JP3537617B2 - 細かい同調用装置を備えたディジタル衛星受信器用同調システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は衛星受信器用の同調
システムに係わり、特に、ディジタル形式で伝送された
テレビジョン信号を受信、処理する能力のある同調シス
テムに関する。

【０００２】

【従来の技術】衛星テレビジョン受信システムは、一般
的に、パラボラ状受信アンテナ及び“ブロック”変換器
を含む“屋外ユニット”と、チューナ及び信号処理部を
含む“屋内ユニット”とにより構成される。ブロック変
換器は、衛星により伝送された比較的高周波の無線周波
信号の全域（“ブロック”）をより処理しやすい低い方
の周波数域に変換する。

【０００３】通例の衛星テレビジョン伝送システムにお
いて、テレビジョン情報はアナログ形式で伝送され、衛
星により伝送された無線周波信号は、Ｃ帯域（例えば、
３．７乃至４．２ＧＨｚ）及びＫｕ帯域（例えば、１
１．７乃至１４．２ＧＨｚ）に収まる。受信システムの
アンテナにより衛星から受信された無線周波信号は、ブ
ロック変換器により、Ｌ帯域（例えば、９００乃至２０
００ＭＨｚ）に変換される。屋内ユニットのチューナの
無線周波フィルタ部は、選択されたチャンネルに対応す
るブロック変換器から受信された無線周波信号の中の一
つを選択し、チューナのミキサ／局部発振器部は、選択
された無線周波信号をフィルタ処理及び復調用の低い方
の中間周波域に変換する。典型的に、中間周波域は、４
７９．５ＭＨｚの公称中間周波数を有する。アナログ衛
星テレビジョンシステムは、典型的にＦＭ変調を利用
し、ベースバンドビデオ信号は、中間周波フィルタによ
るフィルタ処理後、ＦＭ復調器によって４７９．５ＭＨ
ｚの中間周波信号から容易に得られる。比較的簡単は表
面音響波（ＳＡＷ）装置は、アナログ衛星テレビジョン
受信器における適当なフィルタ処理を提供する。

【０００４】カリフォルニア州のヒューズ社により操作
されるDirecTV （登録商標）のような最新の衛星テレビ
ジョンシステムにおいて、テレビジョン情報はディジタ
ル形式で伝送される。無線周波信号はＫｕ帯域で衛星に
より伝送され、ブロック変換器によりＬ帯域に変換され
る。衛星により伝送された無線周波信号の周波数域は、
アナログ衛星テレビジョンシステムに対する周波数域よ
りも幾分狭いので（例えば、１２．２乃至１２．７ＧＨ
ｚ）、ブロック変換器により生成された無線周波信号の
周波数域はやや狭い（例えば、９５０乃至１４５０ＭＨ
ｚ）。

【０００５】アナログ衛星テレビジョン受信システムの
場合と同様に、選択されたチャンネルに対応する無線周
波信号は、フィルタ処理と復調のため周波数を中間周波
数域まで低下させる必要がある。ディジタル衛星受信器
の場合に、所望の無線周波信号を選択し、望まれない無
線周波信号を排除する通常の中間周波フィルタ処理に加
えて、中間周波フィルタは、帯域幅の制限により生じる
“シンボル間干渉”に起因する復号化誤差を減少させる
ため、所謂“シンボル シェーピング（形成処理）”を
行うことが望ましい。しかし、シンボル シェーピング
機能は、特に、中間周波フィルタが表面音響波装置から
なるとき、アナログ衛星テレビジョン受信器において利
用される４７９．５ＭＨｚの中間周波数のようなかなり
高い中間周波数で容易に行えない。その結果として、か
なり高価な別個のディジタルフィルタが要求される。中
間周波フィルタ処理の前に、かなり高周波（例えば、４
７９．５ＭＨｚ）の第１の中間周波信号を第２のより低
周波（例えば、１００ＭＨｚ未満）の中間周波信号に変
換する第２の変換段を利用してもよい。しかし、第２の
変換段は所望されないコストを受信器に追加する。

【０００６】ディジタル衛星テレビジョン受信器の同調
システムは、既に市販され、従って、比較的低価格の部
品を利用して構成され得ることが望ましい。特に、この
点に関し、同調システムは、局部発振器の周波数を制御
する位相ロックドループ（ＰＬＬ）を組み込む市販の集
積回路（ＩＣ）を利用して構成し得ることが望ましい。
従来の地上放送及びケーブルテレビジョン信号を受信、
処理する通常のテレビジョン受信器用の非常に多数の同
調ＰＬＬ集積回路は、既に広範囲に利用されているの
で、特に、ディジタル衛星テレビジョン受信器の同調シ
ステムは、かかる従来の同調ＰＬＬ集積回路を利用して
構成され得ることが望ましい。

【０００７】シンボルシェーピング能力を備えた表面音
響波フィルタの使用と、地上放送及びケーブル同調シス
テムにおいて通例的に利用されるタイプのＰＬＬ集積回
路の使用とが許されるディジタル衛星テレビジョン受信
器用の単一変換チューナが、上記の米国特許出願明細書
に記載されている。基本的に、上記の二つの望ましい属
性は、（１）ブロック変換器から受信された無線信号の
最高周波数（例えば、１４５０ＭＨｚ）と、従来の地上
放送及びケーブル同調制御ＰＬＬ集積回路を利用する際
に得られる最高局部発振器周波数（例えば、１３００Ｍ
Ｈｚのオーダーに収まる）との間の差のオーダーに収ま
る中間周波中心周波数（例えば、１４０ＭＨｚ）を選択
し、（２）受信された無線周波信号の周波数域よりも高
い方ではなく、低い方の周波数域を伴う局部発振器信号
を利用することにより実現される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記のタイプのディジ
タル衛星受信器用単一変換同調システムは、殆どの動作
条件下で満足できる性能を発揮する。しかし、屋外ユニ
ットのブロック変換器の特性と、ディジタル信号復調処
理の特性と、地上放送及びケーブルＰＬＬ同調制御集積
回路の制限とに起因して、処理された画像が妨げられる
場合のあることが分かった。

【０００９】より詳細に言うと、屋外ユニットのブロッ
ク変換器の変換段は、通常、温度及び年数の変化に対し
安定ではない局部発振器を含む。その結果として、ブロ
ック変換器の局部発振器信号の周波数は変化し、対応し
た屋内ユニットのチューナにより受信される無線周波信
号の搬送信号の周波数の変化を生じさせる。従って、チ
ューナにより生成される中間周波信号の周波数は、その
公称値から変化する。中間周波信号の周波数がその公称
値から大きく変化し過ぎるならば、その中間周波信号上
に変調されたディジタル信号は適当に復調されず、その
ディジタル信号が表わす情報は適当に再現され得ない。
上記の問題を解決するため、屋内ユニットのチューナの
局部発振器の周波数は、中間周波信号の周波数の変化を
補償するため、細かい同調動作の間に変更される。局部
発振器周波数が十分に小さい刻み幅で変化させられるな
らば、ディジタル復調器の動作は、その変化に追従する
ことが可能であり、ディジタル信号は細かい同調動作中
に適当に復調され続ける。しかし、局部発振器信号の周
波数が非常に大きい刻み幅で変えられたとき、ディジタ
ル復調器の動作は、その変化に追従できず、ディジタル
信号は細かい同調動作中に適当に復調されない。残念な
がら、地上放送及びケーブル同調システムにおいて通常
利用されるＰＬＬ集積回路は、典型的に、比較的大きな
刻み幅、例えば、６２．５ｋＨｚのオーダーの変化を局
部発振器周波数に与える。従って、かかる従来の地上同
調制御ＰＬＬ集積回路をディジタル衛星テレビジョン受
信器に使用することにより、ビデオ及びオーディオ応答
の中断が生じる。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の一面によれば、
本発明の好ましい一実施例において、ディジタル衛星テ
レビジョン受信器のチューナは、局部発振器周波数を制
御する従来の地上同調制御ＰＬＬ集積回路を利用する単
一の変換段からなり、上記ＰＬＬ配置が局部発振器信号
の周波数を制御するスピードは、細かい同調モードの間
に低下される。この結果として、ディジタルデータ復調
器は、細かい同調モードの間に中間周波信号の周波数変
化に非常に容易に追従し得るようになり、これにより、
ビデオ及びオーディオ応答の中断の可能性が減少する。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の上記及び他の面
は、添付図面を参照してより詳細に説明される。添付図
面において、同一又は類似の参照名は、同一又は類似の
素子を識別するため使用される。以下、テレビジョン情
報がＭＰＥＧ方式のような所定のディジタル圧縮規格に
従って符号化及び圧縮された形式で伝送されるディジタ
ル衛星テレビジョンシステムに関して本発明の説明を行
う。ＭＰＥＧ方式は、動画像専門家グループ(Motion Pi
ctures Expert Group)により開発された動画像及び関連
したオーディオ情報の符号化表現の国際規格である。カ
リフォルニア州のヒューズ社によって管理されるDirect
TV（登録商標）衛星テレビジョン伝送システムは、上記
のディジタル衛星テレビジョン伝送システムである。

【００１２】送信器において、テレビジョン情報は、デ
ィジタル化され、圧縮され、テレビジョン情報のビデオ
及びオーディオの各部分に対応したデータパケットの系
列又はストリームに構造化される。ディジタルデータ
は、周知のＱＰＳＫ（直交位相シフトキ−イング）とし
て無線搬送波信号上に変調され、無線周波信号は、地球
の軌道にある衛星に伝送され、衛星から地上に再伝送さ
れる。ＱＰＳＫ変調において、２個の直交した位相信号
Ｉ及びＱの位相は、夫々のディジタルデータストリーム
のビットに応答して制御される。例えば、位相は、低い
論理レベル（“０”）に応答して０度（°）に設定さ
れ、位相は、高い論理レベル（“１”）に応答して１８
０°に設定される。位相シフト変調後のＩ及びＱ信号は
合成され、得られた結果が、ＱＰＳＫ変調された無線周
波搬送波信号として伝送される。従って、変調されたＱ
ＰＳＫ搬送波の各サイクルは、４個の論理状態、即ち、
００、０１、１０及び１１の中の一つを指定する。

【００１３】衛星は、典型的に、夫々の変調された無線
周波搬送波を受信し、再送信する多数のトランスポンダ
を含む。従来の地上テレビジョンシステムにおいて、各
無線周波搬送波又は“チャンネル”は、同時に１個のテ
レビジョン番組だけに対する情報を含む。従って、１個
の番組を観るため、対応する無線周波信号だけを選択す
る必要がある。ディジタル衛星テレビジョンシステムの
場合に、変調された各無線周波搬送波は、数個の番組に
対する情報を同時に搬送する。各番組は、番組を識別す
るパケットに付加された固有のヘッダにより区別された
ビデオパケット及びオーディオパケットのグループに対
応する。従って、番組を観るため、対応する無線周波信
号と、対応するパケットの両方を選択する必要がある。

【００１４】図１に示されたディジタル衛星テレビジョ
ン受信器において、衛星（図示しない）により送信され
たビデオ及びオーディオ情報を表わすディジタル信号で
変調された無線周波信号は、パラボラ状アンテナ１によ
り受信される。（例えば、１２．２乃至１２．７ＧＨｚ
のＫｕ周波数域に収まる）比較的高周波の受信無線周波
信号は、無線周波増幅器３−１と、ミキサ３−３と、発
振器３−５とを含むブロック変換器３によって、（例え
ば、９５０乃至１４５０ＭＨｚのＬ帯域に収まる）比較
的低周波の無線周波信号に変換される。増幅器３−１
は、“低ノイズ”増幅器であるので、ブロック変換器３
は、屡々、“低ノイズブロック変換器”を表わす“ＬＮ
Ｂ”のように略記される。アンテナ１及び低ノイズブロ
ック変換器３は、受信システムの所謂“屋外ユニット”
５に収容される。受信器の残りの部分は、所謂“屋内ユ
ニット”７に含まれる。

【００１５】屋内ユニット７は、屋外ユニット５から受
信された複数の無線周波信号の中から所望の番組に対す
るパケットを格納する無線周波信号を選択し、選択され
た無線周波信号を対応する低い方の中間周波（ＩＦ）信
号に変換する同調システム９を含む。以下、同調システ
ム９の構造に関係した本発明を詳細に説明する。屋内ユ
ニット７の残りの部分は、所望の番組に対応したディジ
タルビデオ及びオーディオサンプルのストリームを生成
するため、中間周波信号によりＱＰＳＫ変調形式で搬送
されたディジタル情報を復調、復号化、及び圧縮解除
し、次いで、ディジタルサンプルストリームを、再生又
は記録のため適当なアナログビデオ及びオーディオの各
信号に変換する。より詳細に言うと、ＱＰＳＫ復調器１
１は、送信器において発生させられた位相シフト変調後
のＩ及びＱ信号により表わされたデータに対応するデー
タビットの夫々のストリームを含む２個のパルス信号Ｉ
Ｐ及びＱＰを生成するため、中間周波信号を復調する。
復号器１３は、ＩＰ及びＱＰ信号のビットをデータブロ
ックに構造化し、送信器の送信されたデータに埋め込ま
れた誤差コードに基づいてデータブロック内の伝送誤差
を補正し、伝送されたＭＰＥＧ方式のビデオパケット及
びオーディオパケットを再生成する。ビデオパケット及
びオーディオパケットは、輸送ユニット１５により、デ
ータ処理ユニット１７の夫々のビデオ及びオーディオ部
に供給され、データ処理ユニットにおいて、ビデオパケ
ット及びオーディオパケットは、圧縮解除され、夫々の
アナログ信号に変換される。マイクロプロセッサ１９
は、屋内ユニット１７の種々の部分の動作を制御する。
しかし、本発明が直接関係したマイクロプロセッサ１９
により生成され、受信された制御信号だけが、図１に示
される。

【００１６】上記のディジタル衛星テレビジョン受信器
は、インディアナ州インディアナポリスのトムソン コ
ンシューマ エレクトロニクス社から商業的に入手可能
なＲＣＡ（登録商標）形のＤＳＳ（登録商標）ディジタ
ル衛星システムテレビジョン受信器に類似する。上記の
如く、本発明は同調システム９の構造に関係する。同調
システム９は、低ノイズブロック変換器３によって入力
９０１に供給された無線周波信号を受信する。無線周波
入力信号は、広帯域フィルタ９０３によりフィルタ処理
され、無線周波増幅器９０５により増幅され、調整可能
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９０７によりフィルタ処理
される。調整可能帯域通過フィルタ９０７は、所望の無
線周波信号を選択し、所望されていない無線周波信号を
排除する。得られた無線周波信号はミキサ９０９の第１
の入力に結合される。局部発振器（ＬＯ）９１１により
生成された局部発振器信号は、ミキサ９０９の第２の入
力に結合される。ミキサ９０９の出力は、増幅器９１３
により増幅され、表面音響波装置からなる中間周波フィ
ルタ９１５の入力に結合される。中間周波フィルタ９１
５の出力は同調システム９の出力９１７に結合される。

【００１７】局部発振器９１１の周波数は、位相ロック
ドループ（ＰＬＬ）集積回路（ＩＣ）９２１と、外部周
波数基準水晶９２３と、外部フィルタ回路網９２５とか
らなる位相ロックドループ（ＰＬＬ）配置９１９により
制御される。局部発振器信号の周波数は、マイクロプロ
セッサ１９により発生されたデータに従ってＰＬＬ９１
９により制御される。ＰＬＬ９１９の細部は図２に示さ
れる。

【００１８】図２に示されているように、ＰＬＬ集積回
路９２１は、プログラマブル分周器（÷Ｎ）９２１−３
が後に続く局部発振器信号の周波数を分割する“プリス
ケーラ”分周器９２１−１を含む。ＰＬＬ集積回路は、
増幅器９２１−５を更に有し、増幅器９２１−５は、外
部水晶９２３と共に、基準周波数発振器を構成する。基
準周波数発振器の出力は、基準周波数分周器（÷Ｒ）９
２１−７の入力に結合される。プログラマブル分周器
（÷Ｎ）９２１−３及び基準分周器（÷Ｒ）９２１−７
の出力信号は、位相検波器９２１−９の各入力に結合さ
れる。位相検波器９２１−９の出力信号は、プログラマ
ブル分周器（÷Ｎ）９２１−３の出力に生成された局部
発振器信号の分周された周波数バージョンと、基準分周
器（÷Ｒ）９２１−７の出力に生成された基準信号との
間の周波数差及び位相差を表わす誤差信号である。誤差
信号は、位相検波器９２１−９の入力信号の間の位相差
及び周波数差の向きに依存する相対的に正又は相対的に
負のいずれかの極性と、位相差及び周波数差の大きさに
依存する可変期間とを有するパルスを含む。誤差信号は
増幅器９２１−１１に結合され、増幅器９２１−１１
は、外部フィルタ回路網９２５と共に、局部発振器９１
１用の同調制御電圧を生成するため誤差信号をフィルタ
処理するループフィルタ９２７を構成する。同調制御電
圧は、調整可能帯域通過フィルタ９０７を制御する。以
下に詳細に説明するループフィルタ９２７は、本発明の
一面に従って構成される。

【００１９】動作中に、プログラマブル分周器（÷Ｎ）
９２１−３の出力に生成された局部発振器信号の分周さ
れたバージョンの周波数及び位相が、基準分周器（÷
Ｒ）９２１−７の出力に生成された基準信号の周波数及
び位相と実質的に一致するまで、局部発振器信号の周波
数は同調電圧に応答して制御される。その時点で、位相
ロックドループは“ロックされ”、局部発振器信号の周
波数は、プログラマブル分周器（÷Ｎ）９２１−３のプ
ログラム可能な分周比（Ｎ）で、基準周波数分周器（÷
Ｒ）９２１−７により生成された基準周波数信号の周波
数と比例的な関係がある。プログラム可能な分周比Ｎ
は、無線周波周波数を制御するため、マイクロプロセッ
サ１９によって発生されたデータに応答して制御され
る。

【００２０】コスト的な理由のため、同調システム９は
以下の三つの特徴を有することが望ましい。即ち、
（１）同調システム９には中間周波フィルタ段の前に単
一の変換段しかない。（２）同調システム９は、表面音
響波装置が通常の中間周波フィルタリングと共に、所謂
“ディジタル シンボル シェーピング”のため使用さ
れ得るように十分に低い周波数を中間周波信号に与え
る。（３）同調システム９は、放送及びケーブル受信器
のために従来使用されたＰＬＬ同調制御集積回路を用い
て構成することができる。基本的に上記の目標は、
（１）ブロック変換器から受信された無線周波信号の最
高周波数（例えば、１４５０ＭＨｚ）と、従来の地上放
送及びケーブル同調制御ＰＬＬ集積回路を利用すること
により得られる最高局部発振器周波数（例えば、１３０
０ＭＨｚのオーダーに収まる）との差のオーダー（例え
ば、１４０ＭＨｚ）に収まる中間周波中心周波数を選択
し、（２）受信された無線周波信号の周波数域よりも高
い方ではなく、低い方の周波数域と共に局部発振器周波
数を利用することにより達成される。上記実施例の同調
システムにおいて、中間周波信号の中心周波数は１４０
ＭＨｚである。しかし、上記のガイドラインを利用して
別の中間周波周波数を実現することが可能である。

【００２１】比較的低い、例えば、１４０ＭＨｚのオー
ダーの中間周波中心周波数によって、中間周波フィルタ
部の前に、高価な２重変換チューナではなく単一変換チ
ューナが使用可能になる。更に、通常の中間周波フィル
タ処理と共に、所謂“ディジタル シンボル シェーピ
ング”を提供する表面音響波装置が使用され得る。ディ
ジタル伝送システムにおいて、所謂“ディジタル シン
ボル シェーピング”は、伝送帯域幅の制限に起因する
シンボル間の干渉を低減するため送信器において行われ
る。更に、送信器で行われたディジタルシンボルシェー
ピングを補うため、受信器においてディジタルシンボル
シェーピングを行うことが望ましい。その上、中間フィ
ルタは、別個のディジタルフィルタが必要にならないよ
うに、通常の中間周波フィルタリング機能と共に、シン
ボルシェーピング機能を提供することが望ましい。例え
ば、ディジタルフィルタ技術において“ルート レイズ
ドコサイン(root raised cosine)”として知られる応答
は、ディジタルシンボルシェーピングに適当である。中
間周波表面音響波フィルタ９１５はかかる応答を有す
る。表面音響波フィルタ９１５の振幅対周波数特性は図
１に示されている。表面音響波フィルタ９１５は、１４
０ＭＨｚの中心周波数と、受信された無線周波信号の帯
域場と対応するかなり平坦な約２４ＭＨｚの通過域とを
有する。リチウムタンタレートの基板を利用する上記特
性を備えた表面音響波フィルタは、１９９５年６月６日
にケー ジェー リヒター(K. J. Richter) 、エム エ
ー プゲル(M. A. Pugel) 、及び、ジェー エス スチ
ュワート(J. S. Stewart) により出願され、本願出願人
に譲受された発明の名称“ディジタル衛星受信器のチュ
ーナ用の表面音響波フィルタ”の米国特許出願第０８／
４６７，０９５号明細書に詳細に記載される。

【００２２】更に、１４０ＭＨｚの中間周波中心周波数
と、９５０乃至１４５０ＭＨｚの範囲の無線周波入力周
波数域の場合に、局部発振器周波数域は８１０乃至１３
１０ＭＨｚである。局部発振器信号の８１０乃至１３１
０ＭＨｚの周波数域により、衛星受信器のため特別に設
計されたＰＬＬ同調制御集積回路ではなく、放送及びケ
ーブル受信器に従来より広く使用され、即ち、比較的に
低価格のＰＬＬ同調制御集積回路の方を使用することが
可能になる。かかる放送及びケーブルＰＬＬ同調制御集
積回路は、オランダ国のフィリップスセミコンダクタか
ら商業的に入手可能なＴＳＡ５５１５Ｔ等である。ＴＳ
Ａ５５１５Ｔ及び類似した集積回路を用いて得られる最
大の局部発振器周波数は、１３００ＭＨｚの適切なオー
ダーに収まる。

【００２３】同調システム９の中の上記の部分は、１９
９５年６月６日にエム エー プゲル及びケー ジェー
リヒターにより出願され、本願出願人に譲受された発
明の名称“ディジタル衛星受信器のチューナ”の米国特
許出願第０８／４６７，０９７号明細書の課題である。
本発明は、以下に説明するように、特に、捕捉及び細か
い同調動作の間に局部発振器９１１を制御する装置に関
係する。

【００２４】衛星により送信され、アンテナ１により受
信された無線周波信号の搬送波は、“公称”値を持続す
る非常に安定な周波数を有する。従って、低ノイズブロ
ック３の発振器３−５の周波数が安定であり、かつ、そ
の公称値を維持する限り、屋内ユニット７の同調システ
ム９により受信される無線周波信号の搬送波の周波数
は、その公称値である。残念ながら、発振器３−５の周
波数は、時間及び温度と共に変化する。発振器３−５の
その公称周波数に関する周波数オフセットは、同調シス
テム９により受信された無線周波信号の搬送波周波数の
対応するオフセットを生じさせる。上記の周波数オフセ
ットを補償するため、同調システム９の局部発振器９１
１の周波数は、二つの探索動作中にＱＰＳＫ復調器から
受信された周波数状態情報に応答してマイクロプロセッ
サ１９の制御下で変更される。上記の探索動作を含む同
調システム９のマイクロプロセッサ１９の制御プログラ
ムのフローチャートは、図３に示される。

【００２５】第１の探索は、新しい番組が最初に選択さ
れた後の捕捉モード中に行われる。新しい番組が選択さ
れたとき、マイクロプロセッサ１９は、局部発振器周波
数を、新しい番組に対するトランスポンダの公称無線周
波周波数に対応する公称局部発振器周波数に設定する。
次いで、ＱＰＳＫ復調器１１により発生されたロック信
号ＬＯＣＫの状態が監視される。ロック信号ＬＯＣＫ
は、ＱＰＳＫ復調器１１が中間周波信号により搬送され
たディジタルデータを復調するため正確に動作している
かどうかを示す。例えば、ロック信号ＬＯＣＫは、ＱＰ
ＳＫ復調器１１がディジタルデータを適切に復調してい
ないとき低い論理レベルを有し、ＱＰＳＫ復調器１１が
ディジタルデータを適切に復調しているとき高い論理レ
ベルを有する。局部発振器周波数が選択されたトランス
ポンダに対する公称局部発振器周波数に設定された後、
ロック信号ＬＯＣＫが低い論理レベルを有するならば、
局部発振器９１１の周波数は、ロック信号ＬＯＣＫが高
い論理レベルを有するまで公称局部発振器周波数の周囲
の範囲で変更される。ロック信号ＬＯＣＫの発生は、同
調システム９の安定状態動作モードの開始を示す。

【００２６】安定状態モードの間に、ＱＰＳＫ復調器１
１により発生された周波数信号ＦＲＥＱＵＥＮＣＹは、
中間周波信号の搬送波の周波数が中間周波表面音響波フ
ィルタ９１５の通過域内の中心に置かれているかどう
か、即ち、上記の実施例において、中間周波信号の搬送
波の周波数が公称中間周波中心周波数、例えば、１４０
ＭＨｚであるかどうかを判定するため監視される。中間
周波搬送波の周波数が公称中心周波数の周辺の所定の範
囲の外側に外れたならば、ＱＰＳＫ復調器１１の性能は
低下し、誤差が発生する。周波数信号ＦＲＥＱＵＥＮＣ
Ｙが所定の周波数オフセットを超えていないことを示す
ならば、局部発振器９１１の周波数は、捕捉モードの間
に確定された初期値から左側に変更される。しかし、周
波数信号ＦＲＥＱＵＥＮＣＹが所定の周波数オフセット
が超えたことを示すならば、局部発振器９１１の周波数
は、第２又は“細かい同調”探索モードの間に、状況が
訂正されるまで、変更される。以下に説明するように、
本発明は細かい同調モードの間に発生する問題の解決を
目的としている。

【００２７】地上放送及びＰＬＬ集積回路９２１からな
る同調システム９は、殆どの状況下で非常に満足できる
性能を発揮する。しかし、地上の同調ＰＬＬ集積回路９
２１には、ビデオ及び／又はオーディオ情報の一時的な
損失を生じる制限がある。位相ロックドループにより制
御された局部発振器の最小周波数変化のサイズは、プロ
グラマブル分周器（÷Ｎ）のプログラム可能な分周比
（Ｎ）の最小の可能な増分の値と、ＰＬＬ集積回路９２
１の基準信号の周波数とに関係する。ＴＳＡ５５１５Ｔ
のような地上同調ＰＬＬ集積回路は、局部発振器信号の
周波数を、比較的大きい増加的な周波数の刻み幅、例え
ば、６２．５ｋＨｚで変更させ得る。その結果として、
二つの探索動作中に、中間周波信号の搬送波の周波数
は、同一の比較的大きい刻み幅で変化する。残念なが
ら、ＱＰＳＫ復調器１１は、かかる比較的大きい周波数
の刻み幅に追従できないので、適当な復調動作の中断
と、ビデオ及びオーディオデータの損失とを生じさせる
可能性がある。

【００２８】第１の探索モードが捕捉モード中に発生す
るならば、新しい番組の捕捉処理にある程度の時間が要
することを視聴者は予測しているので、データの損失は
目立たない。しかし、第２又は細かい同調動作が安定状
態モードの間に要求されるならば、現在視聴中の番組の
ビデオ及び／又はオーディオの応答は中断される。本発
明の一面によれば、かかる中断の可能性は、ＰＬＬ配置
９１９の“スルーレート”、即ち、細かい同調動作中に
同調電圧が振幅を変えるレートを低下させることにより
減少する。より詳しく言うと、ループフィルタ９２７の
応答時間は、マイクロプロセッサ１９により発生された
細かい制御信号ＦＩＮＥ ＴＵＮＩＮＧに応じて増加す
る。以下、図４を参照してこの解決法が向けられた問題
を更に詳細に説明する。図４にはＱＰＳＫ復調器１１の
実装のブロック図が示される。

【００２９】図４に示される如く、中間周波表面音響波
９１５により生成された中間周波信号は、ミキサ１１０
１Ｉ及び１１０１Ｑの夫々の第１の入力に結合される。
文字“Ｉ”及び“Ｑ”は、夫々、“同相”及び“直交”
を表わす。かなり安定な周波数発振器１１０３の出力信
号は、ミキサ１１０１Ｉに直接結合され、９０度（９０
°）位相偏移回路網１１０５を介してミキサ１１０１Ｑ
に間接的に結合される。ミキサ１１０１Ｉは、“同
相”、中間周波信号の“近傍”ベースバンド（非常に低
い周波数）バージョン（ＩＡ）を生成し、一方、ミキサ
１１０１Ｑは、“同相”信号（ＩＡ）に対し９０°偏移
させられた“直交”、即ち、中間周波信号のベースバン
ドの近傍のバージョン（ＱＡ）を生成する。文字“Ａ”
は“アナログ”を表わす。

【００３０】同相アナログ信号ＩＡ及び直交アナログ信
号ＱＡは、夫々のアナログ／ディジタル変換器１１０７
Ｉ及び１１０７Ｑに結合される。アナログ／ディジタル
変換器１１０７Ｉ及び１１０７Ｑは、“タイミング再現
ループ”１１０９からクロック信号を受け、ディジタル
サンプルＩＤ及びＱＤの各系列を生成する。文字“Ｄ”
は“ディジタル”を表わす。クロック信号の周波数及び
位相は、ディジタルサンプルの周波数と、アナログ信号
ＩＡ及びＱＡに対するディジタル信号ＩＤ及びＱＤのデ
ィジタルサンプルの位相とを定める。タイミング再現ル
ープ１１０９は、制御された発振器（図示しない）を含
み、そこからＡ／Ｄ変換器１１０７Ｉ及び１１０７Ｑの
クロック信号が得られる。制御された発振器は、ディジ
タル位相ロックドループ（図示しない）により制御され
るので、ディジタルサンプルは、対応するアナログ信号
ＩＡ及びＱＡの振幅レベル、即ち、アナログ信号の最大
及び最小振幅に対応する最大及び最小サンプル値と同期
させられる。換言すると、タイミング再現ループ１１０
９は、Ａ／Ｄ変換器１１０７Ｉ及び１１０７Ｑのサンプ
リング動作を中間周波信号と同期させる。

【００３１】同相ディジタル信号ＩＤ及び直交ディジタ
ル信号ＱＤは、“搬送波再現ループ”１１１１に結合さ
れる。搬送波再現ループ１１１１は、夫々のパルス信号
ＩＰ及びＱＰを形成するため、アナログ信号ＩＡ及びＱ
Ａの位相偏移が表わされたディジタルサンプル信号ＩＤ
及びＱＤを復調する。各パルス信号ＩＰ及びＱＰは、デ
ータビットに対応するパルスの系列を含む。上記データ
ビットは、伝送されたＱＰＳＫ無線周波搬送波の信号Ｉ
及びＱの０°及び１８０°の位相偏移のいずれかに夫々
対応する論理的ロー（“０”）レベル又は論理的ハイ
（“１”）レベルを有する。信号成分ＩＰ及びＱＰは復
号器１３に結合され、復号器１３において種々のデータ
ビットはＭＰＥＧ方式データパケットに形成される。

【００３２】搬送波再現ループ１１１１は、制御された
発振器１１１１−１と、位相検波器１１１１−３と、ル
ープフィルタ１１１１−５とからなるディジタル位相ロ
ックドループ（ＰＬＬ）を含む。位相検波器１１１１−
３は、信号ＩＤ及びＱＤに応答して位相誤差信号を発生
する。制御された発振器１１１１−１の公称周波数及び
公称位相は、中間周波信号の公称周波数及び公称位相、
従って、アナログ信号ＩＡ及びＱＡの公称周波数及び位
相と、対応するディジタルサンプル信号ＩＤ及びＱＤと
に対応する。

【００３３】動作中に、信号ＩＤ及びＱＤにより表わさ
れた信号の位相偏移は、中間周波信号の位相及び周波数
が正確な場合に位相誤差信号から容易に判定される。し
かし、信号ＩＡ及びＱＡの位相及び周波数が正しくない
ならば、検出された位相偏移は０°及び１８０°ではな
く、それらの値から偏移させられる。本質的に、位相誤
差は、所謂データの“配置”内の理想的な２ビットのデ
ータの位置に対し、２ビットの変調されたデータの“位
置”の“チルト”を生じさせる。例えば、選択された無
線周波信号の低ノイズブロックにより生じた周波数オフ
セットに起因した周波数誤差は、時間に関しＱＰＳＫ信
号の２ビットの復調されたデータの位置の所謂“回転”
を生じさせる。図４に示されているように、ＱＰＳＫ変
調のデータ配置は、信号Ｉ及びＱの２個の実現可能な位
相偏移の値により表わされた４個の可能な論理的組合せ
（００，０１，１０及び１１）に対応する４点を有す
る。位相検波器１１１１−３は、データ配置内の理想的
な位置に対する復調されたデータの位置を測定する。デ
ータの回転とチルトを補正するため、制御された発振器
１１１１−１の周波数、従って、位相は、回転が停止
し、チルトが除去されるまで、位相検波器１１１１−３
の出力信号に応答して変えられる。この点で復調された
データは信頼性が高く、ループは“ロックされた”と言
われる。高い論理レベルの信号ＬＯＣＫは、データが高
い信頼性で復調され、復号化が可能であることを示すた
め発生させられる。信号ＬＯＣＫは、位相誤差の変化が
所定の限界よりも低下したとき、位相誤差信号の微係数
を調べることにより発生させられる。上記の如く、捕捉
モードの間に、信号ＬＯＣＫはマイクロプロセッサ１９
により監視され、局部発振器９１１の周波数は、信号Ｌ
ＯＣＫが高い論理レベルを有するまで、マイクロプロセ
ッサ１９により調整される。

【００３４】限界の範囲内で、搬送波再現ループ１１１
１は、中間周波数の周波数、従って、信号ＩＡ及びＱＡ
の周波数が不正確又はオフセットしているときでも、Ｑ
ＰＳＫデータを復調することができる。しかし、周波数
オフセットが非常に大きいならば、中間周波信号の周波
数スペクトルの一部は、表面音響波フィルタ９１５の中
心周波数に対する中間周波信号の偏移に起因して、表面
音響波フィルタ９１５の通過域の外側に逸れる。これに
より、受信器のＳＮ比の劣化が生じる。従って、上記の
如く、マイクロプロセッサ１９は、中間周波信号の周波
数オフセットを知らせるため、搬送波再現ループ１１１
１により発生させられた信号ＦＲＥＱＵＥＮＣＹを監視
する。周波数オフセットが所定の限界を超えたとき、マ
イクロプロセッサ１９は、細かい同調モードの間に周波
数オフセットを減少させるため、局部発振器周波数を調
整することが可能になる。信号ＦＲＥＱＵＥＮＣＹは、
位相検波器１１１１−３により検出された位相誤差を積
分することにより発生される。

【００３５】上記の如く、局部発振器信号の周波数、従
って、中間周波信号の周波数は、比較的大きな周波数の
刻み幅、例えば、６２．５ｋＨｚで変化し、ＱＰＳＫ復
調器１１は、このような比較的大きい周波数の刻み幅を
追従し得ない。その結果として、適当な復調動作の中断
と、ビデオ及びオーディオデータの損失が生じる。ＱＰ
ＳＫ復調器１１が比較的大きい周波数の変化を追従し得
る可能性は、搬送波再現ループ１１１１のループ帯域
幅、より詳しく言うと、ループフィルタ１１１１−５の
応答の関数である。搬送波再現ループ１１１１のループ
帯域幅は、応答時間を短縮するため任意に大きくするべ
きではない。その理由は、増加したループ帯域幅は、受
信器のＳＮ比、即ち、受信器が低レベルの信号を受信す
る能力を劣化させるからである。更に、応答時間を縮小
するためＰＬＬ９１９のループ帯域幅を減少させること
は望ましくない。その理由は、応答時間の短縮により、
新しいトランスポンダの周波数が選択されたとき、過度
に長い捕捉時間が生じるからである。上記の如く、細か
い同調動作中に復調処理の中断の可能性を低下させるた
め、同調制御ＰＬＰ９１９の応答時間は、同調電圧、従
って、局部発振器９１１の周波数が細かい同調動作中に
変更され得るレートを短縮するため、選択的に増加させ
られる。以下、この解決法を説明する。

【００３６】再度、図２、特に、上記の“ループフィル
タ９２７”という名前の回路をを参照するに、ループフ
ィルタ９２７は、ＰＬＬ集積回路９２１内の増幅器９２
１−１１と、外部フィルタ回路網９２５とを含む。外部
フィルタ回路網は、内部増幅器９２１−１１と局部発振
器９１１との間に縦続接続された第１のフィルタ段９２
５−１と、第２の制御可能なフィルタ段９２５−２とを
含む。

【００３７】第１のフィルタ段９２５−１と、ＰＬＬ集
積回路９２１の増幅器９２１−１１は、積分器を形成す
る。より詳細に言うと、第１のフィルタ段９２５−１
は、コモンエミッタ増幅器として設けられたバイポーラ
トランジスタＱ１を含む。トランジスタＱ１のベース
は、集積回路端子を介して増幅器９２１−１１の出力に
接続される。トランジスタＱ１のエミッタは信号接地に
接続される。負荷抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ１のコレ
クタと、電源電圧源（＋ＶＣＣ）との間に接続される。
抵抗Ｒ１と、キャパシタＣ１及びＣ２とを含むフィルタ
部は、積分器を完成するため、集積回路端子を介してト
ランジスタＱ１のコレクタと増幅器９２１−１１との間
の負帰還路に接続される。コモンエミッタ構造のトラン
ジスタＱ１により与えられる信号の反転のため、帰還は
負帰還である。

【００３８】負帰還構造の形で接続された増幅器９２１
−１１と第１のフィルタ段９２５−１とからなる積分器
の使用は、ＰＬＬ回路９１９をタイプIIの位相ロックド
ループを形成する。タイプIIの位相ロックドループは、
プログラマブル周波数分周器（÷Ｎ）９２１−３の出力
に発生された局部発振器信号の分周されたバージョン
と、基準周波数分周器（÷Ｒ）９２１−７の出力に発生
された基準周波数信号との間の位相及び周波数の両方の
差を最小限に抑えるので、局部発振器９１１の位相及び
周波数の両方を安定化させる。

【００３９】第２のフィルタ段９２５−２は、抵抗Ｒ
２、Ｒ４及びＲ５と、キャパシタＣ３及びＣ４とからな
る２重の極、２重の零点のフィルタ部と、電界効果トラ
ンジスタＱ２と比較的小さい値の抵抗Ｒ３とからなる電
気的に制御されたスイッチ部とを含む。トランジスタＱ
２の導通状態は、マイクロプロセッサ１９により発生さ
せられた細かい同調信号ＦＩＮＥ ＴＵＮＥに応答して
制御される。第２のフィルタ部９２５−２は、２重の
極、２重の零点のフィルタ部（Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５、Ｃ３
及びＣ４）を効果的にバイパスするか、或いは、第１の
フィルタ部９２５−１と局部発振器９１１との間に２重
の極、２重の零点のフィルタ部を含むため選択的に制御
される。より詳細に言うと、同調システム９が細かい同
調の動作モードではないとき、信号ＦＩＮＥ ＴＵＮＥ
は低い論理レベルを有し、トランジスタＱ２の導通チャ
ンネルは、低インピーダンス状態、又は、“オン”にさ
れる。その結果として、第２のフィルタ部９２５−２の
要素の抵抗Ｒ２、Ｒ４及びＲ５と、キャパシタＣ４及び
Ｃ５は、“オン”状態のトランジスタＱ２と比較的小さ
い値の抵抗Ｒ３とに起因して効果的にバイパスされる。
細かい同調モードにおいて、信号ＦＩＮＥ ＴＵＮＥ
は、高い論理レベルを有し、トランジスタＱ２の導通チ
ャンネルは、高インピーダンス状態、又は、“オフ”に
される。その結果として、第２のフィルタ部９２５−２
の抵抗Ｒ２、Ｒ４及びＲ５と、キャパシタＣ４及びＣ５
は、第１のフィルタ部９２５−１と局部発振器９１１と
の間の経路に接続される。

【００４０】第２のフィルタ９２５−２のボード式振幅
対周波数特性が図５に特性＃１として示されている。振
幅レベルはデジベル（ｄＢ）で表わされ、周波数軸は対
数目盛である。特性＃１は、２個の“極”Ｐ１及びＰ２
と、２個の“零点”Ｚ１及びＺ２とを有し、極Ｐ１、零
点Ｚ１、零点Ｚ２及び極Ｐ２が順次に周波数が高くなる
順番に現れる。極Ｐ１は抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ４に
起因し、零点Ｚ１は抵抗Ｒ２及びキャパシタＣ３に起因
し、零点Ｚ２は抵抗Ｒ５及びキャパシタＣ４に起因し、
極Ｐは抵抗Ｒ５及びキャパシタＣ３に起因する。

【００４１】ＰＬＬ９１９の全体の一巡応答の２個のボ
ード式振幅対周波数特性が図５に示される。特性＃２
は、同調システム９が細かい同調モードではなく、ルー
プフィルタ９２７が第１のフィルタ段９２５−１だけを
含むとき、即ち、第２のフィルタ段９２５−２の２重の
極、２重の零点のフィルタ部（Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５、Ｃ３
及びＣ４）がバイパスされたときのループ応答である。
特性＃３は、同調システム９が細かい同調モードであ
り、ループフィルタ９２７が縦続接続された第１のフィ
ルタ段９２５−１と、第２のフィルタ段９２５−２の２
重の極、２重の零点のフィルタ部（Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５、
Ｃ３及びＣ４）とを含むときの一巡応答である。特性＃
２は、特性の重なり合いを回避するため特性＃１及び＃
２に関して振幅の点で明確にスケーリングされていな
い。

【００４２】縦続された２段の全体の振幅対周波数特性
は、二つの個別の特性の乗算的な積、或いは、振幅がデ
シベル（ｄＢ）レベルで表わされたときには加算的な積
を生じ、特性＃３は特性＃１と特性＃２の加算的な結合
により得られることに注意する必要がある。特性＃１の
極は、特性＃３の（負方向の）勾配の増加を生じさせ
る。特性＃１の零点は、特性＃３の（負方向の）勾配の
減少を生じさせる。極Ｐ１は全体の一巡利得、即ち、全
体の一巡帯域幅を減少させる。零点Ｚ１及びＺ２が無い
場合に、特性＃３の勾配は、周波数の１ディケード(dec
ade)につき２０ｄＢよりも大きい勾配で０ｄＢの振幅レ
ベルと交差し、ループを不安定にされ、これにより、発
振しがちになる。極Ｐ２は、抵抗Ｒ５及びキャパシタＣ
３を必要とする回路のトポロジーに起因して付随的に生
じる。それにもかかわらず、極Ｐ２は、ＰＬＬ９１９の
基準周波数信号のような帯域の外側の信号の一巡利得を
減少させる（即ち、減衰を増加させる）点で有利であ
る。

【００４３】同調システム９が細かい同調モードではな
いとき（特性＃２）、一巡帯域幅はかなり広いので、Ｐ
ＬＬ９１９の応答は比較的高速であることが図５から分
かる。これに対し、同調システム９が細かい同調モード
であるとき（特性＃３）、一巡帯域幅はかなり狭いの
で、ＰＬＬ９１９の応答はかなり遅い。図２に示された
第２のフィルタ段９２５−２を実現する際に、抵抗Ｒ４
は、以下の理由のため、トランジスタＱ１のコレクタで
第１のフィルタ段９２５−１の出力をキャパシタＣ４か
ら絶縁することが望ましい。キャパシタＣ４は、かなり
大きい容量を有する。抵抗Ｒ４が無い場合（即ち、抵抗
Ｒ４が直接接続により置換された場合）に、同調システ
ムが捕捉モードにあり、かつ、スイッチングトランジス
タが“オン”状態であるとき、キャパシタＣ４と抵抗Ｒ
５の直列接続は、第１のフィルタ段９２５−１の出力と
分路内で直接的に接続される。これは、捕捉時間の所望
されない増加を生じる傾向がある。しかし、比較的大き
い値の抵抗Ｒ４は、第１のフィルタ段９２５−１の出力
をキャパシタＣ４から絶縁させ、これにより、キャパシ
タＣが捕捉時間を著しく増大させることを阻止する。

【００４４】更に、かなり大きい値が与えられたキャパ
シタＣ４に関して、捕捉モードがキャパシタＣ４を捕捉
モード中に発生させられた同調電圧まで充電（又は放
電）させた後、細かい同調動作の開始を許可する前に、
所定の時間の遅延を設けることが望ましい。かかる遅延
は、図３のフローチャートに示されたようにプログラム
制御下のマイクロプロセッサ１９により得られる。

【００４５】捕捉動作を高速化させるべくＰＬＬ９１９
の応答時間を変えるため、図２に示されているように動
的な“スピードアップ”回路９２５−３を第１のフィル
タ段９２５−１に追加することが望ましい。スピードア
ップ回路９２５−３は、プッシュ・プル構造の対抗した
導通タイプのバイポーラトランジスタＱ３及びＱ４と、
抵抗Ｒ７とを含む。共通に接続されたトランジスタＱ３
及びＱ４のベースは、キャパシタＣ１の一方の側に接続
され、共通に接続されたエミッタは、抵抗Ｒ7を介して
キャパシタＣ１のもう一方の側に接続される。トランジ
スタＱ３及びＱ４のコレクタは、逆の極性の夫々の電源
電圧源＋ＶＣＣ及び−ＶＣＣに接続される。

【００４６】外部フィルタ回路網９２５の成分値の一例
は以下の表に示される。

【００４７】

【表１】

【００４８】動作中に、新しいトランスポンダ周波数が
選択されるときのように大きい周波数変化が生じたと
き、大きい誤差信号が発生され、対応する大きい電圧が
抵抗Ｒ１の両端に発生する。変化の極性に依存して、ト
ランジスタＱ３又はＱ４の一方がターンオンし、電流を
“供給”又は“減少”させる。これにより、一巡利得に
有効な増加が生じ（即ち、特性＃２が上方に移動さ
れ）、結果的に捕捉時間の短縮が得られる。ＰＬＬ９１
９が所望の周波数に接近し、かつ、誤差信号が減少する
と共に、“オン”状態のトランジスタはターン“オフ”
される。スピードアップ回路９２５−３と類似したスピ
ードアップ回路は、他のスピードアップ回路と共に、１
９９５年６月２０日にデビッド エム バッドガー(Dav
id M. Badger)により出願され、本願出願人に譲受され
た発明の名称“高速動作制御システム”の米国特許出願
第０８／５０４，８４９号明細書に詳細に記載されてい
る。

【００４９】本発明は、特定の応用の特定の実施例に関
する例により説明されたが、他の応用に適合するよう変
更がなされることは当業者により認められる。例えば、
本発明は衛星受信器用の同調システムにおける用途に限
定されることはなく、局部発振器の刻み幅が搬送波再現
ループの追従能力に対し非常に大きい場合に利用するこ
とが可能である。更に、本発明は、搬送波再現ループが
局部発振器の周波数変化による中間周波信号の周波数変
化に追従し、中間周波信号の適切な復調を維持し得るよ
う、細かい同調モード中の同調制御位相ロックドループ
と搬送波再現ループの相対的な応答時間を選択的に変更
するため、同調制御位相ロックドループの応答時間が細
かい同調モード中に増加される受信器に関し説明されて
いるが、細かい同調モード中に搬送波再現ループの応答
時間を短縮することも可能である。しかし、同調制御位
相ロックドループの応答時間を増加させる方が好ましい
と考えられる。その理由は、上記の如く、搬送波再現ル
ープの応答時間を短縮することは、復調器のＳＮ比性能
の低下によるビデオ及びオーディオ応答の劣化を生じる
からである。更に、本発明は、ＱＰＳＫ変調搬送波を復
調する搬送波再現ループを利用するシステムに関して説
明されたが、本発明は、ＱＡＭ（直交周波数変調）のよ
うな方法でディジタルデータで変調された搬送波を復調
する搬送波再現ループを利用するシステムにも適用され
る。上記及び他の変更は、特許請求の範囲の請求項によ
り定義された本発明の精神の範囲内に含まれることが意
図されている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一面に従って構成された同調システム
を含むディジタル衛星テレビジョン受信器のブロック図
である。

【図２】図１に示された同調システムに使用された位相
ロックドループ同調制御集積回路のブロック図と、本発
明の他の面に従って構成された制御可能な位相ロックド
ループフィルタの回路実装の概略図とを含む図である。

【図３】本発明の他の面による図１に示された同調シス
テム用のマイクロプロセッサ制御プログラムのフローチ
ャートである。

【図４】図１に示された衛星受信器に使用され、本発明
の一面に従って解決された問題を理解するために有用な
ディジタルデータ復調器のブロック図である。

【図５】図２に示された制御可能な位相ロックドループ
フィルタと関係した振幅の周波数応答特性のグラフであ
る。

【符号の説明】

１ アンテナ ３ 低ノイズブロック変換器 ３−１，９０５ 無線周波増幅器 ３−３，９０９，１１０１Ｉ，１１０１Ｑ ミキサ ３−５ 発振器 ５ 屋外ユニット ７ 屋内ユニット ９ 同調システム １１ ＱＰＳＫ復調器 １３ 復号器 １５ 輸送ユニット １７ データ処理ユニット １９ マイクロプロセッサ ９０１ 入力 ９０３ 広帯域フィルタ ９０７ 調整可能帯域通過フィルタ ９１１ 局部発振器 ９１３ 中間周波増幅器 ９１５ 中間周波フィルタ ９１９ 位相ロックドループ配置 ９２１ 位相ロックドループ集積回路 ９２１−１ プリスケーラ分周器 ９２１−３ プログラマブル分周器（÷Ｎ） ９２１−５ 発振器増幅器 ９２１−７ 基準周波数分周器（÷Ｒ） ９２１−９，１１１１−３ 位相検波器 ９２１−１１ 増幅器 ９２３ 外部周波数基準水晶 ９２５ 外部フィルタ回路網 ９２５−１ 第１のフィルタ段 ９２５−２ 第２のフィルタ段 ９２５−３ スピードアップ回路 ９２７ ループフィルタ １１０３ 発振器 １１０５ 位相偏移回路網 １１０７Ｉ，１１０７Ｑ アナログ／ディジタル変換
器 １１０９ タイミング再現ループ １１１１ 搬送波再現ループ １１１１−１ 制御された発振器 １１１１−５ ループフィルタ

フロントページの続き (72)発明者 デーヴィッド マーク バジャー アメリカ合衆国 インディアナ州 イン ディアナポリス コーネリアス・アヴェ ニュー 5255 (72)発明者 ジョン シドニー スチュアート アメリカ合衆国 インディアナ州 イン ディアナポリス ウエスト・セヴンティ ファースト・ストリート 3655 (72)発明者 マイケル アンソニー プゲル アメリカ合衆国 インディアナ州 ノー ブルズヴィル クリーク・ロード 20925 (56)参考文献 特開 平７−283748（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 5/50 H04B 1/16 H03L 7/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の無線周波信号の中の信号上に変調
   されたディジタル信号を処理する装置であって、 上記複数の変調された無線周波信号を受ける無線周波入
   力と、 局部発振器信号を発生する局部発振器を含む第１の閉ル
   ープ手段と、 上記無線周波入力及び上記局部発振器に接続され、上記
   複数の無線周波信号の中の選択された無線周波信号に対
   応するディジタル信号と共に変調された中間周波信号を
   生成するミキサと、 上記中間周波信号の公称周波数に対応する中心周波数を
   有する中間周波フィルタと、 上記中間周波により搬送された上記ディジタル信号を生
   成するため上記中間周波を復調する第２の閉ループ手段
   を含むディジタル信号復調器と、 上記第２の閉ループ手段により発生された上記第２の閉
   ループ手段の動作の状態を示す少なくとも１個の制御信
   号に応答して上記第１の閉ループ手段の動作を制御する
   手段とにより構成され、 上記制御手段は、上記選択された無線周波信号が最初に
   選択されたとき始まり、上記第２の閉ループ手段が上記
   中間周波信号を適切に復調したとき終わる捕捉モード中
   に上記選択された無線周波信号に対応する初期局部発振
   器周波数を確定し、安定状態モード中に上記初期局部発
   振器周波数を維持し、細かい同調モード中に上記公称中
   間周波周波数からの上記中間周波信号の周波数オフセッ
   トを低下させるべく上記初期局部発振器周波数から上記
   局部発振器周波数を変化させるため、上記第１の閉ルー
   プ手段を制御し、 上記制御手段は、上記第２の閉ループ手段が上記局部発
   振器の周波数変化に起因した上記中間周波信号の周波数
   変化に追従し、これにより、上記細かい同調モード中に
   上記中間周波信号の適切な復調を維持するよう上記第１
   の閉ループ手段の応答時間を増加させるため、上記第１
   の閉ループ手段を更に制御する装置。