KR100434006B1 - 디지탈방송수신기 - Google Patents

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노리아키 오모토
타카아키 코니시
히로시 아자카미
타카시 하세가와
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마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤
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Abstract

디지탈 변조 신호를 수신하는 디지탈 방송 수신기에 있어서, RF대역의 상기 디지탈 변조 신호를 입력으로 하여, 그 중에서 희망하는 디지탈 변조 신호를 소정의 중간 주파수로 주파수 변환하는 선국 수단과, 이 선국 수단에 있어서 주파수 변환을 위해 사용하는 국부 발진 신호를 발생하는 발진 수단과, 이 발진 수단의 국부 발진 신호의 주파수를 제어하는 발진 주파수 제어 수단과, 발진 수단에 의해 발생하는 국부 발진 신호의 위상 잡음 특성을 개선하는 위상 잡음 특성 제어 수단과, 선국 수단에 의해 선국된 상기 중간 주파수 신호를 골라내는 필터 수단과, 이 필터 수단에 의해 골라내어진 중간 주파수 신호를 직교 검파하는 직교 검파 수단과, 이 직교 검파 수단의 출력을 아날로그 디지탈 변환하는 A/D 변환 수단과, 이 A/D 변환 수단의 출력을 디지탈 복조하는 디지탈 복조 수단을 포함하여, 선국 수단에 의한 AFC 기능의 향상과, 비트 오류율의 향상을 동시에 달성할 수 있는 고성능 디지탈 수신을 가능하게 한다.

Description

디지탈 방송 수신기{A SATELLITE RECEIVER FOR DIGITAL BROADCASTING SYSTEM}
본 발명은 영상 신호를 디지탈 변조하고, 디지탈 전송된 디지탈 방송 신호를 수신하는 디지탈 방송 수신기에 관한 것이다.
종래, 위성 방송 수신기는 영상 신호를 주파수 변조하여 전송하는 FM 위성 방송의 수신용이고, 도 14에 도시한 바와 같이, 위성 방송용 안테나로부터 입력하는 RF대역의 디지탈 변조 신호로부터의 제 1 중간 주파수 신호로부터 희망하는 주파수 변조파를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환을 실시하고, 채널 필터로 그 희망하는 채널 하나의 FM 변조파를 골라내어 FM 복조를 행하였다.
그 주파수 변환에 사용하는 국부 발진 신호는 PLL 신디사이저에서 발생하고 있고, 국부 발진 회로(31), 국부 발진 신호를 분주하는 전치 분주기(프리스케일러)(32), 프로그래머블 분주기(33), 기준 주파수 신호 발생 회로(36), 기준 주파수 신호 분주기(35), 위상 주파수 검파 수단(34), 루프 필터(37)로 구성되어 있다. 그리고, 국부 발진 주파수는 (수학식 1)에서 나타낸 바와 같이 나타낼 수 있다.
Fvco = (Fr/R) × Npsc × Np
Fvco : 국부 발진 회로의 주파수
Fr : 기준 주파수 신호 주파수
Npsc : 전치 분주기 분주비
Np : 프로그래머블 분주기의 분주비
R : 기준 주파수 신호의 분주비
마이크로컴퓨터(50)로 프로그래머블 분주기의 분주비를 변경함으로써, 희망 채널의 주파수에 따른 국부 발진 신호를 얻었다. 위성 방송용 안테나의 주파수 변환기(도시하지 않음)의 주파수 편차 등에 의한 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차를 보정하는 AFC(자동 주파수 제어)는, 특허 제 l871000 호에서도 개시되어 있는 바와 같이 FM 복조 회로(201)에서 출력되는 주파수 편차 검지 신호로부터 마이크로컴퓨터(50)가 PLL 신디사이저내의 프로그래머블 분주기(33)의 분주비를 제어하여 행해졌다.
또한, 도 15에 도시한 바와 같은 디지탈 변조로 QPSK 변조를 이용한 전송 신호를 수신하는 종래의 디지탈 방송 수신기는, 영상 신호와 QPSK 변조된 PCM 음성 신호를 주파수 변조하여 전송하는 FM 위성 방송 수신기이고, 위성 방송용 안테나로부터 입력하는 제 1 중간 주파수 신호로부터 희망하는 주파수 변조파를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환을 실시하고, 채널 필터로 그 희망하는 채널 하나의 FM 변조파를 골라내어, FM 복조를 행한 후, 영상 및 음성으로 나누어 처리되었다.
그 주파수 변환에 사용되는 국부 발진 신호는 PLL 신디사이저(30)에서 발생하고 있고, 국부 발진 회로(31), 국부 발진 신호를 분주하는 전치 분주기(프리스케일러)(32), 프로그래머블 분주기(33), 기준 주파수 신호 발생 회로(36), 기준 주파수 신호 분주기(35), 위상 주파수 검파 수단(34), 루프 필터(37)로 구성되어 있다. 그리고, 국부 발진 주파수는 전술한 FM 변조된 전송 신호를 수신하는 방송 수신기의 경우와 마찬가지로 (수학식1)에서 나타낸 바와 같이 나타낼 수 있다.
그 때문에, 마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블 분주기의 분주비를 변경함으로써, 희망 채널의 주파수에 따른 국부 발진 신호를 얻었다.
이 마이크로컴퓨터(50)에 의한 제어는 PLL 신디사이저(30) 뿐만 아니라, PCM 음성 신호 처리 수단(205) 등, 많은 LSI의 제어에 필요로 하는 것이며, 그 제어 버스는 마이크로컴퓨터(50)의 출력 단자의 제한이 있기 때문에, 최근 IIC 버스와 같이 공용 버스가 사용되고 있다.
위성 방송용 안테나의 주파수 변환기(도시하지 않음)의 주파수 편차 등에 의한 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차를 보정하는 AFC(자동 주파수 제어)는, 전술한 종래예와 마찬가지로 특허 제 1871000 호에서도 개시되어 있는 바와 같이 FM 복조 회로(201)에서 출력되는 주파수 편차 검지 신호에 의해 마이크로컴퓨터(50)가 PLL 신디사이저내의 프로그래머블 분주기(33)의 분주비를 제어하여 행하였다. 또한, 수신 후에도 천둥에 의한 서지(surge) 등으로 PLL 신디사이저 및 각 LSI가 오동작할 것을 감안하여 수십 밀리초 주기로 마이크로컴퓨터는 제어 데이터를 갱신하였다.
그러나, 종래의 AFC(자동 주파수 제어)를 선국의 PLL 신디사이저로 행할 경우에는, PLL 신디사이저에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수(Fr/R)가 AFC의 정밀도를 결정하는 것으로, 너무 기준 주파수 신호 분주비를 작게 하면 AFC 제어의 단계가 커져 정확한 AFC를 행할 수 없다. QPSK 등의 디지탈 변조의 수신기에 있어서, 국부 발진 주파수 신호의 위상 잡음 특성이 비트 오류율에 영향을 미치기 때문에, 그 위상 잡음을 크게 할 필요가 있고, 국부 발진 회로 자체의 위상 잡음 특성을 양호하게 할 필요와 함께, PLL 신디사이저의 위상 주파수 검파를 행하는 기준 주파수(Fr/R)를 크게 하는 등, PLL 신디사이저에 의한 위상 잡음 개선이 필요하였다.
또한, QPSK 변조 등 디지탈 변조된 전송 신호를 수신하는 수신기의 경우에는, PLL 신디사이저에 마이크로컴퓨터로부터 제어 데이터가 입력되면, 그 제어 데이터가 선국용의 국부 발진 회로의 방해가 되고, 국부 발진 신호의 잡음 특성이 급격히 열화한다. 그 때문에, 국부 발진 주파수 신호의 잡음 특성이 비트 오류율에 영향을 미치게 된다.
특히, 마이크로컴퓨터로부터 PLL 신디사이저로의 제어 버스를 다른 신호 처리 LSI의 제어 버스와 공용화함으로써, 수신중 다른 신호 처리 LSI의 제어를 하면 그 제어 데이터가 PLL 신디사이저에도 입력되게 되고, 또한 수신중의 자동 주파수제어를 PLL 신디사이저로 행하거나, 서지 등에 의한 PLL 신디사이저의 오동작에 대하여 주기적으로 제어 데이터의 갱신을 행하도록 하면, 그 때마다 국부 발진 주파수 신호의 잡음이 커지고, 비트 오류율을 열화시켜서, 수신 품질이 불량하게 된다고 하는 과제가 있었다.
본 발명의 목적은, 디지탈 변조된 전송 신호를 수신하는 수신기에 있어서, 선국 수단에 의한 AFC 기능의 향상과, 비트 오류율의 향상을 동시에 달성할 수 있는 고성능 디지탈 수신을 가능하게 하는 것이다. 이 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 디지탈 방송 수신기는, 디지탈 변조 신호를 수신하는 디지탈 방송 수신기에 있어서, RF대역의 상기 디지탈 변조 신호를 입력으로 하여, 그 중에서 희망하는 디지탈 변조 신호를 소정의 중간 주파수로 주파수 변환하는 선국 수단과, 이 선국 수단에 있어서 주파수 변환을 위해서 사용하는 국부 발진 신호를 발생하는 발진 수단과, 이 발진 수단의 국부 발진 신호의 주파수를 제어하는 발진 주파수 제어 수단과, 발진 수단에 의해 발생하는 국부 발진 신호의 위상 잡음 특성을 개선하는 위상 잡음 특성 제어 수단과, 선국 수단에 의해 선국된 상기 중간 주파수 신호를 골라 내는 필터 수단과. 이 필터 수단에 의해 골라내어진 중간 주파수 신호를 직교 검파하는 직교 검파 수단과, 이 직교 검파 수단의 출력을 아날로그 디지탈 변환하는 A/D 변환 수단과, 이 A/D 변환 수단의 출력을 디지탈 복조하는 디지탈 복조 수단을 포함하여, 국부 발진 신호의 위상 잡음 특성을 개선한 디지탈 방송 수신기이다.
구체적으로는, 위상 잡음 특성 제어 수단이 디지탈 복조 수단에 의해 검출되는 수신 신호의 주파수 편차를 나타내는 자동 주파수 제어 신호에 의해, 직교 검파수단으로 연속적 AFC(자동 주파수 제어)를 행하여, 발진 수단과 발진 주파수 제어 수단은 PLL 신디사이저의 개루프 이득을 크게 하는 것에 의해 국부 발진 신호의 발진 주파수 근방의 위상 잡음을 저감할 수 있을 정도로 높게 함으로써, AFC의 정밀도를 유지하면서 국부 발진 신호의 위상 잡음 특성이 개선되는 디지탈 방송 수신기이다.
또, 위상 잡음 특성 제어 수단이 발진 주파수 제어 수단의 제어 신호가 전달되는 제어 버스에 전용 제어 버스를 사용하고, 디지탈 복조 수단을 포함하는 그 밖의 장치의 제어 신호가 전달되는 제어 버스와 분리함으로써, 국부 발진 신호의 잡음 특성의 열화를 방지하는 디지탈 방송 수신기이다.
또한, 발진 주파수 제어 수단에 의한 제어는 선국시 또는 복조 신호의 동기가 취해지지 않을 때에 한함으로써, 더욱 등가적으로 국부 발진 신호의 잡음 특성이 개선되어 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 데이터에 의해 국부 발진 신호의 잡음 특성이 열화함으로써 비트 오류율이 열화하여 수신 품질이 악화되는 것을 방지할 수 있는 디지탈 방송 수신기이다.
도 1은 본 발명의 실시예 1을 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 2는 본 발명의 실시예 2를 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 3은 본 발명의 실시예 3을 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 4는 선국의 PLL 신디사이저를 구성하는 전압 제어 발진 회로의 구성,
도 5는 선국의 PLL 신디사이저를 구성하는 전압 제어 발진 회로의 위상 잡음 특성을 도시한 도면,
도 6은 직교 검파 전압 제어 발진 회로의 AFC 특성을 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 실시예 4를 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 8은 본 발명의 실시예 5를 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 9는 본 발명의 실시예 6을 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 10은 본 발명의 실시예 7을 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 11은 본 발명의 실시예 8을 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 12는 본 발명의 실시예 9를 도시한 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도,
도 13은 직교 검파 전압 제어 발진 회로의 일례를 도시한 도면,
도 14는 종래의 위성 방송 수신기의 구성도,
도 15는 종래의 디지탈 위성 방송 수신기의 구성도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
10 : 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자 11 : 혼합기
12 : 대역 통과 필터 16 : 직교 검파 수단
17 : 직교 검파 전압 제어 발진 회로 30 : PLL 신디사이저
40 : 기준 주파수 신호 60 : QPSK 복조기 출력 단자
61 : 트랜스포트 스트림 출력 101 : 제어 전압 입력 단자
102, 103 : 가변 용량 다이오드 104 : 마이크로 스트립 라인
105 : 국부 발진 신호 출력 단자
111, 112 : 제어 버스
113 : 트랜스포트 스트림 분리 수단의 동기 확립 신호
114 : 프레임 동기 신호
120 : 주파수 편차 검출 신호
211 : FM 복조기 출력 단자
212 : 영상 출력
213 : 음성 출력
301 : 주파수 편차 검출 신호 입력 단자
302 : 가변 용량 다이오드
303 : 인덕턴스
304 : 직교 검파 발진 신호 출력 단자
이하, 본 발명의 실시예에 관해서, 도 1에서 도 12를 이용하여 설명한다.
(실시예 1)
도 1에 있어서, (10)은 위성 방송 수신 안테나로부터의 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자, (11)은 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환하는 혼합기, (l2)는 상기 혼합기(11)의 출력으로부터 소정의 제 2 중간 주파수 신호만을 골라 내는 대역 통과 필터, (16)은 대역 통과 필터의 출력을 입력으로 하 여 검파를 행해서 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등화 저역 신호를 구하는 직교 검파 수단, (21)은 IQ 직교 검파 수단의 출력을 입력으로 하여, I, Q의 등가 저역 신호를 디지탈 신호로 하는 A/D 변환기, (22)는 디지탈화한 I, Q 신호를 입력으로 하여 QPSK 복조를 디지탈적으로 행하는 QPSK 복조기, (30)은 상기 혼합기(11)에서 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저, (17)은 직교 검파할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 직교 검파 전압 제어 발진 회로이다.
상기와 같이 구성된 위성 디지탈 방송 수신기에 대하여, 이하 그 동작에 관해서 설명한다. 위성 방송 안테나로부터 수신한 RF대역 디지탈 변조 신호로부터의 제 1 중간 주파수 신호는, 혼합기(11)에 있어서 PLL 신디사이저(30)에서 발생한 국부 발진 신호와 혼합되고, 제 1 중간 주파수 신호중 희망하는 QPSK 변조파가 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된다.
PLL 신디사이저(30)는 국부 발진 회로(31), 프리스케일러(전치 고정 분주기) (32), 프로그래머블 분주기(33), 위상 주파수 검파기(34), 기준 주파수 신호 분주기(35), 기준 주파수 신호 발생 수단(36), 루프 필터(37)로 구성된다.
국부 발진 회로(31)의 출력은 프리스케일러(32)에서 분주된 후, 프로그래머블 분주기(33)에 입력되고, 분주된다. 프로그래머블 분주기(33)의 출력은 위상 주파수 검파기(34)에 입력되고, 기준 주파수 신호 발생 수단(36)의 출력을 기준 주파수 신호 분주기(35)에서 분주하여 구해진 기준 주파수 신호(40)와 주파수 및 위상이 일치하도록 PLL 신디사이저(30)가 제어된다. 그리고, 국부 발진 주파수는 (수학식 2)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = (Fr/R) × Npsc × Np
Fvco : 국부 발진 회로의 발진 주파수
Fr : 기준 주파수 신호 주파수
Npsc : 전치 분주기 분주비
Np : 프로그래머블 분주기의 분주비
R : 기준 주파수 신호의 분주비
마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블 분주기(33)의 분주비(Np)를 변경함으로써 희망하는 QPSK 변조파에 따른 국부 발진 주파수를 구할 수 있다.
혼합기(11)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된 QPSK 변조파는 대역 통과 필터(12)에서 골라낸 후, 직교 검파 수단(16)에 입력된다. 직교 검파기(16)에서는, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 발진한 발진 신호 및 그 발진 신호를 90°위상 시프트된 신호를 각각 혼합기(13) 및 혼합기(15)에 공급하고, 대역 통과 필터(12)의 출력과 각각 혼합함으로써, QPSK 변조파의 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등가 저역 신호가 얻어진다. I, Q의 등가 저역 신호는 A/D 변환기(21)에서 디지탈 신호로 변환되고, QPSK 복조기(22)에서 디지탈적으로 복조된다. QPSK 복조기(22)는 복조할 때에 필요한 반송파 재생, 클럭 재생을 포함하고, 또한 자동 이득 제어(AGC) 검출 수단 및 자동 주파수 제어(AFC) 검출 수단을 갖는다.
그런데, QPSK 변조파의 선국에 사용하는 국부 발진 신호를 발생하는 국부 발진 회로(31)의 발진 주파수는, (수학식 3)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = F1stIF + F2ndIF
Fvco : 선국용 국부 발진 회로의 발진 주파수
F1stIF : 제 1 중간 주파수
F2ndIF : 제 2 중간 주파수
위성 방송 안테나로부터 입력되는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수보다 제 2 중간 주파수만큼 높게, 그 발진 주파수 범위는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 범위가 필요하다.
이렇게 넓은 주파수 범위를 얻기 위한 발진 회로로서는 도 4에 도시한 바와 같이, 마이크로 스트립 라인과 가변 용량 다이오드를 사용한 공진 회로를 갖는 발진 회로가 필요하다.
또한, QPSK와 같은 디지탈 변조는 종래의 FM 변조와 달리, 주파수 변조에 사용하는 국부 발진 신호의 위상 잡음이 수신기의 수신 성능(비트 오류율)에 영향을 미친다. 이 비트 오류율에 영향을 미치지 않는 위상 잡음으로서는, 발진 주파수로부터 10kHz 오프셋한 주파수에서 85dBc/Hz, 100kHz 오프셋 주파수에서 95dBc/Hz 정도가 필요하게 된다.
그러나, 광범위한 발진 주파수 범위를 갖는 국부 발진 신호의 위상 잡음은, 가변 용량 다이오드의 내부 저항 때문에 공진 회로의 Q(Quality Factor)가 저하함으로써 커지고, 또한 그 특성은 도 5에 도시한 바와 같이 발진 주파수로부터의 주파수가 멀어질수록 작아지는, 소위 1/f 특성을 갖는다. 전술한 10kHz 및 100 kHz 오프셋과 같은 발진 주파수 근방의 잡음 특성의 개선은 PLL 신디사이저에 의해 가능하고, 특히 PLL 신디사이저에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수를 높게 하여, 개루프 이득을 크게 함으로써 실현할 수 있다. 그 기준 주파수는, 기준 주파수 신호 발생 회로(36)에서의 발진 주파수 및 기준 주파수 신호 분주기(35)에서의 분주비에 의해 결정되고(Fr/R), 발진 주파수 근방의 위상 잡음을 저감할 수 있을 정도로 높게 선택되고, 그 값으로서는 수백 kHz가 된다. 이 위상 주파수 검파의 기준 주파수(Fr/R)는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수이고, 국부 발진 회로(31)의 출력 주파수는 상기 기준 주파수의 정수배로 되고, 제 1 중간 주파수 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환하기 위한 국부 발진 주파수에 반드시 일치하지는 않는다.
요컨대, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 생기게 된다.
그래서, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 도 6에 도시한 바와 같이 발진 주파수를, QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 의해 연속적으로 변화하도록 함으로써, 위성 방송용 안테나의 주파수 변환기(도시하지 않음)의 주파수 편차나, 상기 PLL 신디사이저(30)에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준주파수를 높게 함에 따른 주파수 편차에 기인한 원래의 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차를, 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있게 된다.
이와 같이 본 발명에 의하면, AFC의 정밀도를 유지하면서. 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되기 때문에, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있다.
또, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 PLL 신디사이저로 제어하고, 그 스텝(step) 주파수를 선국에 사용하는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수보다 충분히 작게 하고, QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 따라서 발진 주파수를 변화시키는 것에 의해서도, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차을 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있게 되고, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되기 때문에, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있다.
또한, 본 실시예에서는 위성 방송에 관해서 기술하였지만, 디지탈 변조된 디지탈 변조 신호를 수신하는 수신기 일반에 있어서, 본 실시예의 효과를 갖는다고 하는 것은 말할 필요도 없다.
(실시예 2)
도 2에 있어서, (l0)은 위성 방송 수신 안테나로부터의 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자, (11)은 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환하는 혼합기, (12)는 상기 혼합기(11)의 출력으로부터 소정의 제 2 중간 주파수 신호만을 골라내는 대역 통과 필터, (16)은 대역 통과 필터의 출력을 입력으로 하여 직교 검파를 행해서 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등화 저역 신호를 얻는 직교 검파 수단, (21)은 IQ 직교 검파 수단의 출력을 입력으로 하여 I, Q의 등가 저역 신호를 디지탈 신호로 하는 A/D 변환기, (22)는 디지탈화한 I, Q 신호를 입력으로 하여 QPSK 복조를 디지탈적으로 행하는 QPSK 복조기, (30)은 상기 혼합기(11)에서 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환시에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저, (17)은 직교 검파시에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 직교 검파 전압 제어 발진 회로이다.
상기와 마찬가지로 구성된 위성 디지탈 방송 수신기에 대하여, 이하 그 동작에 관해서 설명한다. 위성 방송 안테나로부터 수신한 제 1 중간 주파수 신호는, 혼합기(11)에 있어서 PLL 신디사이저(30)에서 발생한 국부 발진 신호와 혼합되고, 제 1 중간 주파수 신호중 희망하는 QPSK 변조파가 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 전환된다. PLL 신디사이저(30)는 국부 발진 회로(31), 프리스케일러(전치 고정 분주기)(32), 프로그래머블 분주기(33), 위상 주파수 검파기(34), 기준 주파수 신호 분주기(35), 루프 필터(37)로 구성된다. 국부 발진 회로(31)의 출력은 프리스케일러(32)로 분주된 후, 프로그래머블 분주기(33)에 입력되고, 분주된다. 프로그래머블 분주기(33)의 출력은 위상 주파수 검파기(34)에 입력되고, QPSK 복조기(22)에서 재생되는 QPSK의 심볼 클럭을 기준 주파수 신호 분주기(35)로 분주하여 얻어진 기준 주파수 신호(40)와, 주파수 및 위상이 일치하도록 PLL 신디사이저(30)가 제어된다. 그리고, 국부 발진 주파수는 (수학식 4)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = (Fr/R) × Npsc × Np
Fvco : 국부 발진 회로의 발진 주파수
Fr : 기준 주파수 신호 주파수
Npsc : 전치 분주기 분주비
Np : 프로그래머블 분주기의 분주비
R : 기준 주파수 신호의 분주비
마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블 분주기(33)의 분주비(Np)를 변경함으로써 희망하는 QPSK 변조파의 주파수에 따른 국부 발진 주파수를 얻을 수 있다.
혼합기(11)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된 QPSK 변조파는 대역 통과 필터(12)에서 골라내어진 후, 직교 검파 수단(16)에 입력된다. 직교 검파기(16)에서는, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 발진한 발진 신호 및 발진 신호를 90°위상 시프트된 신호를 혼합기(13) 및 혼합기(15)에 공급하고, 대역 통과 필터(12)의 출력과 각각 혼합함으로써, QPSK 변조파의 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등가 저역 신호가 얻어진다.
I, Q의 등가 저역 신호는 A/D 변환기(21)에서 디지탈 신호로 변환되고, QPSK 복호기(22)에서 디지탈적으로 복조된다. QPSK 복조기(22)는 복조시에 필요한 반송파 재생, 클럭 재생을 포함하고, 또한 자동 이득 제어(AGC) 검출 수단 및 자동 주파수 제어(AFC) 검출 수단을 갖는다.
그런데, QPSK 변조파의 선국에 사용하는 국부 발진 신호를 발생하는 국부 발진 회로(31)의 발진 주파수는, (수학식 5)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = F1stIF + F2ndIF
Fvco : 선국용 국부 발진 회로의 발진 주파수
F1stIF : 제 1 중간 주파수
F2ndIF : 제 2 중간 주파수
Fvco = (Fr/R) × Npsc × Np
위성 방송 안테나로부터 입력되는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수보다 제 2 중간 주파수만 높게, 그 발진 주파수 범위는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 범위가 필요하다. 이렇게 넓은 주파수 범위를 얻기 위한 발진 회로로서는 도 4에 도시한 바와 같이, 마이크로 스트립 라인과 가변 용량 다이오드를 사용한 공진 회로를 갖는 발진 회로가 필요하다.
또, QPSK와 같은 디지탈 변조는 종래의 FM 변조와 달리, 주파수 변환에 사용하는 국부 발진 신호의 위상 잡음이 수신기의 수신 성능(비트 오류율)에 영향을 미친다. 이 비트 오류율에 영향을 미치지 않는 위상 잡음으로서는, 발진 주파수로부터 10kHz 오프셋한 주파수에서 85dBc/Hz, l00kHz 오프셋한 주파수에서 95dBc/Hz 정도 필요하게 된다.
그러나, 광범위한 발진 주파수 범위를 갖는 국부 발진 신호의 위상 잡음은, 가변 용량 다이오드의 내부 저항 때문에 공진 회로의 Q(Quarlty Factor)가 저하함으로써 커지고, 또한 그 특성은 도 5에 도시한 바와 같이 발진 주파수로부터의 주파수가 멀어질수록 작아지는, 소위 1/f 특성을 갖는다. 전술한 10kHz 및 100kHz 오프셋과 같은 발진 주파수 근방의 잡음 특성의 개선은 PLL 신디사이저에 의해 가능하고, 특히 PLL 신디사이저에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수를 높게 하여, 개루프 이득을 크게 함으로써 실현할 수 있다. 그 기준 주파수는, QPSK 복조기(22)에서 재생되는 QPSK의 심볼 클럭(QPSK의 변조 레이트)의 주파수 및 기준 주파수 신호 분주기(35)에서의 분주비에 의해 결정되고(Fr/R), 국부 발진 회로(31)의 발진 주파수 근방의 위상 잡음을 저감할 수 있을 정도로 높게 선택되고, 그 값으로서는 수백 kHz가 된다.
일본에 있어서의 통신 위성을 사용한 디지탈 위성 방송에서는 그 심볼 클럭은 21.096MHz이고, 수백 kHz의 기준 주파수를 얻기 위해서는, 기준 주파수 신호 분주기(35)의 분주비로서는 32 내지 128 분주 정도가 필요하게 된다. 또한, 이 위상 주파수 검파의 기준 주파수(Fr/R)는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수이고, 국부 발진 회로(31)의 출력 주파수는 기준 주파수의 정수배가 되며, 제 1 중간 주파수 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환하기 위한 국부 발진 주파수에 반드시 일치하지는 않는다.
결국, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 생기게 된다.
그래서, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 도 6에 도시한 바와 같이, 그 발진 주파수를 QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 의해 연속적으로 변화하도록 함으로써, 위성 방송용 안테나의 주파수 변환기(도시하지 않음)의 주파수 편차나, 상기 PLL 신디사이저(30)의 기준 주파수를 높게 함에 따른 주파수의 편차에 기인한 원래의 제 2 중간 주파수 신호의 주파수의 편차를, 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있다.
본 발명에 의하면, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되므로, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있고, 또한 QPSK 복조 회로에서 재생되는 클럭을 분주하여 PLL 신디사이저의 위상 주파수 검파의 기준 주파수 신호로 하므로, 송신측의 정밀도가 양호한 클럭이 기준 주파수 신호로 되기 때문에, 온도 등에 의한 기준 주파수 신호의 주파수 정밀도가 양호하게 유지되고, 또한 PLL 신디사이저의 기준 주파수 신호 발생 회로를 삭감할 수도 있다.
또한, PLL 신디사이저(30)에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수 신호를 QPSK 복조기(22)에서 재생되는 비트 클럭(전송 레이트)을 분주하여 얻고, 그것에 대응한 분주비를 구비한 기준 주파수 신호 분주기(35)를 구성한 경우에도 동일한 효과가 얻어짐은 말할 필요도 없다.
또한, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 PLL 신디사이저로 제어하고, 그 스텝 주파수를 선국에 사용하는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수보다 충분히 작게 하고, QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 따라서 발진 주파수를 변경하는 것에 의해서도, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차를 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있게 되고, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되기 때문에, 수신기로서의 비트 오류율특성을 양호하게 유지할 수 있다.
(실시예 3)
도 3에 있어서, (10)는 위성 방송 수신 안테나로부터의 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자, (11)은 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환하는 혼합기, (12)는 상기 혼합기(11)의 출력으로부터 소정의 제 2 중간 주파수 신호만을 골라내는 대역 통과 필터, (16)은 대역 통과 필터의 출력을 입력으로 하여 직교 검파를 행하고, 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등화 저역 신호를 얻는 직교 검파 수단, (21)은 IQ 직교 검파 수단의 출력을 입력으로 하여 I, Q의 등가 저역 신호를 디지탈 신호로 하는 A/D 변환기, (22)는 디지탈화한 I, Q 신호를 입력으로 하여 QPSK 복조를 디지탈적으로 행하는 QPSK 복조기, (23)은 오류 정정 복호기, (24)는 대역 압축된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림의 분리를 행하는 다중 분리 수단, (30)은 상기 혼합기(11)에서 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저, (17)은 직교 검파할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 직교 검파 전압 제어 발진 회로이다.
상기와 같이 구성된 위성 디지탈 방송 수신기에 대하여, 이하 그 동작에 관해서 설명한다.
위성 방송 안테나로부터 수신한 제 1 중간 주파수 신호는, 혼합기(11)에 있어서 PLL 신디사이저(30)에서 발생한 국부 발진 신호와 혼합되고, 제 1 중간 주파수 신호중 희망하는 QPSK 복조기가 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된다. PLL 신디사이저(30)는, 국부 발진 회로(31), 프리스케일러(전치 고정 분주기)(32), 프로그래머블 분주기(33), 위상 주파수 검파기(34), 기준 주파수 신호 분주기(35), 루프 필터(37)로 구성된다.
국부 발진 회로(31)의 출력은 프리스케일러(32)에서 분주된 후, 프로그래머블 분주기(33)에 입력되고, 또한 분주된다. 프로그래머블 분주기(33)의 출력은 위상 주파수 검파기(34)에 입력되고, 다중 분리 수단(24)에서 발생되는 다중 분리부의 시스템 클럭을 기준 주파수 신호 분주기(35)로 분주하여 구해진 기준 주파수 신호(40)와, 주파수 및 위상이 일치하도록 PLL 신디사이저(30)가 제어된다. 그리고, 국부 발진 주파수는 (수학식 6)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = (Fr/R) × Npsc × Np
Fvco : 국부 발진 회로의 주파수
Fr : 기준 주파수 신호 주파수
Npsc : 전치 분주기 분주비
Np : 프로그래머블 분주기의 분주비
R : 기준 주파수 신호의 분주비
마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블 분주기(33)의 분주비(Np)를 변경함으로써 희망하는 QPSK 변조파의 주파수에 따른 국부 발진 주파수를 얻을 수 있다.
혼합기(11)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된 QPSK 변조파는 대역 통과 필터(12)에서 골라내어진 후, 직교 검파 수단(l6)에 입력된다. 직교 검파 수단(l6)에서는, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)에서 소정의 제 2 중간 주파수에서 발진한 발진 신호 및 그 발진 신호를 90°위상 시프트된 신호를 각각 혼합기(13) 및 혼합기(15)에 공급하고, 대역 통과 필터(12)의 출력과 각각 혼합함으로써, QPSK 변조파의 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등가 저역 신호가 얻어진다.
I, Q의 등가 저역 신호는 A/D 변환기(21)에서 디지탈 신호로 변환되고, QPSK 복조기(22)에서 디지탈적으로 복조된다. QPSK 복조기(22)는 복조할 때 필요한 반송파 재생, 클럭 재생을 포함하고, 또한 자동 이득 제어(AGC) 검출 수단 및 자동 주파수 제어(AFC) 검출 수단을 갖는다. QPSK 복조기(22)의 출력은 오류 정정 복호부(23)에서 비터비 복호, 디인터리브, 리드 솔로몬 복호 등을 행하여 전송로에서 발생한 오류를 정정한다. 오류 정정 복호부(23)의 출력 신호는 대역 압축을 위해 부호화된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림이고, 다중 분리 수단(24)은 이 트랜스포트 스트림으로부터 부호화된 영상 신호 및 음성 신호의 분리 추출을 행한다. 다중 분리 수단(24)의 출력은 영상, 음성 각각에서 대역 신장을 행하여 영상, 음성 신호가 재생된다.
그런데, QPSK 변조파의 선국에 사용하는 국부 발진 신호를 발생하는 국부 발진 회로(31)의 발진 주파수는, (수학식 7)에서 나타낸 바와 같이 된다.
Fvco = F1stIF + F2ndIF
Fvco : 선국용 국부 발진 회로의 발진 주파수
F1stIF : 제 1 중간 주파수
F2ndIF : 제 2 중간 주파수
위성 방송 안테나로부터 입력되는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수보다 제 2 중간 주파수만큼 높게, 그 발진 주파수 범위는 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 범위가 필요하다.
이렇게 넓은 주파수 범위를 얻기 위한 발진 회로로서는 도 4에 도시한 바와 같이, 마이크로 스트립 라인과 가변 용량 다이오드를 사용한 공진 회로를 갖는 발진 회로가 필요하다. 또한, QPSK와 같은 디지탈 변조는 종래의 FM 변조와 달리, 주파수 변환에 사용하는 국부 발진 신호의 위상 잡음이 수신기의 수신 성능(비트 오류율)에 영향을 미친다. 이 비트 오류율에 영향을 미치지 않는 위상 잡음으로서는, 발진 주파수로부터 10kHz 오프셋한 주파수에서 85dBc/Hz, 100kHz 오프셋 주파수에서 95dBc/Hz 정도 필요하게 되어 있다.
그러나, 광범위한 발진 주파수 범위을 갖는 국부 발진 신호의 위상 잡음은, 가변 용량 다이오드의 내부 저항 때문에 공진 회로의 Q(Quar1ty Factor)가 저하함으로써 크게 되고, 또한 그 특성은 도 5에 도시한 바와 같이 발진 주파수로부터의 주파수가 멀어질수록 작아지는, 소위 1/f 특성을 갖는다. 전술한 10kHz 및 100kHz 오프셋과 같은 발진 주파수 근방의 잡음 특성의 개선은 PLL 신디사이저에 의해 가능하고, 특히 PLL 신디사이저에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수를 높게 하여, 개루프 이득을 크게 함으로써 실현할 수 있다. 그 기준 주파수는 다중 분리 수단(24)에서 발생하는 시스템 클럭의 주파수 및 기준 주파수 신호 분주기(35)에서의 분주비에 의해 결정되고(Fr/R), 국부 발진 회로(31)의 발진 주파수 근방의 위상 잡음을 저감할 수 있을 정도로 높게 선택되고, 그 값으로서는 수백 kHz로 된다. 다중 분리부(24)에서 발생하는 시스템 클럭은 27MHz이고, 수백 kHz의 기준 주파수를 얻기 위해서는, 기준 주파수 신호 분주기(35)의 분주비로서는 32 내지 256 분주 정도가 필요하게 된다. 또한, 이 기준 주파수(Fr/R)는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수이고, 국부 발진 회로(31)의 출력 주파수는 기준 주파수의 정수배가 되며, 제 1 중간 주파수 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환하기 위한 국부 발진 주파수에 반드시 일치하지는 않는다. 즉, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 생기게 된다.
그래서 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 도 6에 도시한 바와 같이 발진 주파수를, QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 의해 연속적으로 변화하도록 함으로써, 위성 방송용 안테나의 주파수 변환기(도시하지 않음)의 주파수 편차나, 상기 PLL 신디사이저(30)의 기준 주파수를 높게 함에 따른 주파수의 편차에 기인한 원래의 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차를, 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있게 된다.
본 발명에 의하면, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되므로, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있고, 또한 부호화 및 다중화한 영상, 음성 신호의 다중 분리 수단의 시스템 클럭을 분주하여 PLL 신디사이저에 있어서의 위상 주파수 검파의 기준 주파수 신호로 하므로, 송신측의 정밀도가 양호한 클럭이 기준 주파수 신호로 되기 때문에, 온도 등에의한 기준 주파수 신호의 주파수 정밀도가 양호하게 유지되고, 또한 PLL 신디사이저의 기준 주파수 신호 발생 회로를 삭감할 수 있다.
또한, 직교 검파 전압 제어 발진 회로(17)를 PLL 신디사이저에서 제어하고, 그 스텝 주파수를 선국에 사용하는 PLL 신디사이저(30)의 스텝 주파수보다 충분히 작게 하고, QPSK 복조기(22)로부터 출력되는 자동 주파수 제어 신호에 따라서 발진 주파수를 변화시키는 것에 의해서도, 제 2 중간 주파수 신호의 주파수 편차를 직교 검파 수단(16)에서 정밀도 좋게 보정할 수 있고, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되기 때문에, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있다.
(실시예 4)
도 7에 있어서, (10)은 위성 방송 수신 안테나로부터의 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자, (11)은 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환하는 혼합기, (12)는 상기 혼합기(11)의 출력으로부터 소정의 제 2 중간 주파수 신호만을 골라내는 대역 통과 필터, (16)은 대역 통과 필터의 출력을 입력으로 하여 직교 검파를 행해서, 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등화 저역 신호를 얻는 직교 검파 수단, (21)은 IQ 직교 검파 수단의 출력을 입력으로 하여, I, Q의 등가 저역 신호를 디지탈 신호로 하는 A/D 변환기, (22)는 디지탈화한 I, Q 신호를 입력으로 하여 QPSK 복조를 디지탈적으로 행하는 QPSK 복조기, (23)은 오류 정정 복호부, (24)는 대역 압축된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림의 분리를 행하는 트랜스포트 스트림 분리 수단, (30)은 상기 혼합기(11)에서 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저, (17)은 직교 검파할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 직교 검파 발진 회로, (50)는 마이크로컴퓨터, (111)은 마이크로컴퓨터(50)로부터 PLL 신디사이저(30)로의 제어 버스, (112)는 마이크로컴퓨터(50)로부터 QPSK 복조 수단(22) 등으로의 제어 버스이다.
상기와 같이 구성된 위성 디지탈 방송 수신기에 대하여, 이하 그 동작에 관해서 설명한다.
위성 방송 안테나로부터 수신한 제 1 중간 주파수 신호는, 혼합기(11)에 있어서 PLL 신디사이저(30)에서 발생한 국부 발진 신호와 혼합되고, 제 1 중간 주파수 신호중 희망하는 QPSK 변조파가 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된다. PLL 신디사이저(30)는, 국부 발진 회로(31), 프리스케일러(전치 고정 분주기)(32), 프로그래머블 분주기(33), 위상 주파수 검파기(34), 기준 주파수 신호 분주기(35), 기준 주파수 신호 발생 회로(36), 루프 필터(37)로 구성된다. 국부 발진 회로(31)의 출력은 프리스케일러(32)로 분주된 후, 프로그래머블 분주기(33)에 입력되고, 분주된다. 프로그래머블 분주기(33)의 출력은 위상 주파수 검파기(34)에 입력되고, 기준 주파수 신호 발생 회로(36)에서 발생한 신호를 기준 주파수 신호 분주기(35)에서 분주하여 얻어진 기준 주파수 신호(40)와 주파수 및 위상이 일치하도록 PLL 신디사이저(30)가 제어된다. 그리고, 국부 발진 주파수는 전술한 (수학식 2)에서 나타낸 바와 같이 되고, 마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블분주기(33)의 분주비(Np)를 변경함으로써 희망하는 QPSK 변조파의 주파수에 대응한 국부 발진 주파수를 얻을 수 있다. 혼합기(11)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된 QPSK 변조파는 대역 통과 필터(12)에서 골라내어진 후, 직교 검파 수단(16)에 입력된다.
직교 검파기(16)에서는, 직교 검파 발진 회로(17)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 발진한 발진 신호 및 발진 신호를 90°위상 시프트된 신호를 혼합기(13) 및 혼합기(15)에 공급하고, 대역 통과 필터(12)의 출력과 각각 혼합함으로써, QPSK 복조기의 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등가 저역 신호가 얻어진다. I, Q의 등가 저역 신호는 A/D 변환기(21)에서 디지탈 신호로 변환되고, QPSK 복조기(22)에서 디지탈적으로 복조된다. QPSK 복조기(22)는 복조할 때 필요한 반송파 재생, 클럭 재생을 포함하고, 또한 자동 이득 제어(AGC) 검출 수단 및 자동 주파수 제어(AFC) 검출 수단을 갖는다. QPSK 복조기(22)의 출력은 오류 정정 복호부(23)에서 비터비 복호, 디인터리브, 리드 솔로몬 복호 등을 행하여 전송로에서 발생한 오류를 정정한다. 오류 정정 복호부(23)의 출력 신호는 대역 압축을 위해 부호화된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림이고, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)은 이 트랜스포트 스트림으로부터 부호화된 영상 신호 및 음성 신호를 분리 추출을 행한다. 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 출력은 영상, 음성 각각에서 대역 신장을 행하여 영상, 음성 신호가 재생된다.
그런데, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 신호에 의한 비트 오류율의 열화를 없애기 위해서는 마이크로컴퓨터(50)에 의한 제어 버스를, PLL신디사이저(30)로의 버스(111)와 QPSK 복조 수단(22), 오류 정정 복호 수단(23) 등으로의 버스(112)로 하는 것과 같이 분리하고, 또한 수신중에 천둥에 의한 서지 등으로 PLL 신디사이저(30)가 오동작하여 선국이 불가능하게 된 경우, 트랜스포트 스트림 분주 수단(24)의 동기도 불가능해지므로, 마이크로컴퓨터(50)가 트랜스포트 스트림 분리 수단 동기 확립 신호(113)을 감시하고, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)을 동기할 수 없을 때에 PLL 신디사이저(30)에 제어 데이터를 갱신하여, 선국 동작을 고치도록 한다.
또한, 상기 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기 확립 신호는 마이크로컴퓨터의 제어 버스(112)를 거쳐 마이크로컴퓨터가 감시하는 구성으로 해도 마찬가지의 효과를 얻을 수 있음은 말할 필요도 없다.
이상으로부터, 수신중에 국부 발진 신호의 잡음 특성의 열화에 수반하는 수신 품질의 열화를 방지할 수 있게 된다.
(실시예 5)
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 대하여 도 8를 이용하여 설명한다.
도 8에 있어서, (10)은 위성 방송 수신 안테나로부터의 제 1 중간 주파수 신호 입력 단자, (11)은 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환하는 혼합기, (12)는 상기 혼합기(11)의 출력으로부터 소정의 제 2 중간 주파수 신호만을 골라내는 대역 통과 필터, (16)은 대역 통과 필터의 출력을 입력으로 하여 직교 검파를 행해서 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등화 저역 신호를 얻는직교 검파 수단, (21)은 IQ 직교 검파 수단의 출력을 입력으로 하여 I, Q의 등가 저역 신호를 디지탈 신호로 하는 A/D 변환기, (22)는 디지탈화한 I. Q 신호를 입력으로 하여 QPSK 복조를 디지탈적으로 하는 QPSK 복조기, (23)은 오류 정정 복호부, (24)는 대역 압축된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림의 분리를 행하는 트랜스포트 스트림 분리 수단, (30)은 상기 혼합기(11)에서 희망하는 QPSK 변조 신호를 소정의 제 2 중간 주파수 신호로 주파수 변환할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저, (17)은 직교 검파할 때에 필요한 국부 발진 신호를 발생하는 직교 검파 발진 회로, (50)은 마이크로컴퓨터, (111)은 마이크로컴퓨터(50)로부터 PLL 신디사이저(30)로의 제어 버스, (112)는 마이크로컴퓨터(50)로부터 QPSK 복조 수단(22) 등으로의 제어 버스이다.
상기와 같이 구성된 위성 디지탈 방송 수신기에 대하여, 이하 그 동작에 관해서 설명한다.
위성 방송 안테나로부터 수신한 제 1 중간 주파수 신호는, 혼합기(1l)에 있어서, PLL 신디사이저(30)에서 발생한 국부 발진 신호와 혼합되고, 제 1 중간 주파수 신호중 희망하는 QPSK 변조파가 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된다. PLL 신디사이저(30)는, 국부 발진 회로(31), 프리스케일러(전치 고정 분주기)(32), 프로그래머블 분주기(33), 위상 주파수 검파기(34), 기준 주파수 신호 분주기(35), 기준 주파수 신호 발생 회로(36), 루프 필터(37)로 구성된다. 국부 발진 회로(31)의 출력은 프리스케일러(32)에서 분주된 후, 프로그래머블 분주기(33)에 입력되고, 분주된다. 프로그래머블 분주기(33)의 출력은 위상 주파수 검파기(34)에 입력되고, 기준 주파수 신호 발생 회로(36)에서 발생한 신호를 기준 주파수 신호 분주기(35)에서 분주하여 얻어진 기준 주파수 신호(40)와, 주파수 및 위상이 일치하도록 PLL 신디사이저(30)가 제어된다.
그리고, 국부 발진 주파수는 전술한 (수학식 4)에서 나타낸 바와 같이 되고, 마이크로컴퓨터(50)에서 프로그래머블 분주기(33)의 분주비(Np)를 변경함으로써 희망하는 QPSK 변조파의 주파수에 따른 국부 발진 주파수를 얻을 수 있다. 혼합기(11)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 주파수 변환된 QPSK 변조파는 대역 통과 필터(12)에서 골라내어진 후, 직교 검파 수단(16)에 입력된다.
직교 검파기(16)에서는, 직교 검파 발진 회로(17)에서 소정의 제 2 중간 주파수로 발진된 발진 신호 및 그 발진 신호를 90°위상 시프트된 신호를 혼합기(13) 및 혼합기(15)에 공급하고, 대역 통과 필터(12)의 출력과 각각 혼합함으로써, QPSK 변조파의 동상 성분(I), 직교 성분(Q)의 등가 저역 신호가 얻어진다. I, Q의 등가 저역 신호는 A/D 변환기(21)에서 디지탈 신호로 변환되고, QPSK 복조기(22)에서 디지탈적으로 복조된다. QPSK 복조기(22)는 복조할 때에 필요한 반송파 재생, 클럭 재생을 포함하고, 또한 자동 이득 제어(AGC) 검출 수단 및 자동 주파수 제어(AFC) 검출 수단을 갖는다. QPSK 복조기(22)의 출력은 오류 정정 복호부(23)에서 비터비 복호, 디인터리브, 리드 솔로몬 복호 등을 행하여 전송로에서 발생한 오류를 정정한다. 오류 정정 복호부(23)의 출력 신호는 대역 압축을 위해 부호화된 영상 신호 및 음성 신호가 다중화된 트랜스포트 스트림이고, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)은 이 트랜스포트 스트림으로부터 부호화된 영상 신호 및 음성 신호의 분리 추출을 행한다. 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 출력은 영상, 음성 각각에서 대역 신장을 행하여 영상, 음성 신호가 재생된다.
그런데, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 신호에 의한 비트 오류율의 열화를 없애기 위해서는 마이크로컴퓨터(50)에 의한 제어 버스를, PLL 신디사이저(30)로의 버스(111)와 QPSK 복조 수단(22), 오류 정정 복호 수단(23) 등으로의 버스(112)로 하는 것과 같이 분리하고, 또한 수신중에 천둥에 의한 서지 등으로 PLL 신디사이저(30)가 오동작하여 선국이 불가능하게 된 경우, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기도 불가능하게 되기 때문에, 마이크로컴퓨터(50)가 오류 정정 복호 수단의 프레임 동기 신호(114)를 감시하고, 오류 정정 복호 수단(23)을 동기할 수 없을 때에 PLL 신디사이저(30)에 제어 데이터를 갱신하고, 선국 동작을 다시 하도록 한다.
또한, 상기 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기 신호는 마이크로컴퓨터의 제어 버스(112)를 거쳐 마이크로컴퓨터가 감시하는 구성으로 해도 마찬가지의 효과가 얻어짐은 말할 필요도 없다.
이상으로부터, 수신중에 국부 발진 신호의 잡음 특성이 열화됨에 따른 수신 품질의 열화를 방지하는 것이 가능해진다.
(실시예 6)
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 대하여, 도면을 사용하여 설명한다.
또한, 도 9는 실시예 4에 있어서, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 버스에 의해 비트 오류율의 열화를 없애기 위한 AFC(자동 주파수 제어)의 구성을 도시한 것으로, 실시예 4와 동일한 구성에 관해서는 동일한 부호를 이용하고 그 설명을 생략한다.
제 1 중간 주파수 신호 입력 단자(10)로부터의 입력된 제 1 중간 주파수 신호는 위성 방송 수신 안테나(도시하지 않음)의 주파수 변환 수단에 의한 주파수 편차가 생긴다. 그 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차는 일반적으로 ±2.5MHz로 되어 있고, 그것을 보정하기 위해서, 수신기로서는 AFC(자동 주파수 제어)를 행할 필요가 있다.
그 AFC를 종래 예에서 도시한 바와 같이, 마이크로컴퓨터(50)에 의해 PLL 신디사이저(30)의 분주비를 변경하는 것에 의한 제어이면, 수신중에 PLL 신디사이저(30)로의 제어 데이터를 보내게 되어, 국부 발진 회로(31)의 위상 잡음 열화에 따른 화질 열화를 초래하므로, 본 발명에서는 이하와 같은 AFC를 구성한다.
QPSK 복조 수단(22)에서는, 입력된 I, Q의 등가 저역 신호로부터 그 주파수 편차를 검출하고, 그 주파수 편차 검출 신호(110)를 주파수 편차에 대하여 아날로그 전압값으로서 출력하도록 한다. 또한, 직교 검파기(16)에서 사용하는 직교 검파 발진 회로(17)를 도 13에 도시한 바와 같은 전압 제어 발진 회로로 하여, 전술한 주파수 편차 검출 신호(120)에 의해 도 13에 있어서의 가변 용량 다이오드(302)의 용량을 변화시킴으로써 그 발진 주파수를 가변할 수 있도록 하고, QPSK 변조파의 주파수 편차를 보정한다.
이와 같이 AFC를 직교 검파기(16)에서 행함으로써, QPSK 변조파의 주파수 편차에 대하여, 마이크로컴퓨터(50)가 PLL 신디사이저(30)로 분주비 제어 신호를 갱신할 필요가 없어지기 때문에, 수신중의 AFC시에 PLL 신디사이저(30)로의 제어 데이터를 보내는 것에 의한 수신 품질의 열화를 없애는 것이 가능해진다.
(실시예 7)
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 대하여, 도 10을 이용하여 설명한다.
또한, 도 10은 실시예 5에 있어서, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 버스에 의해 비트 오류율의 열화를 없애기 위한 AFC(자동 주파수 제어)의 구성을 도시한 것으로, 실시예 5와 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 이용하고 그 설명은 생략한다.
제 1 중간 주파수 신호 입력 단자(10)로부터의 입력된 제 1 중간 주파수 신호는 위성 방송 수신 안테나(도시하지 않음)의 주파수 변환 수단에 의한 주파수 편차가 생긴다.
그 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차는 일반적으로 ±2.5MHz로 되어 있고, 그것을 보정하기 위해서, 수신기로서는 AFC(자동 주파수 제어)를 행할 필요가 있다. 그 AFC를 종래 예에서 도시한 바와 같이 마이크로컴퓨터(50)에 의해 PLL 신디사이저(30)의 분주비를 변경하는 것에 의한 제어이면, 수신중에 PLL 신디사이저(30)로 제어 데이터를 보냄으로써, 국부 발진 회로(31)의 위상 잡음 열화에 따른 화질 열화를 초래하므로, 본 발명에서는 이하와 같은 AFC를 구성한다.
QPSK 복조 수단(22)에서는, 입력된 I, Q의 등가 저역 신호로부터 그 주파수편차를 검출하고, 그 주파수 편차 검출 신호(120)를 주파수 편차에 대하여 아날로그 전압값으로서 출력하도록 한다. 또한, 직교 검파기(16)에서 사용하는 직교 검파 발진 회로(17)를 도 13에 도시한 바와 같은 전압 제어 발진 회로로 하여, 전술한 주파수 편차 검출 신호(120)에 의해 도 7에 있어서의 가변 용량 다이오드(302)의 용량을 변화시킴으로써 그 발진 주파수를 가변할 수 있도록 하고, QPSK 주파수의 주파수 편차를 보정한다.
이와 같이 AFC를 직교 검파기(16)에서 행함으로써, QPSK 변조파의 주파수 편차에 대하여, 마이크로컴퓨터가 PLL 신디사이저(30)로 분주비 제어 신호를 갱신할 필요가 없어지기 때문에, 수신중의 AFC시에 PLL 신디사이저(30)로 제어 데이터를 보냄에 따른 수신 품질의 열화를 없애는 것이 가능해진다.
(실시예 8)
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 대하여, 도 11을 이용하여 설명한다.
또한, 도 11은 실시예 4에 있어서, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 버스에 의해 비트 오류율의 열화를 없애기 위한 AFC(자동 주파수 제어)의 구성을 도시한 것으로, 실시예 4와 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 사용하고 그 설명을 생략한다.
제 1 중간 주파수 신호 입력 단자(10)로부터의 입력된 제 1 중간 주파수 신호는 위성 방송 수신 안테나(도시하지 않음)의 주파수 변환 수단에 의한 주파수 편차가 생긴다. 그 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차는 일반적으로 ±2.5MHz로되고, 그것을 보정하기 위해서, 수신기로서는 AFC(자동 주파수 제어)를 행할 필요가 있다.
그런데, 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 QPSK 변조파의 소요 대역폭보다 충분히 작은 경우(예를 들면, QPSK 변조기의 소요 대역폭 27MHz에 대하여, 주파수 편차가 ±2.5MHz의 경우)는, 전술한 실시예 3 및 실시예 4에서 도시한 바와 같이 직교 검파 발진 회로(17)의 제어에 의한 제어만으로 문제는 없지만, 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 QPSK 변조의 소요 대역폭에 대하여 커지면, PLL 신디사이저(30)에 의한 AFC를 행하지 않으면, 1QPSK 변조파 선택을 위한 대역 통과 필터(12)에서 희망하는 QPSK 변조파의 대역폭이 삭감되게 되어, 수신이 불가능하게 된다. 그러한 경우, PLL 신디사이저(30)에 의한 AFC가 필요하게 된다. 그래서, 마이크로컴퓨터(50)에 의해 PLL 신디사이저(30)의 분주비를 변경함으로써 AFC을 행하더라도, 수신중에 국부 발진 회로(31)의 위상 잡음 열화에 따른 화질 열화를 초래하지 않는 본 발명의 AFC를 이하에 도시한다.
마이크로컴퓨터(50)는 트랜스포트 스트림 분리 수단 동기 확립 신호(113)를 감시하고, 수신 채널 선국시, 주파수 편차가 큰 경우에, 또는 수신중에 천둥에 의한 서지 등으로 PLL 신디사이저(30)가 오동작하여 선국이 불가능하게 된 경우, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기가 불가능하게 되기 때문에, 그 때에만 PLL 신디사이저(30)에 제어 데이터를 갱신하여, PLL 신디사이저(30)에서 AFC를 행하도록 한다.
한편, 수신중에는 QPSK 복조 수단(22)에서 입력된 I, Q의 등가 저역 신호로부터 그 주파수 편차를 검출하고, 그 주파수 편차 검출 신호(120)를 주파수 편차에 대하여 아날로그 전압차로서 출력하도록 하며, 또한, 직교 검파기(16)에서 사용하는 직교 검파 발진 회로(17)를 도 13에 도시한 바와 같은 전압 제어 발진 회로로 하여, 전술한 주파수 편차 검출 신호(120)에 의해 도 13에 있어서의 가변 용량 다이오드(302)의 용량을 변화시킴으로써 그 발진 주파수를 가변할 수 있도록 하고, AFC의 제어를 행하도록 한다.
이상과 같이, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기가 취해지지 않을 때에는 PLL 신디사이저(30)에서 AFC를 행할 수 있도록 하고, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기가 취해져 있을 때는 직교 검파기(16)에 있어서 AFC를 행함으로써, QPSK 변조파의 주파수 편차에 대하여, 수신중 마이크로컴퓨터(50)가 PLL 신디사이저(30)로 분주비 제어 신호를 갱신하는 일이 없기 때문에, 수신중의 AFC시에 PLL 신디사이저(30)로 제어 데이터를 보냄에 따른 수신 품질의 열화를 없애는 것이 가능해진다.
또한, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기가 취해지지 않을 때에는, PLL 신디사이저(30)와 직교 검파 수단(16)에서 AFC를 행하고, 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기가 취해져 있을 경우에는, 직교 검파 수단(16)에서 AFC를 행하더라도 마찬가지의 효과가 얻어진다.
또한, 상기 트랜스포트 스트림 분리 수단(24)의 동기 확립 신호는 마이크로컴퓨터의 제어 버스(112)를 거쳐 마이크로컴퓨터가 감시하는 구성으로 해도 마찬가지의 효과가 얻어지는 것은 말할 필요도 없다.
(실시예 9)
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 대하여, 도 12를 이용하여 설명한다.
또한, 도 12는 실시예 5에 있어서. 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 버스에 의해 비트 오류율의 열화를 없애기 위한 AFC(자동 주파수 제어)의 구성을 도시한 것으로, 실시예 5와 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 이용하고 그 설명을 생략한다.
제 1 중간 주파수 신호 입력 단자(10)로부터의 입력된 제 1 중간 주파수 신호는 위성 방송 수신 안테나(도시하지 않음)의 주파수 변환 수단에 의한 주파수 편차가 생긴다. 그 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차는 일반적으로 ±2.5MHz로 되어 있고, 그것을 보정하기 위해서, 수신기로서는 AFC(자동 주파수 제어)를 행할 필요가 있다.
그런데, 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 QPSK 변조파의 소요 대역폭보다 충분히 작은 경우(예를 들면, QPSK 변조파의 소요 대역폭 27MHz에 대하여, 주파수 편차가 ±2.5MHz의 경우)는, 전술한 실시예 3 및 실시예 4에서 도시한 바와 같이 직교 검파 발진 회로(17)의 제어에 의한 제어만으로 문제되지 않지만, 제 1 중간 주파수 신호의 주파수 편차가 QPSK 변조의 소요 대역폭에 대하여 커지면, PLL 신디사이저(30)에 의한 AFC을 행하지 않으면, lQPSK 변조파 선택을 위한 SAW 필터(12)에서 희망하는 QPSK 변조파의 대역폭이 삭감되게 되어, 수신이 불가능하게 된다.
그러한 경우, PLL 신디사이저(30)에 의한 AFC가 필요하게 된다. 그래서, 마이크로컴퓨터(50)에 의해 PLL 신디사이저(30)의 분주비를 변경하는 것에 의한 AFC을 행하더라도, 수신중에 국부 발진 회로(31)의 위상 잡음 열화에 따른 화질 열화를 초래하지 않는 본 발명의 AFC를 이하에 도시한다.
마이크로컴퓨터(50)는 오류 정정 복호 수단(23)으로부터의 프레임 동기 신호(114)를 감시하고, 수신 채널 선국시 및 수신중에 천둥에 의한 서지 등으로 PLL 신디사이저(30)가 오동작하여 선국이 불가능하게 된 경우, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기가 불가능하게 되기 때문에, 그 때에만 PLL 신디사이저(30)에 제어 데이터를 갱신하고, PLL 신디사이저(30)에 있어서 AFC를 행하도록 한다.
한편, 수신시에는 QPSK 복조 수단(22)에서 입력된 I. Q의 등가 저역 신호로부터 그 주파수 편차를 검출하고, 그 주파수 편차 검출 신호(110)를 주파수 편차에 대하여 아날로그 전압값으로서 출력하도록 하고, 또한, 직교 검파기(16)에서 사용하는 직교 검파 발진 회로(17)를 도 13에 도시한 바와 같은 전압 제어 발진 회로로 하여, 전술한 주파수 편차 검출 신호(110)에 의해 도 13에 있어서의 가변 용량 다이오드(302)의 용량을 변화시킴으로써 그 발진 주파수를 가변할 수 있도록 하고, AFC의 제어를 행하도록 한다.
이상과 같이, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기가 취해져 있지 않을 때는 PLL 신디사이저(30)에서 AFC를 행할 수 있도록 하고, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기가 취해져 있을 때에는 직교 검파기(16)에 있어서 AFC를 행함으로써, QPSK 변조파의 주파수 편차에 대하여, 수신중 마이크로컴퓨터(50)가 PLL 신디사이저(30)로 분주비 제어 신호를 갱신하는 일이 없기 때문에, 수신 품질의 AFC시에 PLL 신디사이저(30)로 제어 데이터를 보냄에 따른 수신 품질의 열화를 없애는 것이 가능해진다.
또한, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기가 취해져 있지 않을 때는, PLL 신디사이저(30)와 직교 검파 수단(16)에서 AFC를 행하고, 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기가 취해져 있을 경우에는, 직교 검파 수단(16)에서 AFC를 행하더라도 마찬가지의 효과가 얻어진다. 또한, 상기 오류 정정 복호 수단(23)의 프레임 동기 확립 신호는 마이크로컴퓨터의 제어 버스(112)를 거쳐 마이크로컴퓨터가 감시하는 구성으로 해도 마찬가지의 효과가 얻어짐은 말할 필요도 없다.
이상의 실시예 1 내지 실시예 3과 같이 본 발명의 디지탈 위성 방송 수신기에 의하면, AFC의 정밀도를 유지하면서, 국부 발진 주파수의 위상 잡음 특성이 향상되기 때문에, 수신기로서의 비트 오류율 특성을 양호하게 유지할 수 있다.
또한, 실시예 4 내지 실시예 9와 같이 본 발명의 디지탈 위성 방송 수신기에 의하면, 수신중에 마이크로컴퓨터로부터의 제어 데이터에 의해 국부 발진 신호의 잡음 특성이 열화함으로써 비트 오류율이 열화하고 수신 품질이 악화되는 것을 방지할 수 있게 된다.

Claims (5)

  1. 디지털 방송 수신기로서,
    기준 주파수 신호에 근거하여 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저와,
    제 1 중간 주파수 신호의 QPSK(quadrature phase shift keying) 변조 신호와 상기 국부 발진 신호를 혼합하는 혼합기(mixer)와,
    상기 혼합기의 출력으로부터 제 2 중간 주파수 신호를 추출하는 대역 통과 필터와,
    상기 제 2 중간 주파수 신호로부터, 아날로그 I(in-phase component) 신호와 아날로그 Q(quadrature component) 신호를 검출하는 직교 검파기와,
    상기 아날로그 I 및 Q 신호 각각을 디지털 I 신호와 디지털 Q 신호로 변환하는 A/D 변환기와,
    상기 디지털 I 신호 및 Q 신호를 복조하여, 다중화 신호를 출력하는 QPSK 복조기와,
    상기 다중화 신호의 오류를 정정하는 오류 정정부와,
    상기 오류 정정부에 의해 정정된 다중화 데이터를 다중 분리하는 다중 분리기를 포함하며,
    상기 QPSK 복조기에서 재생되는 심볼 클럭 신호, 혹은 상기 다중 분리기에서 발생하는 시스템 클럭 신호 중 어느 한 쪽을 상기 PLL 신디사이저의 상기 기준 주파수 신호로 하는
    디지털 방송 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 국부 발진 신호의 주파수를 소정의 주파수로 설정하기 위해, 상기 PLL 신디사이저를 제어하는 마이크로 컴퓨터와,
    상기 마이크로 컴퓨터와 상기 PLL 신디사이저 간에 전용 버스를 더 포함하며,
    상기 마이크로 컴퓨터는 상기 국부 발진 주파수의 설정이 요구된 경우, 혹은 상기 다중 분리기 및 상기 오류 정정부 중 어느 한 쪽의 동기가 확립되어 있지 않은 경우에, 상기 전용 버스를 통해 상기 PLL 신디사이저를 제어하여, 상기 국부 발진 주파수의 설정을 갱신하는
    디지털 방송 수신기.
  3. 디지털 방송 수신기로서,
    기준 주파수 신호에 근거하여 국부 발진 신호를 발생하는 PLL 신디사이저와,
    제 1 중간 주파수 신호의 QPSK(quadrature phase shift keying) 변조 신호와상기 국부 발진 신호를 혼합하는 혼합기(mixer)와,
    상기 혼합기의 출력으로부터 제 2 중간 주파수 신호를 추출하는 대역 통과 필터와,
    상기 제 2 중간 주파수 신호로부터, 아날로그 I(in-phase component) 신호와 아날로그 Q(quadrature component) 신호를 검출하는 직교 검파기와,
    상기 아날로그 I 및 Q 신호 각각을 디지털 I 신호와 디지털 Q 신호로 변환하는 A/D 변환기와,
    상기 디지털 I 신호 및 Q 신호를 복조하여, 다중화 신호를 출력하는 QPSK 복조기와,
    상기 다중화 신호의 오류를 정정하는 오류 정정부와,
    상기 오류 정정부에 의해 정정된 다중화 데이터를 다중 분리하는 다중 분리기와,
    상기 국부 발진 신호의 주파수를 소정의 주파수로 설정하기 위해, 상기 PLL 신디사이저를 제어하는 마이크로 컴퓨터와,
    상기 마이크로 컴퓨터와 상기 PLL 신디사이저를 결합하는 전용 버스를 포함하며,
    상기 마이크로 컴퓨터는 상기 국부 발진 주파수의 설정이 요구되는 경우, 혹은 상기 다중 분리기 및 상기 오류 정정부 중 어느 한 쪽의 동기가 확립되어 있지 않는 경우에, 상기 전용 버스를 통해 상기 PLL 신디사이저를 제어하여, 상기 국부 발진 주파수의 설정을 갱신하는
    디지털 방송 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 QPSK 복조기에서 재생되는 심볼 클럭 신호, 혹은 상기 다중 분리기에서 발생하는 시스템 클럭 신호 중 어느 한쪽을 상기 PLL 신디사이저의 상기 기준 주파수 신호로 하는 디지털 방송 수신기.
  5. 제 1 내지 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 QPSK 복조기로부터 검출되는 수신 신호의 주파수 편차를 나타내는 자동 주파수 제어 신호에 의해 발진 주파수가 제어되는 VCO(voltage control oscillator)를 더 포함하며,
    상기 직교 검파기는 상기 VCO의 출력 신호에 근거하여, 상기 제 2 중간 주파수 신호로부터 상기 아날로그 I 및 아날로그 Q 신호를 검출하는 디지털 방송 수신기.
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1065853B1 (en) * 1999-06-29 2009-02-11 Sony Deutschland GmbH Broadcast receiver for multi-transmission system
KR19980085431A (ko) * 1997-05-29 1998-12-05 윤종용 동기신호 처리시 발생된 오류 동작 코드화 장치 및 방법
US6504826B1 (en) * 1998-08-24 2003-01-07 Hitachi, Ltd. Digital broadcasting receiver
US6842104B1 (en) * 1999-03-19 2005-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. System lsi and a cross-bus switch apparatus achieved in a plurality of circuits in which two or more pairs of a source apparatus and a destination apparatus are connected simultaneously and buses are wired without concentration
JP2001024482A (ja) * 1999-07-09 2001-01-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信機
US20020118773A1 (en) * 2001-02-26 2002-08-29 Minasi David H. System and method providing single channel in-phase and quadrature-phase generation
US6630869B2 (en) * 2001-06-27 2003-10-07 Harris Corporation Very low phase noise temperature stable voltage controlled oscillator
US8525931B2 (en) * 2002-01-11 2013-09-03 Thomson Licensing Method and apparatus for isolating IIC bus noise from a tuner in a television receiver
US7860460B2 (en) * 2002-06-04 2010-12-28 Thomson Licensing Wireless signal loss detection
EP1526669A4 (en) * 2003-06-16 2012-03-21 Panasonic Corp DIGITAL SIGNAL RECEIVER
KR100548371B1 (ko) * 2003-07-04 2006-02-02 엘지전자 주식회사 주파수 측정 방법
US7154346B2 (en) * 2004-07-30 2006-12-26 Broadcom Corporation Apparatus and method to provide a local oscillator signal
US7535976B2 (en) * 2004-07-30 2009-05-19 Broadcom Corporation Apparatus and method for integration of tuner functions in a digital receiver
US7545939B2 (en) * 2005-08-29 2009-06-09 Sony Corporation Control 3 signal synthesis
JP4650554B2 (ja) * 2008-10-22 2011-03-16 ソニー株式会社 無線受信機
FR2961054A1 (fr) * 2010-06-08 2011-12-09 Sigfox Wireless Procede d'utilisation d'une ressource frequentielle partagee, procede de configuration de terminaux, terminaux et systeme de telecommunications
US9432177B2 (en) * 2013-04-12 2016-08-30 Mitsubishi Electric Corporation Communication apparatus and reception method
CN105993141A (zh) * 2014-02-13 2016-10-05 三菱电机株式会社 光接收器
US9461693B1 (en) * 2015-04-23 2016-10-04 The Directv Group, Inc. Systems and methods for frequency and bandwidth optimization with a single-wire multiswitch device
US9667063B1 (en) * 2016-02-19 2017-05-30 Wilsun Xu Harmonic filter for multipulse converter systems

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4198604A (en) * 1977-06-08 1980-04-15 Hewlett-Packard Company Heterodyne phase lock system
US4551689A (en) * 1983-02-25 1985-11-05 Comtech Telecommunications Corp. RF Local oscillator with low phase noise
US4811424A (en) * 1987-04-24 1989-03-07 Bell Communications Research, Inc. Rapid phase correcting carrier recovery circuit
US5038404A (en) * 1989-09-01 1991-08-06 General Instrument Corp. Low phase noise agile up converter
US5438591A (en) * 1991-07-31 1995-08-01 Kabushiki Kaisha Toshiba Quadrature amplitude modulation type digital radio communication device and method for preventing abnormal synchronization in demodulation system
US5325401A (en) * 1992-03-13 1994-06-28 Comstream Corporation L-band tuner with quadrature downconverter for PSK data applications
US5528633A (en) * 1992-03-13 1996-06-18 Comstream Corporation Tuner with quadrature downconverter for pulse amplitude modulated data applications
US5307071A (en) * 1992-04-17 1994-04-26 Hughes Aircraft Company Low noise frequency synthesizer using half integer dividers and analog gain compensation
EP0596440B1 (en) * 1992-11-02 1997-07-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Station selecting apparatus for digital modulation signal use
FR2706711B1 (fr) * 1993-06-17 1996-10-18 Matra Communication Procédé et dispositif de démodulation de signal numérique.
JPH07147529A (ja) * 1993-06-28 1995-06-06 Hitachi Ltd 分割帯域信号強度測定法を用いた自動周波数制御装置及び制御方法
US5414741A (en) * 1993-10-14 1995-05-09 Litton Systems, Inc. Low phase noise oscillator frequency control apparatus and method
KR100409187B1 (ko) * 1994-08-16 2004-03-10 소니 가부시끼 가이샤 텔레비젼신호수신및프로그램절환장치와방법과원격조정기
US5729570A (en) * 1994-12-08 1998-03-17 Stanford Telecommunications, Inc. Orthogonal code division multiple access communication system having multicarrier modulation

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Publication number Publication date
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DE69733706T2 (de) 2005-12-29
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TW353831B (en) 1999-03-01
US6075829A (en) 2000-06-13
CN1144380C (zh) 2004-03-31

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