYTから上記バスサイクル時間TCを減算して得られた時間差を求める。ここで、オフセット生成回路30は、かかる時間差が負の値になる場合、あるいは、所定時間間隔Tよりも大なる場合には、以下の演算によって求めたオフセット時間COFを加算器28に供給する。
【0017】
【数1】
COF=バスサイクル時間TC−再生指定時間データSYT+所定時間間隔T
尚、かかる所定時間間隔Tとは、受信バッファ22が空の状態からその全記憶領域にデータが満たされるまでに掛かる時間であり、例えば、
【0018】
【数2】
T={受信バッファ22(FIFO)のサイズ}/{1サンプルデータのサイズ×サンプリング周波数}
にて示される。
一方、上記の如き再生指定時間データSYTからバスサイクル時間TCを減算して得られた時間差が正の値であり、かつ上記所定時間間隔Tよりも小なる場合には、オフセット生成回路30は、”0”値のオフセット時間COFを加算器28に供給する。加算器28は、上記再生指定時間データSYTにて示される時間と、上記オフセット時間COFとを加算した時間を再生指定時間TDとして一致検出回路29に供給する。
【0019】
一致検出回路29は、上記バスサイクル時間TCと、上記再生指定時間TDとが一致した場合に基準クロックパルスCREFを発生し、これを本発明によるPLL回路(phase locked loop)31に供給する。この際、かかる基準クロックパルスCREFは、例えば、図2に示されるが如き各音声サンプルデータの内で、音声サンプルデータQ0、及びQ8各々を再生すべきサンプリングタイミング毎に、一致検出回路29から出力される。
【0020】
サンプリングレート検出回路32は、上記データパケット抽出回路21によって抽出されたデータパケットDAUD中におけるCIPヘッダの内容に基づいて、かかるデータパケットDAUD中における音声サンプルデータのサンプリングレートを検出する。サンプリングレート検出回路32は、この検出した検出サンプルレートfSを上記PLL回路31に供給する。
【0021】
PLL回路31は、上記基準クロックパルスCREFに位相同期した再生クロックを発生してこれを受信バッファ22及びD/A変換器26の各々に供給する。受信バッファ22は、前述の如くシリアル形態にて記憶した音声サンプルデータ各々を、記憶した順にかつ上記再生クロックのタイミング毎に読み出す。これにより、図2に示されるが如き、音声サンプルデータ系列が、受信バッファ22から再生出力されるのである。D/A変換器26は、かかる音声サンプルデータ系列を、上記再生クロックに応じてアナログの音声信号に変換してこれを出力する。
【0022】
図6は、PLL回路31の内部構成の一例を示す図である。図6において、位相比較器311は、後述する分周器315から供給された分周クロックと、上記一致検出回路29から供給された基準クロックパルスCREFとの位相を比較し、その位相差に対応した位相誤差信号をループフィルタ312に供給する。
【0023】
ループフィルタ312は、上記検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数に対応したフィルタ係数にて上記位相誤差信号を平均化し、その平均位相誤差に対応した電圧レベルの位相誤差電圧を第1VCO(電圧制御発振器)313a、第2VCO313b、及び第3VCO313cの各々に供給する。
第1VCO313aは、かかる位相誤差電圧に対応した周波数のクロック信号CK1を発生し、これをセレクタ314の入力端Aに供給する。尚、かかる第1VCO313aは、例えば、384×{32[KHz]}を中心周波数として、±384[KHz]なる範囲にて上記位相誤差電圧に追従した周波数のクロック信号CK1を発生するものとする。
【0024】
第2VCO313bは、上記位相誤差電圧に対応した周波数のクロック信号CK2を発生し、これをセレクタ314の入力端Bに供給する。尚、かかる第2VCO313bは、例えば、384×{44.1[KHz]}を中心周波数として、±384[KHz]なる範囲にて上記位相誤差電圧に追従した周波数のクロック信号CK2を発生するものとする。
【0025】
第3VCO313cは、上記位相誤差電圧に対応した周波数のクロック信号CK3を発生し、これをセレクタ314の入力端Cに供給する。尚、かかる第3VCO313cは、例えば、384×{48[KHz]}を中心周波数として、±384[KHz]なる範囲にて上記位相誤差電圧に追従した周波数のクロック信号CK3を発生するものとする。
【0026】
セレクタ314は、上記クロック信号CK1〜CK3の内から、上記検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数に対応したクロック信号を選択し、これを再生クロックとして出力する。
例えば、セレクタ314は、検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数が32[KHz]である場合には、その入力端Aに供給されたクロック信号CK1を再生クロックとして出力する。又、検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数が44.1[KHz]である場合には、その入力端Bに供給されたクロック信号CK2を再生クロックとして出力する。又、検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数が48[KHz]である場合には、その入力端Cに供給されたクロック信号CK3を再生クロックとして出力するのである。
【0027】
分周器315は、かかる再生クロックの周波数を1/3072に分周して得られた分周クロックを上記位相比較器311に供給する。
以上の如く、図6に示されるPLL回路31は、サンプルデータの各サンプリング周波数毎にそのサンプリング周波数を中心周波数として動作する専用のVCOを複数備えておき、これらの内から、実際に供給されたサンプルデータのサンプリング周波数に対応したVCOを選択的に使用することにより、PLLのロックアップ時間を短縮するのである。
【0028】
図7は、PLL回路31の内部構成の他の一例を示す図である。図7において、プリ基準クロック発生回路71は、上記検出サンプルレートfSにて示される周波数のクロック信号をフリーランに発生し、これをプリ基準クロックCPRとしてセレクタ72に供給する。
【0029】
基準クロック検出回路73は、図5に示される一致検出回路29から、1/(8・fS)間隔毎に基準クロックパルスCREFが供給されている期間中には論理値”1”の基準クロック検出信号Kを発生する一方、1/(8・fS)間隔毎の基準クロックパルスCREFが供給されない期間中には論理値”0”の基準クロック検出信号Kを発生する。基準クロック検出回路73は、かかる基準クロック検出信号Kをセレクタ72及び可変分周器74各々に供給する。
【0030】
セレクタ72は、上記基準クロック検出信号Kの論理値が”0”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されていない場合には、上記プリ基準クロックCPR及び基準クロックパルスCREFの内からプリ基準クロックCPRを選択し、これを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。一方、上記基準クロック検出信号Kの論理値が”1”、すなわち基準クロックパルスCREFが1/(8・fS)間隔毎に供給されている場合、セレクタ72は、上記プリ基準クロックCPR及び基準クロックパルスCREFの内から基準クロックパルスCREFを選択し、これを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。
【0031】
位相比較器311は、後述する可変分周器74から供給された分周クロックCBと、上記セレクタ72から供給された基準クロック信号CRとの位相を比較し、その位相差に対応した位相誤差信号をループフィルタ312に供給する。ループフィルタ312は、上記検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数に対応したフィルタ係数にて上記位相誤差信号を平均化し、その平均位相誤差に対応した電圧レベルの位相誤差電圧をVCO(電圧制御発振器)313に供給する。VCO313は、かかる位相誤差電圧に対応した周波数のクロック信号を発生し、これを再生クロックとして出力する。
【0032】
可変分周器74は、上記基準クロック検出回路73から供給された基準クロック検出信号Kの論理値が”0”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されていない場合には、上記再生クロックの周波数を1/384に分周して得られた分周クロックCBを上記位相比較器311に供給する。一方、可変分周器74は、基準クロック検出信号Kの論理値が”1”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されている場合には、上記再生クロックの周波数を1/3072に分周して得られた分周クロックCBを上記位相比較器311に供給する。尚、かかる可変分周器74は、基準クロック検出信号Kの論理値が”0”から”1”に変化する際の立ち上がりエッジタイミングに応じて、上記分周クロックCBとしての第1番目のクロックパルスを発生する。
【0033】
図8は、上述した如き図7に示される構成による動作を示すタイムチャートである。
図8に示されるように、基準クロックパルスCREFが供給されていない期間aにおいては、基準クロック検出信号Kの論理値が”0”となるので、この間、セレクタ72は、プリ基準クロックCPRを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。尚、かかるプリ基準クロックCPRは、基準クロックパルスCREFに対して非同期のランダムクロックであり、かつその周波数は基準クロックパルスCREFの8倍である。すなわち、この期間aにおいて、PLL回路31は、かかるプリ基準クロックCPRに位相同期した再生クロックを生成すべく動作するのである。
【0034】
一方、図8に示されるが如く、基準クロックパルスCREFが供給されるようになった期間bにおいては、基準クロック検出信号Kの論理値が”1”となる。よって、この間、セレクタ72は、基準クロックパルスCREFを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。すなわち、この期間bでは、PLL回路31は、基準クロックパルスCREFに位相同期した再生クロックを生成すべく動作するのである。
【0035】
以上の如く、かかる図7に示される構成においては、基準クロックパルスCREFが供給されていない期間中は、この基準クロックパルスCREFに対してその周波数が8倍でありかつフリーランなプリ基準クロックCPRにて予めPLLをかけておくことにより、基準クロックパルスCREFの供給時点におけるロックアップ時間を短縮するのである。
【0036】
尚、基準クロックパルスCREFが供給されたら直ちにこの基準クロックパルスCREFに基づくPLL動作を開始するのではなく、プリ基準クロックCPRで位相ロックがかかっていることを確認してから、この基準クロックパルスCREFによるPLL動作を開始するようにすれば、より高精度な動作を保証することが出来る。
【0037】
図9は、かかる点に鑑みて為された図7に示されるPLL回路31の他の構成例を示す図である。
図9において、プリ基準クロック発生回路71は、上記検出サンプルレートfSにて示される周波数のクロック信号を発生し、これをプリ基準クロックCPRとしてセレクタ72に供給する。
【0038】
基準クロック検出回路73’は、図5に示される一致検出回路29から1/(8・fS)間隔毎に基準クロックパルスCREFが供給されており、かつ後述するロック検出回路91から論理値”1”のロック検出信号LKが供給された場合には論理値”1”の基準クロック検出信号K’をセレクタ72及び可変分周器74各々に供給する一方、それ以外の場合には論理値”0”の基準クロック検出信号K’をセレクタ72及び可変分周器74各々に供給する。尚、基準クロック検出回路73’は、基準クロックパルスCREFのエッジタイミングにて、上記基準クロック検出信号K’の論理値を”0”から”1”に推移させる。かかる動作により、後述するセレクタ72における基準クロックの切換動作時において、分周クロックCBの位相を基準クロックパルスCREFの位相に近づけることが出来るのである。
【0039】
セレクタ72は、上記基準クロック検出信号K’の論理値が”0”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されていない場合には、上記プリ基準クロックCPR及び基準クロックパルスCREFの内からプリ基準クロックCPRを選択し、これを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。一方、上記基準クロック検出信号K’の論理値が”1”、すなわち基準クロックパルスCREFが1/(8・fS)間隔毎に供給されており、かつ論理値”1”のロック検出信号LKが供給された場合には、セレクタ72は、上記プリ基準クロックCPR及び基準クロックパルスCREFの内から基準クロックパルスCREFを選択し、これを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。
【0040】
ロック検出回路91は、後述する可変分周器74から供給された分周クロックCBが上記基準クロック信号CRに周波数ロックした時には論理値”1”のロック検出信号LKを発生してこれを基準クロック検出回路73’に供給する一方、両者が周波数ロックしていない場合には論理値”0”のロック検出信号LKを基準クロック検出回路73’に供給する。
【0041】
位相比較器311は、可変分周器74から供給された分周クロックCBと、上記セレクタ72から供給された基準クロック信号CRとの位相を比較し、その位相差に対応した位相誤差信号をループフィルタ312に供給する。ループフィルタ312は、上記検出サンプルレートfSにて示されるサンプリング周波数に対応したフィルタ係数にて上記位相誤差信号を平均化し、その平均位相誤差に対応した電圧レベルの位相誤差電圧をVCO(電圧制御発振器)313に供給する。VCO313は、かかる位相誤差電圧に対応した周波数のクロック信号を発生し、これを再生クロックとして出力する。
【0042】
可変分周器74は、上記基準クロック検出回路73から供給された基準クロック検出信号K’の論理値が”0”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されていない場合には、上記再生クロックの周波数を1/384に分周して得られた分周クロックCBを上記位相比較器311に供給する。一方、基準クロック検出信号Kの論理値が”1”、すなわち基準クロックパルスCREFが供給されており、かつロック検出信号が供給されている場合には、上記再生クロックの周波数を1/3072に分周して得られた分周クロックCBを上記位相比較器311に供給する。尚、かかる可変分周器74は、基準クロック検出信号K’の論理値が”0”から”1”に変化する際の立ち上がりエッジタイミングに応じて、上記分周クロックCBとしての第1番目のクロックパルスを発生する。
【0043】
図10は、上述した如き図9に示される構成による動作を示すタイムチャートである。図10に示されるように、基準クロックパルスCREFが供給されていない期間aにおいては、基準クロック検出信号K’の論理値が”0”となるので、この間、セレクタ72は、プリ基準クロックCPRを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。すなわち、かかる期間aにおいては、プリ基準クロックCPRに位相同期すべくPLL回路31が動作するのである。尚、かかるプリ基準クロックCPRは、基準クロックパルスCREFに対して非同期のランダムクロックであり、かつその周波数は基準クロックパルスCREFの8倍である。
【0044】
一方、図10に示される期間bは、基準クロックパルスCREFが供給されているものの、ロック検出信号LKの論理値が”0”、つまり、PLL回路31が上記プリ基準クロックCPRに位相ロックしていない場合である。この場合、基準クロック検出信号K’の論理値は”0”のままである。すなわち、PLL回路31は、上記期間aに引き続き、プリ基準クロックCPRに位相同期すべく動作するのである。
【0045】
又、図10に示される期間cは、基準クロックパルスCREFが供給されており、かつロック検出信号LKの論理値が”1”、つまり、PLL回路31が上記プリ基準クロックCPRに位相ロックした場合である。本実施例では、基準クロック検出信号K’の論理値は、上記ロック検出信号LKの論理値が”1”に続く基準クロックパルスCREFの立ち上がりエッジに同期して”1”となる。よって、セレクタ72は、基準クロックパルスCREFを基準クロック信号CRとして位相比較器311に供給する。よって、かかる期間cにおいて、PLL回路31は、プリ基準クロックCPRに基づくPLL動作から基準クロックパルスCREFに基づくPLL動作に切り換わるのである。この際、可変分周器74は、基準クロック検出信号K’の論理値が”0”から”1”に変化する際のタイミングに応じて分周クロックCBとしての第1番目のクロックパルスを発生する構成となっている。従って、上述した如きPLL動作の切換が為された直後においても、基準クロックパルスCREFと分周クロックCBとの位相差は比較的小となるので、位相同期までの時間が短縮される。
【0046】
以上の如く、かかる図9に示される構成においては、例え基準クロックパルスCREFが供給されるようになっても、PLL自体がプリ基準クロックCPRで位相ロックされた状態になるまでは、上記基準クロックパルスCREFによる位相同期動作に切り換えない構成としているのである。
【図面の簡単な説明】
【図1】IEEE1394規格によるネットワーク形態の一例を示す図である。
【図2】音声サンプルデータ系列の一例、及びこの音声サンプルデータ系列によって生成されるデータパケットDAUDの一例を示す図である。
【図3】SBUS上における伝送フォーマットを示す図である。
【図4】オーディオ装置Cの内部構成を示す図である。
【図5】DAコンバータ2の内部構成を示す図である。
【図6】本発明の第1の特徴によるPLL回路31の内部構成を示す図である。
【図7】本発明の第2の特徴によるPLL回路31の内部構成を示す図である。
【図8】図7に示されるPLL回路31の動作タイムチャートを示す図である。
【図9】図7に示されるPLL回路31の他の構成例を示す図である。
【図10】図9に示されるPLL回路31の動作タイムチャートを示す図である。
【符号の簡単な説明】
31 PLL回路
71 プリ基準クロック発生回路
72 セレクタ
73 基準クロック検出回路
74 可変分周器
91 ロック検出回路
311 位相比較器
312 ループフィルタ
313 VCO
314 セレクタ
315 分周器
Claims (1)
- 受信信号中に含まれる時系列データを再生すべき再生クロックを生成するPLL回路であって、
前記受信信号に位相同期した基準クロックを生成する基準クロック生成手段と、
前記再生クロックの周波数を分周して分周クロックを得る分周器と、
前記時系列データのサンプリングレートに対応した周波数のプリ基準クロックを発生するプリ基準クロック発生手段と、
前記基準クロックが供給されたか否かを検出する基準クロック検出手段と、
前記プリ基準クロックに位相ロックしているか否かを検出するロック検出手段と、
前記基準クロック検出手段にて前記基準クロックが供給されていないと検出された場合には前記プリ基準クロックと前記分周クロックとの位相比較を行いその位相差に対応した信号レベルを有する位相誤差信号を生成する一方、前記基準クロック検出手段にて前記基準クロックが供給されたと検出され且つ前記ロック検出手段にて前記プリ基準クロックに位相ロックしていると検出された場合には前記基準クロックと前記分周クロックとの位相比較を行いその位相差に対応した信号レベルを有する前記位相誤差信号を生成する位相比較手段と、
前記位相誤差信号の信号レベルに対応した周波数のクロック信号を発生してこれを前記再生クロックとして出力する電圧制御発振器と、
を有することを特徴とするPLL回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06695497A JP3591754B2 (ja) | 1997-03-19 | 1997-03-19 | Pll回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP06695497A JP3591754B2 (ja) | 1997-03-19 | 1997-03-19 | Pll回路 |
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