JP3534107B2 - 遠心機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、遠心分離用ロータ
を駆動するモータの制御装置に於て、特に遠心機の急加
速・減速時に電源を通過する電流の高調波成分を抑制
し、電流波形歪み・力率を改善した制御装置を備えた遠
心機に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来の遠心機用モータの制御装置は、図
１７に示すように、交流電源１に力行用サイリスタブリ
ッジ２及び回生用サイリスタブリッジ３の２組のサイリ
スタブリッジをそれぞれ交流側と直流側が逆方向の接続
になるよう組み合わせ、電源用双方向電力変換機能をも
たせ、モータ４駆動のためのインバータ回路５とこれら
の回路の間に電源電流の力率改善用チョークコイル６及
び平滑用コンデンサ７を接続して主回路を構成し、遠心
機制御用ＣＰＵ８からコントロール信号として夫々力行
用サイリスタブリッジ２、回生用サイリスタブリッジ３
のゲート郡２Ｇ，３Ｇには、ゲートパルス遅延用タイマ
ＬＳＩ９、１０を経てドライバ１１、１２、パルストラ
ンス回路１３、１４を介してゲート点孤信号が供給さ
れ、インバータ回路５のトランジスタにはタイマＬＳＩ
１５の発振出力がトランジスタのオン・オフパターン発
生論理回路（ＰＬＤ）１６に与えられ、この信号の出力
がベースドライバ１７で増幅され、トランジスタのベー
ス電流となり供給され、遠心機制御用ＣＰＵ８には、交
流電源１の電圧を検出するＶセンサ１８の信号を入力す
る０クロス回路１９により基準位相信号として与えられ
ている。遠心機制御用ＣＰＵ８は、モータ４がロータ２
０を加速・整定する際には、モータ４のＶ／ｆ制御のた
めに力行用サイリスタブリッジ２を位相制御し、平滑用
コンデンサ７の充電電圧が調節されるＰＡＭ制御を行
い、モータ４がロータ２０を減速・停止する際には、モ
ータ４で発電された電気エネルギを交流電源１に回生す
るために回生用サイリスタブリッジ３を位相制御し、平
滑用コンデンサ７の充電電荷を交流電源１に放電する回
生制御を行なっている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】従って従来のこの種の
遠心機用モータの制御装置は、慣性モーメントが大きい
ロータを加速する場合、Ｖ／ｆ制御のために長時間に渡
たり力行用サイリスタブリッジが位相制御により平滑用
コンデンサの充電電圧を調節するＰＡＭ制御を行なうた
め、力率が低くしかも大きな高調波成分を含んだ電源電
流が流れる。この大きな高調波電流によって電源の電圧
波形に歪みが生じるが、遠心機が稼動する環境には周囲
に分析装置等の精密電気機器があり、これらの機器に悪
い影響を及ぼすという恐れがあった。また力率の低い電
源電流は、電源の給電容量に制限がある場合に、例えば
遠心機内の温度制御装置、真空ポンプ、デヒュージョン
ポンプ等の補機の動作をロータの加速中に一時停止させ
るか、補機駆動用電源電力の確保のため、ロータの加速
を緩めるなどの不都合を生み、遠心機本来の性能が十分
に発揮できないという欠点があった。同様にして、ロー
タを減速する際にも、回生用サイリスタブリッジから高
調波電流が電源に戻されるために他の機器へ電気的な悪
影響を与えるという問題があった。 【０００４】本発明は、上記した従来技術の欠点を解消
するためになされたものであり、その目的は、慣性モー
メントが大きいロータの加速・減速の際、電源電流を高
力率でかつ高調波成分を大幅に低減させた電流としたモ
ータの制御装置を備えた遠心機を提供することにある。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記目的は、交流側はリ
アクトルを介して交流電源に接続され、直流側は平滑用
コンデンサに接続される電源用双方向電力変換回路と、
交流側はロータ駆動用誘導モータに接続され、直流側は
上記平滑用コンデンサに接続されるモータ用双方向電力
変換器と、上記電源用双方向電力変換回路及びモータ用
双方向電力変換器のスイッチング素子を制御する制御装
置を設け、更に上記構成のリアクトルと平滑コンデンサ
の間に交流位相制御素子を設けることにより達成され
る。 【０００６】上記のように構成されたモータの制御装置
を備えた遠心機は、ロータを加速するための誘導モータ
が力行運転する場合は、電源用双方向電力変換回路は制
御装置の動作により、交流電源に系統連係し交流電源の
電圧波形に相似な電流が流れるよう昇圧コンバータとし
て動作し平滑コンデンサを一定の電圧に充電する順方向
運転を行ない、モータ用双方向電力変換回路はパルス幅
制御により誘導モータに正のすべり周波数を与えると共
に回転数に対応してＶ／ｆ制御し、一方ロータを減速す
るため誘導モータが回生運転する場合は、モータ用双方
向電力変換回路はパルス幅制御により誘導モータに負の
滑り周波数を与えると共に回転数に対応したＶ／ｆ制御
を行ない平滑コンデンサに回生電力を充電し、この時電
源用双方向電力変換回路は交流電流に系統連係し交流電
源の電圧波形に相似な電流が流れるよう降圧コンバータ
として逆方向運転を行ない、平滑コンデンサの充電電圧
の上昇が一定となるように保持するよう動作する。 【０００７】また、誘導モータの力行運転開始にあた
り、ロータを停止状態から滑らかに加速させるため、交
流位相制御素子は平滑コンデンサの充電電圧を調節し、
この時は電源用双方向電力変換回路は順方向運転である
が整流回路として動作し、モータ用双方向電力変換回路
のパルス幅制御に加えてＰＡＭ制御を行なう。更に、誘
導モータの減速運転の終了段階に於て、ロータを滑らか
に減速停止させるため、同様にして交流位相制御素子は
平滑コンデンサの充電電圧を調整し、この時は電源用双
方向電力変換回路は順方向運転であるが整流回路として
動作し、モータ用双方向電力変換回路は直流制動のパル
スパターンを誘導モータに印加するように動作する。 【０００８】 【発明の実施の形態】本発明の具体的実施例を以下図面
に就き詳細に説明する。 【０００９】本発明の具体的実施例となる図１に示すブ
ロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリア
クトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は
平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該
還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列に
バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッ
チング素子を接続した電源用双方向電力変換器であり、
２５はリアクトル２３と平滑用コンデンサの間に介して
接続された平滑用コンデンサの充電電圧を位相制御によ
り調節するトライアック、サイリスタ等の交流位相制御
素子となるスイッチング素子であり、２６は交流側は誘
導モータ等の遠心分離用ロータ２７を駆動するモータ２
８に接続され直流側は平滑用コンデンサ２４に接続され
る還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫々の整
流素子に電源用双方向電力変換器２２と同様の種類のス
イッチング素子を接続したモータ用双方向電力変換器で
ある。 【００１０】モータ用双方向電力変換器２６のスイッチ
ング素子のＰＷＭインバータコントロールに於て、２９
は上記スイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦのパルスパター
ンを記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９にデータ出
力ラインの出力データ「１」，「０」の論理値がパルス
パターンとなっており、これらのデータはこのアドレス
ラインに接続されたカウンタ３０の出力により逐次読み
出され、カウンタ３０のクロックは、ＰＬＬパルスジェ
ネレータ３１のクロック出力により印加されるようにな
っており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパルスジェネ
レータ３１のクロック出力周波数が制御される。３３は
ＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不揃いを防止
し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ３３の出力
論理に対応してフォトカプラ３５をドライブするゲート
・ドライバであり、フォトカプラの信号出力によりモー
タ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチング素子の
オン・オフが制御される。平滑用コンデンサ２４の陽極
性のラインを２４ａ、陰極側のラインを２４ｂで示す。
電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子のコン
トロールに於て３６は力率改善制御用ＩＣであり、この
ＩＣのパルス幅制御出力は、パターン切換器３７を介し
てゲート・ドライバ３８で増幅されフォトカプラ３９を
ドライブする。フォトカプラ３９の信号出力により、電
源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子の
オン・オフが制御される。力率改善制御用ＩＣ３６は、
電源用双方向電力変換器２２がリアクトル２３と共同し
て交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流含有量が
低い電流で、モータ２８が力行中に平滑用コンデンサ２
４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方向
運転及び、モータ２８が回生中に平滑用コンデンサ２４
を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる逆方向
運転が行なえるよう絶縁トランス等によるＶセンサ４０
により電源電圧波形を、ホールカレントセンサ等による
Ｉセンサ４１により電源電流波形を、更に、例えばフォ
トカプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ、Ｆ−Ｖコンバータの組
合わせによるＣＶセンサ４２により平滑用コンデンサ２
４の充電電圧信号がセンサ入力信号として入力されるよ
うになっている。４３はアナログスイッチであり、電源
用双方向電力変換器２２の上記の順方向運転、逆方向運
転が力率改善制御用ＩＣの同一の制御作用により行なえ
るよう、Ｉセンサ４１の信号出力は、減衰機４４により
信号の大きさの切換選択ができ、ＣＶセンサ４２の信号
出力は差動増幅機４５により基準電圧源４６を基準にし
た引算信号との切換選択が可能となるように設けられて
おり、Ｉ／ＯＬＳＩ４７の信号出力により、パターン切
換器３７と連動して切換が行なわれる。 【００１１】４８は交流電源２１の正・負のサイクル状
態を検出し論理信号をパターン切換器３７に出力する電
源の正・負サイクル検出器であり、４９はその信号出力
をＩ／ＯＬＳＩ４７に出力する交流位相制御素子２５の
位相制御のため、交流電源２１の０クロス信号を出力す
る０クロス回路であり、５１はその信号出力をタイマＬ
ＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレータ３１等の
基準クロック源となる発振器である。交流位相制御素子
２５は、フォトカプラ５０を介してタイマＬＳＩ３２の
信号出力によって制御される。電源コントロール回路５
２は、ゲート・ドライバ３４、３８にドライブ電力を供
給する回路であり、双方向電力変換器２２、２６の過電
流、アーム短絡等の異常発生時、或いは交流電源２１の
電源投入後制御装置全体の動作準備が完了するまで、ま
た、その他運転中のコントロール状態の切換時に双方向
電力変換器２２、２６のスイッチング素子にオン信号が
加えられるのを防止するために設けてある。 【００１２】５３はロータ２７の回転数を検知する回転
センサ、５４はロータ２７の回転数を計測するためのカ
ウンタ回路であり、５５はタイマＬＳＩ３２、Ｉ／ＯＬ
ＳＩ４７、カウンタ回路５４を制御する遠心機制御用Ｃ
ＰＵである。双方向電力変換器２２、２６のスイッチン
グ素子のオン・オフ制御を行なう制御手段を１００で示
す。 【００１３】なお、上述の如くＶセンサ４０、Ｉセンサ
４１、ＣＶセンサ４２、フォトカプラ３５、３９、５０
の絶縁信号伝達手段により、電力回路となる双方向電力
変換器２２、２６と制御手段１００の間には基準電の絶
縁が図られており、交流位相制御素子２５或いは双方向
電力変換器２２、２６内のスイッチング素子の高速スイ
ッチング動作に伴い発生するノイズにより制御手段１０
０が誤動作等の影響を受けるのを防止している。更に、
交流電源２１に接続される他の機器に悪影響を与えるの
を防止するため、本発明の部分的な他の実施例を示す。
図２に於て、図１と同一の機能の部分には同一の番号が
符してあり、交流電源１にこれらのノイズが伝達される
のを防止するため、リアクトル２３を交流電源２１の両
ラインに設け、また、コモンモードチョークコイルの低
周波用フィルタ５６、同じく高周波用フィルタ５７と共
通接続端を接地６０に接続されたコモンモードノイズバ
イパス用コンデンサ５８ａ、５８ｂとノルマルモードノ
イズバイパス用コンデンサ５９ａ、５９ｂを用いてもよ
い。８７は直列に接続された抵抗器、コンデンサから成
る交流位相制御素子のスナバ回路である。 【００１４】続いて本発明の動作について、図３〜図１
５を参照して説明する。なお図３〜図１５に於ては、図
１と同一の機能の部分には同一の番号が符してある。 【００１５】図５は、本発明になるモータの制御装置を
備えた遠心機に好適なロータ２７の回転数、すなわちモ
ータ２８の回転数の時間経過を表わしたグラフであり、
モードIは、ロータ２７を制止状態からスローアクセル
にて徐々に加速する過程であり、このスローアクセルに
対応するため、ＰＷＭ制御のみでは滑らかな起動が行な
えないため、ＰＡＭ制御を併用する。すなわち、モータ
２８は、交流位相制御素子２５により平滑用コンデンサ
２４の充電電圧を調節するＰＡＭ制御及び双方向電力変
換器２６のＰＷＭ制御により、遠心機制御用ＣＰＵ５５
はモータ２８を図５の曲線に沿うよう制御する。ＰＡＭ
制御は図６に動作状況図を模擬的に示すように遠心機制
御用ＣＰＵ５５が、Ｉ／ＯＬＳＩ４７を介して０クロス
回路４９の０クロス信号を６０の立上がり点６０ａを基
準信号とし、タイマＬＳＩ３２に時間ｔ１の遅延トリガ
動作を行なわせ、更に必要に応じて時間ｔ１を変化させ
所望の導通角にて交流位相制御素子２５にトリガ信号６
１を与えその結果、交流電流２１の電圧波形６２に対し
て位相制御された電流６３が流れ平滑用コンデンサ２４
の充電電圧が調節される。なお、トリガ信号６１は、０
クロス信号６０の立下がり点６０ｂでＯＦＦする。ＰＷ
Ｍ制御は、図７の三相ＰＷＭインバータの波形の例に示
すように、三角搬送波６４と正弦波信号波６５から６コ
のスイッチング素子２６ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚのＯＮ
・ＯＦＦパターンをあらかじめ求め、ＲＯＭ２９に記憶
してあり、Ｅｕｎ６６、Ｅｖｎ６７、Ｅｗｎ６８は夫々
スイッチング素子２６ｕ、ｖ、ｗのＯＮ信号、逆に上下
に対応するスイッチング素子ｘ、ｙ、ｚのＯＦＦ信号と
なり、ｅＵＶ６９、ｅＶＷ７０、ｅＷＵ７１は夫々モー
タ２８に接続される線ＵＶ、ＶＷ、ＷＶ相間に出力され
る電圧波形を表す。図７では、三角搬送波６４と正弦波
信号波６５の組み合わせに於て２１キャリアデューティ
ー５０％の場合を例示する。図３を用いてＰＷＭ制御に
関する制御装置１００の動作を説明すると、ＲＯＭ２９
に記憶されているデータは、ラッチ・ゲートドライバ３
３、３４となる。例えば、７４ＨＣ３７４等のＤタイプ
フリップフロップでＰＬＬパルスジェネレータ３１の出
力信号の反転信号７２でＣＫ端子で同期ラッチされフォ
トカプラ３５をドライブし、双方向電力変換器２６の各
スイッチング素子ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚをＯＮ・ＯＦ
Ｆする。ＲＯＭ２９のデータ出力端子Ｏ１〜Ｏ６が図示
の如くラッチ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｄ〜６Ｄ
に対応し更に１Ｑ〜６Ｑに対しそれらはｕ〜ｚに対応し
ており、例えばＲＯＭ２９のＯ１の端子が論理の「０」
レベルになると、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４の
１Ｑ端子も論理「０」になり、抵抗器８０を介してＬＥ
Ｄ３５がＯＮし、スイッチングトランジスタｕがＯＮす
る。ラッチ・ゲートドライバ３３、３４のＯＣ端子は、
その０出力をハイインピーダンスに切り換えるものであ
りＩ／ＯＬＳＩ４７の出力制御線８５が「Ｈｉ」の場
合、ハイインピーダンスとなり、フォトカプラはすべて
ＯＦＦする。一例としてスイッチング素子２６ｕと該ト
ランジスタのフォトカプラ３５ｕの間のドライブ回路は
図８に示すように、スイッチング素子２６ｕのエミッタ
Ｅを基準電位ＧＮＤＵとする適当な電源ＶＣＣＵが設け
られ、フォトカプラ３５Ｕの発光ダイオード３５ｕに電
流が流れると対抗するフォトトランジスタがＯＮし、ノ
ットゲート７５は抵抗器７４のバイアスが無くなりその
出力が「Ｈｉ」レベルになり抵抗器７６を介してトラン
ジスタ７７にベース電流が流れ、制動抵抗７８を介して
スイッチング素子２６ｕのゲートＧに電圧バイアスが加
えられ該素子がＯＮし、一方、発光ダイオード３５ｕの
電流が消失すると、同様にしてノットゲート７５の出力
は「Ｌｏ」レベルに反転しトランジスタ７９を介してゲ
ートＧの電荷が放電されＯＦＦする。ドライブ回路の部
分を１３２で示す。ＲＯＭ２９のデータの読み出しは、
例えば７４ＨＣ１９３を３コカスケード接続したカウン
タ３０がＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信
号７３の立ち上がりでカウントアップし、Ｑ０〜Ｑ１０
のカウント端子の信号出力をＲＯＭ２９のＡ０〜Ａ１０
のアドレスラインに出力することによりなされ、この場
合、図７で３６０度分のＯＮ・ＯＦＦパターンを２０４
８分割し駆動するため１１本のアドレスラインを使用し
ており、上記のようにラッチ・ゲートドライバ３３、３
４でＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス信号７３の
立ち下がり信号７２でラッチ動作を加えるのは、ＲＯＭ
２９のＯ１〜Ｏ６のＰＬＬパルスジェネレータ３１のパ
ルス信号７３の立ち上がりで読み出されるデータ読み出
し出力の微妙なタイミングのずれにより、ＯＮ・ＯＦＦ
パターンがくずれ双方向電力変換素子２５の同一アーム
のスイッチング素子、例えばｕとｘが同時にＯＮするよ
うないわゆるアーム短絡現象が起きるのを避けるためで
ある。カウンタ３０のＣＬＲ端子はＲＯＭ２９のデータ
をアドレス０から読みだすためのカウントクリア端子で
あり、Ｉ／ＯＬＳＩ４７の制御線８６が「Ｈｉ」の場合
クリアされる。ＰＬＬパルスジェネレータのパルス出力
信号７３は、７４ＨＣ４０４６等のＰＬＬ素子６９によ
りＶＣＯＯＵＴ端子から出力され、ｕＰＤ８２５３等の
タイマＬＳＩ３２が発振器５１の発振出力を分周機能３
２ａにより分周し基準信号７０としてＰＬＬ素子６９の
ＳｉＮ端子に出力し、一方ＰＬＬパルスジェネレータ３
１のパルス出力信号７３をタイマＬＳＩ３２が分周機能
３２ｂにより分周し比較信号７１としてＰＬＬ素子６９
のＣｉＮ端子に出力し、フェイズコンパレータによりエ
ラーシグナルをＰＣ端子から出力し、抵抗器コンデンサ
の組み合わせから成るローパスフィルタ８１を介してＶ
ＣＯｉＮ端子に電圧バイアスが与えられＶＣＯ８２（ボ
ルテイジコントロールドオシレータ）により発振出力と
して得られるようになっており、基準信号７０の周波数
に分周機能３２ｂの分周比の逆数を掛けた周波数の発振
出力となる。ＶＣＯ８２の発振出力は、超遠心機の場合
０〜２００Ｋｍｉｎ^-1の範囲でモータを回転させる必要
があり、望ましくは、１０ＫＨＺから６.９ＭＨＺの広
い範囲をカバーする必要があり、ＰＬＬ素子６９の外付
けコンデンサ容量も数種類切換えて用い、この目的のた
めに例えば７４ＨＣ４０５１等のアナログマルチプレク
サ８３によりＸ１〜Ｘ５端子に夫々一端を接続されたコ
ンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５のうちの一つを
Ｘ端子から選択しＰＬＬ素子６９に接続する。なお、コ
ンデンサＣ０は、上記コンデンサの接続切換途上でＰＬ
Ｌ素子６９の発振出力が大きく変動しないよう常時接続
されるものである。 【００１６】モードIの場合には、モータ２８の回転数
は低いからパルスジェネレータ３１のパルス出力信号の
周波数も低く、Ｉ／ＯＬＳＩ４７からコンデンサ接続切
換線信号８４を介してアナログマルチプレクサ８３のＣ
ＳＥＬ端子に選択信号が与えられ、最も容量の大きいコ
ンデンサＣ１が選択される。 【００１７】以上の説明のように、モードIに於ては、
交流位相制御素子２５によるＰＡＭ制御とＲＯＭ２９に
記憶されたパルスパターンによるＰＷＭ制御によりモー
タ２８への供給電力が調節されると共にＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１により適切な滑り周波数ｆ１がモータ２
８へ与えられ滑らかにロータ２７がスローアクセルにて
徐々に加速される。なお、このモードIでは、位相制御
された電流６３が流れるが、電流値が小さいため、高調
波電流の含有量は小さく他の機器への影響は問題無い。
モードIのロータ２７の回転数の時間経過にモータ２８
の実際の回転数を合わせるには、あらかじめ定められた
回転数の時間経過と現在のモータ２８の回転数の差をＰ
ＩＤ演算等で行ない、その結果から上記のタイマＬＳＩ
３２の時間ｔ１の遅延トリガ動作とＰＬＬパルスジェネ
レータ３１による滑り周波数ｆ１を決める周知の方法に
よる。 【００１８】次に図５のモードIIは、ロータ２７を目標
整定回転数Ｎ０まで急速に加速する過程であり、図４に
示す電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子
ｕ、ｖ、ｘ、ｙはモードIに於ては全てＯＦＦ状態であ
ったのに対し、交流電源２１に系統連係し該電源の電圧
波形に相似な電流が流れるよう昇圧コンバータとして動
作し平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する順方
向運転を行なうため、以下に説明の如くＯＮ・ＯＦＦ動
作となる。図４を用いて上記の制御に関する制御装置１
００の動作を説明すると、力率改善制御用ＩＣ３６のＯ
端子から昇圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制
御信号８８がパターン切換器３７に出力され、該信号８
８と、電源正・負サイクル検出器４８の正サイクル時論
理「１」となるＰ端子と負サイクル時論理「１」となる
Ｎ端子の信号出力をアンドゲート８９、９０、９１、９
２で論理積を取った信号が例えば７４ＨＣ１５８等のデ
ータセレクタ９３に出力されＩ／ＯＬＳＩ４７のセレク
ト信号線９４はこの場合「０」レベルに保たれるので入
力端Ａの信号が１Ｙ０端子から論理反転して出力され、
ゲートドライバ３８はドライブ電流制限用抵抗器９５を
介してフォトカプラ３９をドライブする。パターン切換
器３７から電源用双方向電力変換器２２のスイッチング
素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙに出力されるパルスパターンを図９
に示し、フォトカプラ３９と該スイッチング素子のドラ
イブ回路は図８と同様なものとなる。なお、正サイクル
は図１に於て、交流電源のａ端が高電位、ｂ端が低電位
となる場合を言う。 【００１９】次にＰＷＭ制御信号８８の生成について説
明すると、力率改善制御用ＩＣ３６のコントロールＩＣ
９６は例えば富士電機製のＦＡ５３３１等を用いる例を
示すと、図１０の機能ブロック図に示すように、同図に
於て同じ機能の部分には同一の番号が符してあり、Ｖセ
ンサ４０の出力を全波整流回路９７を通してＶ端子に基
準となる交流電源２１の電圧波形が与えられ、一方Ｉセ
ンサ４１からは全波整流回路９８を通し更に抵抗器９
９、１０１の分圧出力となる分圧器１０２で分圧された
電流フィードバック信号が例えば７４ＨＣ４０５３等の
アナクロスイッチ４３のＸＡ端子に入力されＸ出力端子
から出力され、ＣＶセンサ４２から平滑用コンデンサ２
４の充電電圧信号がフィードバック信号としてアナログ
スイッチ４３のＹＡ端子に入力されＹ出力端子から出力
される。ＣＶセンサ４２は抵抗器１０３、１２３による
平滑用コンデンサ２４の分圧出力をＶ／Ｆコンバータ１
０４により電圧に比例した周波数のパルス出力に変換
し、この信号をホトカプラ１０５で信号のグランドレベ
ルを絶縁し、Ｖ／Ｆコンバータ１０５により周波数に比
例した電圧信号に戻し、絶縁を保ちながら平滑用コンデ
ンサ２４の電圧をアナログスイッチ４３のＹＡ端子に出
力するものである。アナログスイッチ４３は上記の如
く、セレクト信号線９４の論理レベルが「０」であるた
め信号ＸＡ入力がＸに信号ＹＡ入力がＹに伝達される。
平滑用コンデンサ２４の充電電圧が抵抗器１０６、１０
７、フィルタコンデンサ１０８とＯＰＡＭＰ１０９によ
り基準電圧１１０と比較増幅され、平滑用コンデンサ２
４の充電電圧が例えば交流電源２１の電圧が１００Ｖの
場合１７０〜１８０Ｖに一定に保たれその時の電源電流
は電源電圧に相似になる。すなわち、ＯＰＡＭＰ１０９
による誤差信号出力ＶＦＢが電源電圧Ｖと乗算器ＭＵＬ
１１１により掛算され、この掛算出力ｉｉＮに電源電流
ｉが等しくなるよう抵抗器１１２、１１３コンデンサ１
１４、１１５とＯＰＡＭＰ１１６による増幅作用により
その出力ｉＦＢが抵抗器１１７、１１８から成る発振器
１１９の鋸歯状波信号とＰＷＭ比較器１２０により比較
されＯ端子よりＰＷＭ制御信号として出力される。従っ
て例えば交流電源２１が正サイクルの場合、電源用双方
向電力変換器２２のスイッチング素子ＸがＯ端子より出
力されるＰＷＭ制御信号８８に対応してＯＮ・ＯＦＦす
ることにより、リアクトル２３と平滑用コンデンサ２４
を含む回路に於て昇圧コンバータが形成され、平滑用コ
ンデンサ２４の充電電圧は、電源電圧、モータ２６の駆
動力となる負荷の大小にかかわらず一定に保たれ、しか
も電源電流は交流電源２１の電源電圧と相似になり、高
調波電流の含有量はほとんど無い。分圧器１０２により
Ｉセンサの信号出力を分圧するのは、モータ２８の損失
により力行電流よりも回生電流の方が小さいため、特に
回生時にコントロールＩＣ９６のｉ入力を大きく取り微
小な回生電流に対して電源電流波形の歪みを少なくする
ためである。 【００２０】なお、１２１はノットゲートであり、Ｉ／
ＯＬＳＩ４７の制御信号線１２２の論理出力が「０」に
よりデータセレクタの出力及びコントロールＩＣ９６の
動作がイネーブルとなる。 【００２１】この図５のモードIIに於ては、上記の説明
の通り平滑用コンデンサ２４の充電電圧は一定に保たれ
るので、モータ２８に対するＶ／ｆ制御は図７の三相Ｐ
ＷＭインバータの波形の例に示するように、正弦波信号
波６５の振幅すなわちモータに印加される電圧のデュー
ティを段階的に変えＲＯＭ２９にブロックごとに記憶し
てあるパターンの読み出しブロックを変えることにより
Ｖ／ｆのＶの制御を行ない、ｆの制御はタイマＬＳＩ３
２の分周機能３２ｂの分周比を逐次増加させると共にＰ
ＬＬ素子６９に接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ５を選択
切換えモータ２８にその回転数に対応した適切なすべり
周波数が与えられ、目標整定回転数ＮＯまで加速する。 【００２２】図１１は、ＲＯＭ２９に記憶してあるブロ
ックの内容を示したものであり、小ブロックＮ０ＰＷＭ
０が最少のデューティとなりＮ０ＰＷＭ３１最大のデュ
ーティーとなる３２段階のＶの制御を行なう例であり、
一方中ブロックＮ０ＰＷＭとＮ１ＰＷＭの違いは図７の
三角搬送波６４のキャリア数の違いであり、モータ２８
の回転数が上昇するに従い双方向電力変換器２６のスイ
ッチング素子のスイッチング回数が不適当に大きくなり
過ぎスイッチング損失に伴う素子の温度上昇を適切に管
理する必要があり、モータ２８の回転数が上昇するに従
い、三角搬送波６４のキャリア数を減少させＮ０に対し
てＮ３のキャリア数は小さく設定されている。なお、Ｎ
０に対してＮ３は高速回転域で使用するため、デューテ
ィーＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１の範囲も高い部分の分割内容
となる。小ブロックの読み出しブロック変更は、図３の
Ｉ／ＯＬＳＩ４７からＲＯＭ２９のアドレスラインのＡ
１１〜Ａ１５ラインＶＳＥＬに接続されている制御線１
２４により選択され、同様にして中ブロックの読み出し
ブロックの変更はアドレスラインのＡ１６〜Ａ１８ライ
ンＦＳＥＬに接続されている制御線１２５により選択さ
れるようになっている。 【００２３】図１２は、ｆの制御に関しＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１内のＰＬＬ素子６９に接続される各コン
デンサＣ１〜Ｃ５をパラメータとしてリニアスケールの
電圧バイアスＶＣＯｉＮに対してＶＣＯＯＵＴ７３から
出力される周波数を対数スケールで示したものであり、
例えばモータ２８の制御回転数がＮａとＮｂの間にあれ
ばコンデンサＣ２を選択しｆ制御に必要な周波数を出力
する様子を表したものであり、例えば制御整定回転数が
ちょうどＮｂの場合には加速整定の際若干の回転数のオ
ーバシュートを伴い目標回転数Ｎｂに落ちつくことを考
慮し、コンデンサＣ２の実際にカバー可能な回転数範囲
Ｎａ’〜Ｎｂ’よりもＮａ〜Ｎｂが内側になるように使
用範囲を限るとともに、選択するコンデンサの接続切換
時安定した周波数の発振出力がすみやかに得られるよう
ＶＣＯｉＮの変化をなるべく抑制するため互いのコンデ
ンサのカバー可能な回転数範囲はオーバラップさせてあ
る。コンデンサの選択は、Ｉ／ＯＬＳＩ４７のコンデン
サ接続切換信号８４により行なうことは前述の通りであ
る。次に図５のモードIIIは、ロータ２７を目標整定回
転数Ｎ０に一定に維持する過程であり、モードIIIと同
様電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連
係し該電源の電圧波形に相似な電流が流れるよう昇圧コ
ンバータとして動作し平滑用コンデンサ２４を一定の電
圧に充電する順方向運転を行ない、例えばＮ０が本遠心
機の最高運転回転数であればＲＯＭ２９のブロックは最
少キャリア数最大デューティのＮ３ＰＷＭ３１が選択さ
れると共に、ＰＬＬ素子６９に接続されるコンデンサは
Ｃ５が選択され高周波のｆが与えられ、目標整定回転数
Ｎ０に一定にモータ２８の回転数が保持されるよう目標
回転数Ｎ０とモータ２８の現在の回転数の差を遠心機制
御用ＣＰＵ５５がＰＩＤ演算し、その結果からモータ２
８のすべり周波数ｆ１を決定しこれに対応したタイマＬ
ＳＩ３２の分周機能３２ｂに分周比を指令して制御す
る。 【００２４】次に図５のモードIVは、ロータ２７を急速
に回生制動により急速に減速する過程であり、図４に示
す電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連
係し該電源の電圧波形に相似な電流が電源に戻るよう降
圧コンバータとして動作し、モータ２８の発電による平
滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の電圧
に保つ逆方向運転を行なう。図４を用いて上記の制御に
関する制御装置１００の動作を説明すると、Ｉ／ＯＬＳ
Ｉ４７のセレクト信号線９４はこの場合「１」レベルに
保たれるので、データセレクタ９３の入力端Ｂの信号が
Ｙ端子から論理反転して出力され、パターン切換器３７
から電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子
Ｕ、Ｖ、Ｘ，Ｙに図１３に示すパターンの信号が出力さ
れる。 【００２５】ＰＷＭ制御信号８８の生成について説明す
ると、アナログスイッチ４３のＳ入力端も「１」レベル
であるからＩセンサ４１からは全波整流回路９８を通っ
て直接ＸＢ端子に入力された信号がＸ出力端子から出力
され、ＣＶセンサ４２からは平滑用コンデンサ２４の充
電電圧信号を差動増幅器４５により基準電圧１２６から
引算した信号がアナログスイッチ４３のＹＢ端子に入力
されＹ端子から平滑用コンデンサ２４の充電電圧のフィ
ードバック信号として力率改善制御用ＩＣ３６に入力さ
れ、１２７は差動増幅器４５の中のＯＰＡＭＰ、１２
８、１２９、１３０、１３１は差動増幅用抵抗器であ
り、平滑用コンデンサ２４の充電電圧が上昇すると差動
増幅器４５の出力電圧は低下し、図１０に於て、ＣＶセ
ンサ４２の出力をここでは上記の出力と入れ換えると、
ＯＰＡＭＰ１０９により基準電圧１１０と比較増幅さ
れ、平滑用コンデンサ２４の充電電圧が例えば交流電源
２１の電圧が１００Ｖの場合１６０〜１７０Ｖに一定に
保たれその時の電源に戻る電流は前述と同様のコントロ
ールＩＣ９６の制御作用によりＰＷＭ制御信号８８が出
力され、従って例えば交流電源２１が正サイクルの場
合、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子Ｙ
がコントロールＩＣ９６のＯ端子から出力されるＰＷＭ
制御信号８８に対応してＯＮ・ＯＦＦし、この極性のサ
イクルではスイッチング素子ＵがＯＮ状態を保つから、
リアクトル２３と平滑用コンデンサ２４を含む回路に於
て降圧コンバータが形成され、平滑用コンデンサの充電
電圧は電源電圧、モータ２６のロータ２７を減速するた
めの発電量にかかわらず一定に保たれ、しかも交流電源
２１に回生される電流は電源電圧と相似になり、高調波
電流の含有量はほとんど無い。この図５のモードIIIに
於ては上記の説明の通り、平滑用コンデンサ２４の充電
電圧まで双方向電力変換器２６によりモータ２６の発電
電圧を上昇させるためモードIIの場合と同様のｖ／ｆ制
御であって負のすべり周波数ｆ１を与え減速する。 【００２６】次にモードVは、モードIVのロータ２７の
急減速過程のあとロータ２７を回転状態から静止状態へ
スローデクセルにて徐々に減速する過程であり、モータ
２６の回転数が低いため、モータ２６に発電制動ではな
く直流制動により減速力を与え滑らかに停止させる制御
を行なう。従って電源用双方向電力変換器２２は上述の
如くの昇圧コンバータとして動作し、順方向運転を行な
っても良いし、或いは直流制動に要する電力が小さい場
合にはスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙを全てＯＦＦし
単なる全波整流機として動作させることも可能であり、
更に交流位相制御素子２５により平滑用コンデンサ２４
の充電電圧を調節し、ＰＷＭ制御直流制動と組み合わせ
広範囲な制動制御を選択する。直流制動のために双方向
電力変換器２６のスイッチング素子に出力されるオンオ
フ・パターンの一例を図１４に示す。制動力を調節する
ため三角搬送波１４５と比較信号１４６との対応を変え
適切なＰＷＭデューティのものが任意に選択可能になっ
ており、図１１に於て、ＲＯＭ２９に記憶されているＢ
ＰＷＭ０〜ＢＰＷＭ３１の中ブロックが直流制動の部分
に当たり、３２段階のデューティが選択できる。図１４
では、キャリア数１６、デユーティ４０％の場合の例を
示す。 【００２７】なお、モードVに於ては、遠心分離する試
料の種類、分離条件によっては、図１５に示すように自
然減速による減速よりも更に緩和なデクセルパターンＡ
のような減速曲線により減速する場合があり、この時は
前述のモードIと同様の交流位相制御素子２５により平
滑用コンデンサ２４の充電電圧を調節し、双方向電力変
換器２６によりモータ２６を駆動し、滑らかに除々に減
速する運転方法を用いる。 【００２８】本発明の実施例の説明では、電源用双方向
電力変換器２２は単相の場合を例に取って説明したが、
三相交流の場合も同様の構成によりその機能が実現可能
なことは当業者に於ては容易に理解できよう。また、本
発明の実施例の説明では、交流位相制御素子２５の場所
は、図１の１３２で示す位置にあっても同一の機能が実
現可能であり、また種類もトランジスタ或いはＧＴＯ等
の自己消弧能力を有する素子でも使用可能である。一
方、電源用双方向電力変換器２２及び双方向電力変換器
２６の還流整流回路は既変換器を構成するスイッチング
素子に構造上寄生して、或いは意図的に内蔵して設けら
れているものでも使用可能であるし、上記と同様ＧＴＯ
等の自己消弧能力を有する素子でも本発明の思想の内で
使用可能であることは明らかである。 【００２９】本発明に於て、電源用双方向電力変換器２
２及び双方向電力変換器２６の上アームのスイッチング
素子Ｕ、Ｖ、ｕ、ｖ、ｗのスイッチング制御のための電
源の供給を、下アームのスイッチング素子Ｘ、Ｙ、ｘ、
ｙ、ｚのスイッチング制御のための電源と基準電位を共
有して用いる実施例を図１６に示す。図１６は、双方向
電力変換器２６の場合について示したものであり、図１
及び図８と同一の機能の部分には同一の番号が符してあ
り、スイッチング素子２６ｕのドライブ回路１３２を例
に取り説明すると、１３３は平滑用コンデンサ２４の陰
極ライン２４ｂを基準電位とするドライブ回路１３２及
び１３４、１３５、１３６、１３７、１３８の共通電源
であり、逆阻止用ダイオード１３９及びドライブ回路１
３２の駆動電機エネルギを蓄積する例えばアルミ電解の
コンデンサ１４０が直列に接続され該コンデンサ１４０
の他端はスイッチング素子２６ｕのエミッタＥに接続さ
れており、ドライブ回路１３２の電源ＶＣＣｕ，ＧＮＤ
Ｕはコンデンサ１４０の両端に並列に接続されている。
従って、スイッチング素子２６ｘのＯＮに伴い、共通電
源１３３からダイオード１３９、コンデンサ１４０、ス
イッチング素子２６ｘのルートでコンデンサ１４０が充
電され、スイッチング素子２６ｘのＯＦＦに従いコンデ
ンサ１４０の陰極側はフローティング状態となり、スイ
ッチング素子２６ｘとコンプリメンタリペアで動作する
スイッチング素子２６ｕのドライブ回路１３２の駆動電
気エネルギがコンデンサ１４０に蓄積される。スイッチ
ング素子２６ｙと２５ｖ、２６ｚ、２６ｗについても同
様であり、夫々逆阻止ダイオード１４１、１４２コンデ
ンサ１４３、１４４が図示のように接続され構成されて
いる。なお上記の説明の通り、上アームのドライブ回路
１３２、１３４、１３５は夫々コンデンサ１４０、１４
３、１４４の充電電荷で駆動されるものであるから、下
アームのスイッチング素子２６ｘ、２６ｙ、２６ｚが休
止することなく頻繁にスイッチング動作を繰り返す必要
があり、図１４に示した直流制動のオンオフ・パターン
は上記の制約条件を満たす工夫が加えられている。電源
用双方向電力変換器２２に関しても同様であり、本実施
例によれば、上アームのドライブ回路の電源を互いに独
立させた基準電位とする電源を夫々に設ける必要が無く
なり、制御部を簡素化できるためひいては機器の小形化
に効果がある。 【００３０】 【発明の効果】本発明によれば、モータが力行運転する
場合は、電源用双方向電力変換回路は制御装置の動作に
より交流電源に系統連係し交流電源の電圧波形に相似な
電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作し順方向運
転を行ない、モータが回生運転する場合には、上記電力
変換回路は同様にして交流電源に系統連係し交流電源の
電圧波形に相似な電流が戻るよう降圧コンバータとして
動作し逆方向運転を行なうようにしたので、高調波電流
を含んだ電源電流は低減され電源の電圧波形に歪みを生
ずることがなく、同一コンセントに接続される他の機器
への悪影響を回避できる効果がある。更に、高い力率の
電源電流が流れるため、電源の給電容量に制限がある場
合でも慣性モーメントの大きいロータの加速中に遠心機
内の補機の動作を一時中断する必要は無く、遠心機の機
能が常に確保できると共に、小さな給電容量の電源に於
ても急速なロータの加速が可能となり、遠心機の基本性
能が向上する効果がある。 【００３１】本発明によれば、上記に於て平滑用コンデ
ンサの充電電圧を調節する交流位相制御素子を設けたの
で、ロータのスローアクセル、スローデクセル領域に於
て滑らかな加速・減速特性を付与することができ、遠心
分離する試料の撹乱等を防止できる効果がある。

【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明の具体的実施例を示すブロック図であ
る。 【図２】 図１の部分的な他の実施例を示す電気回路図
である。 【図３】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。 【図４】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。 【図５】 モータの回転数の時間経過を示す説明図であ
る。 【図６】 ＰＡＭ制御の動作状況図を示す説明図であ
る。 【図７】 三相ＰＷＭインバータの波形の例を示す説明
図である。 【図８】 スイッチング素子のドライブ回路図である。 【図９】 電源用双方向電力変換器の力行動作時のスイ
ッチング素子のＯＮ・ＯＦＦパターン説明図である。 【図１０】 コントロールＩＣの機能ブロック図であ
る。 【図１１】 ＲＯＭの記憶内容を示した説明図である。 【図１２】 コンデンサの容量をパラメータとしたＶＣ
Ｏの入力バイアス電圧に対する出力周波数の関係を示し
た説明図である。 【図１３】 電源用双方向電力変換器の回生動作時のス
イッチング素子のＯＮ・ＯＦＦパターンの説明図であ
る。 【図１４】 三相ＰＷＭインバータの直流制動のＯＮ・
ＯＦＦパターン説明図である。 【図１５】 減速パターンの説明図である。 【図１６】 ドライブ回路の電源供給回路図を示す実施
例である。 【図１７】 従来の遠心機用モータ制御装置を示すブロ
ック図である。 【符号の説明】 ２１は交流電源、２２は電源用双方向電力変換機、２３
はリアクトル、２４は平滑用コンデンサ、２５は交流位
相制御素子、２６は双方向電力変換器、２８はモータ、
１００は制御手段である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松藤 徳康 茨城県ひたちなか市武田1060番地 日立 工機株式会社内 (72)発明者 飛田 芳則 茨城県ひたちなか市武田1060番地 日立 工機株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−56682（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−299097（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/12 B04B 9/10

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 交流側はリアクトルを介して交流電源に
   接続され、直流側は平滑用コンデンサに接続される第１
   の還流整流回路を構成する夫々整流素子に逆方向並列に
   スイッチング素子を接続した電源用双方向電力変換器
   と、交流側はモータに接続され、直流側は前記平滑用コ
   ンデンサに接続される第２の還流整流回路を構成する夫
   々整流素子に逆方向並列にスイッチング素子を接続した
   モータ用双方向電力変換器を有するモータの駆動制御装
   置を備えた遠心機に於て、前記モータが力行時は、電源
   の正サイクルの極性に対応して選択された前記電源用双
   方向電力変換器の第 1 のスイッチング素子のみがＰＷＭ
   制御され、電源の負サイクルの極性に対応して選択され
   た前記電源用双方向電力変換器の第２のスイッチング素
   子のみがＰＷＭ制御され、高調波電流含有量が低下する
   よう昇圧コンバータとして動作し順方向運転となり、前
   記モータが回生時は、電源の正サイクルの極性に対応し
   て選択された前記電源用双方向電力変換器の前記第２の
   スイッチング素子のみがＰＷＭ制御され、電源の負サイ
   クルの極性に対応して選択された前記電源用双方向電力
   変換器の前記第１のスイッチング素子のみがＰＷＭ制御
   され、高調波電流含有量が低下するよう降圧コンバータ
   として動作し逆方向運転となるように前記スイッチング
   素子のオン・オフ制御パターンを切替えるモータ制御装
   置を備えたことを特徴とする遠心機。