JP3190080B2 - サンプリング周波数変換装置 - Google Patents
サンプリング周波数変換装置Info
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0628—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing the input and output signals being derived from two separate clocks, i.e. asynchronous sample rate conversion
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- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0657—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is higher than the input sampling frequency, i.e. interpolation
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- Mathematical Physics (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばデジタル音声
信号を異なるサンプリング周波数のデジタル音声信号に
変換するサンプリング周波数変換装置に関する。
信号を異なるサンプリング周波数のデジタル音声信号に
変換するサンプリング周波数変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、デジタル録音された信号を異なる
サンプリング周波数の信号に変換する場合、一度Ｄ／Ａ
（デジタル／アナログ）変換してアナログ信号に戻した
後、再度異なるサンプリング周波数でＡ／Ｄ（アナログ
／デジタル）変換する方式がとられていた。この方式は
確実な変換が行われる反面、Ｄ／Ａ変換、Ａ／Ｄ変換を
行うことによる信号の劣化が生じること、またＡ／Ｄ変
換器、Ｄ／Ａ変換器を内蔵するため、ハム雑音等の混入
による信号の劣化が生じやすいこと等の欠点を有してい
た。
サンプリング周波数の信号に変換する場合、一度Ｄ／Ａ
（デジタル／アナログ）変換してアナログ信号に戻した
後、再度異なるサンプリング周波数でＡ／Ｄ（アナログ
／デジタル）変換する方式がとられていた。この方式は
確実な変換が行われる反面、Ｄ／Ａ変換、Ａ／Ｄ変換を
行うことによる信号の劣化が生じること、またＡ／Ｄ変
換器、Ｄ／Ａ変換器を内蔵するため、ハム雑音等の混入
による信号の劣化が生じやすいこと等の欠点を有してい
た。
【０００３】上記事情に鑑みて、従来より直接デジタル
信号を他のサンプリング周波数のデジタル信号に変換す
るＤ／Ｄ（デジタル／デジタル）変換方式が実用化され
ている。
信号を他のサンプリング周波数のデジタル信号に変換す
るＤ／Ｄ（デジタル／デジタル）変換方式が実用化され
ている。
【０００４】一般的なＤ／Ｄ変換方式のサンプリング周
波数変換装置では、入力サンプリングパルスと出力サン
プリングパルスとの最小公倍数となる周波数のサンプリ
ングパルスを生成して、このパルスタイミングで入力デ
ータ列を補間し、この補間データ列から出力サンプリン
グパルスのタイミングに一致するデータを抽出出力する
ようにしている。この方式は、入／出力サンプリングパ
ルスの周波数差が比較的離れており、最小公倍数が取り
やすい場合には問題ないが、その各周波数が近差になる
と最小公倍数が大きくなりすぎ、実現不可能となる。
波数変換装置では、入力サンプリングパルスと出力サン
プリングパルスとの最小公倍数となる周波数のサンプリ
ングパルスを生成して、このパルスタイミングで入力デ
ータ列を補間し、この補間データ列から出力サンプリン
グパルスのタイミングに一致するデータを抽出出力する
ようにしている。この方式は、入／出力サンプリングパ
ルスの周波数差が比較的離れており、最小公倍数が取り
やすい場合には問題ないが、その各周波数が近差になる
と最小公倍数が大きくなりすぎ、実現不可能となる。
【０００５】そこで、従来では、入／出力サンプリング
パルスの周波数差が近差である場合、適当な周波数のサ
ンプリングパルスに基づいて補間データ列を生成し、出
力サンプリングパルスのタイミングに最も近いデータを
抽出出力することが考えられている。しかしながら、こ
のような近似処理を行った場合、例えばデジタル音声信
号の場合には、サンプリング周波数差に依存する妨害成
分が可聴周波数帯に落ち込み、聴感上許容できない劣化
を生じてしまう。
パルスの周波数差が近差である場合、適当な周波数のサ
ンプリングパルスに基づいて補間データ列を生成し、出
力サンプリングパルスのタイミングに最も近いデータを
抽出出力することが考えられている。しかしながら、こ
のような近似処理を行った場合、例えばデジタル音声信
号の場合には、サンプリング周波数差に依存する妨害成
分が可聴周波数帯に落ち込み、聴感上許容できない劣化
を生じてしまう。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
では、デジタル信号を直接他のサンプリング周波数のデ
ジタル信号に変換する際に、サンプリング周波数差に依
存する妨害成分が可聴周波数帯に落ち込み、例えばデジ
タル音声信号の場合には、聴感上許容できない劣化を生
じてしまう。
では、デジタル信号を直接他のサンプリング周波数のデ
ジタル信号に変換する際に、サンプリング周波数差に依
存する妨害成分が可聴周波数帯に落ち込み、例えばデジ
タル音声信号の場合には、聴感上許容できない劣化を生
じてしまう。
【０００７】この発明は上記の問題を解決するためにな
されたもので、デジタル信号を直接他のサンプリング周
波数のデジタル信号に変換する際に、サンプリング周波
数差に依存する妨害成分を軽減することができ、これに
よって変換後の聴感上の劣化等を少なくすることのでき
るサンプリング周波数変換装置を提供することを目的と
する。
されたもので、デジタル信号を直接他のサンプリング周
波数のデジタル信号に変換する際に、サンプリング周波
数差に依存する妨害成分を軽減することができ、これに
よって変換後の聴感上の劣化等を少なくすることのでき
るサンプリング周波数変換装置を提供することを目的と
する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明は、入力サンプリングパルスに基づくデータ
列を入力して前記入力サンプリングパルスの周波数とは
異なる周波数の出力サンプリングパルスに基づくデータ
列に変換して出力するサンプリング周波数変換装置にお
いて、前記入力データ列から前記入力サンプリングパル
スを再生し、さらにその整数倍の周波数の補間サンプリ
ングパルスを生成する離間サンプリングパルス生成回路
と、前記入力データ列を取り込み、前記補間サンプリン
グパルスに基づいて補間データ列を生成するデータ補間
回路と、前記補間サンプリングパルスのうち前記出力サ
ンプリングパルスのタイミングに前後するタイミングの
いずれか一方を選択し、該選択結果に基づいて前記出力
サンプリングパルスの現時刻のタイミングあるいは１時
刻前のタイミングを選択するタイミング選択回路と、前
記補間データ列から前記タイミング選択回路で選択され
たタイミングに相当するデータを選択出力するデータ選
択回路と、前記タイミング選択回路の選択基準をランダ
ムに変化させる選択制御手段とを具備して構成するよう
にしたものである。
にこの発明は、入力サンプリングパルスに基づくデータ
列を入力して前記入力サンプリングパルスの周波数とは
異なる周波数の出力サンプリングパルスに基づくデータ
列に変換して出力するサンプリング周波数変換装置にお
いて、前記入力データ列から前記入力サンプリングパル
スを再生し、さらにその整数倍の周波数の補間サンプリ
ングパルスを生成する離間サンプリングパルス生成回路
と、前記入力データ列を取り込み、前記補間サンプリン
グパルスに基づいて補間データ列を生成するデータ補間
回路と、前記補間サンプリングパルスのうち前記出力サ
ンプリングパルスのタイミングに前後するタイミングの
いずれか一方を選択し、該選択結果に基づいて前記出力
サンプリングパルスの現時刻のタイミングあるいは１時
刻前のタイミングを選択するタイミング選択回路と、前
記補間データ列から前記タイミング選択回路で選択され
たタイミングに相当するデータを選択出力するデータ選
択回路と、前記タイミング選択回路の選択基準をランダ
ムに変化させる選択制御手段とを具備して構成するよう
にしたものである。
【０００９】
【作用】上記構成によれば、入力データ列から入力サン
プリングパルスを再生し、さらにその整数倍の周波数の
補間サンプリングパルスを生成し、この補間サンプリン
グパルスを基づいて入力データ列から補間データ列を生
成する。一方、タイミング選択回路において、補間サン
プリングパルスのうち前記出力サンプリングパルスのタ
イミングに前後するタイミングのいずれか一方を選択
し、該選択結果に基づいて出力サンプリングパルスの現
時刻のタイミングあるいは１時刻前のタイミングを選択
し、補間データ列からタイミング選択回路で選択された
タイミングに相当するデータを選択出力する。このと
き、タイミング選択回路の選択基準をランダムに変化さ
せることで、データ選択タイミングに位相変調をかけて
選択データの周波数スペクトラムを拡散する。これによ
って、入出力のサンプリング周波数差に依存する妨害成
分を軽減し、変換後の聴感上の劣化等を少なくするよう
にしている。
プリングパルスを再生し、さらにその整数倍の周波数の
補間サンプリングパルスを生成し、この補間サンプリン
グパルスを基づいて入力データ列から補間データ列を生
成する。一方、タイミング選択回路において、補間サン
プリングパルスのうち前記出力サンプリングパルスのタ
イミングに前後するタイミングのいずれか一方を選択
し、該選択結果に基づいて出力サンプリングパルスの現
時刻のタイミングあるいは１時刻前のタイミングを選択
し、補間データ列からタイミング選択回路で選択された
タイミングに相当するデータを選択出力する。このと
き、タイミング選択回路の選択基準をランダムに変化さ
せることで、データ選択タイミングに位相変調をかけて
選択データの周波数スペクトラムを拡散する。これによ
って、入出力のサンプリング周波数差に依存する妨害成
分を軽減し、変換後の聴感上の劣化等を少なくするよう
にしている。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の一実施例を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
【００１１】図１はこの発明に係るＤ／Ｄ変換方式のサ
ンプリング周波数変換装置の基本構成を示すもので、Ａ
１，Ａ２，…は音声信号を周波数ｆ１でサンプリングし
たデジタル信号の入力データ列である。また、Ｓ２は周
波数ｆ２の出力サンプリングパルスで、その周波数ｆ２
は入力サンプリング周波数ｆ１に極めて近い。この出力
サンプリングパルスＳ２は出力先のデジタル機器（図示
せず）から与えられる。
ンプリング周波数変換装置の基本構成を示すもので、Ａ
１，Ａ２，…は音声信号を周波数ｆ１でサンプリングし
たデジタル信号の入力データ列である。また、Ｓ２は周
波数ｆ２の出力サンプリングパルスで、その周波数ｆ２
は入力サンプリング周波数ｆ１に極めて近い。この出力
サンプリングパルスＳ２は出力先のデジタル機器（図示
せず）から与えられる。
【００１２】上記データ列Ａ１，Ａ２，…は補間サンプ
リングパルス生成回路１及びデータ補間回路２に供給さ
れる。補間サンプリングパルス生成回路１は入力データ
列から周波数ｆ１の入力サンプリングパルスＳ１を再生
し、この入力サンプリングパルスＳ１をＮ（Ｎは自然
数）倍して、周波数Ｎ・ｆ１のサンプリングパルス（以
下、補間サンプリングパルスと称する）Ｓ３を生成す
る。この補間サンプリングパルスＳ３はデータ補間回路
２及びタイミング選択回路３に供給される。
リングパルス生成回路１及びデータ補間回路２に供給さ
れる。補間サンプリングパルス生成回路１は入力データ
列から周波数ｆ１の入力サンプリングパルスＳ１を再生
し、この入力サンプリングパルスＳ１をＮ（Ｎは自然
数）倍して、周波数Ｎ・ｆ１のサンプリングパルス（以
下、補間サンプリングパルスと称する）Ｓ３を生成す
る。この補間サンプリングパルスＳ３はデータ補間回路
２及びタイミング選択回路３に供給される。
【００１３】上記データ補間回路２は、入力データ列Ａ
１，Ａ２，…について、補間サンプリングパルスＳ３に
基づいて例えば直線補間を行い、補間データ列Ａ１１，
Ａ１２，…を生成する。この補間データ列Ａ１１，Ａ１
２，…はデータ選択回路５に供給される。
１，Ａ２，…について、補間サンプリングパルスＳ３に
基づいて例えば直線補間を行い、補間データ列Ａ１１，
Ａ１２，…を生成する。この補間データ列Ａ１１，Ａ１
２，…はデータ選択回路５に供給される。
【００１４】上記タイミング選択回路３は上記補間サン
プリングパルスＳ３と共に出力サンプリングパルスＳ２
を入力し、パルスＳ２の入力タイミングに前後する補間
サンプリングパルスのうちいずれか一方のタイミングを
選択し、そのタイミング情報を出力する。その選択は選
択制御回路４によってランダムに行われる。
プリングパルスＳ３と共に出力サンプリングパルスＳ２
を入力し、パルスＳ２の入力タイミングに前後する補間
サンプリングパルスのうちいずれか一方のタイミングを
選択し、そのタイミング情報を出力する。その選択は選
択制御回路４によってランダムに行われる。
【００１５】例えば、選択制御回路４は雑音信号を発生
し、タイミング選択回路３はその雑音信号により出力サ
ンプリングパルスＳ２に位相変調をかけてその周波数ス
ペクトラムを拡散し、変調されたパルスＳ２′に最も近
い補間サンプリングパルスのタイミングを判別して、そ
のタイミング情報を出力する。
し、タイミング選択回路３はその雑音信号により出力サ
ンプリングパルスＳ２に位相変調をかけてその周波数ス
ペクトラムを拡散し、変調されたパルスＳ２′に最も近
い補間サンプリングパルスのタイミングを判別して、そ
のタイミング情報を出力する。
【００１６】上記データ選択回路５は補間データ列Ａ１
１，Ａ１２，…からタイミング選択回路３で選択された
タイミングに相当するデータを選択出力する。選択され
たデータはラッチ回路６に送られ、出力サンプリングパ
ルスＳ２のタイミングで順次出力され、出力データ列Ｂ
１，Ｂ２，…となる。上記基本構成において、主要部の
具体的な構成を図２に示して説明する。
１，Ａ１２，…からタイミング選択回路３で選択された
タイミングに相当するデータを選択出力する。選択され
たデータはラッチ回路６に送られ、出力サンプリングパ
ルスＳ２のタイミングで順次出力され、出力データ列Ｂ
１，Ｂ２，…となる。上記基本構成において、主要部の
具体的な構成を図２に示して説明する。
【００１７】まず、補間サンプリングパルス生成回路１
では、サンプリングパルス再生回路１１で入力データ列
Ａ１，Ａ２，…から入力サンプリングパルスＳ１が再生
され、ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ）回路に送ら
れる。このＰＬＬ回路は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１
２のクロックパルス出力を第１、第２の分周器１３，１
４で順次１／Ｋ、１／Ｎに分周し、その分周したクロッ
クパルスをミキサ１５に入力して入力サンプリングパル
スＳ１と混合し、その混合出力をＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）１６で電圧信号に変換してＶＣＯ１２に入力する
ことにより、ＶＣＯ１２の発振周波数をＫ・Ｎ・ｆ１に
ロックする。これによってＶＣＯ１２から周波数Ｋ・Ｎ
・ｆ１のクロックパルスＣＫが得られ、第１の分周器１
３から周波数Ｎ・ｆ１の補間サンプリングパルスＳ３が
得られる。
では、サンプリングパルス再生回路１１で入力データ列
Ａ１，Ａ２，…から入力サンプリングパルスＳ１が再生
され、ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ）回路に送ら
れる。このＰＬＬ回路は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１
２のクロックパルス出力を第１、第２の分周器１３，１
４で順次１／Ｋ、１／Ｎに分周し、その分周したクロッ
クパルスをミキサ１５に入力して入力サンプリングパル
スＳ１と混合し、その混合出力をＬＰＦ（ローパスフィ
ルタ）１６で電圧信号に変換してＶＣＯ１２に入力する
ことにより、ＶＣＯ１２の発振周波数をＫ・Ｎ・ｆ１に
ロックする。これによってＶＣＯ１２から周波数Ｋ・Ｎ
・ｆ１のクロックパルスＣＫが得られ、第１の分周器１
３から周波数Ｎ・ｆ１の補間サンプリングパルスＳ３が
得られる。
【００１８】タイミング選択回路３では、上記クロック
パルスＣＫをカウンタ３１でカウントし、このカウンタ
３１を補間サンプリングパルスＳ３でクリアする。カウ
ンタ３１のカウント値はラッチ回路３２に送られる。こ
のラッチ回路３２は位相変調回路３３を介して送られて
くる出力サンプリングパルスＳ２′のタイミングでカウ
ンタ３１のカウント値を保持する。このラッチ回路３２
でラッチされたにカウント値は比較器３４に送られる。
この比較器３４はラッチ回路３２からのカウント値と基
準値発生回路３５からの基準値とを比較して、カウント
値が基準値より大のときハイレベル、小のときローレベ
ルの切換制御信号（図１のタイミング情報）を出力す
る。
パルスＣＫをカウンタ３１でカウントし、このカウンタ
３１を補間サンプリングパルスＳ３でクリアする。カウ
ンタ３１のカウント値はラッチ回路３２に送られる。こ
のラッチ回路３２は位相変調回路３３を介して送られて
くる出力サンプリングパルスＳ２′のタイミングでカウ
ンタ３１のカウント値を保持する。このラッチ回路３２
でラッチされたにカウント値は比較器３４に送られる。
この比較器３４はラッチ回路３２からのカウント値と基
準値発生回路３５からの基準値とを比較して、カウント
値が基準値より大のときハイレベル、小のときローレベ
ルの切換制御信号（図１のタイミング情報）を出力す
る。
【００１９】例えば、Ｋ＝１０とし、補間データＡ１１
とＡ１２の間で出力サンプリングパルスＳ２′が入力さ
れたとする。図３に示すように、カウンタ３１はカウン
ト“１０”でクリアされ、“０”となる。このとき、補
間データが切り替わる。いま、基準値発生回路３５の基
準値が“５”に設定されているとすれば、ラッチ回路３
２のラッチ出力が“５”未満のときは、出力サンプリン
グパルスＳ２′の入力タイミングが前側の補間データ
（図３ではＡ１１）に近いと判断され、ローレベルの信
号が出力される。また、ラッチ回路３２のラッチ出力が
“５”以上のときは、出力サンプリングパルスＳ２′の
入力タイミングが後側の補間データ（図３ではＡ１２）
に近いと判断され、ハイレベルの信号が出力される。
とＡ１２の間で出力サンプリングパルスＳ２′が入力さ
れたとする。図３に示すように、カウンタ３１はカウン
ト“１０”でクリアされ、“０”となる。このとき、補
間データが切り替わる。いま、基準値発生回路３５の基
準値が“５”に設定されているとすれば、ラッチ回路３
２のラッチ出力が“５”未満のときは、出力サンプリン
グパルスＳ２′の入力タイミングが前側の補間データ
（図３ではＡ１１）に近いと判断され、ローレベルの信
号が出力される。また、ラッチ回路３２のラッチ出力が
“５”以上のときは、出力サンプリングパルスＳ２′の
入力タイミングが後側の補間データ（図３ではＡ１２）
に近いと判断され、ハイレベルの信号が出力される。
【００２０】ここで、上記選択制御回路４は雑音信号発
生回路で構成し、ここで発生される雑音信号を上記位相
変調回路３３に入力すると、出力サンプリングパルスＳ
２は雑音信号によって位相変調され、周波数スペクトラ
ムが拡散される。上記ラッチ回路３２はこの位相変調を
受けたパルスＳ２′の入力タイミングでカウント値をラ
ッチする。
生回路で構成し、ここで発生される雑音信号を上記位相
変調回路３３に入力すると、出力サンプリングパルスＳ
２は雑音信号によって位相変調され、周波数スペクトラ
ムが拡散される。上記ラッチ回路３２はこの位相変調を
受けたパルスＳ２′の入力タイミングでカウント値をラ
ッチする。
【００２１】上記データ選択回路５は出力サンプリング
パルスＳ２を１補間サンプリング時間分だけ遅延する遅
延回路５１を備え、タイミング選択回路３からの切換制
御信号がローレベルのときはスイッチ５２をａ側に設定
して出力サンプリングパルスＳ２を直接取り込んでラッ
チ回路５３に送り、切換制御信号がハイレベルのときは
スイッチ５２をｂ側に設定して上記遅延回路５１の出力
パルスＳ４をラッチ回路５３に送る。ラッチ回路５３は
パルス入力時の補間データをラッチ出力する。上記構成
において、以下その動作を具体的に説明する。
パルスＳ２を１補間サンプリング時間分だけ遅延する遅
延回路５１を備え、タイミング選択回路３からの切換制
御信号がローレベルのときはスイッチ５２をａ側に設定
して出力サンプリングパルスＳ２を直接取り込んでラッ
チ回路５３に送り、切換制御信号がハイレベルのときは
スイッチ５２をｂ側に設定して上記遅延回路５１の出力
パルスＳ４をラッチ回路５３に送る。ラッチ回路５３は
パルス入力時の補間データをラッチ出力する。上記構成
において、以下その動作を具体的に説明する。
【００２２】いま、図４に示す入力音声信号について、
周波数ｆ１のサンプリングパルスＳ１（図中ＴＡ１，Ｔ
Ａ２，…のタイミング）でデジタル化したデータ列Ａ
１，Ａ２，…を、周波数ｆ１に近い周波数ｆ２のサンプ
リングパルスＳ２（図中ＴＢ１，ＴＢ２，…のタイミン
グ）に基づくデータ列Ｂ１，Ｂ２，…に変換する場合を
考える。
周波数ｆ１のサンプリングパルスＳ１（図中ＴＡ１，Ｔ
Ａ２，…のタイミング）でデジタル化したデータ列Ａ
１，Ａ２，…を、周波数ｆ１に近い周波数ｆ２のサンプ
リングパルスＳ２（図中ＴＢ１，ＴＢ２，…のタイミン
グ）に基づくデータ列Ｂ１，Ｂ２，…に変換する場合を
考える。
【００２３】前述したように、ｆ１とｆ２が近差である
場合、入力データ列Ａ１，Ａ２，…から完全に出力デー
タ列Ｂ１，Ｂ２を推定することはできない。したがっ
て、何らかの近似式を用いてＢ１，Ｂ２，…を推定する
必要がある。代表的な例としては、Ａ１，Ａ２，の間の
データについて、Ａ１，Ａ２から直線補間を行う方法が
ある。図５（ａ）、（ｂ）にその内容を示す。尚、図５
（ｂ）は図５（ａ）のａ部を拡大して示している。
場合、入力データ列Ａ１，Ａ２，…から完全に出力デー
タ列Ｂ１，Ｂ２を推定することはできない。したがっ
て、何らかの近似式を用いてＢ１，Ｂ２，…を推定する
必要がある。代表的な例としては、Ａ１，Ａ２，の間の
データについて、Ａ１，Ａ２から直線補間を行う方法が
ある。図５（ａ）、（ｂ）にその内容を示す。尚、図５
（ｂ）は図５（ａ）のａ部を拡大して示している。
【００２４】このようにＡ１，Ａ２間を直線補間した場
合、出力データ列のサンプリングタイミングＴＢ１にお
ける推定値はＢ１′となる。しかしながら、ＴＡ１，Ｔ
Ａ２とＴＢ１のタイミング関係を精密に測定するために
は、両サンプリング周波数に対して高い周波数のクロッ
クが必要となる。実際の回路としては、このような高い
周波数のクロックを用いてＴＡ１，ＴＡ２，…とＴＢ
１，ＴＢ２，…のタイミング関係を精密に測定するのは
複雑かつ高価となる。
合、出力データ列のサンプリングタイミングＴＢ１にお
ける推定値はＢ１′となる。しかしながら、ＴＡ１，Ｔ
Ａ２とＴＢ１のタイミング関係を精密に測定するために
は、両サンプリング周波数に対して高い周波数のクロッ
クが必要となる。実際の回路としては、このような高い
周波数のクロックを用いてＴＡ１，ＴＡ２，…とＴＢ
１，ＴＢ２，…のタイミング関係を精密に測定するのは
複雑かつ高価となる。
【００２５】そこで、ここではデータ補間回路２により
サンプリング間隔を５〜１０等分して入力データ列Ａ
１，Ａ２，…から補間データ列Ａ１１，Ａ１２，…を生
成し、データ選択回路１５によりＴＢ１に最も近いサン
プリングタイミングの補間データ（図５の場合はＡ１
３）で出力データを代用する。このとき、真値のデータ
Ｂ１と近似値のデータＡ１３の間には補間誤差ΔＡとサ
ンプリング時間誤差ΔＴによって生じる誤差ΔＢが発生
する。
サンプリング間隔を５〜１０等分して入力データ列Ａ
１，Ａ２，…から補間データ列Ａ１１，Ａ１２，…を生
成し、データ選択回路１５によりＴＢ１に最も近いサン
プリングタイミングの補間データ（図５の場合はＡ１
３）で出力データを代用する。このとき、真値のデータ
Ｂ１と近似値のデータＡ１３の間には補間誤差ΔＡとサ
ンプリング時間誤差ΔＴによって生じる誤差ΔＢが発生
する。
【００２６】上記補間誤差ΔＡは原信号波形に依存し、
通常は歪率の劣化として表現される成分であり、聴感上
大きな問題を与えない。また、補間精度の向上により軽
減可能である。一方、上記サンプリング時間誤差ΔＴに
よって生じる誤差ΔＢは、原信号のサンプリング位相と
出力サンプリング位相との関係に依存している。両者の
周波数ｆ１，ｆ２が一致している場合は、図５中のＴＢ
１とＴＡ１３の時間差は一定であり、ΔＢはΔＡと同
様、原信号波形のみに依存する誤差となる。しかしなが
ら、ｆ１とｆ２が異なる場合、ΔＢは（ｆ１−ｆ２）に
依存する性質を持つ。したがって、原信号には存在しな
い異音がＤ／Ｄ変換過程で混入することになり、聴感上
不快感を与える。
通常は歪率の劣化として表現される成分であり、聴感上
大きな問題を与えない。また、補間精度の向上により軽
減可能である。一方、上記サンプリング時間誤差ΔＴに
よって生じる誤差ΔＢは、原信号のサンプリング位相と
出力サンプリング位相との関係に依存している。両者の
周波数ｆ１，ｆ２が一致している場合は、図５中のＴＢ
１とＴＡ１３の時間差は一定であり、ΔＢはΔＡと同
様、原信号波形のみに依存する誤差となる。しかしなが
ら、ｆ１とｆ２が異なる場合、ΔＢは（ｆ１−ｆ２）に
依存する性質を持つ。したがって、原信号には存在しな
い異音がＤ／Ｄ変換過程で混入することになり、聴感上
不快感を与える。
【００２７】 一例として、次のようにパラメータを設定する。 Ｔ ：入力サンプリングパルスＳ１の周期 Ｎ ：入力データ列の補間データ数 ここで、整数Ｍを次のように仮定する。 ＭＴ＝１／（ｆ１−ｆ２）＝１／Δｆ …（１） すなわち、Ｍは入力サンプリング周波数ｆ１と出力サン
プリング周波数ｆ２との間で１／Ｎ周期だけの差が生じ
るのに必要なサンプル数であり、Δｆはｆ１とｆ２の周
波数差である。ここでは説明を簡単にするためΔｆ＞０
と仮定する。
プリング周波数ｆ２との間で１／Ｎ周期だけの差が生じ
るのに必要なサンプル数であり、Δｆはｆ１とｆ２の周
波数差である。ここでは説明を簡単にするためΔｆ＞０
と仮定する。
【００２８】前述の補間誤差ΔＡがゼロの場合（すなわ
ち、補間が完全である場合）、ｍ番目のサンプルタイミ
ング間隔ΔＴ（ｍ）により生じるサンプリング時間誤差
ΔＢ（ｍ）は次のように与えられる。 ΔＢ（ｍ）＝ｆ（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）−ｆ（Ｔｍ／Ｎ） …（２） 但し、ｍは−Ｍ／２＜ｍ≦Ｍ／２、ｆ（ｘ）は入力信号
を表している。
ち、補間が完全である場合）、ｍ番目のサンプルタイミ
ング間隔ΔＴ（ｍ）により生じるサンプリング時間誤差
ΔＢ（ｍ）は次のように与えられる。 ΔＢ（ｍ）＝ｆ（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）−ｆ（Ｔｍ／Ｎ） …（２） 但し、ｍは−Ｍ／２＜ｍ≦Ｍ／２、ｆ（ｘ）は入力信号
を表している。
【００２９】（２）式において、右辺第１項はｍ番目の
出力サンプルデータを、第２項はｍ番目の入力サンプル
データを表す。したがって、入力信号の変化が補間デー
タ列の間隔Ｔ／Ｎに比べてゆるやかな場合、（２）式は
時刻（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）における微係数ｆ′とサ
ンプルタイミング間隔ΔＴ（ｍ）の積として、次のよう
に近似できる。 ΔＢ（ｍ）〜ｆ′（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）・ΔＴ（ｍ） …（３） ここで、ΔＴ（ｍ）は次式で与えられる。 ΔＴ（ｍ）＝Ｔｍ／ＭＮ …（４） 但し、ｍは−Ｍ／２＜ｍ＜３Ｍ／２である。（３），
（４）式を拡張していくと、次の一般式が得られる。 ΔＴ（ｍ）＝Ｔ［ｍ−ＩＭ｛（ｍ＋１／２）／Ｍ｝］／ＭＮ …（５） 但し、ＩＭ｛（ｍ＋１／２）／ｍ｝は実数（ｍ＋１／
２）／Ｍの整数部分を表す関数である。よって、（５）
式は図６に示すような周期Ｍの鋸歯状波を意味すること
になる。
出力サンプルデータを、第２項はｍ番目の入力サンプル
データを表す。したがって、入力信号の変化が補間デー
タ列の間隔Ｔ／Ｎに比べてゆるやかな場合、（２）式は
時刻（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）における微係数ｆ′とサ
ンプルタイミング間隔ΔＴ（ｍ）の積として、次のよう
に近似できる。 ΔＢ（ｍ）〜ｆ′（Ｔｍ／Ｎ＋Ｔｍ／ＭＮ）・ΔＴ（ｍ） …（３） ここで、ΔＴ（ｍ）は次式で与えられる。 ΔＴ（ｍ）＝Ｔｍ／ＭＮ …（４） 但し、ｍは−Ｍ／２＜ｍ＜３Ｍ／２である。（３），
（４）式を拡張していくと、次の一般式が得られる。 ΔＴ（ｍ）＝Ｔ［ｍ−ＩＭ｛（ｍ＋１／２）／Ｍ｝］／ＭＮ …（５） 但し、ＩＭ｛（ｍ＋１／２）／ｍ｝は実数（ｍ＋１／
２）／Ｍの整数部分を表す関数である。よって、（５）
式は図６に示すような周期Ｍの鋸歯状波を意味すること
になる。
【００３０】仮に、入力信号が正弦波の場合のΔＢ
（ｍ）について検討してみると、入力信号ｆ（ｔ）は角
速度をｐで表せば、 ｆ（ｔ）＝ａ sinｐｔ …（６） と表現できる。微係数ｆ′は次式で与えられる。 ｆ′（ｔ）＝ａ・ｐ cosｐｔ …（７） 一方、（５）式で与えられる鋸歯状波は、フーリエ展開
公式を利用すれば、次式のように展開できる。
（ｍ）について検討してみると、入力信号ｆ（ｔ）は角
速度をｐで表せば、 ｆ（ｔ）＝ａ sinｐｔ …（６） と表現できる。微係数ｆ′は次式で与えられる。 ｆ′（ｔ）＝ａ・ｐ cosｐｔ …（７） 一方、（５）式で与えられる鋸歯状波は、フーリエ展開
公式を利用すれば、次式のように展開できる。
【００３１】
【数１】
【００３２】 （８）式を粗く近似して次式のように仮定する。 ΔＴ（ｔ）〜（Ｔ／πＮ）・sin {(２πＮ／ＭＴ）ｔ｝ …（９） （７），（９）式を（３）式に代入すると、ΔＢ（ｔ）
は次式のように与えられる。 ΔＢ（ｔ）〜ａ・ｐ cosｐｔ・（Ｔ／πＮ）・sin {(２πＮ／ＭＴ）ｔ｝ …（１０） （１０）式において、ＭＴは（１）式で与えられるか
ら、ΔＢ（ｔ）は ΔＢ（ｔ）〜ａ・ｐ（Ｔ／π）・（１／Ｎ） × cosｐｔ・ sin２πＮ（ｆ１−ｆ２）ｔ …（１１） と与えられる。
は次式のように与えられる。 ΔＢ（ｔ）〜ａ・ｐ cosｐｔ・（Ｔ／πＮ）・sin {(２πＮ／ＭＴ）ｔ｝ …（１０） （１０）式において、ＭＴは（１）式で与えられるか
ら、ΔＢ（ｔ）は ΔＢ（ｔ）〜ａ・ｐ（Ｔ／π）・（１／Ｎ） × cosｐｔ・ sin２πＮ（ｆ１−ｆ２）ｔ …（１１） と与えられる。
【００３３】一例として、原信号が１ｋＨｚの正弦波、
サンプリング周波数差が１０Ｈｚ、補間データ数が１０
個の場合の誤差波形を図７に示す。この図７からも明ら
かなように、サンプリング周波数差が小さい場合、Ｎ
（ｆ１−ｆ２）が可聴周波数帯に落ち込むため、聴感上
許容できない劣化を生じることになる。
サンプリング周波数差が１０Ｈｚ、補間データ数が１０
個の場合の誤差波形を図７に示す。この図７からも明ら
かなように、サンプリング周波数差が小さい場合、Ｎ
（ｆ１−ｆ２）が可聴周波数帯に落ち込むため、聴感上
許容できない劣化を生じることになる。
【００３４】そこで、上記構成の装置では、出力サンプ
リングパルス（周波数ｆ２）Ｓ２をいったん位相変調回
路３３に入力し、雑音信号によって位相変調した後に、
補間データを選択するタイミングを設定するようにし
て、上記の問題を解決している。その原理を以下に説明
する。
リングパルス（周波数ｆ２）Ｓ２をいったん位相変調回
路３３に入力し、雑音信号によって位相変調した後に、
補間データを選択するタイミングを設定するようにし
て、上記の問題を解決している。その原理を以下に説明
する。
【００３５】まず、タイミング選択回路３の位相変調回
路３３から出力されるパルスＳ２′は次式で与えられ
る。 Ｓ２′＝ sin｛２πｆ２ｔ＋φN（ｔ）｝ …（１２） 但し、φN（ｔ）は雑音信号で位相変調されたことによ
る位相成分である。したがって、（１１）式で与えられ
る誤差ΔＢ（ｔ）は次式のようになる。
路３３から出力されるパルスＳ２′は次式で与えられ
る。 Ｓ２′＝ sin｛２πｆ２ｔ＋φN（ｔ）｝ …（１２） 但し、φN（ｔ）は雑音信号で位相変調されたことによ
る位相成分である。したがって、（１１）式で与えられ
る誤差ΔＢ（ｔ）は次式のようになる。
【００３６】 ΔＢ（ｔ）＝ａ・ｐ・（Ｔ／π）・（１／Ｎ） cosｐｔ × sin［２πＮ（ｆ１−ｆ２）ｔ−Ｎ・φN（ｔ）］ …（１３） すなわち、（１１）式の誤差ΔＢ（ｔ）の周波数スペク
トラムは図８（ａ）に示すようになり、サンプリングパ
ルスＳ２′の周波数スペクトラムは（１３）式より図８
（ｂ）に示すようになる。この図８からわかるように、
上記サンプリングパルスＳ２′によって周波数変換を行
えば、雑音による位相変調成分Ｎ・φN（ｔ）によって
スペクトラムが広い周波数帯に拡散され、特定のスペク
トラムを生じない。
トラムは図８（ａ）に示すようになり、サンプリングパ
ルスＳ２′の周波数スペクトラムは（１３）式より図８
（ｂ）に示すようになる。この図８からわかるように、
上記サンプリングパルスＳ２′によって周波数変換を行
えば、雑音による位相変調成分Ｎ・φN（ｔ）によって
スペクトラムが広い周波数帯に拡散され、特定のスペク
トラムを生じない。
【００３７】したがって、上記構成によるサンプリング
周波数変換装置は、特定のビート音の混入がなくなり、
サンプリング周波数差に依存する妨害成分が軽減され、
これによって聴感上優れたデジタル信号を得ることがで
きる。
周波数変換装置は、特定のビート音の混入がなくなり、
サンプリング周波数差に依存する妨害成分が軽減され、
これによって聴感上優れたデジタル信号を得ることがで
きる。
【００３８】尚、上記実施例では雑音信号によって位相
変調をかけるようにしたが、擬似ランダム信号によって
行うようにしても、出力サンプリング信号の周波数スペ
クトラムを広範囲に拡散することができるので、同様な
効果が得られる。この場合は、上記選択制御回路４をＰ
Ｎ(pseudo random noise) 発生回路で構成し、ここで発
生された擬似ランダム信号をタイミング選択回路３の位
相変調回路３３に入力するように構成すればよい。
変調をかけるようにしたが、擬似ランダム信号によって
行うようにしても、出力サンプリング信号の周波数スペ
クトラムを広範囲に拡散することができるので、同様な
効果が得られる。この場合は、上記選択制御回路４をＰ
Ｎ(pseudo random noise) 発生回路で構成し、ここで発
生された擬似ランダム信号をタイミング選択回路３の位
相変調回路３３に入力するように構成すればよい。
【００３９】また、以上の実施例では出力サンプリング
パルスＳ２の位相を変調するように構成したが、図２の
基準値をランダムに変化させるようにしても同様な効果
が得られる。その構成を図９に示す。尚、図９におい
て、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここで
はこの説明を省略する。
パルスＳ２の位相を変調するように構成したが、図２の
基準値をランダムに変化させるようにしても同様な効果
が得られる。その構成を図９に示す。尚、図９におい
て、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここで
はこの説明を省略する。
【００４０】図９の基準値発生回路３５にはＲＯＭ（リ
ード・オンリー・メモリ）を使用し、０〜Ｋの範囲で数
種の値を記憶させておく。また、選択制御回路４はＰＮ
発生回路で構成し、ここで発生された擬似ランダム信号
を読出しアドレスとして上記ＲＯＭに与える。これによ
って基準値がランダムに変化するようになり、結果的に
出力サンプリングパルスＳ２を位相変調した場合と同様
な効果が得られ、しかも構成を簡単にすることができ
る。
ード・オンリー・メモリ）を使用し、０〜Ｋの範囲で数
種の値を記憶させておく。また、選択制御回路４はＰＮ
発生回路で構成し、ここで発生された擬似ランダム信号
を読出しアドレスとして上記ＲＯＭに与える。これによ
って基準値がランダムに変化するようになり、結果的に
出力サンプリングパルスＳ２を位相変調した場合と同様
な効果が得られ、しかも構成を簡単にすることができ
る。
【００４１】さらにまた、上記のいずれの実施例も、タ
イミング選択回路３をデジタル処理によって実現する場
合を示したが、図１０、図１２に示すように構成すれ
ば、アナログ処理によって実現することもできる。
イミング選択回路３をデジタル処理によって実現する場
合を示したが、図１０、図１２に示すように構成すれ
ば、アナログ処理によって実現することもできる。
【００４２】図１０のタイミング選択回路３は、位相変
調回路３６、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７、積分回路３
８、レベル比較回路３９及び基準電圧発生回路３１０で
構成され、選択制御回路４は雑音信号発生回路で構成さ
れる。すなわち、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７のセット
端子Ｓには位相変調回路３６で雑音信号によって位相変
調された出力サンプリングパルスＳ２′が供給され、リ
セット端子Ｒには補間サンプリングパルスＳ３が供給さ
れる。その出力Ｑは積分回路３８で積分処理された後、
レベル比較回路３９の一方の入力端（−）に供給され
る。このレベル比較回路３９の他方の入力端（＋）には
基準電圧発生回路３１０で発生される基準電圧が供給さ
れる。すなわち、このレベル比較回路３９は積分結果を
基準電圧と比較し、その比較結果をデータ選択回路５の
スイッチ５２を制御する切換制御信号として出力する。
調回路３６、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７、積分回路３
８、レベル比較回路３９及び基準電圧発生回路３１０で
構成され、選択制御回路４は雑音信号発生回路で構成さ
れる。すなわち、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７のセット
端子Ｓには位相変調回路３６で雑音信号によって位相変
調された出力サンプリングパルスＳ２′が供給され、リ
セット端子Ｒには補間サンプリングパルスＳ３が供給さ
れる。その出力Ｑは積分回路３８で積分処理された後、
レベル比較回路３９の一方の入力端（−）に供給され
る。このレベル比較回路３９の他方の入力端（＋）には
基準電圧発生回路３１０で発生される基準電圧が供給さ
れる。すなわち、このレベル比較回路３９は積分結果を
基準電圧と比較し、その比較結果をデータ選択回路５の
スイッチ５２を制御する切換制御信号として出力する。
【００４３】いま、図１１（ａ）に示すタイミングで補
間サンプリングパルスＳ３が与えられ、図１１（ｂ）で
示すようにパルスＳ３のｔ（ｎ）とｔ（ｎ＋１）との間
のタイミングで出力サンプリングパルスＳ２が与えられ
たとすると、フリップフロップ３７の出力Ｑは図１１
（ｃ）に示すようなパルス信号となり、積分出力は図１
１（ｄ）に示すようにそのパルス幅に比例して増減す
る。基準電圧は積分出力が取り得る最小値と最大値の中
間レベルとなるように設定しておく。
間サンプリングパルスＳ３が与えられ、図１１（ｂ）で
示すようにパルスＳ３のｔ（ｎ）とｔ（ｎ＋１）との間
のタイミングで出力サンプリングパルスＳ２が与えられ
たとすると、フリップフロップ３７の出力Ｑは図１１
（ｃ）に示すようなパルス信号となり、積分出力は図１
１（ｄ）に示すようにそのパルス幅に比例して増減す
る。基準電圧は積分出力が取り得る最小値と最大値の中
間レベルとなるように設定しておく。
【００４４】この状態において、出力サンプリングパル
スＳ２が図１１（ｂ）に示すように補助サンプリングパ
ルスＳ３の前側のタイミングｔ（ｎ）に近いときは、積
分出力が基準電圧レベルを越え、切換制御信号はハイレ
ベルとなり、データ選択回路５はＳ３の前側のタイミン
グｔ（ｎ）に相当するデータを選択保持する。また、出
力サンプリングパルスＳ２が図１１（ｂ）に示すように
Ｓ３の後側のタイミングｔ（ｎ＋１）に近いときは、積
分出力が基準電圧レベルを越えず、切換制御信号はロー
レベルのままとなり、データ選択回路５はＳ３の後側の
タイミングｔ（ｎ＋１）に相当するデータを選択保持す
る。
スＳ２が図１１（ｂ）に示すように補助サンプリングパ
ルスＳ３の前側のタイミングｔ（ｎ）に近いときは、積
分出力が基準電圧レベルを越え、切換制御信号はハイレ
ベルとなり、データ選択回路５はＳ３の前側のタイミン
グｔ（ｎ）に相当するデータを選択保持する。また、出
力サンプリングパルスＳ２が図１１（ｂ）に示すように
Ｓ３の後側のタイミングｔ（ｎ＋１）に近いときは、積
分出力が基準電圧レベルを越えず、切換制御信号はロー
レベルのままとなり、データ選択回路５はＳ３の後側の
タイミングｔ（ｎ＋１）に相当するデータを選択保持す
る。
【００４５】ここで、上記位相変調回路３６で、選択制
御回路４で発生される雑音信号により出力サンプリング
パルスＳ２に位相変調をかける。これにより、Ｓ３の前
後のタイミングｔ（ｎ），ｔ（ｎ＋１）の選択がランダ
ムとなり、上記各実施例と同様の効果が得られる。
御回路４で発生される雑音信号により出力サンプリング
パルスＳ２に位相変調をかける。これにより、Ｓ３の前
後のタイミングｔ（ｎ），ｔ（ｎ＋１）の選択がランダ
ムとなり、上記各実施例と同様の効果が得られる。
【００４６】また、図１２に示すように、出力サンプリ
ングパルスＳ２を位相変調せずにＳ−Ｒフリップフロッ
プ３７に供給し、代わって選択制御回路４で発生される
雑音信号により基準電圧レベルを変化させるようにして
も同様な効果が得られる。尚、図１２において、図１０
と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
ても、同様に実施可能であることはいうまでもない。
ングパルスＳ２を位相変調せずにＳ−Ｒフリップフロッ
プ３７に供給し、代わって選択制御回路４で発生される
雑音信号により基準電圧レベルを変化させるようにして
も同様な効果が得られる。尚、図１２において、図１０
と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。
その他、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
ても、同様に実施可能であることはいうまでもない。
【００４７】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、デジタ
ル信号を直接他のサンプリング周波数のデジタル信号に
変換する際に、サンプリング周波数差に依存する妨害成
分を軽減することができ、これによって変換後の聴感上
の劣化等を少なくすることのできるサンプリング周波数
変換装置を提供することができる。
ル信号を直接他のサンプリング周波数のデジタル信号に
変換する際に、サンプリング周波数差に依存する妨害成
分を軽減することができ、これによって変換後の聴感上
の劣化等を少なくすることのできるサンプリング周波数
変換装置を提供することができる。
【図１】この発明に係るサンプリング周波数変換装置の
基本構成を示すブロック回路図。
基本構成を示すブロック回路図。
【図２】同実施例における主要部の具体的な構成を示す
ブロック回路図。
ブロック回路図。
【図３】同実施例の基本的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図４】同実施例の具体的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図５】同実施例の具体的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図６】同実施例の具体的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図７】同実施例の具体的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図８】同実施例の具体的な動作を説明するための波形
図。
図。
【図９】図２のタイミング選択回路及び選択制御回路の
他の実施例を示すブロック回路図。
他の実施例を示すブロック回路図。
【図１０】図２のタイミング選択回路及び選択制御回路
の他の実施例を示すブロック回路図。
の他の実施例を示すブロック回路図。
【図１１】第１１図は図１０の実施例の動作を説明する
ためのタイミング図。
ためのタイミング図。
【図１２】図２のタイミング選択回路及び選択制御回路
の他の実施例を示すブロック回路図。
の他の実施例を示すブロック回路図。
【符号の説明】 １…補間サンプリングパルス生成回路、１１サンプリン
グパルス再生回路、１２…ＶＣＯ、１３，１４…分周
器、１５…ミキサ、１６…ＬＰＦ、２…データ補間回
路、３…タイミング選択回路、３１…カウンタ、３２…
ラッチ回路、３３…位相変調回路、３４…比較器、３５
…基準値発生回路、４…選択制御回路、５…データ選択
回路、５１…遅延回路、５２…スイッチ、５３…ラッチ
回路、６…ラッチ回路、Ａ１，Ａ２，……入力データ
列、Ａ１１，Ａ１２，……補間データ列、Ｂ１，Ｂ２，
……出力データ列、Ｓ１…入力サンプリングパルス、Ｓ
２…出力サンプリングパルス、Ｓ３…補間サンプリング
パス。
グパルス再生回路、１２…ＶＣＯ、１３，１４…分周
器、１５…ミキサ、１６…ＬＰＦ、２…データ補間回
路、３…タイミング選択回路、３１…カウンタ、３２…
ラッチ回路、３３…位相変調回路、３４…比較器、３５
…基準値発生回路、４…選択制御回路、５…データ選択
回路、５１…遅延回路、５２…スイッチ、５３…ラッチ
回路、６…ラッチ回路、Ａ１，Ａ２，……入力データ
列、Ａ１１，Ａ１２，……補間データ列、Ｂ１，Ｂ２，
……出力データ列、Ｓ１…入力サンプリングパルス、Ｓ
２…出力サンプリングパルス、Ｓ３…補間サンプリング
パス。
Claims (4)
- 【請求項１】 入力サンプリングパルスに基づくデータ
列を入力して前記入力サンプリングパルスの周波数とは
異なる周波数の出力サンプリングパルスに基づくデータ
列に変換して出力するサンプリング周波数変換装置にお
いて、 前記入力データ列から前記入力サンプリングパルスを再
生し、さらにその整数倍の周波数の補間サンプリングパ
ルスを生成する離間サンプリングパルス生成回路と、 前記入力データ列を取り込み、前記補間サンプリングパ
ルスに基づいて補間データ列を生成するデータ補間回路
と、 前記補間サンプリングパルスのうち前記出力サンプリン
グパルスのタイミングに前後するタイミングのいずれか
一方を選択し、該選択結果に基づいて前記出力サンプリ
ングパルスの現時刻のタイミングあるいは１時刻前のタ
イミングを選択するタイミング選択回路と、 前記補間データ列から前記タイミング選択回路で選択さ
れたタイミングに相当するデータを選択出力するデータ
選択回路と、 前記タイミング選択回路の選択基準をランダムに変化さ
せる選択制御手段とを具備するサンプリング周波数変換
装置。 - 【請求項２】前記タイミング選択回路は、前記出力サン
プリングパルスに位相変調をかける位相変調回路を備
え、この位相変調回路で位相変調された出力サンプリン
グパルスの入力タイミングに最も近い補間サンプリング
パルスのタイミングを選択し、前記選択制御手段は、前
記位相変調回路に雑音信号を与える雑音信号発生回路を
備え、この雑音信号によって前記出力サンプリングパル
スを位相変調させることを特徴とする請求項１記載のサ
ンプリング周波数変換装置。 - 【請求項３】前記タイミング選択回路は、前記出力サン
プリングパルスに位相変調をかける位相変調回路を備
え、この位相変調回路で位相変調された出力サンプリン
グパルスの入力タイミングに最も近い補間サンプリング
パルスのタイミングを選択し、前記選択制御手段は、前
記位相変調回路に擬似ランダム信号を与える擬似ランダ
ム信号発生回路を備え、この擬似ランダム信号によって
前記出力サンプリングパルスを位相変調させることを特
徴とする請求項１記載のサンプリング周波数変換装置。 - 【請求項４】前記タイミング選択回路は、前記補間サン
プリングパルス間の基準タイミングを設定する基準タイ
ミング設定手段と、前記出力サンプリングパルスの入力
タイミングと前記基準タイミングとを比較する比較手段
を備え、この比較手段の比較結果に基づいて前記補間サ
ンプリングパルスのうち前記出力サンプリングパルスの
タイミングに前後するタイミングのいずれか一方を選択
し、前記選択制御手段は、前記基準タイミング設定手段
の設定タイミングをランダムに変化させるタイミング制
御手段を備えることを特徴とする請求項１記載のサンプ
リング周波数変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29155291A JP3190080B2 (ja) | 1990-11-30 | 1991-11-07 | サンプリング周波数変換装置 |
| US07/800,247 US5159338A (en) | 1990-11-30 | 1991-11-29 | Sampling frequency conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-340272 | 1990-11-30 | ||
| JP34027290 | 1990-11-30 | ||
| JP29155291A JP3190080B2 (ja) | 1990-11-30 | 1991-11-07 | サンプリング周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04363922A JPH04363922A (ja) | 1992-12-16 |
| JP3190080B2 true JP3190080B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=26558593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29155291A Expired - Fee Related JP3190080B2 (ja) | 1990-11-30 | 1991-11-07 | サンプリング周波数変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5159338A (ja) |
| JP (1) | JP3190080B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102619029B (zh) * | 2011-01-27 | 2014-01-29 | 日星株式会社 | 发热线缝合用缝纫机及使用该缝纫机的发热线拧绞防止方法 |
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