JP3551351B2 - クロック再生用pll装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、PLL(位相ロックループ)装置、特に、磁気記録再生装置などから伝送されてくるディジタル信号からクロックを抽出するに際して温度変化の影響を低減できるPLL装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
ディジタル信号を記録再生するための磁気記録再生装置において、信号の記録時には、ディジタル信号の“1”または“0”に応じて磁区が形成されるので、そのまま直接的に信号記録が行われるが、記録した信号の再生時には、磁区の変化部でのみ得られる信号、すなわち磁気記録信号のエッジ部分の微分波形として得られる信号に基づいて再生信号が形成される。
【0003】
図4は、(a)のクロック(CLK)に対応して記録された、(b)のような磁気記録信号Srに対して、(c)のような再生信号Sdが得られることを示している。
【0004】
実際の磁気記録においては、クロック自体は記録されないので、それは再生信号Sdから生成する必要がある。本発明は、そのようなクロック再生のために用いられるPLL装置に関するものである。
【0005】
図5は、従来のPLL装置のブロック図である。このPLL装置は、再生信号入力端子1に入力された再生信号に基づいて、CLK出力端子10からCLK出力信号を抽出するための装置である。再生信号入力端子1に入力された再生入力信号Sdは、A/D(アナログ/ディジタル)変換器2において、CLK出力信号に同期してディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、次段の位相比較器3に与えられる。A/D変換器2からのディジタル信号の位相を、CLK出力信号と位相と比較する。
【0006】
位相比較器3は、位相比較の結果としてディジタルの位相誤差信号Seを出力する。この位相誤差信号SeはCLK出力信号に基づいて動作するD/A(ディジタル/アナログ)変換器4を介してアナログ信号に変換され、差動アンプ7の第1の入力端子に入力される。
【0007】
他方、基準電圧データ入力端子5から基準電圧データが電子式ボリューム調整器と称される電子式電圧調整器(EVR)6に入力されると、EVR6はそれに対応するアナログの直流基準電圧を発生してそれを差動アンプ7の第2の入力端子に入力する。差動アンプ7は、D/A変換器4からの位相誤差信号をEVR6からの基準電圧と比較し、両者の差に相当する電圧を出力する。差動アンプ7の出力電圧は、十分大きな時定数を有するロウパスフィルタ(LPF)8を介して波形整形され、電圧制御発振器(VCO)9に対し、位相誤差を減少させるための制御信号として入力される。VCO9は、入力された制御電圧に応じてCLKの出力周波数を制御し、CLK出力端子10から出力する。
【0008】
さて、以上のようなPLL装置において、位相誤差の検出は、位相比較器3により行われるが、次に、その動作について説明する。
【0009】
図6は位相比較器3の詳細構成を示すものである。この位相比較器3は、入力端子11、第1の遅延回路12、第2の遅延回路13、レベル判別器14、減算器15、乗算器16、および出力端子17を備えている。
【0010】
図6の位相比較器3の作用について説明するのに先立ち、図4および図7〜図9を参照して位相誤差検出の原理について説明する。
【0011】
図7は、図4において再生信号Sdにつき最初の微分出力を生じた“A”部の拡大図である。図4に示すように、再生信号Sdに対し正負2つのしきい値THおよびTLを設定し、レベル信号aとして、
Sd>THのとき、a=“+1”を出力し、 …(1)
Sd<TLのとき、a=“−1”を出力し、 …(2)
TL≦Sd≦THのとき、a=“0”を出力する …(3)
ことにする。位相比較器3では、a=“+1”または“−1”の時のみ、ある値を持った位相誤差信号δを出力し、a=“0”の時は、δ=0の出力となる。
【0012】
位相比較器3に入力される再生信号Sdに関し、レベル信号a=“+1”となる最初の信号部分“A”を拡大したものが図7〜図9である。図7では、サンプリング周期をTとし、サンプリング時刻tでレベル信号a=“+1”が得られたものとし、時刻tを基準としてその前後のサンプリング時刻t−T,t+Tにおける入力再生信号Sdの瞬時値Sd(t−T),Sd(t+T)を比較し、
Sd(t−T)−Sd(t+T)=0 …(4)
の関係にあるので、位相ロックが正常に行われている(すなわち、位相誤差なし)と判断する。
それに対して、図8では、
Sd(t−T)−Sd(t+T)>0 …(5)
であって、この場合は、CLKに対して再生信号が位相進みの状態にあるものと判断する。
図9では、
Sd(t−T)−Sd(t+T)<0 …(6)
であって、この場合は、CLKに対して再生信号が位相遅れの状態にあるものと判断する。
【0013】
さて、入力再生信号Sdは、遅延時間Tを有する遅延回路12を介して、一方ではレベル判別器14に入力され、他方では第2の遅延回路13に入力される。第2の遅延回路13も第1の遅延回路12と同一の遅延時間Tを有する。ここで遅延時間Tは、ディジタル回路におけるサンプリング周期Tに対応する時間である。入力端子11に入力信号を与え、それが遅延回路12を通して得られる信号の発生時点tを基準として、その時点tの再生信号をSd(t)と表すことにすると、その時点tで入力端子11に入力される再生信号は1サンプリング周期Tだけ後の時点t+Tで入力される再生信号Sd(t+T)であり、同様に遅延回路13の出力端で得られる再生信号は時点t−Tに入力端子11に入力された再生信号Sd(t−T)である。
【0014】
減算器15に入力される信号は、時刻t+Tでの再生信号Sd(t+T)および時刻(t−T)での再生信号Sd(t−T)であり、ここで、Sd(t+T)−Sd(t−T)の演算を行い、その差を乗算器16に第1の入力として与える。レベル判別器14は、時刻tでの再生信号Sd(t)のレベル判別を行い、(1)〜(3)式に従って、0(ゼロ)または正または負の内容を持ったレベル信号aを出力し、乗算器16の第2の入力として与える。
【0015】
以上の結果、乗算器16の出力信号として得られる位相誤差信号δは、
δ=a{(Sd(t−1)−Sd(t+1)} …(7)
となる。
【0016】
図6の位相比較器においては、減算器15に入力される再生信号の両サンプリング時刻(t−T,t+T)と、レベル判別の時刻(t)との間にサンプリング周期相当の時間Tだけの時間差が存在するが、図5において説明したように、位相誤差信号δを処理する信号経路には十分大きい時定数を有するLPF8が設けられるので、実用回路としては、図6の回路構成で十分実用的な演算結果を得ることができる。
【0017】
以上のようにして算出された位相誤差信号δが位相比較器3から出力される。
【0018】
図7〜図9に示すように、磁気記録再生における個々の再生波形はほぼ左右対称となることが知られている。したがって、時刻tに対して、時刻t−Tの時点の信号レベルと、時刻t+Tの時点の信号レベルは、位相ロックしている限り、同一値をとる。つまり、図7に示すように、ロック状態においては、(Sd(t+1)−Sd(t−1)=0であり、したがって、減算器15の出力は“0”であり、乗算器16から出力される位相誤差信号δも、δ=0である。
【0019】
一方、図8に示すように、位相進み状態では、減算器17から出力される信号は、(Sd(t−1)−Sd(t+1)>0であり、位相誤差に対応するプラスの値となる。また、図9に示すように、位相遅れ状態では、(Sd(t−1)−Sd(t+1)<0であり、位相誤差に対応するマイナスの値となる。
【0020】
以上のようにして得られた位相誤差信号δは、位相誤差出力端子17からD/A変換器4に出力され、ここでアナログ信号に変換され、差動アンプ7に入力される。
【0021】
差動アンプ7は、位相誤差信号δをEVR6からの基準電圧と比較演算し、位相比較器3からの位相誤差信号δが“0”となるように、つまりロック状態となるように、差動アンプ7で制御電圧を発生し、LPF8を介してVCO9に与えることにより、位相ロックしたCLK出力信号を得て、CLK出力端子10に出力する。
【0022】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように構成された従来のPLL装置は、以下に述べるような問題点がある。
【0023】
位相比較器3で得られる位相誤差信号δは、入力信号の振幅に対して、微少振幅の信号どうしの差を取るため、振幅が非常に小さいものである。このため、位相誤差信号を制御電圧に変換するためには、利得の大きな増幅器を用いる必要がある。また、位相誤差信号の直流成分から増幅するため、増幅器としては、直流の基準電圧に基づいて動作する差動アンプを用いる必要がある。
【0024】
以上のような理由から、VCO9の制御電圧を得るために、差動アンプ7を適用しており、基準電圧データ入力端子5から基準電圧データを入力するEVR6から参照電圧を与えている。
【0025】
ところが、D/A変換器4は、直流電圧に対し温度依存性を持つものが多く、出力電圧が温度によって変動してしまうという問題点がある。これに対して、基準電圧を発生するEVR6は、ほとんど温度依存性を持たないため、結果的に差動アンプ7の出力に相当する制御電圧は温度依存性を持ってしまうことになる。その結果、VCO9は、温度によって大幅に変動する制御電圧を与えられることになり、発生するCLK出力信号の位相ロックを保持することができない状態、つまり温度による位相外れ状態を引き起こしてしまうという問題点があった。
【0026】
したがって本発明は、温度依存性によるPLLロック外れを防止し、また基準電圧自体も、位相誤差信号よりも細かな分解能で、精度良く生成させることの可能なPLL装置を提供することを目的とする。
【0027】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、
入力信号をディジタル変換するA/D変換手段と、制御信号に基づいてクロック信号を発生する発振手段と、A/D変換手段の出力とクロックとの間の位相差をディジタル演算してディジタル位相誤差データを発生する位相比較手段と、位相誤差データをアナログ量の位相誤差信号に変換する第1のD/A変換手段と、ディジタル基準電圧データを与える基準電圧発生手段と、基準電圧データをアナログ量の基準電圧信号に変換する第2のD/A変換手段と、位相誤差信号を基準電圧信号と比較演算する演算手段と、演算手段が出力する演算結果を時間軸方向に平準化して、制御信号として発振手段に供給するフィルタ手段とを備え、第1のD/A変換手段および第2のD/A変換手段が、ほぼ同じ温度特性を有する、PLL装置を提供するものである。
【0028】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。
図1は、本発明の実施の形態によるPLL装置のブロック図である。
【0029】
図において、データ変調(DM)回路19は、基準電圧データに対しデータ変調処理をする回路である。DM回路19の出力は、第2のD/A変換器20を通じてアナログ変換され、差動アンプ7に与えられる。ここで、D/A変換器20としては、温度特性が第1のD/A変換器4のそれとまったく、または、ほとんど同じものが用いられる。その他の構成部分については、図5に示した従来の装置と同様である。
【0030】
図1のPLL装置の動作について説明する。
まず、DM回路19の作用について説明する。DM回路19は、限られたビット数のデータを、時間変化と共に変化させ、その時間軸方向でとった平均値で、本来の出力ビットでは表現できない細かな量までを、その出力に盛り込むことを目的に配置される。
【0031】
ここでDM回路19の出力データ、および位相比較器3の出力データが共に8ビットであり、D/A変換器4および20が共に8ビットのデータをアナログ変換するものとする。一方、基準電圧データは、12ビットであるものとする。
【0032】
DM回路19は、12ビットのデータに基づいて、DM変調される8ビットのデータを生成し、D/A変換器20の入力とする。なお、この場合、D/A変換器20の出力は、8ビットのデータがDM変調されているので、時間軸で変化するアナログ量となるが、この量は、時間軸方向で平準化することにより、16ビットに相当する分解能のアナログ量に変換することができる。
【0033】
ここで、データ変調のやり方について説明する。
12ビットのデータを8ビットのデータに変換する最も簡単なやり方は、上位8ビットだけを表現することにし、下位4ビットを切り捨てることであるが、それでは不満足である。しかし、データ変調により、時間軸方向の平均値により、下位4ビット分を表現することが可能である。つまり、下位4ビット分で表される量を、時間分割して表現することにより、平均値として8ビットのデータの最下位ビット以下の量を表現することができる。
【0034】
下位4ビット分のデータを時間分割で表現するためには、16進法による16個の数値0(HEX)〜F(HEX)の時間単位の中に、下位4ビット分を表現することになる。したがって、12ビットの上位の8ビットのデータの最下位ビットの“1”を、16個の時間単位の中に、下位4ビットのデータで表される比率で出現させることにより、16個の時間単位で構成される時間フレームの中に、8ビットのデータの最下位ビット以下の量を表現することができる。
【0035】
さて、本実施の形態では、時間単位として1クロック分の時間を割り当て、16クロック幅を1つの時間フレームとしている。そして、データの差が、1LSB(リーストシグニフィカントビット=最下位桁)となる2個の8ビットデータを用いてデータ変調変換を行う。
【0036】
ここで、DM回路19の動作について、図2および図3のタイミングチャートに基づいて説明する。
【0037】
いま、入力端子5に入力される基準電圧データが、803(HEX)であったとする。この場合、上位の8ビットの80(HEX)と、これに“1”を加算した81(HEX)のデータでデータ変調を行う。一方、下位の4ビットのデータは、3(HEX)なので、16クロックの内の、81(HEX)のデータを3クロック、80のデータを13クロック分それぞれ出力する。この様子は、図2に示すとおりである。
【0038】
次に、基準電圧データが、81D(HEX)であったとする。この場合、上位の8ビットの81(HEX)と、これに“1”を加算した82(HEX)のデータでデータ変調を行う。他方、下位の4ビットのデータは、D(HEX)なので、16クロックの内の、82(HEX)のデータを13クロック、81のデータを3クロック分それぞれ出力する。この様子は、図3に示すとおりである。
【0039】
以上のようにしてデータ変調により得られた8ビットのデータは、D/A変換器20に与えられるが、このようなデータ変調されたデータのA/D変換値は、LPF8による平滑処理により、平均値を取ると、元の16ビット相当のデータとなる。
【0040】
このことを、803(HEX)で説明すると、データ80(HEX)が3クロック分、81(HEX)が13クロックであるので、16クロックの間の平均レベルを求めると、{800(HEX)×3+810(HEX)×13}/16であり、803(HEX)となる。
【0041】
同様に、81D(HEX)で説明すると、データ82(HEX)が13クロック分、81(HEX)が3クロックであるので、16クロックの間の平均レベルを求めると、{820(HEX)×3+810(HEX)×13}/16であり、81D(HEX)となる。
【0042】
以上述べたようにしてDM回路19で得られた基準電圧は、温度特性がD/A変換器4と全く同じD/A変換器20でアナログ変換処理されるので、温度が変化しても、その変化量は、D/A変換器4と全く同様であり、位相誤差との差分は変わらない。このため、温度変化があっても、差動アンプ7で生成されるVCO9の制御電圧は変化しない。
【0043】
一方、LPF8で処理された制御電圧は、平均レベルで、12ビット相当の基準電圧データに基づいて得られたものと等価である。このため、位相比較器3で得られた位相誤差に対して、より高い分解能の基準値でVCO9を制御することになるため、より精度の高いPLL装置を実現することができる。
【0044】
なお、本実施の形態では、基準電圧データとして、12ビットを用い、D/A変換器20の入力として扱うデータを、8ビットとした場合を例示したが、これは装置の要求仕様に応じて、任意に選択可能なものであることは言うまでもない。
【0045】
また、DM回路19では、上位8ビットデータの最下位ビットの“1”を時間分割で表現する場合を例示したが、データ変調によるデータの表現方法には種々のものがあり、例えば、より上位の高い周波数のクロックを用いて、時間分割したり、最下位ビットを、1つの時間フレームの中に、分散させて表現するようにすることにより、より質の高い、平滑処理に向いたアナログ量を得ることができる。
【0046】
【発明の効果】
本発明のPLL装置は、ディジタルデータで得られる微少な位相誤差信号に対して、等価的に、より分解能の高い基準電圧を用いてVCOの制御電圧を発生させるので、精度の高いPLL動作が可能である。他方、VCOの制御電圧を発生するために用いられる演算増幅器に、同じ温度特性を持つD/A変換器を通じて、基準電圧と誤差電圧を与えるように構成したので、温度による特性変動の少ないPLL動作を可能にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるPLL装置の実施の形態を示すブロック図である。
【図2】図1のデータ変調回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図3】図1のデータ変調回路の動作の他の例を示すタイミングチャートである。
【図4】一般的な磁気記録再生信号の波形図である。
【図5】従来のPLL装置のブロック図である。
【図6】図5の位相比較器の内部構成を示すブロック図である。
【図7】図4の再生信号波形から領域Aを抜き出して示した位相ロック状態の波形図である。
【図8】再生信号が位相進み状態にある場合の波形図である。
【図9】再生信号が位相遅れ状態にある場合の波形図である。
【符号の説明】
1 信号入力端子
2 A/D変換器
3 位相比較器
4 D/A変換器
5 基準電圧データ入力端子
7 差動アンプ
8 LPF
9 VCO
10 クロック出力端子
12 遅延回路
13 遅延回路
14 レベル判別器
15 減算器
16 乗算器
19 データ変調(DM)回路
20 D/A変換器
Claims (4)
- 入力信号をディジタル変換するA/D変換手段と、制御信号に基づいてクロック信号を発生する発振手段と、前記A/D変換手段の出力と前記クロックとの間の位相差をディジタル演算してディジタル位相誤差データを発生する位相比較手段と、前記位相誤差データをアナログ量の位相誤差信号に変換する第1のD/A変換手段と、ディジタル基準電圧データを与える基準電圧発生手段と、前記基準電圧データをアナログ量の基準電圧信号に変換する第2のD/A変換手段と、前記位相誤差信号を前記基準電圧信号と比較演算する演算手段と、前記演算手段が出力する演算結果を時間軸方向に平準化して、前記制御信号として前記発振手段に供給するフィルタ手段とを備え、
前記第1のD/A変換手段および前記第2のD/A変換手段が、ほぼ同じ温度特性を有する、
ことを特徴とするクロック再生用PLL装置。 - 前記基準電圧発生手段が、前記第2のD/A変換手段の入力ビット数よりも、ビット数の多い元データから、前記第2のD/A変換手段の入力ビットに対応したビット数の基準電圧データを生成するデータ変換手段を有する、請求項1に記載のクロック再生用PLL装置。
- 前記データ変換手段が、前記元データから上位の第1のビット数分を抜き出し、これに下位の第2のビット数分のデータに基づく変調をかけて、時間的に変化するデータに変換し、時間軸方向の平均値で、前記元データの分解能の量を表現する、請求項2に記載のクロック再生用PLL装置。
- 前記第1のビット数と、前記第2のビット数の合計が、前記元データのビット数に相当する、請求項3に記載のクロック再生用PLL装置。
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