JP3403533B2 - ディジタルタイミング復元回路 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/935—Regeneration of digital synchronisation signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/003—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which both oscillations are converted by logic means into pulses which are applied to filtering or integrating means
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/091—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector using a sampling device
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- Synchronizing For Television (AREA)
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- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は映像再生信号からサンプ
リングクロックを復元するディジタル映像機器のディジ
タルタイミング復元回路に関する。特にループフィルタ
の帯域幅を可変とすることにより、安定したサンプリン
グクロックを発生させるディジタルタイミング復元回路
に関する。
リングクロックを復元するディジタル映像機器のディジ
タルタイミング復元回路に関する。特にループフィルタ
の帯域幅を可変とすることにより、安定したサンプリン
グクロックを発生させるディジタルタイミング復元回路
に関する。
【0002】
【従来の技術】従来のディジタルタイミング復元回路で
は、初期にサンプリング位相を取得する過程で位相取得
の時間を早めるために、ループフィルタの帯域幅を広く
している。この方法では、定常状態に於いて、雑音によ
るサンプリング位相の変化が大きいと位相誤差が大きく
なるという問題点がある。また、ハードウェアによって
実現する際、限られたビット数で量子化することによる
デッドゾーン効果(dead-zone effect)が発生するとい
う問題点を招いている。
は、初期にサンプリング位相を取得する過程で位相取得
の時間を早めるために、ループフィルタの帯域幅を広く
している。この方法では、定常状態に於いて、雑音によ
るサンプリング位相の変化が大きいと位相誤差が大きく
なるという問題点がある。また、ハードウェアによって
実現する際、限られたビット数で量子化することによる
デッドゾーン効果(dead-zone effect)が発生するとい
う問題点を招いている。
【0003】ディジタル映像機器システムでは、再生さ
れる信号から抽出されるビットクロックの精度が、再生
システムの全般的な性能に影響を及ぼす。特に、現在の
ように記録密度の高密度化を追求している状況では、記
録された信号間の干渉が非常にひどくなることにより、
ビットクロックを正確に復元することはさらに重要な問
題となってきている。通常、ディジタルタイミング復元
回路の動作はサンプリングされたディジタル再生信号か
ら位相誤差を検出してディジタルフィルタを経て出力さ
れた信号をアナログ信号に変換して電圧制御発振器を調
整し、前記調整されたクロックで再び再生信号をサンプ
リングするという帰還構造によりなされる。
れる信号から抽出されるビットクロックの精度が、再生
システムの全般的な性能に影響を及ぼす。特に、現在の
ように記録密度の高密度化を追求している状況では、記
録された信号間の干渉が非常にひどくなることにより、
ビットクロックを正確に復元することはさらに重要な問
題となってきている。通常、ディジタルタイミング復元
回路の動作はサンプリングされたディジタル再生信号か
ら位相誤差を検出してディジタルフィルタを経て出力さ
れた信号をアナログ信号に変換して電圧制御発振器を調
整し、前記調整されたクロックで再び再生信号をサンプ
リングするという帰還構造によりなされる。
【0004】システムの初期動作時、または記録された
プログラム探索のために飛び渡りなどをする度に、再生
信号をサンプリングするためのサンプリングクロックの
位相と再生される信号のビットクロックの位相との間に
相当な差異が発生する。このような理由により、ディジ
タルタイミング復元回路が位相取得動作をすることが必
要となる。位相取得動作は一定のデータを記録し、信号
の再生中サンプリング位相と再生信号のビットクロック
位相間の誤差を取り除くことを主な目的とする。この
際、位相取得時間が速ければ速いほど、必要なデータ数
も減るため、記録密度も向上する。
プログラム探索のために飛び渡りなどをする度に、再生
信号をサンプリングするためのサンプリングクロックの
位相と再生される信号のビットクロックの位相との間に
相当な差異が発生する。このような理由により、ディジ
タルタイミング復元回路が位相取得動作をすることが必
要となる。位相取得動作は一定のデータを記録し、信号
の再生中サンプリング位相と再生信号のビットクロック
位相間の誤差を取り除くことを主な目的とする。この
際、位相取得時間が速ければ速いほど、必要なデータ数
も減るため、記録密度も向上する。
【0005】一般に、ディジタルタイミング復元回路で
位相取得の動作では、ループフィルタの帯域幅を広くす
ることにより、再生信号のビットクロックは迅速に追跡
される。しかしながら、この方法は、位相の取得がある
程度完了された状態に於いて、位相誤差が大きくなると
いう問題点を伴う。特に、信号対雑音比が低い場合は雑
音による位相変動が大きくなり、サンプリングクロック
の誤差が大きくなる。一方、位相誤差を小さくするため
にループフィルタの帯域幅を狭くしたすると、位相取得
がある程度完了された状態に於いてサンプリングクロッ
クの位相変動は小さくなるが、位相誤差取得の時間が長
くなるという問題点が残る。
位相取得の動作では、ループフィルタの帯域幅を広くす
ることにより、再生信号のビットクロックは迅速に追跡
される。しかしながら、この方法は、位相の取得がある
程度完了された状態に於いて、位相誤差が大きくなると
いう問題点を伴う。特に、信号対雑音比が低い場合は雑
音による位相変動が大きくなり、サンプリングクロック
の誤差が大きくなる。一方、位相誤差を小さくするため
にループフィルタの帯域幅を狭くしたすると、位相取得
がある程度完了された状態に於いてサンプリングクロッ
クの位相変動は小さくなるが、位相誤差取得の時間が長
くなるという問題点が残る。
【0006】また、ハードウェアによる実現を考慮する
と、ループフィルタから出力されるデータはディジタル
−アナログ変換器に入力されるために限られたビット数
で量子化しなければならない。この量子化ビット数はデ
ィジタル−アナログ変換器で要求するビット数と一致す
べきである。この際、要求されるビット数は通常6乃至
8ビット程度である。従って、このために量子化雑音が
大きくなり、デッドゾーン効果が発生するようになる。
デッドゾーン効果はループフィルタから出力される電圧
制御発振器制御信号が量子化ステップの大きさ△より小
さい時、即ち
と、ループフィルタから出力されるデータはディジタル
−アナログ変換器に入力されるために限られたビット数
で量子化しなければならない。この量子化ビット数はデ
ィジタル−アナログ変換器で要求するビット数と一致す
べきである。この際、要求されるビット数は通常6乃至
8ビット程度である。従って、このために量子化雑音が
大きくなり、デッドゾーン効果が発生するようになる。
デッドゾーン効果はループフィルタから出力される電圧
制御発振器制御信号が量子化ステップの大きさ△より小
さい時、即ち
【0007】|電圧制御発振器制御信号|<△
【0008】である時に発生する現象である。この際、
位相誤差の検出にも係わらず、それ以上のサンプリング
位相の調整は起こらない。電圧制御発振器制御信号の量
子化ビット数が小さくなるほど量子化ステップの大きさ
△は大きくなるので、デッドゾーン効果は大きくなる。
位相誤差の検出にも係わらず、それ以上のサンプリング
位相の調整は起こらない。電圧制御発振器制御信号の量
子化ビット数が小さくなるほど量子化ステップの大きさ
△は大きくなるので、デッドゾーン効果は大きくなる。
【0009】本発明は上述の問題点を補って位相取得時
間を速め、定常状態に於ける位相変動を小さくし、また
量子化ビット数の制限によるデッドゾーン効果を減らす
機能を有するディジタルタイミング復元回路である。
間を速め、定常状態に於ける位相変動を小さくし、また
量子化ビット数の制限によるデッドゾーン効果を減らす
機能を有するディジタルタイミング復元回路である。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は前述した従来技術の問題点を改善するために案出され
たものであって、位相取得の時間を速め、位相誤差を小
さくして安定したサンプリングクロックを発生するディ
ジタルタイミング復元装置を提供することである。
は前述した従来技術の問題点を改善するために案出され
たものであって、位相取得の時間を速め、位相誤差を小
さくして安定したサンプリングクロックを発生するディ
ジタルタイミング復元装置を提供することである。
【0011】本発明の他の目的はハードウェアの具現
時、制限されたビット数で量子化遂行時に発生するデッ
ドゾーン効果を減らすディジタルタイミング復元装置を
提供することである。
時、制限されたビット数で量子化遂行時に発生するデッ
ドゾーン効果を減らすディジタルタイミング復元装置を
提供することである。
【0012】
【課題を解決するための手段】前述した目的を達成する
ため、本発明の装置は、アナログ映像再生信号の低域成
分からサンプリングクロックを復元するディジタル映像
機器のティジタルタイミング復元回路に於いて、前記ア
ナログ低域成分信号をディジタル信号に変換するための
アナログ−ディジタル変換手段と、前記アナログ−ディ
ジタル変換手段から出力された信号からサンプリングク
ロックと再生信号ビットクロック間の位相誤差を検出す
るための位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段か
ら出力された位相誤差値を所定の閾値と比較するための
位相誤差比較手段と、前記位相誤差検出手段から出力さ
れた位相誤差の信号を前記位相誤差比較手段の出力によ
って選択的に出力するループフィルタ手段と、所定の複
数の基準電圧を発生し、前記発生された複数の基準電圧
中の一つを前記位相誤差比較手段の出力により選択的に
出力するための基準電圧発生手段と、前記基準電圧発生
手段から発生した信号を基準電圧として前記ループフィ
ルタ手段から出力されたディジタル信号をアナログ信号
に変換するためのディジタル−アナログ変換手段と、前
記ディジタル−アナログ変換手段からアナログ信号を受
けて発振周波数及び位相を調整して調整されたサンプリ
ングクロックを前記アナログ−ディジタル変換手段に供
給する電圧制御発振手段とを含む。
ため、本発明の装置は、アナログ映像再生信号の低域成
分からサンプリングクロックを復元するディジタル映像
機器のティジタルタイミング復元回路に於いて、前記ア
ナログ低域成分信号をディジタル信号に変換するための
アナログ−ディジタル変換手段と、前記アナログ−ディ
ジタル変換手段から出力された信号からサンプリングク
ロックと再生信号ビットクロック間の位相誤差を検出す
るための位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段か
ら出力された位相誤差値を所定の閾値と比較するための
位相誤差比較手段と、前記位相誤差検出手段から出力さ
れた位相誤差の信号を前記位相誤差比較手段の出力によ
って選択的に出力するループフィルタ手段と、所定の複
数の基準電圧を発生し、前記発生された複数の基準電圧
中の一つを前記位相誤差比較手段の出力により選択的に
出力するための基準電圧発生手段と、前記基準電圧発生
手段から発生した信号を基準電圧として前記ループフィ
ルタ手段から出力されたディジタル信号をアナログ信号
に変換するためのディジタル−アナログ変換手段と、前
記ディジタル−アナログ変換手段からアナログ信号を受
けて発振周波数及び位相を調整して調整されたサンプリ
ングクロックを前記アナログ−ディジタル変換手段に供
給する電圧制御発振手段とを含む。
【0013】
【作用】ディジタルタイミング復元回路で位相誤差検出
部から検出した位相誤差の大きさによりループフィルタ
の帯域幅を可変とすることにより、位相取得の時間を減
らし、かつ定常状態では雑音の影響などによるサンプリ
ングの位相誤差を減らす。
部から検出した位相誤差の大きさによりループフィルタ
の帯域幅を可変とすることにより、位相取得の時間を減
らし、かつ定常状態では雑音の影響などによるサンプリ
ングの位相誤差を減らす。
【0014】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【0015】図1は本発明によるディジタルタイミング
復元回路の全体構成図である。図1に於いて、参照符号
10は前置増幅器、12は低域通過フィルタ(LOW PASS
FILTER ; 以下LPFという)、14はアナログ−ディ
ジタル変換器(ANALOG-DIGITAL CONVERTER ; 以下AD
Cという)、16は位相誤差検出器、18はループフィ
ルタ、20はディジタル−アナログ変換器(DIGITAL-AN
ALOG CONVERTER; 以下DACという)、22は電圧制御
発振器、24は位相誤差比較器、そして26は基準電圧
発生部である。
復元回路の全体構成図である。図1に於いて、参照符号
10は前置増幅器、12は低域通過フィルタ(LOW PASS
FILTER ; 以下LPFという)、14はアナログ−ディ
ジタル変換器(ANALOG-DIGITAL CONVERTER ; 以下AD
Cという)、16は位相誤差検出器、18はループフィ
ルタ、20はディジタル−アナログ変換器(DIGITAL-AN
ALOG CONVERTER; 以下DACという)、22は電圧制御
発振器、24は位相誤差比較器、そして26は基準電圧
発生部である。
【0016】図1を説明するために3つの事項を予め仮
定する。
定する。
【0017】第1に、前記位相誤差比較器24で位相誤
差の大きさを4つに分類する。第2に、前記ループフィ
ルタ18の出力信号は8ビット信号に制限する。第3
に、8ビットに制限する前の信号は16ビット信号とす
る。説明の便宜上、前記3つの事項を仮定したが、本発
明は必ずしもそれだけに極限されない。本発明の基本原
理と思想の範疇内ならば、どのぐらいでも拡張可能なの
は明らかであろう。
差の大きさを4つに分類する。第2に、前記ループフィ
ルタ18の出力信号は8ビット信号に制限する。第3
に、8ビットに制限する前の信号は16ビット信号とす
る。説明の便宜上、前記3つの事項を仮定したが、本発
明は必ずしもそれだけに極限されない。本発明の基本原
理と思想の範疇内ならば、どのぐらいでも拡張可能なの
は明らかであろう。
【0018】再生されるアナログ信号は前置増幅器10
を経てLPF12を経由した後、ADC14でディジタ
ル信号に変換されて位相誤差検出器16に入力される。
前記位相誤差検出器16では、入力される信号からサン
プリングクロックと再生信号ビットクロックとの間の位
相誤差を検出してループフィルタ18に送る。前記ルー
プフィルタ18では信号をフィルタリングしてDAC2
0に出力し、前記DAC20では信号をアナログ信号に
変換して電圧制御発振器22で発振されるクロックの周
波数及び位相を調整する。前記調整されたクロックはA
DC14に入力されて調整された周波数及び位相で再生
信号をサンプリングする。位相誤差比較器24では位相
誤差検出器16の出力信号の大きさを所定の閾値と比較
して、その結果をループフィルタ18と基準電圧発生部
26とに出力する。
を経てLPF12を経由した後、ADC14でディジタ
ル信号に変換されて位相誤差検出器16に入力される。
前記位相誤差検出器16では、入力される信号からサン
プリングクロックと再生信号ビットクロックとの間の位
相誤差を検出してループフィルタ18に送る。前記ルー
プフィルタ18では信号をフィルタリングしてDAC2
0に出力し、前記DAC20では信号をアナログ信号に
変換して電圧制御発振器22で発振されるクロックの周
波数及び位相を調整する。前記調整されたクロックはA
DC14に入力されて調整された周波数及び位相で再生
信号をサンプリングする。位相誤差比較器24では位相
誤差検出器16の出力信号の大きさを所定の閾値と比較
して、その結果をループフィルタ18と基準電圧発生部
26とに出力する。
【0019】図2は図1の位相誤差比較器24の実施例
を示す図面である。図2に於いて、参照符号30〜40
はそれぞれ第1比較器乃至第6比較器であり、参照符号
42〜52は第1論理積ゲート乃至第6論理積ゲートで
あり、54は反転器であり、そして56は論理和ゲート
である。
を示す図面である。図2に於いて、参照符号30〜40
はそれぞれ第1比較器乃至第6比較器であり、参照符号
42〜52は第1論理積ゲート乃至第6論理積ゲートで
あり、54は反転器であり、そして56は論理和ゲート
である。
【0020】図2に於いて、位相誤差検出器16から出
力される信号は2の補数形態であって、第1比較器30
乃至第6比較器40に入力される。第1比較器30乃至
第6比較器40は、それぞれA端子の入力信号とB端子
の入力信号を比較してA端子の入力信号がB端子の入力
信号より小さい場合に論理値1を出力し、それ以外の場
合には論理値0を出力する。第1比較器30は所定の閾
値λ(B端子)と位相誤差検出器16から出力された位
相誤差を比較する。第2比較器32は所定の閾値−λ
(A端子)と位相誤差検出器16から出力された位相誤
差とを比較する。第1比較器30と第2比較器32の出
力信号は第1論理積ゲート42の入力信号である。第3
比較器34は所定の閾値λ/2(B端子)と位相誤差検
出器16から出力された位相誤差を比較し、第4比較器
36は所定の閾値−λ/2(A端子)と位相誤差検出器
16から出力された位相誤差を比較する。前記第3比較
器34と第4比較器36の出力信号は第2論理積ゲート
44の入力信号である。第5比較器38は所定の閾値λ
/4(B端子)と位相誤差検出器16から出力された位
相誤差を比較し、第6比較器40は所定の閾値−λ/4
(A端子)と位相誤差検出器16から出力された位相誤
差を比較する。第5比較器38と第6比較器40の出力
信号は第3論理積ゲート46の入力信号である。第4論
理積ゲート48は第1論理積ゲート42と第2論理積ゲ
ート44の出力信号を入力として出力信号S1を出力す
る。同様に、第6論理積ゲート52は、第2論理積ゲー
ト44、第3論理積ゲート46、第5論理積ゲート5
0、反転器54及び論理和ゲート56を経て出た出力と
第1論理積ゲート42の出力とを入力として出力信号S
0を出力する。また、第1論理積ゲート42の出力をa
とし、第2論理積ゲート44の出力をbとし、第3論理
積ゲート46の出力をcとすると、位相誤差比較器24
の出力信号間のブール代数関係は次の(式1)及び(式
2)の通りである。
力される信号は2の補数形態であって、第1比較器30
乃至第6比較器40に入力される。第1比較器30乃至
第6比較器40は、それぞれA端子の入力信号とB端子
の入力信号を比較してA端子の入力信号がB端子の入力
信号より小さい場合に論理値1を出力し、それ以外の場
合には論理値0を出力する。第1比較器30は所定の閾
値λ(B端子)と位相誤差検出器16から出力された位
相誤差を比較する。第2比較器32は所定の閾値−λ
(A端子)と位相誤差検出器16から出力された位相誤
差とを比較する。第1比較器30と第2比較器32の出
力信号は第1論理積ゲート42の入力信号である。第3
比較器34は所定の閾値λ/2(B端子)と位相誤差検
出器16から出力された位相誤差を比較し、第4比較器
36は所定の閾値−λ/2(A端子)と位相誤差検出器
16から出力された位相誤差を比較する。前記第3比較
器34と第4比較器36の出力信号は第2論理積ゲート
44の入力信号である。第5比較器38は所定の閾値λ
/4(B端子)と位相誤差検出器16から出力された位
相誤差を比較し、第6比較器40は所定の閾値−λ/4
(A端子)と位相誤差検出器16から出力された位相誤
差を比較する。第5比較器38と第6比較器40の出力
信号は第3論理積ゲート46の入力信号である。第4論
理積ゲート48は第1論理積ゲート42と第2論理積ゲ
ート44の出力信号を入力として出力信号S1を出力す
る。同様に、第6論理積ゲート52は、第2論理積ゲー
ト44、第3論理積ゲート46、第5論理積ゲート5
0、反転器54及び論理和ゲート56を経て出た出力と
第1論理積ゲート42の出力とを入力として出力信号S
0を出力する。また、第1論理積ゲート42の出力をa
とし、第2論理積ゲート44の出力をbとし、第3論理
積ゲート46の出力をcとすると、位相誤差比較器24
の出力信号間のブール代数関係は次の(式1)及び(式
2)の通りである。
【0021】
【数1】
【0022】
【数2】
【0023】従って、位相誤差比較器24の出力信号
(S0,S1)と位相誤差検出器16の出力信号との関
係は次の
(S0,S1)と位相誤差検出器16の出力信号との関
係は次の
【表1】
に示す。
【0024】
【表1】
【0025】図3はループフィルタの実施例を示す図面
である。図3に於いて、参照符号60〜74はそれぞれ
第1乗算器乃至第8乗算器であり、76、78はそれぞ
れ第1信号選択器及び第2信号選択器であり、80は第
2加算器、82は遅延器、84は第1加算器、そして8
6は第3信号選択器である。
である。図3に於いて、参照符号60〜74はそれぞれ
第1乗算器乃至第8乗算器であり、76、78はそれぞ
れ第1信号選択器及び第2信号選択器であり、80は第
2加算器、82は遅延器、84は第1加算器、そして8
6は第3信号選択器である。
【0026】位相誤差検出器16から出力される信号は
第1乗算器60乃至第4乗算器66に入力され、それぞ
れα1乃至α4の値が乗算されて第1信号選択器76に
入力される。また、位相誤差検出器16の出力信号は第
5乗算器68乃至第8乗算器74に入力され、それぞれ
β1乃至β4の値が乗算されて第2信号選択器78に入
力される。この際、α1乃至α4値の大きさは、
第1乗算器60乃至第4乗算器66に入力され、それぞ
れα1乃至α4の値が乗算されて第1信号選択器76に
入力される。また、位相誤差検出器16の出力信号は第
5乗算器68乃至第8乗算器74に入力され、それぞれ
β1乃至β4の値が乗算されて第2信号選択器78に入
力される。この際、α1乃至α4値の大きさは、
【0027】α1>α2>α3>α4
【0028】の関係を有し、β1乃至β4の大きさは、
【0029】β1>β2>β3>β4
【0030】の関係を有する。第1信号選択器76と第
2信号選択器78はそれぞれの選択端子X、Yに入力さ
れる前記位相誤差比較器24の出力信号S0、S1の値
によりそれぞれ4つの入力信号のうち一つを選択的に出
力する。第2加算器80では、遅延器82から出力され
た信号と前記第2信号選択器78から選択された信号を
加算する。前記遅延器82では前記第2加算器80から
出力された信号を遅延する。即ち、フィードバックがな
される。第1加算器84では、前記第2加算器80から
出力された信号と前記第1信号選択器76から出力され
た信号を加算する。第1加算器84の出力は16ビット
信号として第3信号選択器86に入力される。第3信号
選択器86の動作は図4Aと図4Bを参照して説明す
る。
2信号選択器78はそれぞれの選択端子X、Yに入力さ
れる前記位相誤差比較器24の出力信号S0、S1の値
によりそれぞれ4つの入力信号のうち一つを選択的に出
力する。第2加算器80では、遅延器82から出力され
た信号と前記第2信号選択器78から選択された信号を
加算する。前記遅延器82では前記第2加算器80から
出力された信号を遅延する。即ち、フィードバックがな
される。第1加算器84では、前記第2加算器80から
出力された信号と前記第1信号選択器76から出力され
た信号を加算する。第1加算器84の出力は16ビット
信号として第3信号選択器86に入力される。第3信号
選択器86の動作は図4Aと図4Bを参照して説明す
る。
【0031】図4Aは第3信号選択器86に入力される
16ビット信号の形態を説明するための図面である。ビ
ット信号は2の補数形態なので、最上位ビットは符号ビ
ットであり、残り15ビットは信号の大きさを示す。図
4Bは、位相誤差比較器24の出力信号であるS0及び
S1に応じて第3信号選択器86で16ビットのうち8
ビットを選択して電圧制御発振器(VOLTAGE CONTROLLED
OSCILLATOR)制御信号として出力することを示す。
16ビット信号の形態を説明するための図面である。ビ
ット信号は2の補数形態なので、最上位ビットは符号ビ
ットであり、残り15ビットは信号の大きさを示す。図
4Bは、位相誤差比較器24の出力信号であるS0及び
S1に応じて第3信号選択器86で16ビットのうち8
ビットを選択して電圧制御発振器(VOLTAGE CONTROLLED
OSCILLATOR)制御信号として出力することを示す。
【0032】図5Aと図5Bは図1の基準電圧発生部2
6の実施例を示す。図5Aは基準電圧Vを分圧して電圧
信号V0、V1、V2及びV3を作る方法を示す図面で
ある。この方法は抵抗R1〜R6により遂行される。電
圧信号V0、V1、V2及びV3の大きさの関係はそれ
ぞれ、
6の実施例を示す。図5Aは基準電圧Vを分圧して電圧
信号V0、V1、V2及びV3を作る方法を示す図面で
ある。この方法は抵抗R1〜R6により遂行される。電
圧信号V0、V1、V2及びV3の大きさの関係はそれ
ぞれ、
【0033】V0=V、
【0034】V1=V/2、
【0035】V2=V/4、
【0036】V3=V/8
【0037】である。図5Bはアナログ選択器を示す図
面である。位相誤差比較器24の出力信号であるS0及
びS1に応じて4つの電圧信号、即ちV0、V1、V2
及びV3のうち一つを選択してDAC20にディジタル
−アナログ変換時の基準電圧として入力する。
面である。位相誤差比較器24の出力信号であるS0及
びS1に応じて4つの電圧信号、即ちV0、V1、V2
及びV3のうち一つを選択してDAC20にディジタル
−アナログ変換時の基準電圧として入力する。
【0038】ディジタル−アナログ変換器20は基準電
圧発生器26からの基準電圧を受けてループフィルタ1
8からの電圧制御発振器制御信号をディジタル−アナロ
グ変換して電圧制御発振器22に供給し、電圧制御発振
器22はアナログ変換された信号を受けて調整された周
波数及び位相で発振し、前記アナログ−ディジタル変換
器14の再生クロックと同期したサンプリングクロック
を発生する。
圧発生器26からの基準電圧を受けてループフィルタ1
8からの電圧制御発振器制御信号をディジタル−アナロ
グ変換して電圧制御発振器22に供給し、電圧制御発振
器22はアナログ変換された信号を受けて調整された周
波数及び位相で発振し、前記アナログ−ディジタル変換
器14の再生クロックと同期したサンプリングクロック
を発生する。
【0039】
【発明の効果】上述したように構成した本発明によるデ
ィジタルタイミング復元回路では、位相誤差検出部から
検出した位相誤差の大きさによりループフィルタの帯域
幅を可変とすることにより、位相取得の時間を減らし、
定常状態では雑音の影響などによりサンプリングの位相
誤差を減らすことができる。また、ハードウェアによる
実現の際、限られたビット数で量子化することによるデ
ッドゾーン効果を相当に減らすことができる。
ィジタルタイミング復元回路では、位相誤差検出部から
検出した位相誤差の大きさによりループフィルタの帯域
幅を可変とすることにより、位相取得の時間を減らし、
定常状態では雑音の影響などによりサンプリングの位相
誤差を減らすことができる。また、ハードウェアによる
実現の際、限られたビット数で量子化することによるデ
ッドゾーン効果を相当に減らすことができる。
【図1】図1は本発明によるディジタルタイミング復元
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
【図2】図2は図1の位相誤差比較器の実施例を示す図
面である。
面である。
【図3】図3は図1のループフィルタの実施例を示す図
面である。
面である。
【図4】図4はA及びBからなり、図4Aは図3の第3
信号選択器に入力される16ビット信号の形態を説明す
るための図面であり、図4Bは位相誤差比較器の出力信
号であるS0及びS1に応じて第3信号選択器で16ビ
ットのうち8ビットを選択して電圧制御発振器制御信号
として出力する方法の一例を説明する図である。
信号選択器に入力される16ビット信号の形態を説明す
るための図面であり、図4Bは位相誤差比較器の出力信
号であるS0及びS1に応じて第3信号選択器で16ビ
ットのうち8ビットを選択して電圧制御発振器制御信号
として出力する方法の一例を説明する図である。
【図5】図5はA及びBからなり、図5Aは図1の基準
電圧発生器内の基準電圧Vを分圧して電圧信号V0、V
1、V2及びV3を作る方法を示す図であり、図5Bは
図1の基準電圧発生器内のアナログ選択器を示す図面で
ある。
電圧発生器内の基準電圧Vを分圧して電圧信号V0、V
1、V2及びV3を作る方法を示す図であり、図5Bは
図1の基準電圧発生器内のアナログ選択器を示す図面で
ある。
10 前置増幅器
12 低域通過フィルタ(LPF)
14 アナログ−ディジタル変換器(ADC)
16 位相誤差検出器
18 ループフィルタ
20 ディジタル−アナログ変換器(DAC)
22 電圧制御発振器
24 位相誤差比較器
26 基準電圧発生部
30 第1比較器
32 第2比較器
34 第3比較器
36 第4比較器
38 第5比較器
40 第6比較器
42 第1論理積ゲート
44 第2論理積ゲート
46 第3論理積ゲート
48 第4論理積ゲート
50 第5論理積ゲート
52 第6論理積ゲート
54 反転器
56 論理和ゲート
60 第1乗算器
62 第2乗算器
64 第3乗算器
66 第4乗算器
68 第5乗算器
70 第6乗算器
72 第7乗算器
74 第8乗算器
76 第1信号選択器
78 第2信号選択器
80 第2加算器
82 遅延器
84 第1加算器
86 第3信号選択器
V 基準電圧
V0 電圧信号
V1 電圧信号
V2 電圧信号
V3 電圧信号
R1 抵抗
R2 抵抗
R3 抵抗
R4 抵抗
R5 抵抗
R6 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H04N 5/14 - 5/217
H03L 1/00 - 7/26
H04N 5/06
Claims (10)
- 【請求項1】 アナログ映像再生信号の低域成分信号
からサンプリングクロックを復元するディジタル映像機
器のティジタルタイミング復元回路であって、 前記アナログ低域成分信号をディジタル信号に変換する
ためのアナログ−ディジタル変換手段と、 前記アナログ−ディジタル変換手段から出力された信号
からサンプリングクロックと再生信号ビットクロックと
の間の位相誤差を検出するための位相誤差検出手段と、 前記位相誤差検出手段から出力された位相誤差値を所定
の閾値と比較するための位相誤差比較手段と、 前記位相誤差検出手段から出力された位相誤差の信号を
前記位相誤差比較手段の出力に従って選択的に出力する
ループフィルタ手段と、 所定の複数の基準電圧を発生し、前記発生された複数の
基準電圧中の一つを前記位相誤差比較手段の出力により
選択的に出力するための基準電圧発生手段と、 前記基準電圧発生手段から出力された信号を基準電圧と
して前記ループフィルタ手段から出力されたディジタル
信号をアナログ信号に変換するためのディジタル−アナ
ログ変換手段と、 前記ディジタル−アナログ変換手段で変換されたアナロ
グ信号を受けて発振周波数及び位相を調整し調整された
サンプリングクロックを前記アナログ−ディジタル変換
手段に供給する電圧制御発振手段とを含むディジタルタ
イミング復元回路。 - 【請求項2】 前記位相誤差検出手段から出力される
位相誤差値をxとし、所定の閾値をλとする時、 前記位相誤差比較手段が、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値λと比較する第1比
較手段と、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値−λと比較する第2
比較手段と、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値λ/2と比較する第
3比較手段と、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値−λ/2と比較する
第4比較手段と、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値λ/4と比較する第
5比較手段と、 前記位相誤差値xを前記所定の閾値−λ/4と比較する
第6比較手段とを含み前記比較の結果を第1出力信号S
0及び第2出力信号S1として出力することにより、前
記位相誤差検出手段から出力される位相誤差値xの大き
さと所定の閾値λを比較することを特徴とする請求項1
に記載のディジタルタイミング復元回路。 - 【請求項3】 前記位相誤差値xが−λ<x<λの範
囲に属するか否かを判断する手段であって、x<λを比
較する前記第1比較手段と、x>−λを比較する前記第
2比較手段と、前記第1及び第2比較手段のそれぞれの
判断結果を入力とする論理積ゲートとから構成された位
相誤差比較手段を含むことを特徴とする請求項2に記載
のディジタルタイミング復元回路。 - 【請求項4】 前記位相誤差値xが−λ/2<x<λ
/2の範囲に属するか否かを判断する手段であって、x
<λ/2を比較する第3比較手段と、x>−λ/2を比
較する第4比較手段と、前記第3及び第4比較手段のそ
れぞれの判断結果を入力とする論理積ゲートとから構成
された位相誤差比較手段を含む請求項2に記載のディジ
タルタイミング復元回路。 - 【請求項5】 前記位相誤差値xが−λ/4<x<λ
/4の範囲に属するか否かを判断する手段であって、x
<λ/4を比較する第5比較手段と、x>−λ/4を比
較する第6比較手段と、前記第5及び第6比較手段のそ
れぞれの判断結果を入力とする論理積ゲートとから構成
された位相誤差比較手段を含む請求項2に記載のディジ
タルタイミング復元回路。 - 【請求項6】 前記ループフィルタ手段が、 前記位相誤差検出手段から出力された位相誤差値を所定
の倍率で乗算する第1乗算器、第2乗算器、第3乗算
器、第4乗算器、第5乗算器、第6乗算器、第7乗算
器、及び第8乗算器と、 前記第1乗算器、第2乗算器、第3乗算器、及び第4乗
算器の出力信号を受けて前記位相誤差比較手段の出力に
よって選択的に出力する第1信号選択器と、 前記第5乗算器、第6乗算器、第7乗算器、及び第8乗
算器の出力信号を受けて前記位相誤差比較手段の出力に
よって選択的に出力する第2信号選択器と、 前記第2信号選択器の出力信号と自分の出力信号を所定
時間遅延した信号とを加算する第2加算器と、 前記第1信号選択器の出力信号と前記第2加算器の出力
信号とを加算する第1加算器と、 前記位相誤差比較手段の出力によって前記第1加算器の
出力信号を選択的に出力するための第3信号選択器とを
含むことを特徴とする請求項1に記載のディジタルタイ
ミング復元回路。 - 【請求項7】 前記位相誤差検出手段から出力される
位相誤差値に乗算される係数値に於いて、 第1乗算器の係数値をα1、第2乗算器の係数値をα
2、第3乗算器の係数値をα3、及び第4乗算器の係数
値をα4とする時、前記α1〜α4の関係は、 α1>α2>α3>α4であり、 第5乗算器の係数値をβ1、第6乗算器の係数値をβ
2、第7乗算器の係数値をβ3、及び第8乗算器の係数
値をβ4とする時、前記β1〜β4の関係は、 β1>β2>β3>β4となることを特徴とする請求項
6に記載のディジタルタイミング復元回路。 - 【請求項8】 前記第1加算器から出力される信号が
16個のビットより構成され、前記16個のビットのう
ち、最上位ビットは符号ビットであり、残り15個のビ
ットは信号の大きさを示すビットであり、 前記第3信号選択器が、前記位相誤差比較手段から出力
される第1出力信号S0と第2出力信号S1とを信号選
択信号として利用して、前記16個のビットのうち一つ
の符号ビットと連続する7個のビット信号とを選択して
出力することを特徴とする請求項6に記載のディジタル
タイミング復元回路。 - 【請求項9】 前記位相誤差比較手段から出力される
第1出力信号S0と第2出力信号S1とを信号選択信号
として利用して、前記16個のビットのうち、連続する
7個のビット信号とを選択して出力するという前記第3
信号選択器の動作が、 (S0,S1)が(0,0)ならば14ビットから8ビ
ットまでの連続する7個のビットを出力し、 (S0,S1)が(0,1)ならば13ビットから7ビ
ットまでの連続する7個のビットを出力し、 (S0,S1)が(1,0)ならば12ビットから6ビ
ットまでの連続する7個のビットを出力し、 (S0,S1)が(1,1)ならば11ビットから5ビ
ットまでの連続する7個のビットを出力することを特徴
とする請求項8に記載のディジタルタイミング復元回
路。 - 【請求項10】 前記基準電圧発生手段が、所定の個
数の抵抗素子を利用して4つの基準電圧を発生して前記
位相誤差比較手段の出力によって選択的に出力すること
を特徴とする請求項1に記載のディジタルタイミング復
元回路。
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KR1994P15693 | 1994-06-30 | ||
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0818966A JPH0818966A (ja) | 1996-01-19 |
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---|---|---|---|
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---|---|
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KR102169591B1 (ko) * | 2013-10-18 | 2020-10-23 | 현대모비스 주식회사 | 주파수변조연속파 레이더시스템 및 그 운용방법 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR0124379B1 (ko) * | 1993-07-12 | 1997-12-01 | 김광호 | 디지탈 데이타 수신기 |
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-
1994
- 1994-06-30 KR KR1019940015693A patent/KR100322690B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1994-12-30 US US08/366,726 patent/US5659586A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-01-27 JP JP03165395A patent/JP3403533B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
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KR100322690B1 (ko) | 2002-06-20 |
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