JPH08251044A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH08251044A JPH08251044A JP5255495A JP5255495A JPH08251044A JP H08251044 A JPH08251044 A JP H08251044A JP 5255495 A JP5255495 A JP 5255495A JP 5255495 A JP5255495 A JP 5255495A JP H08251044 A JPH08251044 A JP H08251044A
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- signal
- circuit
- carrier
- detection circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル変調された信号を、局部発振器の
位相雑音特性と中間周波信号の搬送波対雑音比に応じて
最適に受信できる受信装置を提供する。 【構成】 位相雑音検出回路１３は、中間周波信号の位
相雑音を決定する第１局部発振器３の位相雑音を検出す
る。Ｃ／Ｎ検出回路１１は、中間周波信号の搬送波対雑
音比を検出する。搬送波再生特性制御回路１４は、第１
局部発振器３の位相雑音と搬送波対雑音比とから、復調
されたＩ、Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ
電力量を最小にする可変利得直流増幅器２５の利得を求
め、位相ジッタ電力量が最小となるよう可変利得直流増
幅器２５の利得制御を行なう。 【効果】 受信装置の構成回路や地理的条件などによる
受信条件の異なる場合においても、常に最適な受信が可
能な受信装置が提供できる。
位相雑音特性と中間周波信号の搬送波対雑音比に応じて
最適に受信できる受信装置を提供する。 【構成】 位相雑音検出回路１３は、中間周波信号の位
相雑音を決定する第１局部発振器３の位相雑音を検出す
る。Ｃ／Ｎ検出回路１１は、中間周波信号の搬送波対雑
音比を検出する。搬送波再生特性制御回路１４は、第１
局部発振器３の位相雑音と搬送波対雑音比とから、復調
されたＩ、Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ
電力量を最小にする可変利得直流増幅器２５の利得を求
め、位相ジッタ電力量が最小となるよう可変利得直流増
幅器２５の利得制御を行なう。 【効果】 受信装置の構成回路や地理的条件などによる
受信条件の異なる場合においても、常に最適な受信が可
能な受信装置が提供できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変調信号を受信する受
信装置に関し、特に多値ＱＡＭ（QuadratureAmplitude
Moduration）、多値ＡＳＫ（Amplitude Shift Keyin
g）、多値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調された信
号を受信する受信装置に関する。
信装置に関し、特に多値ＱＡＭ（QuadratureAmplitude
Moduration）、多値ＡＳＫ（Amplitude Shift Keyin
g）、多値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調された信
号を受信する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、テレビジョン放送はＡＭ変調やＦ
Ｍ変調といったアナログの変調方式を用いたアナログ放
送が行なわれてきた。
Ｍ変調といったアナログの変調方式を用いたアナログ放
送が行なわれてきた。
【０００３】しかしながら近年、このようなアナログ放
送に代わり、多チャンネル化やマルチメディア化が可能
である多値ＱＡＭ、多値ＡＳＫ、多値ＰＳＫといったデ
ィジタル変調を用いたディジタル放送が検討されている
（例えば「衛星放送用ディジタル変調方式」亀田他、昭
和６１年２月、ＮＨＫ技研月報）。
送に代わり、多チャンネル化やマルチメディア化が可能
である多値ＱＡＭ、多値ＡＳＫ、多値ＰＳＫといったデ
ィジタル変調を用いたディジタル放送が検討されている
（例えば「衛星放送用ディジタル変調方式」亀田他、昭
和６１年２月、ＮＨＫ技研月報）。
【０００４】図９はＱＰＳＫ信号を受信する従来の受信
装置のブロック図の一例である。図９において、１は受
信アンテナ、２は第１周波数変換回路、３は第１局部発
振器、４はＢＳコンバータ、５は第２周波数変換回路、
６は第２局部発振器、７は可変利得回路、８はＢＳチュ
ーナー、９はバンドパスフィルター、１０はエンベロー
プ検波回路である。１５、１６は乗算器、１７、１８は
ローパスフィルター、１９、２０はＡ／Ｄ変換器、２
１、２２はルートロールオフフィルター、２３は９０°
位相器、２４は電圧制御発振器、２６はローパスフィル
ター、２７はＤ／Ａ変換器、２８、２９、３０は排他的
論理和回路、３１は和回路、３２は差回路、３３は基準
搬送波再生回路、３５はデコーダ、３７は直流増幅器で
ある。
装置のブロック図の一例である。図９において、１は受
信アンテナ、２は第１周波数変換回路、３は第１局部発
振器、４はＢＳコンバータ、５は第２周波数変換回路、
６は第２局部発振器、７は可変利得回路、８はＢＳチュ
ーナー、９はバンドパスフィルター、１０はエンベロー
プ検波回路である。１５、１６は乗算器、１７、１８は
ローパスフィルター、１９、２０はＡ／Ｄ変換器、２
１、２２はルートロールオフフィルター、２３は９０°
位相器、２４は電圧制御発振器、２６はローパスフィル
ター、２７はＤ／Ａ変換器、２８、２９、３０は排他的
論理和回路、３１は和回路、３２は差回路、３３は基準
搬送波再生回路、３５はデコーダ、３７は直流増幅器で
ある。
【０００５】以上の様に構成された受信装置について、
以下その動作について説明する。受信アンテナ１で受信
されたＱＰＳＫ受信信号はＢＳコンバータ４に入力さ
れ、第１周波数変換回路２で第１局部発振器３の出力信
号と混合され、１ＧＨｚ帯〜１２ＧＨｚ帯のＢＳ第１中
間周波信号に周波数変換される。ＢＳ第１中間周波信号
はＢＳチューナー８に入力され、ＢＳチューナー８では
第２周波数変換回路５で第２局部発振器６の出力信号と
混合され、ＢＳ第２中間周波数（例えば、中心周波数４
０３ＭＨｚ、帯域幅２７ＭＨｚ）に変換され、バンドパ
スフィルター９で不要なスペクトラムが除かれた後、乗
算器１５、１６およびエンベロープ検波回路１０に入力
される。エンベロープ検波回路１０は、例えばダイオー
ドと出力端子にコンデンサを接続した整流回路を用いて
検波を行ない、エンベロープの大きさに応じて、可変利
得回路７の利得を調整し、乗算器１５、１６に一定振幅
の中間周波信号を入力する。
以下その動作について説明する。受信アンテナ１で受信
されたＱＰＳＫ受信信号はＢＳコンバータ４に入力さ
れ、第１周波数変換回路２で第１局部発振器３の出力信
号と混合され、１ＧＨｚ帯〜１２ＧＨｚ帯のＢＳ第１中
間周波信号に周波数変換される。ＢＳ第１中間周波信号
はＢＳチューナー８に入力され、ＢＳチューナー８では
第２周波数変換回路５で第２局部発振器６の出力信号と
混合され、ＢＳ第２中間周波数（例えば、中心周波数４
０３ＭＨｚ、帯域幅２７ＭＨｚ）に変換され、バンドパ
スフィルター９で不要なスペクトラムが除かれた後、乗
算器１５、１６およびエンベロープ検波回路１０に入力
される。エンベロープ検波回路１０は、例えばダイオー
ドと出力端子にコンデンサを接続した整流回路を用いて
検波を行ない、エンベロープの大きさに応じて、可変利
得回路７の利得を調整し、乗算器１５、１６に一定振幅
の中間周波信号を入力する。
【０００６】乗算器１５では中間周波信号と直交基準搬
送波信号が、そして乗算器１６では中間周波信号と基準
搬送波信号がそれぞれ乗算され、発生する高周波成分は
それぞれローパスフィルター１７、１８で除去され、そ
の後それぞれがＡ／Ｄ変換器１９、２０に入力され、ル
ートロールオフフィルター２１、２２をそれぞれ通過し
てＩ軸、Ｑ軸の各ベースバンド信号が得られる。ルート
ロールオフフィルター２１、２２は送信側のルートロー
ルオフフィルターと合わせてナイキストの第１基準を満
足し、符号間干渉を避けるためのものである。最後にＩ
軸、Ｑ軸の各ベースバンド信号はデコーダ３５に入力さ
れて、出力データに変換される。
送波信号が、そして乗算器１６では中間周波信号と基準
搬送波信号がそれぞれ乗算され、発生する高周波成分は
それぞれローパスフィルター１７、１８で除去され、そ
の後それぞれがＡ／Ｄ変換器１９、２０に入力され、ル
ートロールオフフィルター２１、２２をそれぞれ通過し
てＩ軸、Ｑ軸の各ベースバンド信号が得られる。ルート
ロールオフフィルター２１、２２は送信側のルートロー
ルオフフィルターと合わせてナイキストの第１基準を満
足し、符号間干渉を避けるためのものである。最後にＩ
軸、Ｑ軸の各ベースバンド信号はデコーダ３５に入力さ
れて、出力データに変換される。
【０００７】次に上記した基準搬送波信号を得る方法を
述べる。「ディジタルマイクロ波通信」（桑原監修；企
画センター）によれば、排他的論理和回路２８の出力に
おいては、変調位相によらず基準搬送波信号と入力信号
の位相ずれに対して直流電圧を発生し、再生した基準搬
送波信号と中間周波信号の位相ずれθに対する排他的論
理和回路２８での直流電圧出力Ｇは、
述べる。「ディジタルマイクロ波通信」（桑原監修；企
画センター）によれば、排他的論理和回路２８の出力に
おいては、変調位相によらず基準搬送波信号と入力信号
の位相ずれに対して直流電圧を発生し、再生した基準搬
送波信号と中間周波信号の位相ずれθに対する排他的論
理和回路２８での直流電圧出力Ｇは、
【０００８】
【数１】
【０００９】と表されることが知られている。ただし、
Ｃは定数である。したがって、乗算器１５、ローパスフ
ィルター１７、Ａ／Ｄ変換器１９、和回路３１、差回路
３２、排他的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換
器２７、ローパスフィルター２６、直流増幅器３７、電
圧制御発振器２４、９０°位相器２３、及び乗算器１
６、ローパスフィルター１８、Ａ／Ｄ変換器２０、和回
路３１、差回路３２、排他的論理和回路２８、２９、３
０、Ｄ／Ａ変換器２７、ローパスフィルター２６、直流
増幅器３７、電圧制御発振器２４、で構成されるループ
は位相同期回路（ＰＬＬ回路）であると考えることがで
き、入力信号と同期した基準搬送波信号を得ることがで
きる。
Ｃは定数である。したがって、乗算器１５、ローパスフ
ィルター１７、Ａ／Ｄ変換器１９、和回路３１、差回路
３２、排他的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換
器２７、ローパスフィルター２６、直流増幅器３７、電
圧制御発振器２４、９０°位相器２３、及び乗算器１
６、ローパスフィルター１８、Ａ／Ｄ変換器２０、和回
路３１、差回路３２、排他的論理和回路２８、２９、３
０、Ｄ／Ａ変換器２７、ローパスフィルター２６、直流
増幅器３７、電圧制御発振器２４、で構成されるループ
は位相同期回路（ＰＬＬ回路）であると考えることがで
き、入力信号と同期した基準搬送波信号を得ることがで
きる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
たようなディジタル受信機においては、受信機に用いる
局部発振器の位相雑音によって受信性能が劣化すること
が報告されている（例えば、「市販ＢＳアンテナＯＤＵ
の位相雑音量の調査」大槻他、１９９３年、電子情報通
信学会春季大会誌）。上記した従来の構成では、第１局
部発振器３や第２局部発振器６の位相雑音特性が悪い場
合には符号誤り率が劣化してしまうという問題点があ
る。
たようなディジタル受信機においては、受信機に用いる
局部発振器の位相雑音によって受信性能が劣化すること
が報告されている（例えば、「市販ＢＳアンテナＯＤＵ
の位相雑音量の調査」大槻他、１９９３年、電子情報通
信学会春季大会誌）。上記した従来の構成では、第１局
部発振器３や第２局部発振器６の位相雑音特性が悪い場
合には符号誤り率が劣化してしまうという問題点があ
る。
【００１１】そこで本発明は、上記従来の問題を解決
し、局部発振器の位相雑音が悪い場合においても、良好
な受信が可能な受信装置を提供することを目的とする。
し、局部発振器の位相雑音が悪い場合においても、良好
な受信が可能な受信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に第１の発明の受信装置は、受信信号を局部発振器の出
力信号と混合し中間周波信号に周波数変換する周波数変
換回路と、前記中間周波信号と基準搬送波信号とを乗じ
てベースバンド信号を得る乗算器と、前記ベースバンド
信号から変調成分を除去して基準搬送波を再生し、その
搬送波再生特性を制御信号により可変可能な基準搬送波
再生回路と、前記中間周波信号の搬送波対雑音電力比を
検出するＣ／Ｎ検出回路と、前記周波数変換に用いる前
記局部発振器の位相雑音を検出する位相雑音検出回路
と、前記Ｃ／Ｎ検出回路の出力信号と前記位相雑音検出
回路の出力信号とから前記ベースバンド信号の位相ジッ
タ量を最小とする前記基準搬送波再生回路のパラメータ
ーを演算し、前記基準搬送波再生回路の特性を変える前
記制御信号を前記基準搬送波再生回路に出力する搬送波
再生特性制御回路とを備えることを特徴とする。
に第１の発明の受信装置は、受信信号を局部発振器の出
力信号と混合し中間周波信号に周波数変換する周波数変
換回路と、前記中間周波信号と基準搬送波信号とを乗じ
てベースバンド信号を得る乗算器と、前記ベースバンド
信号から変調成分を除去して基準搬送波を再生し、その
搬送波再生特性を制御信号により可変可能な基準搬送波
再生回路と、前記中間周波信号の搬送波対雑音電力比を
検出するＣ／Ｎ検出回路と、前記周波数変換に用いる前
記局部発振器の位相雑音を検出する位相雑音検出回路
と、前記Ｃ／Ｎ検出回路の出力信号と前記位相雑音検出
回路の出力信号とから前記ベースバンド信号の位相ジッ
タ量を最小とする前記基準搬送波再生回路のパラメータ
ーを演算し、前記基準搬送波再生回路の特性を変える前
記制御信号を前記基準搬送波再生回路に出力する搬送波
再生特性制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１３】また、第２の発明の受信装置は、受信信号
を局部発振器の出力信号と混合し中間周波信号に周波数
変換する周波数変換回路と、前記中間周波信号と基準搬
送波信号とを乗じてベースバンド信号を得る乗算器と、
前記ベースバンド信号から変調成分を除去して基準搬送
波を再生し、その搬送波再生特性を制御信号により可変
可能な基準搬送波再生回路と、前記中間周波信号の搬送
波対雑音電力比を検出するＣ／Ｎ検出回路と、前記周波
数変換に用いる前記局部発振器の位相雑音から前記Ｃ／
Ｎ検出回路の出力信号と各搬送波からの離調周波数にお
ける位相雑音データとから前記ベースバンド信号の位相
ジッタ量を最小とする前記基準搬送波再生回路のパラメ
ーターを演算し、前記基準搬送波再生回路の特性を変え
る前記制御信号を前記基準搬送波再生回路に出力する搬
送波再生特性制御回路とを備えることを特徴とする。
を局部発振器の出力信号と混合し中間周波信号に周波数
変換する周波数変換回路と、前記中間周波信号と基準搬
送波信号とを乗じてベースバンド信号を得る乗算器と、
前記ベースバンド信号から変調成分を除去して基準搬送
波を再生し、その搬送波再生特性を制御信号により可変
可能な基準搬送波再生回路と、前記中間周波信号の搬送
波対雑音電力比を検出するＣ／Ｎ検出回路と、前記周波
数変換に用いる前記局部発振器の位相雑音から前記Ｃ／
Ｎ検出回路の出力信号と各搬送波からの離調周波数にお
ける位相雑音データとから前記ベースバンド信号の位相
ジッタ量を最小とする前記基準搬送波再生回路のパラメ
ーターを演算し、前記基準搬送波再生回路の特性を変え
る前記制御信号を前記基準搬送波再生回路に出力する搬
送波再生特性制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１４】上記した第１および第２の発明の受信装置
において、Ｃ／Ｎ検出回路は、中間周波信号の存在する
周波数帯域である中間周波帯域を通過帯域とするバンド
パスフィルターの出力を入力して検波し、中間周波帯域
における搬送波電力の大きさに応じた直流電圧を利得制
御信号として出力する第１エンベロープ検波回路と、前
記バンドパスフィルターに接続され、かつ前記バンドパ
スフィルターとは異なる通過帯域を持つ第２バンドパス
フィルターと、前記第２バンドパスフィルターの出力を
検波し雑音電力の大きさに応じた直流電圧を出力する第
２エンベロープ検波回路と、前記第１エンベロープ検波
回路の出力と前記第２エンベロープ検波回路の出力とか
ら搬送波対雑音電力比を演算するＣ／Ｎ演算回路とを備
えて構成することができる。
において、Ｃ／Ｎ検出回路は、中間周波信号の存在する
周波数帯域である中間周波帯域を通過帯域とするバンド
パスフィルターの出力を入力して検波し、中間周波帯域
における搬送波電力の大きさに応じた直流電圧を利得制
御信号として出力する第１エンベロープ検波回路と、前
記バンドパスフィルターに接続され、かつ前記バンドパ
スフィルターとは異なる通過帯域を持つ第２バンドパス
フィルターと、前記第２バンドパスフィルターの出力を
検波し雑音電力の大きさに応じた直流電圧を出力する第
２エンベロープ検波回路と、前記第１エンベロープ検波
回路の出力と前記第２エンベロープ検波回路の出力とか
ら搬送波対雑音電力比を演算するＣ／Ｎ演算回路とを備
えて構成することができる。
【００１５】
【作用】本発明によれば、上記の構成により、ベースバ
ンド信号の位相ジッタ電力量を最小にするため、局部発
振器の位相雑音の大きい場合でも、ディジタル変調され
た信号を良好に受信することが可能になる。
ンド信号の位相ジッタ電力量を最小にするため、局部発
振器の位相雑音の大きい場合でも、ディジタル変調され
た信号を良好に受信することが可能になる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の第１の実施例について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
【００１７】図１は本発明の第１の実施例における受信
装置のブロック図、図２は局部発振器の位相雑音スペク
トラムの例を示す図、図３は異なる２つの局部発振器の
位相雑音に対する可変利得直流増幅器２５の利得とＩ、
Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量の関
係を表す図、図４は異なる２つのＣ／Ｎ比に対する可変
利得直流増幅器２５の利得とＩ、Ｑ各ベースバンド信号
に含まれる位相ジッタ電力量の関係を表す図である。
装置のブロック図、図２は局部発振器の位相雑音スペク
トラムの例を示す図、図３は異なる２つの局部発振器の
位相雑音に対する可変利得直流増幅器２５の利得とＩ、
Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量の関
係を表す図、図４は異なる２つのＣ／Ｎ比に対する可変
利得直流増幅器２５の利得とＩ、Ｑ各ベースバンド信号
に含まれる位相ジッタ電力量の関係を表す図である。
【００１８】図１において、１は受信アンテナ、２は第
１周波数変換回路、３は第１局部発振器、４はＢＳコン
バータ、５は第２周波数変換回路、６は第２局部発振
器、７は可変利得回路、８はＢＳチューナー、９はバン
ドパスフィルター、１０はエンベロープ検波回路、１１
はＣ／Ｎ演算回路、１２はＣ／Ｎ検出回路、１３は位相
雑音検出回路、１４は搬送波再生特性制御回路、１５、
１６は乗算器、１７、１８はローパスフィルター、１
９、２０はＡ／Ｄ変換器、２１、２２はルートロールオ
フフィルター、２３は９０°位相器、２４は電圧制御発
振器、２５は可変利得直流増幅器、２６はローパスフィ
ルター、２７はＤ／Ａ変換器、２８、２９、３０は排他
的論理和回路、３１は和回路、３２は差回路、３３は基
準搬送波再生回路、３４はＤ／Ａ変換器、３５はデコー
ダである。
１周波数変換回路、３は第１局部発振器、４はＢＳコン
バータ、５は第２周波数変換回路、６は第２局部発振
器、７は可変利得回路、８はＢＳチューナー、９はバン
ドパスフィルター、１０はエンベロープ検波回路、１１
はＣ／Ｎ演算回路、１２はＣ／Ｎ検出回路、１３は位相
雑音検出回路、１４は搬送波再生特性制御回路、１５、
１６は乗算器、１７、１８はローパスフィルター、１
９、２０はＡ／Ｄ変換器、２１、２２はルートロールオ
フフィルター、２３は９０°位相器、２４は電圧制御発
振器、２５は可変利得直流増幅器、２６はローパスフィ
ルター、２７はＤ／Ａ変換器、２８、２９、３０は排他
的論理和回路、３１は和回路、３２は差回路、３３は基
準搬送波再生回路、３４はＤ／Ａ変換器、３５はデコー
ダである。
【００１９】なお、図１において、図９に示した従来の
受信装置のブロック図と同じ符号を付したブロックは同
様の動作をするので説明を略する。
受信装置のブロック図と同じ符号を付したブロックは同
様の動作をするので説明を略する。
【００２０】受信信号の位相雑音が十分に小さい時、中
間周波信号の位相雑音は第１局部発振器３と第２局部発
振器６の位相雑音で決定され、特に第１局部発振周波数
は例えばＢＳアンテナの場合には１０．６７８ＧＨｚと
高いので位相雑音が大きく、ほぼ第１局部発振信号の位
相雑音Ｓ（ｆｍ）となる。ここでｆｍは搬送波からの離
調周波数である。第１局部発振器３の位相雑音の特性は
図２のようになることが報告されている。
間周波信号の位相雑音は第１局部発振器３と第２局部発
振器６の位相雑音で決定され、特に第１局部発振周波数
は例えばＢＳアンテナの場合には１０．６７８ＧＨｚと
高いので位相雑音が大きく、ほぼ第１局部発振信号の位
相雑音Ｓ（ｆｍ）となる。ここでｆｍは搬送波からの離
調周波数である。第１局部発振器３の位相雑音の特性は
図２のようになることが報告されている。
【００２１】図２において、（ａ）は位相雑音が小さい
第１局部発振器の位相雑音特性であり、（ｂ）は位相雑
音が大きい第１局部発振器の位相雑音特性である（「市
販ＢＳアンテナＯＤＵの位相雑音量の調査」大槻他、１
９９３年、電子情報通信学会春季大会誌）。
第１局部発振器の位相雑音特性であり、（ｂ）は位相雑
音が大きい第１局部発振器の位相雑音特性である（「市
販ＢＳアンテナＯＤＵの位相雑音量の調査」大槻他、１
９９３年、電子情報通信学会春季大会誌）。
【００２２】そこで、第１局部発振信号の位相雑音を検
出するために、第１局部発振器３の出力に位相雑音検出
回路１３を接続する。位相雑音検出回路１３において、
入力された第１局部発振信号は位相検波が行なわれ、搬
送波からの各離調周波数ｆｍにおける位相雑音Ｓ（ｆ
ｍ）の連続値で検出され、その後Ａ／Ｄ変換されて離散
Ｓ（ｆｍ）信号として出力される。このような事項は例
えば「標準信号発生器とモジュレーション・アナライ
ザ」；平田著、横河ヒューレット・パッカード株式会社
にも記載されている。ここで、離調周波数が小さい場
合はＡＭ雑音に比べ位相雑音が大きいので、各離調周波
数でのスペクトラムを測定することによっても得られ
る。
出するために、第１局部発振器３の出力に位相雑音検出
回路１３を接続する。位相雑音検出回路１３において、
入力された第１局部発振信号は位相検波が行なわれ、搬
送波からの各離調周波数ｆｍにおける位相雑音Ｓ（ｆ
ｍ）の連続値で検出され、その後Ａ／Ｄ変換されて離散
Ｓ（ｆｍ）信号として出力される。このような事項は例
えば「標準信号発生器とモジュレーション・アナライ
ザ」；平田著、横河ヒューレット・パッカード株式会社
にも記載されている。ここで、離調周波数が小さい場
合はＡＭ雑音に比べ位相雑音が大きいので、各離調周波
数でのスペクトラムを測定することによっても得られ
る。
【００２３】次に、乗算器１５、１６に入力される信号
の搬送波対雑音電力比（Ｃ／Ｎ比）は、第１周波数変換
回路２の入力レベルをＣｏ、ボルツマン定数をＫ、絶対
温度をＴ、受信信号帯域幅をＢ、ＢＳコンバータ４、Ｂ
Ｓチューナー８の従属接続した雑音指数をＦとすると、
の搬送波対雑音電力比（Ｃ／Ｎ比）は、第１周波数変換
回路２の入力レベルをＣｏ、ボルツマン定数をＫ、絶対
温度をＴ、受信信号帯域幅をＢ、ＢＳコンバータ４、Ｂ
Ｓチューナー８の従属接続した雑音指数をＦとすると、
【００２４】
【数２】
【００２５】となり、１Ｈｚ当たりのＣ／Ｎ比は、
【００２６】
【数３】
【００２７】となる。以下、搬送波対雑音電力比をＣ／
Ｎ比と略記する。次に、中間周波信号のＣ／Ｎ比を検出
するためにＢＳチューナー８の出力にＣ／Ｎ検出回路１
２を接続する。Ｃ／Ｎ検出回路１２ではＣｏをエンベロ
ープ検波回路１０で検出し、その出力をＣ／Ｎ演算回路
１１で上記の（数３）を用いることにより演算し、Ｃ／
Ｎｏを表す離散Ｃ／Ｎ信号として出力される。ただし、
Ｋ、Ｔ、Ｆの値は内部に有するものとする。
Ｎ比と略記する。次に、中間周波信号のＣ／Ｎ比を検出
するためにＢＳチューナー８の出力にＣ／Ｎ検出回路１
２を接続する。Ｃ／Ｎ検出回路１２ではＣｏをエンベロ
ープ検波回路１０で検出し、その出力をＣ／Ｎ演算回路
１１で上記の（数３）を用いることにより演算し、Ｃ／
Ｎｏを表す離散Ｃ／Ｎ信号として出力される。ただし、
Ｋ、Ｔ、Ｆの値は内部に有するものとする。
【００２８】搬送波再生特性制御回路１４では、離散Ｓ
（ｆｍ）信号と離散Ｃ／Ｎ信号とから基準搬送波再生回
路３３のループゲインを、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の
位相ジッタ電力量を最小とするよう制御するループゲイ
ン制御信号を出力する。ループゲイン制御信号はＤ／Ａ
変換器３４でＤ／Ａ変換され、可変利得直流増幅器２５
の利得を調整する制御信号となる。
（ｆｍ）信号と離散Ｃ／Ｎ信号とから基準搬送波再生回
路３３のループゲインを、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の
位相ジッタ電力量を最小とするよう制御するループゲイ
ン制御信号を出力する。ループゲイン制御信号はＤ／Ａ
変換器３４でＤ／Ａ変換され、可変利得直流増幅器２５
の利得を調整する制御信号となる。
【００２９】以下、搬送波再生特性制御回路１４でのル
ープゲイン制御信号の生成方法について述べる。
ープゲイン制御信号の生成方法について述べる。
【００３０】今、乗算器１５、ローパスフィルター１
７、Ａ／Ｄ変換器１９、和回路３１、差回路３２、排他
的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換器２７、ロ
ーパスフィルター２６、電圧制御発振器２４、９０°位
相器２３、及び、乗算器１６、ローパスフィルター１
８、Ａ／Ｄ変換器２０、和回路３１、差回路３２、排他
的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換器２７、ロ
ーパスフィルター２６、電圧制御発振器２４、で構成さ
れる基準搬送波再生回路３３の閉ループ伝達関数をそれ
ぞれＨ（ｓ）とすると、位相同期ループの性質からＩ、
Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量σ2
は、
７、Ａ／Ｄ変換器１９、和回路３１、差回路３２、排他
的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換器２７、ロ
ーパスフィルター２６、電圧制御発振器２４、９０°位
相器２３、及び、乗算器１６、ローパスフィルター１
８、Ａ／Ｄ変換器２０、和回路３１、差回路３２、排他
的論理和回路２８、２９、３０、Ｄ／Ａ変換器２７、ロ
ーパスフィルター２６、電圧制御発振器２４、で構成さ
れる基準搬送波再生回路３３の閉ループ伝達関数をそれ
ぞれＨ（ｓ）とすると、位相同期ループの性質からＩ、
Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量σ2
は、
【００３１】
【数４】
【００３２】で表される。そしてこの（数４）が大きい
ほど、出力データのビットエラーレートの劣化が大きく
なる。図３の（ａ）は図２の（ａ）の場合の可変利得直
流増幅器２５の利得Ｋに対する位相ジッタ電力量（（数
４）で表わされるもの）を示している。図３の（ｂ）は
図２の（ｂ）の場合の可変利得直流増幅器２５の利得Ｋ
に対する位相ジッタ電力量（（数４）で表されるもの）
を示している。そして図３の（ａ）の場合はＫ＝５．６
の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッ
タ電力量が最小となり、劣化が最小となる。図４の
（ｂ）の場合はＫ＝８．４の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバン
ド信号の位相ジッタ電力量は最小となり、劣化が最小と
なる。
ほど、出力データのビットエラーレートの劣化が大きく
なる。図３の（ａ）は図２の（ａ）の場合の可変利得直
流増幅器２５の利得Ｋに対する位相ジッタ電力量（（数
４）で表わされるもの）を示している。図３の（ｂ）は
図２の（ｂ）の場合の可変利得直流増幅器２５の利得Ｋ
に対する位相ジッタ電力量（（数４）で表されるもの）
を示している。そして図３の（ａ）の場合はＫ＝５．６
の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号に含まれる位相ジッ
タ電力量が最小となり、劣化が最小となる。図４の
（ｂ）の場合はＫ＝８．４の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバン
ド信号の位相ジッタ電力量は最小となり、劣化が最小と
なる。
【００３３】次に、図４は、第１局部発振器３の位相雑
音特性が図２の（ａ）の場合の異なる２つのＣ／Ｎ比に
対する、可変利得直流増幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各
ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量（（数
４）で表されるもの）の関係を示す図である。Ｓ（ｆ
ｍ）が図２の（ａ）の場合、（数４）は可変利得直流増
幅器２５の利得Ｋに応じてＮｏ／Ｃが小さい時は図４の
（ｃ）となり、Ｎｏ／Ｃが大きい時は図４の（ｄ）とな
る。そして、図４の（ｃ）の場合はＫ＝５．６の時に
Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の位相ジッタ電力量は最小に
なり、劣化は最小となる。図４の（ｄ）の場合はＫ＝
４．２の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の位相ジッタ
電力量は最小になり、劣化は最小となる。
音特性が図２の（ａ）の場合の異なる２つのＣ／Ｎ比に
対する、可変利得直流増幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各
ベースバンド信号に含まれる位相ジッタ電力量（（数
４）で表されるもの）の関係を示す図である。Ｓ（ｆ
ｍ）が図２の（ａ）の場合、（数４）は可変利得直流増
幅器２５の利得Ｋに応じてＮｏ／Ｃが小さい時は図４の
（ｃ）となり、Ｎｏ／Ｃが大きい時は図４の（ｄ）とな
る。そして、図４の（ｃ）の場合はＫ＝５．６の時に
Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の位相ジッタ電力量は最小に
なり、劣化は最小となる。図４の（ｄ）の場合はＫ＝
４．２の時に、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号の位相ジッタ
電力量は最小になり、劣化は最小となる。
【００３４】したがって、各Ｃ／Ｎ比と各Ｓ（ｆｍ）値
によって最小となるＫの値は一意に定まる。この演算を
搬送波再生特性制御回路１４で行ない、Ｋの値を変える
ことにより、（数４）を最小にすることができ、Ｓ（ｆ
ｍ）とＣ／Ｎ比に対して最適な受信が可能である。
によって最小となるＫの値は一意に定まる。この演算を
搬送波再生特性制御回路１４で行ない、Ｋの値を変える
ことにより、（数４）を最小にすることができ、Ｓ（ｆ
ｍ）とＣ／Ｎ比に対して最適な受信が可能である。
【００３５】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図５は本発明の第２の実施例における受信装置の
ブロック図である。図５において、３６は位相雑音デー
タである。図５において、図１、図９に示した図と同じ
符号を付したブロックは同様の動作をするので説明を略
する。
する。図５は本発明の第２の実施例における受信装置の
ブロック図である。図５において、３６は位相雑音デー
タである。図５において、図１、図９に示した図と同じ
符号を付したブロックは同様の動作をするので説明を略
する。
【００３６】第１の実施例においては、Ｓ（ｆｍ）は常
時検出していたが、実際には例えば衛星放送の場合のよ
うに第１局部発振周波数は固定であり、第２局部発振周
波数は中間周波信号周波数を一定に保つため、受信装置
に入力される有限の選局信号数だけ存在すればよく、第
１局部発振器３の位相雑音は有限の状態しか存在しな
い。そこで図５においては、位相雑音データ３６を第２
局部発振器６の入力と並列に接続し、選曲信号を入力と
して各選局信号の状態に対応する離散Ｓ（ｆｍ）信号を
搬送波再生特性制御回路１４に出力する。これにより、
位相雑音の状態が有限の数しか存在しない場合、第１の
実施例と同様の受信が可能となる。
時検出していたが、実際には例えば衛星放送の場合のよ
うに第１局部発振周波数は固定であり、第２局部発振周
波数は中間周波信号周波数を一定に保つため、受信装置
に入力される有限の選局信号数だけ存在すればよく、第
１局部発振器３の位相雑音は有限の状態しか存在しな
い。そこで図５においては、位相雑音データ３６を第２
局部発振器６の入力と並列に接続し、選曲信号を入力と
して各選局信号の状態に対応する離散Ｓ（ｆｍ）信号を
搬送波再生特性制御回路１４に出力する。これにより、
位相雑音の状態が有限の数しか存在しない場合、第１の
実施例と同様の受信が可能となる。
【００３７】以下、本発明の第３の実施例について説明
する。図６は本発明の第３の実施例における受信装置の
ブロック図、図７は本発明の第３、第４の実施例におけ
る受信装置の説明図である。図６において、３７は第１
エンベロープ検波回路、３８は第２バンドパスフィルタ
ー、３９は第２エンベロープ検波回路である。
する。図６は本発明の第３の実施例における受信装置の
ブロック図、図７は本発明の第３、第４の実施例におけ
る受信装置の説明図である。図６において、３７は第１
エンベロープ検波回路、３８は第２バンドパスフィルタ
ー、３９は第２エンベロープ検波回路である。
【００３８】図６において、図１、図９に示した図と同
じ符号を付したブロックは同様の動作をするので説明を
略する。
じ符号を付したブロックは同様の動作をするので説明を
略する。
【００３９】Ｃ／Ｎ検出回路１２においては、以下の検
出を行なう。図７において、（ａ）は中間周波信号の電
力スペクトラム、（ｂ）はバンドパスフィルター９の通
過帯域特性図、（ｃ）は第２バンドパスフィルターの通
過帯域特性図である。図７（ａ）の信号は、図７（ｂ）
の特性を有するフィルタを通過しており、信号電力と共
に雑音電力の一部を有している。第１エンベロープ検波
回路３７は、図７（ａ）の信号を入力して検波してＣ／
Ｎ演算回路１１に出力し、また搬送波電力の大きさに応
じた直流電圧を利得制御信号として可変利得回路７にも
出力する。一方、図７（ｃ）の特性を有するフィルタ３
８は図７（ａ）の信号を入力し、雑音電力だけを有する
信号を出力し、これを第２エンベロープ検波回路３９が
検波してＣ／Ｎ演算回路１１に出力する。Ｃ／Ｎ演算回
路１１は、信号電力、雑音電力共に有する検波された信
号と、雑音電力だけを有する検波された信号で演算を行
ない、離散Ｃ／Ｎ信号を搬送波再生特性制御回路１４に
出力する。
出を行なう。図７において、（ａ）は中間周波信号の電
力スペクトラム、（ｂ）はバンドパスフィルター９の通
過帯域特性図、（ｃ）は第２バンドパスフィルターの通
過帯域特性図である。図７（ａ）の信号は、図７（ｂ）
の特性を有するフィルタを通過しており、信号電力と共
に雑音電力の一部を有している。第１エンベロープ検波
回路３７は、図７（ａ）の信号を入力して検波してＣ／
Ｎ演算回路１１に出力し、また搬送波電力の大きさに応
じた直流電圧を利得制御信号として可変利得回路７にも
出力する。一方、図７（ｃ）の特性を有するフィルタ３
８は図７（ａ）の信号を入力し、雑音電力だけを有する
信号を出力し、これを第２エンベロープ検波回路３９が
検波してＣ／Ｎ演算回路１１に出力する。Ｃ／Ｎ演算回
路１１は、信号電力、雑音電力共に有する検波された信
号と、雑音電力だけを有する検波された信号で演算を行
ない、離散Ｃ／Ｎ信号を搬送波再生特性制御回路１４に
出力する。
【００４０】最後に、本発明の第４の実施例について説
明する。図８は本発明の第４の実施例における受信装置
のブロック図である。図８において、すべてのブロック
は図１、図５、図６、図９に示した図と同じ符号が付さ
れており、同様の動作をするので説明を略する。
明する。図８は本発明の第４の実施例における受信装置
のブロック図である。図８において、すべてのブロック
は図１、図５、図６、図９に示した図と同じ符号が付さ
れており、同様の動作をするので説明を略する。
【００４１】本実施例の構成においても、上記した第１
〜第３の実施例と同様の効果を発揮する。
〜第３の実施例と同様の効果を発揮する。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信装置
によれば、ディジタル変調された信号の受信において、
局部発振器の位相雑音特性や中間周波信号の搬送波対雑
音比に応じて、基準搬送波再生回路の利得を変えること
により、受信装置からの出力データの位相ジッタ電力量
を最小とし、劣化を最小とすることができる。これによ
り、受信装置の構成回路や地理的条件などによる受信条
件の異なる場合においても、常に最適な受信が可能な受
信装置が提供できる。
によれば、ディジタル変調された信号の受信において、
局部発振器の位相雑音特性や中間周波信号の搬送波対雑
音比に応じて、基準搬送波再生回路の利得を変えること
により、受信装置からの出力データの位相ジッタ電力量
を最小とし、劣化を最小とすることができる。これによ
り、受信装置の構成回路や地理的条件などによる受信条
件の異なる場合においても、常に最適な受信が可能な受
信装置が提供できる。
【図１】本発明の第１の実施例における受信装置のブロ
ック図
ック図
【図２】パラボラアンテナ内の局部発振器の位相雑音の
特性図
特性図
【図３】異なる２つの局部発振器の位相雑音に対する可
変利得直流増幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各ベースバン
ド信号に含まれる位相ジッタ電力量の関係を表す図
変利得直流増幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各ベースバン
ド信号に含まれる位相ジッタ電力量の関係を表す図
【図４】異なる２つのＣ／Ｎ比に対する可変利得直流増
幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号に含ま
れる位相ジッタ電力量の関係を表す図
幅器２５の利得Ｋと、Ｉ、Ｑ各ベースバンド信号に含ま
れる位相ジッタ電力量の関係を表す図
【図５】本発明の第２の実施例における受信装置のブロ
ック図
ック図
【図６】本発明の第３の実施例における受信装置のブロ
ック図
ック図
【図７】本発明の第３、第４の実施例における受信装置
の説明図
の説明図
【図８】本発明の第４の実施例における受信装置のブロ
ック図
ック図
【図９】従来例における受信装置のブロック図
１ 受信アンテナ ２ 第１周波数変換回路 ３ 第１局部発振器 ４ ＢＳコンバータ ５ 第２周波数変換回路 ６ 第２局部発振器 ７ 可変利得回路 ８ ＢＳチューナー ９ バンドパスフィルター １０ エンベロープ検波回路 １１ Ｃ／Ｎ演算回路 １２ Ｃ／Ｎ検出回路 １３ 位相雑音検出回路 １４ 搬送波再生特性制御回路 １５、１６ 乗算器 １７、１８ ローパスフィルター １９、２０ Ａ／Ｄ変換器 ２１、２２ ルートロールオフフィルター ２３ ９０°位相器 ２４ 電圧制御発振器 ２５ 可変利得直流増幅器 ２６ ローパスフィルター ２７ Ｄ／Ａ変換器 ２８、２９、３０ 排他的論理和回路 ３１ 和回路 ３２ 差回路 ３３ 基準搬送波再生回路 ３４ Ｄ／Ａ変換器 ３５ デコーダ ３６ 位相雑音データ ３７ 第１エンベロープ検波回路 ３８ 第２バンドパスフィルター ３９ 第２エンベロープ検波回路
Claims (4)
- 【請求項１】受信信号を局部発振器の出力信号と混合し
中間周波信号に周波数変換する周波数変換回路と、前記
中間周波信号と基準搬送波信号とを乗じてベースバンド
信号を得る乗算器と、前記ベースバンド信号から変調成
分を除去して基準搬送波を再生し、その搬送波再生特性
を制御信号により可変可能な基準搬送波再生回路と、前
記中間周波信号の搬送波対雑音電力比を検出するＣ／Ｎ
検出回路と、前記周波数変換に用いる前記局部発振器の
位相雑音を検出する位相雑音検出回路と、前記Ｃ／Ｎ検
出回路の出力信号と前記位相雑音検出回路の出力信号と
から前記ベースバンド信号の位相ジッタ量を最小とする
前記基準搬送波再生回路のパラメーターを演算し、前記
基準搬送波再生回路の特性を変える前記制御信号を前記
基準搬送波再生回路に出力する搬送波再生特性制御回路
とを備えることを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】受信信号を局部発振器の出力信号と混合し
中間周波信号に周波数変換する周波数変換回路と、前記
中間周波信号と基準搬送波信号とを乗じてベースバンド
信号を得る乗算器と、前記ベースバンド信号から変調成
分を除去して基準搬送波を再生し、その搬送波再生特性
を制御信号により可変可能な基準搬送波再生回路と、前
記中間周波信号の搬送波対雑音電力比を検出するＣ／Ｎ
検出回路と、前記周波数変換に用いる前記局部発振器の
位相雑音から前記Ｃ／Ｎ検出回路の出力信号と各搬送波
からの離調周波数における位相雑音データとから前記ベ
ースバンド信号の位相ジッタ量を最小とする前記基準搬
送波再生回路のパラメーターを演算し、前記基準搬送波
再生回路の特性を変える前記制御信号を前記基準搬送波
再生回路に出力する搬送波再生特性制御回路とを備える
ことを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】Ｃ／Ｎ検出回路は、中間周波信号の存在す
る周波数帯域である中間周波帯域を通過帯域とするバン
ドパスフィルターの出力を入力して検波し、中間周波帯
域における搬送波電力の大きさに応じた直流電圧を利得
制御信号として出力する第１エンベロープ検波回路と、
前記バンドパスフィルターに接続され、かつ前記バンド
パスフィルターとは異なる通過帯域を持つ第２バンドパ
スフィルターと、前記第２バンドパスフィルターの出力
を検波し雑音電力の大きさに応じた直流電圧を出力する
第２エンベロープ検波回路と、前記第１エンベロープ検
波回路の出力と前記第２エンベロープ検波回路の出力と
から搬送波対雑音電力比を演算するＣ／Ｎ演算回路とを
備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。 - 【請求項４】Ｃ／Ｎ検出回路は、中間周波信号の存在す
る周波数帯域である中間周波帯域を通過帯域とするバン
ドパスフィルターの出力を入力して検波し、中間周波帯
域における搬送波電力の大きさに応じた直流電圧を利得
制御信号として出力する第１エンベロープ検波回路と、
前記バンドパスフィルターに接続され、かつ前記バンド
パスフィルターとは異なる通過帯域を持つ第２バンドパ
スフィルターと、前記第２バンドパスフィルターの出力
を検波し雑音電圧の大きさに応じた直流電圧を出力する
第２エンベロープ検波回路と、前記第１エンベロープ検
波回路の出力と前記第２エンベロープ検波回路の出力と
から搬送波対雑音電力比を演算するＣ／Ｎ演算回路とを
備えることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5255495A JPH08251044A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5255495A JPH08251044A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251044A true JPH08251044A (ja) | 1996-09-27 |
Family
ID=12918040
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5255495A Pending JPH08251044A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08251044A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100769603B1 (ko) * | 2005-05-23 | 2007-10-23 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 왜곡저감, 수신감도 향상 및 전력의 절약을 도모한 차량탑재용 수신장치 |
-
1995
- 1995-03-13 JP JP5255495A patent/JPH08251044A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100769603B1 (ko) * | 2005-05-23 | 2007-10-23 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 왜곡저감, 수신감도 향상 및 전력의 절약을 도모한 차량탑재용 수신장치 |
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