JP3687147B2 - 遠心機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ロータを回転駆動するモータとして誘導電動機を用いた、モータの速度制御装置を有する遠心機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の速度制御装置に於て、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう場合、例えば５,０００min~1で回転しているロータを目標とする２次曲線に沿って減速停止させる場合は、５,０００min~1の減速開始点でその２次曲線による減速がロータの自然減速によるカーブよりも減速の度合が速いか遅いかを判断し、遅く減速させる必要があると判断した場合には誘導電動機に若干の加速トルクを加え減速の度合を緩和し、逆に速く減速させる必要があると判断した場合には直流制動を加え減速の度合を増加し、更に上記の目標とする２次曲線に沿わせるためにいずれの減速の場合も誘導電動機には一定のすべり周波数を与えておき、誘導電動機の回転数の時間変化量と目標回転数の時間変化量、即ち角加速度量同志を比較し誘導電動機に印加する電圧の電圧フィードバックの制御を行ない回転数を制御していた。
【０００３】
また、誘導電動機の回転数を上昇或いは下降し所定の高速な回転数に整定させる制御を行なう場合は、例えばすべり周波数を上昇させて所定目標回転数に整定させる時、すべり周波数が整定回転数を維持する所定のすべり周波数に達するとすべり周波数はそのまま固定し、誘導電動機の回転数が漸増を待ちその後、整定回転数よりも若干低い所定の回転数に到すると目標となる整定回転数と誘導電動機の回転数の偏りから誘導電動機に印加する電圧の電圧フィードバック制御を行ない整定制御を行なっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のかかるこの種の速度制御装置では、上述した方法により誘導電動機の回転数制御を行なっているため、時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう場合、５,０００min~1の減速開始時に自然減速カーブとの比較判断を行なうために若干の時間を必要としこの間は目標となる２次曲線による減速カーブからはずれる欠点があり、更に減速途上では回転数の時間変化量の把握のため計測に時間遅れを生じこれもまた減速カーブからはずれる欠点となっていた。
【０００５】
一方、誘導電動機の回転数を上昇させて所定高速目標回転数に整定させる制御を行なう場合には、誘導電動機の回転数に対応したすべり周波数を与え回転数を上昇させていく途上で、与えるすべり周波数が整定回転数を維持する所定のすべり周波数に達するとすべり周波数はそのまま固定する制御を行なうため、特に慣性モーメントが大きいロータではその後、回転数の上昇が鈍り整定状態に達するのに長い時間を費やすという欠点があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、目標回転数に高い精度で回転数を沿わせることができ、また整定時間を短縮したモータの制御装置を有する遠心機を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう遠心機に於て、前記誘導電動機を駆動するインバータ変換器と、前記インバータ変換器に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、該制御装置は、前記目標回転数に対する実回転数の偏差を基にフィードバック演算を実行し、前記フィードバック演算値の極性に従い前記誘導電動機を加速させるＰＷＭ制御と、前記誘導電動機を減速させる直流制動ＰＷＭ制御を選択し、さらに前記フィードバック演算の値の大きさに従いＰＷＭ制御のデューティを決定し、前記インバータ変換器を制御することを特徴とする制御装置を有することで、達成される。
【０００８】
また上記目的は、ロータを回転駆動する誘導電動機の駆動源となるインバータ変換器とこのインバータ変換器に対してすべり周波数及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、目標整定回転数に対して若干低い所定の回転数範囲に達する以前、達した後及び整定制御の３段階に分けた制御を行なうことにより達成される。
【０００９】
【作用】
上記のように構成されたモータの制御装置を有する遠心機は、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう遠心機に於て、前記誘導電動機を駆動するインバータ変換器と、前記インバータ変換器に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、該制御装置は、前記目標回転数に対する実回転数の偏差を基にフィードバック演算を実行し、前記フィードバック演算値の極性に従い前記誘導電動機を加速させるＰＷＭ制御と、前記誘導電動機を減速させる直流制動ＰＷＭ制御を選択し、さらに前記フィードバック演算の値の大きさに従いＰＷＭ制御のデューティを決定し、前記インバータ変換器を制御するように動作する。
【００１０】
またロータを回転駆動する誘導電動機を高速回転域で回転数の整定制御を行なうために、上記制御装置は上記インバータ変換器に対して誘導電動機の回転数が目標整定回転数に接近し約３００min~1程度の所定の回転数範囲内に到達すると所定すべり周波数に向ってすべり周波数を時間の経過に従って段階的に近づけると共に、パルス幅も所定ＰＷＭに向ってパルス幅を段階的に絞り、この後、すべり周波数が減少し上記所定のすべり周波数に達し、また一方パルス幅も同様にして所定ＰＷＭに達すると以後パルス幅は所定パルス幅を維持し、すべり周波数は誘導電動機の回転数と目標整定回転数の偏りからすべり周波数をフィードバック制御するように動作する。
【００１１】
【実施例】
本発明の具体的実施例を以下図面に就き詳細に説明する。本発明の具体的実施例となる図１に示すブロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリアクトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列にバイポーラトランジスタＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続した昇圧コンバータとなる電源用双方向電力変換器であり、２５はリアクトル２３と平滑用コンデンサの間に介して接続された平滑用コンデンサの充電電圧を位相制御により調節するトライアック、サイリスタ等の交流位相制御素子から成る電圧調節器となるスイッチング素子であり、２６は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ２７を駆動する誘導電動機となるモータ２８に接続され直流側は平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫々の整流素子に電源用双方向電力変換器２２と同様の種類のスイッチング素子を接続したインバータ変換器となるモータ用双方向電力変換器である。
【００１２】
モータ用双方向電力変換器２６のスイッチング素子のＰＷＭインバータコントロール、即ちインバータ変換器２６のＰＷＭ制御に於て、２９は上記スイッチング素子のオン・オフのパルスパターンを記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９のデータ出力ラインの出力データの「１」「０」の論理値がパルスパターンとなっており、これらのデータはそのアドレスラインに接続されたカウンタ３０の出力により逐次読み出され、カウンタ３０のクロックは、発振器となるＰＬＬパルスジェネレータ３１のクロック出力により印加されるようになっており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパルスジェネレータ３１のクロック出力周波数が制御される。従ってタイマＬＳＩ３２によりＲＯＭ２９の読み出し速度が変化し、即ちすべり周波数が変えられるようになっている。３３はＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不揃いを防止し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ３３の出力論理に対応してフォトカプラ３５をドライブするゲート・ドライバであり、フォトカプラの信号出力によりモータ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚのオン・オフが制御される。平滑用コンデンサ２４の陽極側のラインを２４ａ、陰極側のラインを２４ｂで示す。電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子のコントロールに於て、３６は例えば富士電機（株）製のＦＡ５３３１のような力率改善制御用ＩＣであり、このＩＣのパルス幅制御出力はパターン切換器３７を介してゲート・ドライバ３８で増幅されフォトカプラ３９をドライブする。フォトカプラ３９の信号出力により電源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｘ，２２ｙのオン・オフが制御される。力率改善制御用ＩＣ３６は電源用双方向電力変換器２２がリアクトル２３と協同して交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流含有量が低い電流で、モータ２８が力行中に平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方向運転及びモータ２８が回生中に平滑用コンデンサ２４を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる逆方向運転が行なえるよう絶縁トランス等によるＶセンサ４０により電源電圧波形を、ホールカレントセンサ等によるＩセンサ４１により電源電流波形を、更に例えばフォトカプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ，Ｆ−Ｖコンバータの組合わせによるＣＶセンサ４２により平滑用コンデンサ２４の充電電圧信号がセンサ入力信号として入力されるようになっている。４３はアナログスイッチであり、電源用双方向電力変換器２２の上記の順方向運転、逆方向運転が力率改善制御用ＩＣ３６の同一の制御作用により行なえるよう、Ｉセンサ４１の信号出力は、減衰器４４により信号の大きさの切換選択ができ、ＣＶセンサ４２の信号出力は差動増幅器４５により基準電圧源４６を基準にした引算信号との切換選択が可能となるように設けられており、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の信号出力により、パターン切換器３７と連動して切換えが行なわれる。
【００１３】
４８は交流電源２１の正・負のサイクル状態を検出し、論理信号をパターン切換器３７に出力する電源の正・負サイクル検出器であり、４９はその信号出力をＩ／Ｏ ＬＳＩ４７に出力する交流位相制御素子２５の位相制御のため、交流電源２１の０クロス信号を出力する０クロス回路であり、５１はその信号出力をタイマＬＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレータ３１等の基準クロック源となる発振器である。交流位相制御素子２５は、フォトカプラ５０を介してタイマＬＳＩ３２の信号出力によって制御される。電源コントロール回路５２は、ゲート・ドライバ３４、３８にドライブ電力を供給する回路であり、双方向電力変換器２２、２６の過電流、アーム短絡等の異常発生時、或いは交流電源２１の電源投入後制御装置全体の動作準備が完了するまで、また、その他運転中のコントロール状態の切換時に双方向電力変換器２２、２６のスイッチング素子にオン信号が加えられるのを防止するために設けてある。
【００１４】
５３はロータ２７の回転数を検知する回転センサ、５４はロータ２７の回転数を計測するためのカウンタ回路であり、５５はタイマＬＳＩ３２，Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７、カウンタ回路５４を制御する遠心機制御用ＣＰＵである。モータ用双方向電力変換器２６に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行ない且つ電圧調節器２５に対して導通角を制御する制御装置を１で示す。
【００１５】
なお、上述の如く、Ｖセンサ４０、Ｉセンサ４１、ＣＶセンサ４２、フォトカプラ３５、３９、５０の絶縁信号伝達手段により、電力回路となる双方向電力変換器２２、２６のいわゆるパワーグランドと制御手段１のいわゆる信号グランドの間には基準電位の分離絶縁が図られており、交流位相制御素子２５或いは双方向電力変換器２２、２６内のスイッチング素子の高速スイッチング動作に伴ない発生するノイズによって制御装置１が誤動作等の悪影響を受けるのを防止している。
【００１６】
続いて本発明の動作について図２〜図１２を参照して説明する。なお、図２〜図１２に於ては、図１と同一の機能の部分には同一の番号が符してあり、説明しない部分があれば、その部分は本件出願人が既に出願した特願平６−４９２０４号の実施例の説明に依る。
【００１７】
まず、ロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数Ｎを図８に示すような台形状の時間ｔの経過と共に変化する目標回転数Ｎ（ｔ）に沿わせるいわゆるスローアクセル，スローデクセルと呼ばれる制御を行なう動作について説明すると、この場合Ｎ（ｔ）を０ｍｉｎ~1から徐々に例えば２次曲線に従って５,０００ｍｉｎ~1まで上昇させ、５,０００ｍｉｎ~1でしばらく整定させた後再び２次曲線に従って０ｍｉｎ~1まで下降させる運転例を示したものであり、▲１▼，▲２▼，▲３▼の制御ステップをたどり、図９に各制御ステップ▲１▼，▲２▼，▲３▼に対応させて、ＣＰＵ５５の制御によりモータ用双方向電力変換器２６から誘導電動機２８に加えられるパルス幅の制御段階ＰＷＭ，すべり周波数ｆ，平滑用コンデンサ２４の充電電圧Ｖの制御内容をまとめて示す。
【００１８】
制御ステップ▲１▼はロータ２７を静止状態からスローアクセルにて徐々に加速する過程であり、目標回転数Ｎ（ｔ）は極めて小さい値から始まり、一方モータ回転数Ｎは回転による機械損、制御上の最小回転数などの制約により初めのうちは目標回転数Ｎ（ｔ）よりも大きな値となってしまうため、Ｎ（ｔ）がＮを上回るまでは起動後Ｎが減少しないように回転数が横ばい或いは漸増となるように制御し、一例としてパルス幅ＰＷＭの選択段階はｎ０ＰＷＭ１２段、すべり周波数ｆは６００ｍｉｎ~1で一定とし、充電電圧Ｖはモータ２８が起動後漸次増加させ、ＰＷＭ制御のみでは滑らかな起動及び上記の制御が行なえないため、充電電圧Ｖも制御するいわゆるＰＡＭ制御を併用する。ＰＡＭ制御中は、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｘ，２２Ｙのスイッチング制御は休止され、並列に接続されている還流整流素子による整流回路と交流位相制御素子２５の位相制御動作により平滑用コンデンサ２４の充電電圧が調節され遠心機制御用ＣＰＵ５５がＩ／Ｏ ＬＳＩ４７を介して０クロス回路４９から得られる交流電源２１の０クロス点に同期した信号を基準信号としタイマＬＳＩ３２に時間ｔｐｈｃの遅延トリガ動作を行なわせ、時間ｔｐｈｃを変化させ所望の導通角にて交流位相制御素子２５にトリガ信号を与え交流位相制御素子２５に位相制御された電流が流れ平滑用コンデンサ２４の充電電圧が調節されることによりＰＡＭ制御が行なわれる。
【００１９】
ＰＷＭ制御は、図１１の三相ＰＷＭインバータの波形の例に示すように、三角搬送波６４と正弦波信号波６５から６コのスイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚのオン・オフパターンを予め求め、ＲＯＭ２９に記憶しておきこれを読み出すことにより行なわれる。Ｅｕｎ６６，Ｅｖｎ６７，Ｅｗｎ６８は夫々スイッチング素子２６ｕ，ｖ，ｗのオン信号、逆に上下に対応するスイッチング素子ｘ，ｙ，ｚのオフ信号となり、ｅＵＶ６９，ｅＶＷ７０，ｅＷＵ７１は夫々モータ２８に接続される線ＵＶ，ＶＷ，ＷＶ相間に出力される電圧波形を表わす。図１１では、三角搬送波６４と正弦波信号波６５の組み合わせに於て２１キャリアデューティ５０％の場合を例示する。
【００２０】
図７を用いてＰＷＭ制御に関する制御装置１の動作について説明すると、ＲＯＭ２９に記憶されているデータは、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４となる例えば７４ＨＣ３７４等のＤタイプフリップフロップでＰＬＬパルスジェネレータ３１の出力信号７３をノットゲート２０で論理を反転し、この反転信号７２でＣＫ端子で同期ラッチされフォトカプラ３５をドライブし双方向電力変換器２６の各スイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚをオン・オフする。ＲＯＭ２９のデータ出力端子Ｏ１〜Ｏ６が、図示の如くラッチ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｄ〜６Ｄに対応し更に１Ｑ〜６Ｑに対しそれらは２６ｕ〜２６ｚに対応しており例えばＲＯＭ２９のＯ１端子が論理の「０」レベルになると、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｑ端子も論理「０」になり抵抗器８０を介してＬＥＤ３５がオンし、スイッチングトランジスタ２６ｕがオンする。ラッチ・ゲートドライバ３３、３４のＯＣ端子は、その０出力をハイインピーダンスに切り換えるものであり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の出力制御線８５が「Ｈｉ」の場合、ハイインピーダンスとなり、フォトカプラ３５は全てオフする。
【００２１】
ＲＯＭ２９のデータの読み出しは、例えば７４ＨＣ１９３を３コカスケード接続したカウンタ３０がＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３の立ち上がりでカウントアップし、Ｑ0〜Ｑ10のカウント端子の信号出力をＲＯＭ２９のＡ0〜Ａ10のアドレスラインに出力することによりなされ、ＲＯＭ２９の読み出し速度、即ちＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３の同期がすべり周波数ｆに比例することになる。この場合、図１１で３６０度分のオン・オフパターンを２０４８分割し駆動するため１１本のアドレスラインを使用しており、上記のようにラッチ・ゲートドライバ３３、３４でＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス信号７３の立ち下がり信号７２でラッチ動作を加えるのは、ＲＯＭ２９のＯ１〜Ｏ６のＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス信号７３の立ち上がりで読み出されるデータ読み出し出力の微妙なタイミングのずれにより、オン・オフパターンがくずれ双方向電力変力素子２５の同一アームのスイッチング素子、例えば２６ｕと２６ｘが同時にオンするようないわゆるアーム短絡現象が起きるのを避けるためである。カウンタ３０のＣＬＲ端子はＲＯＭ２９のデータをアドレス０から読み出すためのカウントクリア端子であり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の制御線８６が「Ｈｉ」の場合、クリアされる。ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３は、７４ＨＣ４０４６等のＰＬＬ素子によりＶＣＯＯＵＴ端子から出力され、μＰＤ８２５３等のタイマＬＳＩ３２が発振器５１の発振出力を分周機能により分周し、基準信号１９としてＰＬＬパルスジェネレータ３１のＳＩＮ端子に出力し、一方ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３をタイマＬＳＩ３２が分周機能により分周し比較信号１８としてＰＬＬパルスジェネレータ３１のＣＩＮ端子に出力し、以下周知の様にＰＬＬ素子に内蔵されているフェイズコンパレータによりエラーシグナルをＰＣ端子から出力し、抵抗器、コンデンサの組み合わせから成るローパスフィルタを介してＶＣＯＩＮ端子に電圧バイアスが与えられボルテイジコントロールオシレータにより発振出力として得られるようになっており、基準信号１９の周波数に分周機能の分周比の逆数を掛けた周波数の発振出力となる。
【００２２】
ＰＬＬパルスジェネレータ３１の発振周波数範囲は、超遠心機の場合０〜２００Ｋｍｉｎ~1の範囲でモータ２８を回転させる必要があり、望ましくは１０ＫＨｚから６．９ＭＨｚの広い周波数範囲をカバーする必要があり、ＰＬＬ素子の発振用外付けコンデンサの容量も数種類切り換えて用いる必要があり、この目的のためにＩ／Ｏ ＬＳＩ４７からＰＬＬパルスジェネレータ３１のＣＳＥＬ端子に制御線１７が接続されている。
【００２３】
次にＲＯＭ２９のＰＷＭ選択段階の選択について説明すると、図６は、ＲＯＭ２９に記憶してあるブロックの内容を示したものであり、小ブロックｎ０ＰＷＭＯが最小のデューティとなりｎ０ＰＷＭ３１最大のデューティとなる３２段階のＰＷＭ制御を行なう例であり、一方中ブロックｎ０ＰＷＭとｎ１ＰＷＭの違いは図１１の三角搬送波６４のキャリア数の違いであり、モータ２８の回転数が上昇するに従い双方向電力変換器２６のスイッチング素子のスイッチング回数が不適当に大きくなり過ぎ、スイッチング損失に伴う素子の温度上昇を適切に管理する必要があり、モータ２８の回転数が上昇するに従い、三角搬送波６４のキャリア数を減少させｎ０に対してｎ３のキャリア数は小さく設定されている。なお、ｎ０に対してｎ３は高速回転域で使用するため、ＰＷＭ制御のパルスＯＮデューティに関しＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１のＯＮデューティの範囲も高い部分の分割設定内容となる。小ブロックの読み出しブロックの変更は、図７のＩ／Ｏ ＬＳＩ４７からＲＯＭ２９のアドレスラインのＡ１１〜Ａ１５ラインＶＳＥＬに接続されている制御線１６により選択され、同様にして中ブロックの読み出しブロックの変更は、アドレスラインのＡ１６〜Ａ１８ラインＦＳＥＬに接続されている制御線１５により選択されるようになっている。従ってパルス幅ＰＷＭの選択段階ｎ０ＰＷＭ１２段は、中ブロックｎ０ＰＷＭの０〜３１段階のうち低い方から１３段目のパルス幅制御を選択していることを示す。
【００２４】
制御ステップ▲２▼は、スローアクセルにて起動後漸増するモータ２８の回転数Ｎに対して目標回転数Ｎ（ｔ）が追いつき追い越した状態から５０００回転での整定状態、更にはスローデクセルにてモータ２８の回転数が１００ｍｉｎ~1まで低下するまでの状態にある時の制御内容を示したものであり、一例としてパルス幅ＰＷＭの選択段階はモータ２８の回転数Ｎと目標回転数Ｎ（ｔ）の回転数の偏り即ち両者の回転数の差に対応して回転数差を打ち消すようにパルス幅ＰＷＭの選択段階をＰｉＤフィードバックにより選択するフィードバック制御を行ない、すべり周波数ｆはモータ２８の回転数の１．３倍を与え、平滑用コンデンサ２４の充電電圧Ｖはモータ２８の回転数Ｎに対応して予め定められた目標電圧Ｖ（Ｎ）と充電電圧Ｖの偏り、即ち両者の電圧差に対応して電圧差を打ち消すように交流位相制御素子２５の導通角を制御するものである。なお、図１０にモータ２８の回転数Ｎに対応する目標電圧Ｖ（Ｎ）の曲線例を示す。
【００２５】
上記のＰＷＭの選択段階を求めるＰｉＤフィードバック演算は例えば下記の数式（１）を用いる。
【００２６】
【数１】
【００２７】
数式（１）の演算により求められる算出値ＡＰＷＭの大きさに対応して中ブロックｎ０ＰＷＭ中のブロックｎ０ＰＷＭ０からｎ０ＰＷＭ３１の範囲でＰＷＭが選択される。ただし上記は算出値ＡＰＷＭが正の場合であり、負の場合はその絶対値の大きさにより小さい順に中ブロックＢＰＷＭ中のブロックＢＰＷＭ０からＢＰＷＭ３１が選択される。
【００２８】
中ブロックＢＰＷＭは、モータ２８に直流制動を掛けるインバータのパルスパターンであり、図１２の双方向電力変換器２６のスイッチング素子に出力されるオン・オフパターンの一例で示すように直流制動力を調節するため三角搬送波１４と比較信号１３の対応を変え予め計算しその結果がＲＯＭ２９に書き込まれており、ＢＰＷＭ０が最小のデューティで最小の制動力、ＢＰＷＭ３１が最大のデューティで最大の制動力が発揮されるようになっている。更に算出値ＡＰＷＭが０の場合は小ブロックＡＲＭＰＡＴがＲＯＭ２９から選択される。ＡＲＭＰＡＴは、双方向電力変換器２６がモータ２８を駆動も直流制動も加えない双方向電力変換器２６のスイッチング素子のオン・オフパターンであり、双方向電力変換器２６の上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗのスイッチング制御のための電源の供給を下アームのスイッチング素子２６ｘ、２６ｙ、２６ｚのスイッチング制御のための電源と基準電位を共用して用いる場合に備えて、上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ常時オフ、下アームのスイッチング素子２６ｘ及び２６ｚが２６ｙと交互にオン・オフを繰り返すオン・オフパターンで構成される。
【００２９】
交流位相制御素子２５の導通角のＰｉＤフィードバック制御も数式(１)と同様の方法により行なわれ、ＰＷＭの変更はロータ２７の回転数を計測する周期に合わせ、導通角の変更は交流電源２１のサイクルごとの周期で実施される。
【００３０】
また図８の２点鎖線で示すデクセルカーブはＤＥＣ１がロータ２７のロータイナーシャが大きい場合、ＤＥＣ２はロータイナーシャが小さい場合の自然減速による回転数の減速カーブを示すものであるが、上記の目標回転数Ｎ（ｔ）と現在の回転数Ｎの偏りからフィードバック制御によりＲＯＭ２９のｎ０ＰＷＭ或いはＢＰＷＭから駆動及び制動制御が自動的に選択されてロータ２７の回転数を制御するものであるから、ロータイナーシャが大きい場合にはＲＯＭ２９のＢＰＷＭがもっぱら選択され逆にロータイナーシャが小さい場合にはｎ０ＰＷＭが選択され、電圧Ｖに対するフィードバック制御とあいまって、装着されるロータ２７のイナーシャ、交流電源２１の電源電圧及び周波数更には遠心機の機械損がある程度変化しても安定してしかも精度よく目標回転数Ｎ（ｔ）に倣ったモータ２８の回転数Ｎの制御が行なわれている。
【００３１】
制御ステップ▲３▼はモータ２８の回転数がスローデクセルカーブＮ（ｔ）に従って下降して行く過程で一例として１００ｍｉｎ~1以下になった状態にある時の制御内容を示したものであり、この状態ではロータ２７の回転数が低く回転数を計測する周期もこれに呼応して長くなるため制御ステップ▲２▼の制御を加えると制御の時間遅れの影響が顕著になり回転数が上昇・下降して乱れるいわゆるハンチング現象が発生し易くなるためロータ２７を自然減速させる。従って図９に示すようにＰＷＭはＡＲＭＰＡＴを選択し、すべり周波数ｆは２,５００ｍｉｎ~1で一定とし、電圧Ｖも交流位相制御素子２５を常時オフさせて０Ｖとする。
【００３２】
次にロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数を急速に上昇させながらしかも所定の一例として１５０Ｋｍｉｎ− 1の高速な目標回転数に速やかに整定させる制御動作について説明すると、図２は整定目標回転数Ｎ０に整定する際の本発明の制御動作をＩ、II、IIIの３つのステップに分けて模擬的に示したグラフであり、図４はこれに対応するＣＰＵ５５の制御処理フローである。図２に於て、ｔは時間経過、Ｎは誘導電動機２８の回転数、ｆはすべり周波数、ＰＷＭはパルス幅制御の選択段階を示し、ｆｏは整定目標回転数に対応する目標すべり周波数、同様にしてｎ３ＰＷＭ２０は目標ＰＷＭ選択段階を示している。
【００３３】
この状態では、図１に於て、交流位相制御素子２５は常時点孤状態にあり電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子２２Ｘ、２２Ｙは力率改善制御用ＩＣ３６の制御によりオン・オフ動作し、交流電源２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作し平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する順方向運転を行なう。即ち制御装置１では、力率改善制御用ＩＣ３６から昇圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制御信号がパターン切換器３７に出力され、この信号と電源正・負サイクル検出器４８の出力がパターン切換器３７内で論理積を取り、交流電源２１のａ端が高電位、ｂ端が低電位となる正サイクルではスイッチング素子２２Ｘに上記のＰＷＭ制御信号が加えられ、逆の場合の負サイクルではスイッチング素子２２ＹにＰＷＭ制御信号が加えられる。
【００３４】
図２の制御動作を図４のフローに従って説明すると、ステップＩは一例として目標整定回転数Ｎ０よりも３００ｍｉｎ~1低い回転数である所定の回転数範囲内となるＰＡＣＣ点に到達するまで回転数を上昇させる制御内容を示しており、判断１００により処理１０２に分岐し、ＰＷＭパルス幅制御及びプラスのすべり周波数ｆによるＶ／ｆ制御によりモータ２８の回転数は急速に上昇し、ＰＡＣＣ点に達した後はステップIIに移行し判断１００により処理１０１に分岐し、目標整定回転数Ｎ０に対応したすべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０を定める。ステップIIでは判断１０４及び１０６により処理１０３の存在により一定の例えば２０ｍｓｅｃの周期でＰＷＭパルス幅制御の減段とすべり周波数ｆから所定の減算周波数△ｆの減算を繰り返し実行し、判断１０８によりＰＷＭ及びｆの減段、減算のいずれもが完了すると、処理１０９に進みこれがステップIIIとなり、以後処理１０９に於て、ＰＷＭ選択段階はｎ３ＰＷＭ２０に固定し、すべり周波数ｆをフィードバック制御しモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する。すべり周波数ｆのフィードバック制御は数式（１）と同様にＮ０−ＮのＰｉＤ演算によりすべり周波数ｆを求め行なうものである。なお、モータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する際のＰＷＭ選択段階の一例となるｎ３ＰＷＭ２０は、通常この回転数Ｎ０を通過してより高い回転数に加速中のＰＷＭ選択段階と比較すると、整定時のモータ２８の励磁鉄損を極力抑制しモータ２８の巻線の温度上昇引いてはモータ２８の軸受部の温度上昇を抑えるためモータ２８に印加される実効電圧に換算するとかなり低い値とする。ここで、モータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する際のＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０は固定されたものであり、一方上述の様にモータ２８の励磁鉄損を抑えるためにＰＷＭとして低いデューティにセットするため、例えばモータ軸受部の機械損の大小、制御装置１の固体差による平滑用コンデンサ２４の充電電圧のバラツキ等によりＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０によるモータ２８への印加電圧ではすべり周波数ｆをどのように大きくしてもモータ２８の出力トルクが小さくモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持できず、図２のステップIIIに於て回転数がＮ０に到達しないという現象が起こる場合がある。そこでこの現象を回避するために、図４のフローの処理１０９内に於てＰＷＭ選択段階を適宜上昇させモータ２８へ印加される電圧を増加させる処理を実行する。この時の図２の制御動作に対応させ図１３に制御動作を模擬的に示し、更に図１４に図１３の制御動作に対応するＣＰＵ５５の制御処理フローを示す。
【００３５】
図１３に於ては図２とステップIIまでは同様であり、図４のフローに於ても判断１０８で処理１０９に向い、処理１０９の替わりに図１４の処理１２５以下を実行する。図１３の制御動作のステップIII以降について図１４のフローに従って説明すると、ステップIIからステップIIIに移った時点では、この場合モータ２８の回転数Ｎは目標回転数Ｎ０よりも下回っている。処理１２５により、処理１２８のためのＰｉＤ制御のために特に積分フィードバック項に初期値を与え、ＰｉＤ制御開始時にそれまでのすべり周波数ｆに対する変化を少なくし滑らかにすべり周波数が変化するようにし、判断１２６により処理１２８に進みＮ０−ＮのＰｉＤ演算によりすべり周波数ｆを求めフィードバック制御を行ない、その後処理１２９の２０ｍｓｅｃタイマを経て再び判断１２６に戻る約２０ｍｓｅｃ周期のフィードバック制御を繰り返し実行する。この時モータ２８の回転数Ｎは例えばモータ軸受部の機械損が大きいため序々に低下し、一方すべり周波数ｆはモータ２８の回転数Ｎが低下するため序々に増加し、その後、すべり周波数の所定ＭＡＸ値に達しその値のまま推移する。ステップIIIの（ａ）に於てモータ２８の回転数Ｎは目標回転数Ｎ０よりも例えば５００ｍｉｎ~1低い回転数まで低下すると、判断１２６に於て判断１２７に分岐し判断１２７では処理１３０に分岐する。処理１３０に於てＰＷＭの選択段階を一段増やしそれまでのｎ３ＰＷＭ２０からｎ３ＰＷＭ２１が選択され、一方すべり周波数ｆについては判断１３１，処理１３２，処理１３３によりすべり周波数ｆを２０ｍｓｅｃ周期で△ｆづつｆｏになるまで序々に減らす処理を行ない、これが完了すると判断１３１により処理１３４に分岐し、処理１３４，判断１３５，処理１３０，判断１３１のルートにより、５００ｍｓｅｃ周期ですべり周波数がｆｏに保たれたままモータ２８の回転数ＮがＮ０−５００ｍｉｎ~1以上になるまでＰＷＭの選択段階が一段づつ増加する処理が行なわれこれがステップIIIの（ｂ）に相当する。この後、ステップIIIの（ｃ）の如くモータ２８の回転数ＮがＮ０−５００ｍｉｎ~1以上になると判断１３５に於て処理１２５に分岐し、ＰｉＤ制御開始の初期化を行ない判断１２６により処理１２８に分岐し、処理１２８，処理１２９，判断１２６のルートでＰＷＭの選択段階はｎ３ＰＷＭ２２を選択しこの段階に固定された状態で上記と同様のすべり周波数ｆをフィードバック制御しモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する制御を行なう。なお、後述のモータ２８の回転数を急速に下降させたあと所定の目標回転数に速やかに整定させる制御動作に於ても、図５の処理１２３の替わりに図１４で示すフローとし、上記の問題を解消できることは勿論である。
【００３６】
次にロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数を急速に下降させながらしかも所定の一例として１００Ｋｍｉｎ− 1の高速な目標回転数に速やかに整定させる制御動作について説明すると、図３は図２と同様にして整定目標回転数Ｎ０に整定する際の本発明の制御動作をＩ、II、III、IVの４つのステップに分けて模擬的に示したグラフであり、図５はこれに対応するＣＰＵ５５の制御処理フローである。この状態に於てまずステップＩ、II、IIIに於てはモータ２８は回生制動動作となるため図１の交流位相制御素子２５は常時点孤状態にあり、電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な電流が電源に戻るよう降圧コンバータとして動作し、モータ２８の発電による平滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の電圧に保つ逆方向運転を行ない、制御装置１では力率改善制御用ＩＣ３６から降圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制御信号がパターン切換器３７に出力され、この信号と電源正・負サイクル検出器４８の出力がパターン切換器３７内で論理積を取り、交流電源２１が正サイクルにあると、スイッチング素子２２Ｙに上記のＰＷＭ制御信号が加えられ、また同時に２２Ｕもオンし、逆の場合の負サイクルではスイッチング素子２２ＸにＰＷＭ制御信号が加えられ同時に２２Ｖもオンする。この場合アナログスイッチ４３からは順方向運転の場合と異なり、逆方向運転のためＣＶセンサ４２の反転信号を力率改善制御用ＩＣ３６に印加する必要があり、差動増幅器４５の出力が選択され、一方センサ４１の信号は減衰器４４を介したものが選択される。
【００３７】
図３の制御動作を図５のフローに従って説明すると、ステップＩは一例として目標整定回転数Ｎ０よりも５００ｍｉｎ~1高い回転数である所定の回転数範囲内となるＰＤＥＣ１点に到達するまで回転数を回生制動により下降させる制御内容を示しており判断１１０により処理１１２に分岐し、ＰＷＭパルス幅制御及びマイナスのすべり周波数ｆによるＶ／ｆ制御によりモータ２８の回転数は急速に下降し、ＰＤＥＣ１点に達した後はステップIIに移行し判断１１０により処理１１１に分岐し、目標回転数Ｎ０に対応したすべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階ｎ２ＰＷＭ９を定める。
【００３８】
ステップIIでは目標整定回転数Ｎ０よりも１００ｍｉｎ~1高い回転数である所定回転数範囲内となる点ＰＤＥＣ２点に到達するまで判断１１４，判断１１５及び判断１１６により処理１１３の存在により一定の例えば、２０ｍｓｅｃの周期で目標すべり周波数ｆｏに対してステップIIに達した時点のすべり周波数ｆと目標すべり周波数ｆｏを比較して減少が必要であれば所定の減算周波数△ｆの減算を、逆に増加が必要であれば△ｆの加算を繰り返し実行し、判断１１９によりＰＤＥＣ２点に達するとステップIIIの制御に移行し、処理１２０によりまず目標ＰＷＭとなるｎ２ＰＷＭ９と現在のＰＷＭを比較しその中間のＰＷＭを選択出力し、次に処理１２１により整定制御に備えて電源用双方向電力変換器２２の運転をそれまでの逆方向運転から順方向運転に切り換え、処理１２２により目標ＰＷＭ選択段階ｎ２ＰＷＭ９を出力し、その後ステップIVの制御を実行し、前述の図４の処理１０９と同様の処理１２３を実行し、目標回転数Ｎ０に整定制御する。
【００３９】
なお、上記の加速整定及び減速整定の際の目標すべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階は目標整定回転数Ｎ０によって異なる最適な値を予め実験等により定めておくことが可能である。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によればロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせるため、インバータ変換器に対し誘導電動機の現在回転数に対応した所定のすべり周波数を与え、現在回転数と目標回転数の偏りからこの偏りを０にするＰＷＭの選択段階を選ぶフィードバック制御を行ない、平滑用コンデンサの充電電圧を誘導電動機の回転数に対応した電圧となるようこれらの電圧の偏りからこの電圧の偏りを０にするフィードバック制御を交流位相制御素子に対して行なうようにしたので、ロータイナーシャ，遠心機の機械損の大小，電源電圧等に影響されず安定して高精度な目標回転数に倣った回転数制御が行える。
【００４１】
また本発明によれば、ロータを回転駆動する誘導電動機の高速回転域での回転数の整定制御を行なうため、誘導電動機の回転数が目標回転数に接近し所定の回転数範囲内に達すると所定すべり周波数及び所定ＰＷＭパルス幅制御に向って段階的に上記両者を目標に近づけ、上記所定値に達するとすべり周波数を目標整定回転数と誘導電動機の現在回転数の偏りからこの回転数の偏りを０にするすべり周波数のフィードバック制御を行なうようにしたので、ロータの回転数は速やかに目標整定回転数に達しその後は安定した整定制御特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明になる速度制御装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図３】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図４】 図２の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【図５】 図３の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【図６】 ＲＯＭの記憶内容を示す説明図である。
【図７】 図１の詳細な実施例を示す回路図である。
【図８】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図９】 本発明の制御内容を示す表である。
【図１０】 モータの回転数に対応する目標電圧の曲線例を示すグラフである。
【図１１】 ＰＷＭインバータの波形の例を示すグラフである。
【図１２】 ＰＷＭインバータの直流制動のオン・オフパターンを示すグラフである。
【図１３】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図１４】 図１３の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【符号の説明】
１は制御装置、２１は交流電源、２５は電圧調整器、２６はインバータ変換器、２７はロータ、２８は誘導電動機である。
【産業上の利用分野】
本発明は、ロータを回転駆動するモータとして誘導電動機を用いた、モータの速度制御装置を有する遠心機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の速度制御装置に於て、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう場合、例えば５,０００min~1で回転しているロータを目標とする２次曲線に沿って減速停止させる場合は、５,０００min~1の減速開始点でその２次曲線による減速がロータの自然減速によるカーブよりも減速の度合が速いか遅いかを判断し、遅く減速させる必要があると判断した場合には誘導電動機に若干の加速トルクを加え減速の度合を緩和し、逆に速く減速させる必要があると判断した場合には直流制動を加え減速の度合を増加し、更に上記の目標とする２次曲線に沿わせるためにいずれの減速の場合も誘導電動機には一定のすべり周波数を与えておき、誘導電動機の回転数の時間変化量と目標回転数の時間変化量、即ち角加速度量同志を比較し誘導電動機に印加する電圧の電圧フィードバックの制御を行ない回転数を制御していた。
【０００３】
また、誘導電動機の回転数を上昇或いは下降し所定の高速な回転数に整定させる制御を行なう場合は、例えばすべり周波数を上昇させて所定目標回転数に整定させる時、すべり周波数が整定回転数を維持する所定のすべり周波数に達するとすべり周波数はそのまま固定し、誘導電動機の回転数が漸増を待ちその後、整定回転数よりも若干低い所定の回転数に到すると目標となる整定回転数と誘導電動機の回転数の偏りから誘導電動機に印加する電圧の電圧フィードバック制御を行ない整定制御を行なっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のかかるこの種の速度制御装置では、上述した方法により誘導電動機の回転数制御を行なっているため、時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう場合、５,０００min~1の減速開始時に自然減速カーブとの比較判断を行なうために若干の時間を必要としこの間は目標となる２次曲線による減速カーブからはずれる欠点があり、更に減速途上では回転数の時間変化量の把握のため計測に時間遅れを生じこれもまた減速カーブからはずれる欠点となっていた。
【０００５】
一方、誘導電動機の回転数を上昇させて所定高速目標回転数に整定させる制御を行なう場合には、誘導電動機の回転数に対応したすべり周波数を与え回転数を上昇させていく途上で、与えるすべり周波数が整定回転数を維持する所定のすべり周波数に達するとすべり周波数はそのまま固定する制御を行なうため、特に慣性モーメントが大きいロータではその後、回転数の上昇が鈍り整定状態に達するのに長い時間を費やすという欠点があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、目標回転数に高い精度で回転数を沿わせることができ、また整定時間を短縮したモータの制御装置を有する遠心機を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう遠心機に於て、前記誘導電動機を駆動するインバータ変換器と、前記インバータ変換器に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、該制御装置は、前記目標回転数に対する実回転数の偏差を基にフィードバック演算を実行し、前記フィードバック演算値の極性に従い前記誘導電動機を加速させるＰＷＭ制御と、前記誘導電動機を減速させる直流制動ＰＷＭ制御を選択し、さらに前記フィードバック演算の値の大きさに従いＰＷＭ制御のデューティを決定し、前記インバータ変換器を制御することを特徴とする制御装置を有することで、達成される。
【０００８】
また上記目的は、ロータを回転駆動する誘導電動機の駆動源となるインバータ変換器とこのインバータ変換器に対してすべり周波数及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、目標整定回転数に対して若干低い所定の回転数範囲に達する以前、達した後及び整定制御の３段階に分けた制御を行なうことにより達成される。
【０００９】
【作用】
上記のように構成されたモータの制御装置を有する遠心機は、ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせる制御を行なう遠心機に於て、前記誘導電動機を駆動するインバータ変換器と、前記インバータ変換器に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行う制御装置を備え、該制御装置は、前記目標回転数に対する実回転数の偏差を基にフィードバック演算を実行し、前記フィードバック演算値の極性に従い前記誘導電動機を加速させるＰＷＭ制御と、前記誘導電動機を減速させる直流制動ＰＷＭ制御を選択し、さらに前記フィードバック演算の値の大きさに従いＰＷＭ制御のデューティを決定し、前記インバータ変換器を制御するように動作する。
【００１０】
またロータを回転駆動する誘導電動機を高速回転域で回転数の整定制御を行なうために、上記制御装置は上記インバータ変換器に対して誘導電動機の回転数が目標整定回転数に接近し約３００min~1程度の所定の回転数範囲内に到達すると所定すべり周波数に向ってすべり周波数を時間の経過に従って段階的に近づけると共に、パルス幅も所定ＰＷＭに向ってパルス幅を段階的に絞り、この後、すべり周波数が減少し上記所定のすべり周波数に達し、また一方パルス幅も同様にして所定ＰＷＭに達すると以後パルス幅は所定パルス幅を維持し、すべり周波数は誘導電動機の回転数と目標整定回転数の偏りからすべり周波数をフィードバック制御するように動作する。
【００１１】
【実施例】
本発明の具体的実施例を以下図面に就き詳細に説明する。本発明の具体的実施例となる図１に示すブロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリアクトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列にバイポーラトランジスタＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続した昇圧コンバータとなる電源用双方向電力変換器であり、２５はリアクトル２３と平滑用コンデンサの間に介して接続された平滑用コンデンサの充電電圧を位相制御により調節するトライアック、サイリスタ等の交流位相制御素子から成る電圧調節器となるスイッチング素子であり、２６は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ２７を駆動する誘導電動機となるモータ２８に接続され直流側は平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫々の整流素子に電源用双方向電力変換器２２と同様の種類のスイッチング素子を接続したインバータ変換器となるモータ用双方向電力変換器である。
【００１２】
モータ用双方向電力変換器２６のスイッチング素子のＰＷＭインバータコントロール、即ちインバータ変換器２６のＰＷＭ制御に於て、２９は上記スイッチング素子のオン・オフのパルスパターンを記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９のデータ出力ラインの出力データの「１」「０」の論理値がパルスパターンとなっており、これらのデータはそのアドレスラインに接続されたカウンタ３０の出力により逐次読み出され、カウンタ３０のクロックは、発振器となるＰＬＬパルスジェネレータ３１のクロック出力により印加されるようになっており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパルスジェネレータ３１のクロック出力周波数が制御される。従ってタイマＬＳＩ３２によりＲＯＭ２９の読み出し速度が変化し、即ちすべり周波数が変えられるようになっている。３３はＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不揃いを防止し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ３３の出力論理に対応してフォトカプラ３５をドライブするゲート・ドライバであり、フォトカプラの信号出力によりモータ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚのオン・オフが制御される。平滑用コンデンサ２４の陽極側のラインを２４ａ、陰極側のラインを２４ｂで示す。電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子のコントロールに於て、３６は例えば富士電機（株）製のＦＡ５３３１のような力率改善制御用ＩＣであり、このＩＣのパルス幅制御出力はパターン切換器３７を介してゲート・ドライバ３８で増幅されフォトカプラ３９をドライブする。フォトカプラ３９の信号出力により電源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｘ，２２ｙのオン・オフが制御される。力率改善制御用ＩＣ３６は電源用双方向電力変換器２２がリアクトル２３と協同して交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流含有量が低い電流で、モータ２８が力行中に平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方向運転及びモータ２８が回生中に平滑用コンデンサ２４を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる逆方向運転が行なえるよう絶縁トランス等によるＶセンサ４０により電源電圧波形を、ホールカレントセンサ等によるＩセンサ４１により電源電流波形を、更に例えばフォトカプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ，Ｆ−Ｖコンバータの組合わせによるＣＶセンサ４２により平滑用コンデンサ２４の充電電圧信号がセンサ入力信号として入力されるようになっている。４３はアナログスイッチであり、電源用双方向電力変換器２２の上記の順方向運転、逆方向運転が力率改善制御用ＩＣ３６の同一の制御作用により行なえるよう、Ｉセンサ４１の信号出力は、減衰器４４により信号の大きさの切換選択ができ、ＣＶセンサ４２の信号出力は差動増幅器４５により基準電圧源４６を基準にした引算信号との切換選択が可能となるように設けられており、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の信号出力により、パターン切換器３７と連動して切換えが行なわれる。
【００１３】
４８は交流電源２１の正・負のサイクル状態を検出し、論理信号をパターン切換器３７に出力する電源の正・負サイクル検出器であり、４９はその信号出力をＩ／Ｏ ＬＳＩ４７に出力する交流位相制御素子２５の位相制御のため、交流電源２１の０クロス信号を出力する０クロス回路であり、５１はその信号出力をタイマＬＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレータ３１等の基準クロック源となる発振器である。交流位相制御素子２５は、フォトカプラ５０を介してタイマＬＳＩ３２の信号出力によって制御される。電源コントロール回路５２は、ゲート・ドライバ３４、３８にドライブ電力を供給する回路であり、双方向電力変換器２２、２６の過電流、アーム短絡等の異常発生時、或いは交流電源２１の電源投入後制御装置全体の動作準備が完了するまで、また、その他運転中のコントロール状態の切換時に双方向電力変換器２２、２６のスイッチング素子にオン信号が加えられるのを防止するために設けてある。
【００１４】
５３はロータ２７の回転数を検知する回転センサ、５４はロータ２７の回転数を計測するためのカウンタ回路であり、５５はタイマＬＳＩ３２，Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７、カウンタ回路５４を制御する遠心機制御用ＣＰＵである。モータ用双方向電力変換器２６に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行ない且つ電圧調節器２５に対して導通角を制御する制御装置を１で示す。
【００１５】
なお、上述の如く、Ｖセンサ４０、Ｉセンサ４１、ＣＶセンサ４２、フォトカプラ３５、３９、５０の絶縁信号伝達手段により、電力回路となる双方向電力変換器２２、２６のいわゆるパワーグランドと制御手段１のいわゆる信号グランドの間には基準電位の分離絶縁が図られており、交流位相制御素子２５或いは双方向電力変換器２２、２６内のスイッチング素子の高速スイッチング動作に伴ない発生するノイズによって制御装置１が誤動作等の悪影響を受けるのを防止している。
【００１６】
続いて本発明の動作について図２〜図１２を参照して説明する。なお、図２〜図１２に於ては、図１と同一の機能の部分には同一の番号が符してあり、説明しない部分があれば、その部分は本件出願人が既に出願した特願平６−４９２０４号の実施例の説明に依る。
【００１７】
まず、ロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数Ｎを図８に示すような台形状の時間ｔの経過と共に変化する目標回転数Ｎ（ｔ）に沿わせるいわゆるスローアクセル，スローデクセルと呼ばれる制御を行なう動作について説明すると、この場合Ｎ（ｔ）を０ｍｉｎ~1から徐々に例えば２次曲線に従って５,０００ｍｉｎ~1まで上昇させ、５,０００ｍｉｎ~1でしばらく整定させた後再び２次曲線に従って０ｍｉｎ~1まで下降させる運転例を示したものであり、▲１▼，▲２▼，▲３▼の制御ステップをたどり、図９に各制御ステップ▲１▼，▲２▼，▲３▼に対応させて、ＣＰＵ５５の制御によりモータ用双方向電力変換器２６から誘導電動機２８に加えられるパルス幅の制御段階ＰＷＭ，すべり周波数ｆ，平滑用コンデンサ２４の充電電圧Ｖの制御内容をまとめて示す。
【００１８】
制御ステップ▲１▼はロータ２７を静止状態からスローアクセルにて徐々に加速する過程であり、目標回転数Ｎ（ｔ）は極めて小さい値から始まり、一方モータ回転数Ｎは回転による機械損、制御上の最小回転数などの制約により初めのうちは目標回転数Ｎ（ｔ）よりも大きな値となってしまうため、Ｎ（ｔ）がＮを上回るまでは起動後Ｎが減少しないように回転数が横ばい或いは漸増となるように制御し、一例としてパルス幅ＰＷＭの選択段階はｎ０ＰＷＭ１２段、すべり周波数ｆは６００ｍｉｎ~1で一定とし、充電電圧Ｖはモータ２８が起動後漸次増加させ、ＰＷＭ制御のみでは滑らかな起動及び上記の制御が行なえないため、充電電圧Ｖも制御するいわゆるＰＡＭ制御を併用する。ＰＡＭ制御中は、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｘ，２２Ｙのスイッチング制御は休止され、並列に接続されている還流整流素子による整流回路と交流位相制御素子２５の位相制御動作により平滑用コンデンサ２４の充電電圧が調節され遠心機制御用ＣＰＵ５５がＩ／Ｏ ＬＳＩ４７を介して０クロス回路４９から得られる交流電源２１の０クロス点に同期した信号を基準信号としタイマＬＳＩ３２に時間ｔｐｈｃの遅延トリガ動作を行なわせ、時間ｔｐｈｃを変化させ所望の導通角にて交流位相制御素子２５にトリガ信号を与え交流位相制御素子２５に位相制御された電流が流れ平滑用コンデンサ２４の充電電圧が調節されることによりＰＡＭ制御が行なわれる。
【００１９】
ＰＷＭ制御は、図１１の三相ＰＷＭインバータの波形の例に示すように、三角搬送波６４と正弦波信号波６５から６コのスイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚのオン・オフパターンを予め求め、ＲＯＭ２９に記憶しておきこれを読み出すことにより行なわれる。Ｅｕｎ６６，Ｅｖｎ６７，Ｅｗｎ６８は夫々スイッチング素子２６ｕ，ｖ，ｗのオン信号、逆に上下に対応するスイッチング素子ｘ，ｙ，ｚのオフ信号となり、ｅＵＶ６９，ｅＶＷ７０，ｅＷＵ７１は夫々モータ２８に接続される線ＵＶ，ＶＷ，ＷＶ相間に出力される電圧波形を表わす。図１１では、三角搬送波６４と正弦波信号波６５の組み合わせに於て２１キャリアデューティ５０％の場合を例示する。
【００２０】
図７を用いてＰＷＭ制御に関する制御装置１の動作について説明すると、ＲＯＭ２９に記憶されているデータは、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４となる例えば７４ＨＣ３７４等のＤタイプフリップフロップでＰＬＬパルスジェネレータ３１の出力信号７３をノットゲート２０で論理を反転し、この反転信号７２でＣＫ端子で同期ラッチされフォトカプラ３５をドライブし双方向電力変換器２６の各スイッチング素子２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，２６ｘ，２６ｙ，２６ｚをオン・オフする。ＲＯＭ２９のデータ出力端子Ｏ１〜Ｏ６が、図示の如くラッチ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｄ〜６Ｄに対応し更に１Ｑ〜６Ｑに対しそれらは２６ｕ〜２６ｚに対応しており例えばＲＯＭ２９のＯ１端子が論理の「０」レベルになると、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｑ端子も論理「０」になり抵抗器８０を介してＬＥＤ３５がオンし、スイッチングトランジスタ２６ｕがオンする。ラッチ・ゲートドライバ３３、３４のＯＣ端子は、その０出力をハイインピーダンスに切り換えるものであり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の出力制御線８５が「Ｈｉ」の場合、ハイインピーダンスとなり、フォトカプラ３５は全てオフする。
【００２１】
ＲＯＭ２９のデータの読み出しは、例えば７４ＨＣ１９３を３コカスケード接続したカウンタ３０がＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３の立ち上がりでカウントアップし、Ｑ0〜Ｑ10のカウント端子の信号出力をＲＯＭ２９のＡ0〜Ａ10のアドレスラインに出力することによりなされ、ＲＯＭ２９の読み出し速度、即ちＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３の同期がすべり周波数ｆに比例することになる。この場合、図１１で３６０度分のオン・オフパターンを２０４８分割し駆動するため１１本のアドレスラインを使用しており、上記のようにラッチ・ゲートドライバ３３、３４でＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス信号７３の立ち下がり信号７２でラッチ動作を加えるのは、ＲＯＭ２９のＯ１〜Ｏ６のＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス信号７３の立ち上がりで読み出されるデータ読み出し出力の微妙なタイミングのずれにより、オン・オフパターンがくずれ双方向電力変力素子２５の同一アームのスイッチング素子、例えば２６ｕと２６ｘが同時にオンするようないわゆるアーム短絡現象が起きるのを避けるためである。カウンタ３０のＣＬＲ端子はＲＯＭ２９のデータをアドレス０から読み出すためのカウントクリア端子であり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の制御線８６が「Ｈｉ」の場合、クリアされる。ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３は、７４ＨＣ４０４６等のＰＬＬ素子によりＶＣＯＯＵＴ端子から出力され、μＰＤ８２５３等のタイマＬＳＩ３２が発振器５１の発振出力を分周機能により分周し、基準信号１９としてＰＬＬパルスジェネレータ３１のＳＩＮ端子に出力し、一方ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３をタイマＬＳＩ３２が分周機能により分周し比較信号１８としてＰＬＬパルスジェネレータ３１のＣＩＮ端子に出力し、以下周知の様にＰＬＬ素子に内蔵されているフェイズコンパレータによりエラーシグナルをＰＣ端子から出力し、抵抗器、コンデンサの組み合わせから成るローパスフィルタを介してＶＣＯＩＮ端子に電圧バイアスが与えられボルテイジコントロールオシレータにより発振出力として得られるようになっており、基準信号１９の周波数に分周機能の分周比の逆数を掛けた周波数の発振出力となる。
【００２２】
ＰＬＬパルスジェネレータ３１の発振周波数範囲は、超遠心機の場合０〜２００Ｋｍｉｎ~1の範囲でモータ２８を回転させる必要があり、望ましくは１０ＫＨｚから６．９ＭＨｚの広い周波数範囲をカバーする必要があり、ＰＬＬ素子の発振用外付けコンデンサの容量も数種類切り換えて用いる必要があり、この目的のためにＩ／Ｏ ＬＳＩ４７からＰＬＬパルスジェネレータ３１のＣＳＥＬ端子に制御線１７が接続されている。
【００２３】
次にＲＯＭ２９のＰＷＭ選択段階の選択について説明すると、図６は、ＲＯＭ２９に記憶してあるブロックの内容を示したものであり、小ブロックｎ０ＰＷＭＯが最小のデューティとなりｎ０ＰＷＭ３１最大のデューティとなる３２段階のＰＷＭ制御を行なう例であり、一方中ブロックｎ０ＰＷＭとｎ１ＰＷＭの違いは図１１の三角搬送波６４のキャリア数の違いであり、モータ２８の回転数が上昇するに従い双方向電力変換器２６のスイッチング素子のスイッチング回数が不適当に大きくなり過ぎ、スイッチング損失に伴う素子の温度上昇を適切に管理する必要があり、モータ２８の回転数が上昇するに従い、三角搬送波６４のキャリア数を減少させｎ０に対してｎ３のキャリア数は小さく設定されている。なお、ｎ０に対してｎ３は高速回転域で使用するため、ＰＷＭ制御のパルスＯＮデューティに関しＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１のＯＮデューティの範囲も高い部分の分割設定内容となる。小ブロックの読み出しブロックの変更は、図７のＩ／Ｏ ＬＳＩ４７からＲＯＭ２９のアドレスラインのＡ１１〜Ａ１５ラインＶＳＥＬに接続されている制御線１６により選択され、同様にして中ブロックの読み出しブロックの変更は、アドレスラインのＡ１６〜Ａ１８ラインＦＳＥＬに接続されている制御線１５により選択されるようになっている。従ってパルス幅ＰＷＭの選択段階ｎ０ＰＷＭ１２段は、中ブロックｎ０ＰＷＭの０〜３１段階のうち低い方から１３段目のパルス幅制御を選択していることを示す。
【００２４】
制御ステップ▲２▼は、スローアクセルにて起動後漸増するモータ２８の回転数Ｎに対して目標回転数Ｎ（ｔ）が追いつき追い越した状態から５０００回転での整定状態、更にはスローデクセルにてモータ２８の回転数が１００ｍｉｎ~1まで低下するまでの状態にある時の制御内容を示したものであり、一例としてパルス幅ＰＷＭの選択段階はモータ２８の回転数Ｎと目標回転数Ｎ（ｔ）の回転数の偏り即ち両者の回転数の差に対応して回転数差を打ち消すようにパルス幅ＰＷＭの選択段階をＰｉＤフィードバックにより選択するフィードバック制御を行ない、すべり周波数ｆはモータ２８の回転数の１．３倍を与え、平滑用コンデンサ２４の充電電圧Ｖはモータ２８の回転数Ｎに対応して予め定められた目標電圧Ｖ（Ｎ）と充電電圧Ｖの偏り、即ち両者の電圧差に対応して電圧差を打ち消すように交流位相制御素子２５の導通角を制御するものである。なお、図１０にモータ２８の回転数Ｎに対応する目標電圧Ｖ（Ｎ）の曲線例を示す。
【００２５】
上記のＰＷＭの選択段階を求めるＰｉＤフィードバック演算は例えば下記の数式（１）を用いる。
【００２６】
【数１】
数式（１）の演算により求められる算出値ＡＰＷＭの大きさに対応して中ブロックｎ０ＰＷＭ中のブロックｎ０ＰＷＭ０からｎ０ＰＷＭ３１の範囲でＰＷＭが選択される。ただし上記は算出値ＡＰＷＭが正の場合であり、負の場合はその絶対値の大きさにより小さい順に中ブロックＢＰＷＭ中のブロックＢＰＷＭ０からＢＰＷＭ３１が選択される。
【００２８】
中ブロックＢＰＷＭは、モータ２８に直流制動を掛けるインバータのパルスパターンであり、図１２の双方向電力変換器２６のスイッチング素子に出力されるオン・オフパターンの一例で示すように直流制動力を調節するため三角搬送波１４と比較信号１３の対応を変え予め計算しその結果がＲＯＭ２９に書き込まれており、ＢＰＷＭ０が最小のデューティで最小の制動力、ＢＰＷＭ３１が最大のデューティで最大の制動力が発揮されるようになっている。更に算出値ＡＰＷＭが０の場合は小ブロックＡＲＭＰＡＴがＲＯＭ２９から選択される。ＡＲＭＰＡＴは、双方向電力変換器２６がモータ２８を駆動も直流制動も加えない双方向電力変換器２６のスイッチング素子のオン・オフパターンであり、双方向電力変換器２６の上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗのスイッチング制御のための電源の供給を下アームのスイッチング素子２６ｘ、２６ｙ、２６ｚのスイッチング制御のための電源と基準電位を共用して用いる場合に備えて、上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ常時オフ、下アームのスイッチング素子２６ｘ及び２６ｚが２６ｙと交互にオン・オフを繰り返すオン・オフパターンで構成される。
【００２９】
交流位相制御素子２５の導通角のＰｉＤフィードバック制御も数式(１)と同様の方法により行なわれ、ＰＷＭの変更はロータ２７の回転数を計測する周期に合わせ、導通角の変更は交流電源２１のサイクルごとの周期で実施される。
【００３０】
また図８の２点鎖線で示すデクセルカーブはＤＥＣ１がロータ２７のロータイナーシャが大きい場合、ＤＥＣ２はロータイナーシャが小さい場合の自然減速による回転数の減速カーブを示すものであるが、上記の目標回転数Ｎ（ｔ）と現在の回転数Ｎの偏りからフィードバック制御によりＲＯＭ２９のｎ０ＰＷＭ或いはＢＰＷＭから駆動及び制動制御が自動的に選択されてロータ２７の回転数を制御するものであるから、ロータイナーシャが大きい場合にはＲＯＭ２９のＢＰＷＭがもっぱら選択され逆にロータイナーシャが小さい場合にはｎ０ＰＷＭが選択され、電圧Ｖに対するフィードバック制御とあいまって、装着されるロータ２７のイナーシャ、交流電源２１の電源電圧及び周波数更には遠心機の機械損がある程度変化しても安定してしかも精度よく目標回転数Ｎ（ｔ）に倣ったモータ２８の回転数Ｎの制御が行なわれている。
【００３１】
制御ステップ▲３▼はモータ２８の回転数がスローデクセルカーブＮ（ｔ）に従って下降して行く過程で一例として１００ｍｉｎ~1以下になった状態にある時の制御内容を示したものであり、この状態ではロータ２７の回転数が低く回転数を計測する周期もこれに呼応して長くなるため制御ステップ▲２▼の制御を加えると制御の時間遅れの影響が顕著になり回転数が上昇・下降して乱れるいわゆるハンチング現象が発生し易くなるためロータ２７を自然減速させる。従って図９に示すようにＰＷＭはＡＲＭＰＡＴを選択し、すべり周波数ｆは２,５００ｍｉｎ~1で一定とし、電圧Ｖも交流位相制御素子２５を常時オフさせて０Ｖとする。
【００３２】
次にロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数を急速に上昇させながらしかも所定の一例として１５０Ｋｍｉｎ− 1の高速な目標回転数に速やかに整定させる制御動作について説明すると、図２は整定目標回転数Ｎ０に整定する際の本発明の制御動作をＩ、II、IIIの３つのステップに分けて模擬的に示したグラフであり、図４はこれに対応するＣＰＵ５５の制御処理フローである。図２に於て、ｔは時間経過、Ｎは誘導電動機２８の回転数、ｆはすべり周波数、ＰＷＭはパルス幅制御の選択段階を示し、ｆｏは整定目標回転数に対応する目標すべり周波数、同様にしてｎ３ＰＷＭ２０は目標ＰＷＭ選択段階を示している。
【００３３】
この状態では、図１に於て、交流位相制御素子２５は常時点孤状態にあり電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子２２Ｘ、２２Ｙは力率改善制御用ＩＣ３６の制御によりオン・オフ動作し、交流電源２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作し平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する順方向運転を行なう。即ち制御装置１では、力率改善制御用ＩＣ３６から昇圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制御信号がパターン切換器３７に出力され、この信号と電源正・負サイクル検出器４８の出力がパターン切換器３７内で論理積を取り、交流電源２１のａ端が高電位、ｂ端が低電位となる正サイクルではスイッチング素子２２Ｘに上記のＰＷＭ制御信号が加えられ、逆の場合の負サイクルではスイッチング素子２２ＹにＰＷＭ制御信号が加えられる。
【００３４】
図２の制御動作を図４のフローに従って説明すると、ステップＩは一例として目標整定回転数Ｎ０よりも３００ｍｉｎ~1低い回転数である所定の回転数範囲内となるＰＡＣＣ点に到達するまで回転数を上昇させる制御内容を示しており、判断１００により処理１０２に分岐し、ＰＷＭパルス幅制御及びプラスのすべり周波数ｆによるＶ／ｆ制御によりモータ２８の回転数は急速に上昇し、ＰＡＣＣ点に達した後はステップIIに移行し判断１００により処理１０１に分岐し、目標整定回転数Ｎ０に対応したすべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０を定める。ステップIIでは判断１０４及び１０６により処理１０３の存在により一定の例えば２０ｍｓｅｃの周期でＰＷＭパルス幅制御の減段とすべり周波数ｆから所定の減算周波数△ｆの減算を繰り返し実行し、判断１０８によりＰＷＭ及びｆの減段、減算のいずれもが完了すると、処理１０９に進みこれがステップIIIとなり、以後処理１０９に於て、ＰＷＭ選択段階はｎ３ＰＷＭ２０に固定し、すべり周波数ｆをフィードバック制御しモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する。すべり周波数ｆのフィードバック制御は数式（１）と同様にＮ０−ＮのＰｉＤ演算によりすべり周波数ｆを求め行なうものである。なお、モータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する際のＰＷＭ選択段階の一例となるｎ３ＰＷＭ２０は、通常この回転数Ｎ０を通過してより高い回転数に加速中のＰＷＭ選択段階と比較すると、整定時のモータ２８の励磁鉄損を極力抑制しモータ２８の巻線の温度上昇引いてはモータ２８の軸受部の温度上昇を抑えるためモータ２８に印加される実効電圧に換算するとかなり低い値とする。ここで、モータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する際のＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０は固定されたものであり、一方上述の様にモータ２８の励磁鉄損を抑えるためにＰＷＭとして低いデューティにセットするため、例えばモータ軸受部の機械損の大小、制御装置１の固体差による平滑用コンデンサ２４の充電電圧のバラツキ等によりＰＷＭ選択段階ｎ３ＰＷＭ２０によるモータ２８への印加電圧ではすべり周波数ｆをどのように大きくしてもモータ２８の出力トルクが小さくモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持できず、図２のステップIIIに於て回転数がＮ０に到達しないという現象が起こる場合がある。そこでこの現象を回避するために、図４のフローの処理１０９内に於てＰＷＭ選択段階を適宜上昇させモータ２８へ印加される電圧を増加させる処理を実行する。この時の図２の制御動作に対応させ図１３に制御動作を模擬的に示し、更に図１４に図１３の制御動作に対応するＣＰＵ５５の制御処理フローを示す。
【００３５】
図１３に於ては図２とステップIIまでは同様であり、図４のフローに於ても判断１０８で処理１０９に向い、処理１０９の替わりに図１４の処理１２５以下を実行する。図１３の制御動作のステップIII以降について図１４のフローに従って説明すると、ステップIIからステップIIIに移った時点では、この場合モータ２８の回転数Ｎは目標回転数Ｎ０よりも下回っている。処理１２５により、処理１２８のためのＰｉＤ制御のために特に積分フィードバック項に初期値を与え、ＰｉＤ制御開始時にそれまでのすべり周波数ｆに対する変化を少なくし滑らかにすべり周波数が変化するようにし、判断１２６により処理１２８に進みＮ０−ＮのＰｉＤ演算によりすべり周波数ｆを求めフィードバック制御を行ない、その後処理１２９の２０ｍｓｅｃタイマを経て再び判断１２６に戻る約２０ｍｓｅｃ周期のフィードバック制御を繰り返し実行する。この時モータ２８の回転数Ｎは例えばモータ軸受部の機械損が大きいため序々に低下し、一方すべり周波数ｆはモータ２８の回転数Ｎが低下するため序々に増加し、その後、すべり周波数の所定ＭＡＸ値に達しその値のまま推移する。ステップIIIの（ａ）に於てモータ２８の回転数Ｎは目標回転数Ｎ０よりも例えば５００ｍｉｎ~1低い回転数まで低下すると、判断１２６に於て判断１２７に分岐し判断１２７では処理１３０に分岐する。処理１３０に於てＰＷＭの選択段階を一段増やしそれまでのｎ３ＰＷＭ２０からｎ３ＰＷＭ２１が選択され、一方すべり周波数ｆについては判断１３１，処理１３２，処理１３３によりすべり周波数ｆを２０ｍｓｅｃ周期で△ｆづつｆｏになるまで序々に減らす処理を行ない、これが完了すると判断１３１により処理１３４に分岐し、処理１３４，判断１３５，処理１３０，判断１３１のルートにより、５００ｍｓｅｃ周期ですべり周波数がｆｏに保たれたままモータ２８の回転数ＮがＮ０−５００ｍｉｎ~1以上になるまでＰＷＭの選択段階が一段づつ増加する処理が行なわれこれがステップIIIの（ｂ）に相当する。この後、ステップIIIの（ｃ）の如くモータ２８の回転数ＮがＮ０−５００ｍｉｎ~1以上になると判断１３５に於て処理１２５に分岐し、ＰｉＤ制御開始の初期化を行ない判断１２６により処理１２８に分岐し、処理１２８，処理１２９，判断１２６のルートでＰＷＭの選択段階はｎ３ＰＷＭ２２を選択しこの段階に固定された状態で上記と同様のすべり周波数ｆをフィードバック制御しモータ２８の回転数Ｎを目標整定回転数Ｎ０に維持する制御を行なう。なお、後述のモータ２８の回転数を急速に下降させたあと所定の目標回転数に速やかに整定させる制御動作に於ても、図５の処理１２３の替わりに図１４で示すフローとし、上記の問題を解消できることは勿論である。
【００３６】
次にロータ２７を回転駆動する誘導電動機２８の回転数を急速に下降させながらしかも所定の一例として１００Ｋｍｉｎ− 1の高速な目標回転数に速やかに整定させる制御動作について説明すると、図３は図２と同様にして整定目標回転数Ｎ０に整定する際の本発明の制御動作をＩ、II、III、IVの４つのステップに分けて模擬的に示したグラフであり、図５はこれに対応するＣＰＵ５５の制御処理フローである。この状態に於てまずステップＩ、II、IIIに於てはモータ２８は回生制動動作となるため図１の交流位相制御素子２５は常時点孤状態にあり、電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な電流が電源に戻るよう降圧コンバータとして動作し、モータ２８の発電による平滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の電圧に保つ逆方向運転を行ない、制御装置１では力率改善制御用ＩＣ３６から降圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制御信号がパターン切換器３７に出力され、この信号と電源正・負サイクル検出器４８の出力がパターン切換器３７内で論理積を取り、交流電源２１が正サイクルにあると、スイッチング素子２２Ｙに上記のＰＷＭ制御信号が加えられ、また同時に２２Ｕもオンし、逆の場合の負サイクルではスイッチング素子２２ＸにＰＷＭ制御信号が加えられ同時に２２Ｖもオンする。この場合アナログスイッチ４３からは順方向運転の場合と異なり、逆方向運転のためＣＶセンサ４２の反転信号を力率改善制御用ＩＣ３６に印加する必要があり、差動増幅器４５の出力が選択され、一方センサ４１の信号は減衰器４４を介したものが選択される。
【００３７】
図３の制御動作を図５のフローに従って説明すると、ステップＩは一例として目標整定回転数Ｎ０よりも５００ｍｉｎ~1高い回転数である所定の回転数範囲内となるＰＤＥＣ１点に到達するまで回転数を回生制動により下降させる制御内容を示しており判断１１０により処理１１２に分岐し、ＰＷＭパルス幅制御及びマイナスのすべり周波数ｆによるＶ／ｆ制御によりモータ２８の回転数は急速に下降し、ＰＤＥＣ１点に達した後はステップIIに移行し判断１１０により処理１１１に分岐し、目標回転数Ｎ０に対応したすべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階ｎ２ＰＷＭ９を定める。
【００３８】
ステップIIでは目標整定回転数Ｎ０よりも１００ｍｉｎ~1高い回転数である所定回転数範囲内となる点ＰＤＥＣ２点に到達するまで判断１１４，判断１１５及び判断１１６により処理１１３の存在により一定の例えば、２０ｍｓｅｃの周期で目標すべり周波数ｆｏに対してステップIIに達した時点のすべり周波数ｆと目標すべり周波数ｆｏを比較して減少が必要であれば所定の減算周波数△ｆの減算を、逆に増加が必要であれば△ｆの加算を繰り返し実行し、判断１１９によりＰＤＥＣ２点に達するとステップIIIの制御に移行し、処理１２０によりまず目標ＰＷＭとなるｎ２ＰＷＭ９と現在のＰＷＭを比較しその中間のＰＷＭを選択出力し、次に処理１２１により整定制御に備えて電源用双方向電力変換器２２の運転をそれまでの逆方向運転から順方向運転に切り換え、処理１２２により目標ＰＷＭ選択段階ｎ２ＰＷＭ９を出力し、その後ステップIVの制御を実行し、前述の図４の処理１０９と同様の処理１２３を実行し、目標回転数Ｎ０に整定制御する。
【００３９】
なお、上記の加速整定及び減速整定の際の目標すべり周波数ｆｏ及び目標ＰＷＭ選択段階は目標整定回転数Ｎ０によって異なる最適な値を予め実験等により定めておくことが可能である。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によればロータを回転駆動する誘導電動機の回転数を時間の経過と共に変化する目標回転数に沿わせるため、インバータ変換器に対し誘導電動機の現在回転数に対応した所定のすべり周波数を与え、現在回転数と目標回転数の偏りからこの偏りを０にするＰＷＭの選択段階を選ぶフィードバック制御を行ない、平滑用コンデンサの充電電圧を誘導電動機の回転数に対応した電圧となるようこれらの電圧の偏りからこの電圧の偏りを０にするフィードバック制御を交流位相制御素子に対して行なうようにしたので、ロータイナーシャ，遠心機の機械損の大小，電源電圧等に影響されず安定して高精度な目標回転数に倣った回転数制御が行える。
【００４１】
また本発明によれば、ロータを回転駆動する誘導電動機の高速回転域での回転数の整定制御を行なうため、誘導電動機の回転数が目標回転数に接近し所定の回転数範囲内に達すると所定すべり周波数及び所定ＰＷＭパルス幅制御に向って段階的に上記両者を目標に近づけ、上記所定値に達するとすべり周波数を目標整定回転数と誘導電動機の現在回転数の偏りからこの回転数の偏りを０にするすべり周波数のフィードバック制御を行なうようにしたので、ロータの回転数は速やかに目標整定回転数に達しその後は安定した整定制御特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明になる速度制御装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図３】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図４】 図２の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【図５】 図３の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【図６】 ＲＯＭの記憶内容を示す説明図である。
【図７】 図１の詳細な実施例を示す回路図である。
【図８】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図９】 本発明の制御内容を示す表である。
【図１０】 モータの回転数に対応する目標電圧の曲線例を示すグラフである。
【図１１】 ＰＷＭインバータの波形の例を示すグラフである。
【図１２】 ＰＷＭインバータの直流制動のオン・オフパターンを示すグラフである。
【図１３】 本発明の制御動作を模擬的に示すグラフである。
【図１４】 図１３の制御動作に対応したＣＰＵの制御処理フローを示すフローチャートである。
【符号の説明】
１は制御装置、２１は交流電源、２５は電圧調整器、２６はインバータ変換器、２７はロータ、２８は誘導電動機である。
Claims (1)
- ロータを回転駆動する誘導電動機の回転数の整定制御を行なう遠心機に於て、前記誘導電動機を駆動するインバータ変換器と、該インバータ変換器に対してすべり周波数制御及びＰＷＭ制御を行なう制御装置を備え、該制御装置は前記インバータ変換器に対して前記誘導電動機の回転数が目標整定回転数に接近し所定の範囲内に到達すると、所定の目標すべり周波数に向ってすべり周波数を段階的に近づけると共に、所定の目標パルス幅に向ってパルス幅を段階的に近づけ、すべり周波数及びパルス幅が目標値に到達した後、前記誘導電動機の回転数と目標整定回転数の偏りからすべり周波数フィードバック制御することを特徴とするモータの速度制御装置を有する遠心機。
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