JP3360400B2 - 遠心機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、遠心分離用ロータを駆
動するモータの制御装置に於て、特にモータのあらゆる
運転状態に於て交流電源を通過する電流の高調波成分を
抑制し、電流波形歪み、力率を改善した制御装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の交流電源を通過する電流の高調波
成分を抑制した遠心機用モータの制御装置は、交流源と
直流源の間の電力の変換は交流源から直流源への変換は
昇圧コンバータとして作用し、直流源から交流源への変
換は降圧コンバータとして作用する電源用双方向電力変
換器と、直流源を電力源としロータを回転駆動するモー
タを力行・回生運転するモータ用インバータ変換器を備
え、モータを力行させロータの回転数を上昇させる時は
上記電源用双方向電力変換器で昇圧した直流電源により
モータ用インバータ変換器を介してＰＷＭ制御及びプラ
スのすべり制御によりモータを駆動し、一方モータを回
生制動させロータの回転数を下降させる時はモータ用イ
ンバータ変換器を介してＰＷＭ制御及びマイナスの滑り
制御によりモータを駆動し直流電源に回生された電気エ
ネルギーを電源用双方向電力変換器で昇圧し交流電源に
戻すようにさせていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】かかる従来のこの種の
遠心機用モータの制御装置は、モータを力行させる時
は、電源用双方向電力変換器は昇圧コンバータとして作
用するため、モータを停止状態から起動させる場合、モ
ータ用インバータ変換器によるＰＷＭ制御ではモータに
印加する電圧の抑制が不十分であり滑らかな回転数の立
ち上げが困難であるため、やむなくこの状態に於ては電
源用双方向電力変換器の昇圧コンバータとしての動作を
停止させ、交流位相制御素子による位相制御により出力
される直流電圧を調節するＰＡＭ制御を組み合わせ起動
させている。従って位相制御時に高調波電流成分の低減
が図れず、また、電源電圧波形が大きく歪む場合、一時
的に適切な点孤信号が得られず位相制御が不能となりス
イッチング素子に過大な電流が流れ起動失敗に至るとい
う欠点があった。更に一方、モータを回生制動させる時
は、電源用双方向電力変換器は降圧コンバータとして作
用するため、モータが低回転領域に減速されるとモータ
用インバータ変換器から電源電圧を上回わる回生電圧が
発生せず電源に電力が変換されないという不具合があっ
た。

【０００４】本発明は、上記した従来技術の欠点を排除
するためになされたものであり、その目的は、モータの
力行に於ては電源用双方向電力変換器を動作させたまま
位相制御によらずモータを停止状態から滑らかに起動可
能な、かつモータの回生制動に於ては低速回転領域まで
電源に電力回生が可能な遠心機用モータの制御装置を提
供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源に
系統連係し、電源を通過する電流の高調波成分の含有量
が低下するように動作し交流源から直流源に順変換する
時は昇圧コンバータとなり、一方直流源から交流源に逆
変換する時は降圧コンバータとして動作する電源用双方
向電力変換器と、直流源に対し電力を入出力する、モー
タを力行・回生運転するモータ用インバータ変換器を備
えたものに於て、上記電源用双方向電力変換器と上記モ
ータ用インバータ変換器の間に、電源用双方向電力変換
器の出力をモータ用インバータ変換器に供給する時は降
圧コンバータとなり、逆にモータ用インバータ変換器の
出力を電源用双方向電力変換器に供給する時は昇圧コン
バータとして動作する直流電力変換器と、これら３つの
変換器を制御する制御装置を設けることにより達成され
る。

【０００６】

【作用】上記のように構成された遠心機用モータの制御
装置は、モータの力行時の停止状態からの起動時は、直
流電力変換器が電源用双方向電力変換器の直流出力を降
圧コンバータ作用により低減し、モータ用インバータ変
換器のＰＷＭ制御と共同してモータに印加される電圧を
調節し滑らかに加速し、加速途上では、直流電力変換器
は電源用双方向電力変換器の直流出力を徐々に上昇させ
ると共に整定時には電源用双方向電力変換器の直流出力
をそのままモータ用インバータ変換器に出力するように
制御装置が動作する。

【０００７】また、高速回転中のモータが回生制動によ
り減速停止する場合、モータが高速回転領域にある時は
直流変換器がモータ用インバータ変換器から出力される
直流電力を昇圧コンバータ作用により若干昇圧して電源
用双方向電力変換器に出力し、モータの減速に伴ないモ
ータが低速回転領域に達するとモータ用インバータ変換
器から出力される低い電圧の回生直流電力を交流変換器
が昇圧コンバータ作用により大幅に昇圧して電源用双方
向電力変換器に出力するように動作する。

【０００８】

【実施例】本発明の具体的実施例を以下図面に就き詳細
に説明する。本発明の具体的実施例となる図１に示すブ
ロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリア
クトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は
平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該
還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列に
トランジスタ、ｉＧＢＴ、ＦＥＴ、ＧＴＯ等のスイッチ
ング素子を接続した電源用双方向電力変換器であり、２
６は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ２７を駆
動するモータ２８に接続され直流側は平滑用コンデンサ
１５１に接続される還流整流回路に、該還流整流回路を
構成する夫々の整流素子に電源用双方向電力変換器２２
と同様の種類のスイッチング素子を接続したモータ用イ
ンバータ変換器であり、１５９は平滑用コンデンサ２４
と１５１の間の双方向の直流電力の電圧変換を行なう直
流電力変換器であり平滑用コンデンサ２４の陽極性ライ
ン２４ａと陰極性ライン２４ｂに互いに直列に接続され
夫々還流整流器を持つ電源用双方向電力変換器２２と同
様の種類のスイッチング素子から成るスイッチング素子
を並列に接続し、その直列接続の接続点と平滑用コンデ
ンサ１５１の陽極性ライン１５１ａの間にはチョークコ
イル１５０が設けられている。

【０００９】モータ用インバータ変換器２６の６コのス
イッチング素子、２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ、２６ｘ、２
６ｙ、２６ｚのＰＷＭインバータコントロールに於て、
２９は上記スイッチング素子のオン・オフのパルスパタ
ーンを記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９のデータ
出力ラインの出力データの「１」、「０」の論理値がパ
ルスパターンとなっており、これらのデータはそのアド
レスラインに接続されたカウンタ３０の出力により逐次
読み出され、カウンタ３０のクロックは、ＰＬＬパルス
ジェネレータ３１のクロック出力により印加されるよう
になっており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１のクロック出力周波数が制御される。３
３はＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不揃いを
防止し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ３３の
出力論理に対応してフォトカプラ３５をドライブするゲ
ート・ドライバであり、フォトカプラの信号出力により
モータ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチング素
子のオン・オフが制御される。

【００１０】電源用双方向電力変換器２２の４コのスイ
ッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙのコント
ロールに於て、３６は力率改善制御用ｉＣであり、この
ｉＣのパルス幅制御出力は、パターン切換器３７を介し
てゲート・ドライバ３８で増幅されフォトカプラ３９を
ドライブする。フォトカプラ３９の信号出力により、電
源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチング素子の
オン・オフが制御される。力率改善制御用ｉＣ３６は、
電源用双方向電力変換器２２がリアクトル２３と協同し
て交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電流含有量が
低い電流でモータ２８が力行中に平滑用コンデンサ２４
を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方向運
転及び、モータが回生中に平滑用コンデンサ２４の充電
電荷を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる逆
方向運転を行なう。そのため、絶縁トランス等によるＶ
センサ４０により電源電圧波形が、ホールカウントセン
サ等によるｉセンサ４１により電源電流波形が、フォト
カプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ、Ｆ−Ｖコンバータの組み
合わせによるＣＶ１センサ４２による平滑用コンデンサ
２４の充電電圧信号がセンサ入力信号として与えられて
いる。４３はアナログスイッチであり、電源用双方向電
力変換器２２の上記の順方向運転、逆方向運転が力率改
善制御用ｉＣの同一の制御作用により行なえるようｉセ
ンサ４１の信号出力は減衰器４４により信号の大きさを
切換選択し、ＣＶ１センサ４２の信号出力は差動増幅器
４５により基準電圧源４６を基準にした引算信号との切
換選択ができるようにするために設けられており、Ｉ／
Ｏ ＬＳＩ４７の信号出力によりパターン切換器３７と
連動して切換が行なわれる。

【００１１】４８は交流電源２１の正・負のサイクル状
態を検出し論理信号をパターン切換器３７に出力する電
源の正・負サイクル検出器であり、５１はその信号出力
をタイマＬＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレー
タ３１等の基準クロック源となる発振器である。

【００１２】直流電力変換器１５９の２コのスイッチン
グ素子１５９Ａ、１５９Ｂのコントロールに於て、１５
７はスイッチング素子１５９Ｂのオン・オフを制御する
昇圧コンバータｉＣ、１５６はスイッチング素子１５９
Ａのオン・オフを制御する降圧コンバータｉＣであり、
１５２はＣＶ１センサ４２と同様の手段により平滑用コ
ンデンサ１５１の充電電圧を計測するＣＶ２センサであ
り、ＣＶ１センサ４２、ＣＶ２センサ１５２の信号出力
は夫々昇圧コンバータｉＣ１５７及び降圧コンバータｉ
Ｃ１５６に直流電圧制御用フィードバック信号として入
力されると共にＤ−Ａ変換、Ａ−Ｄ変換機能を有するＤ
−Ａ／Ａ−Ｄ ＬＳＩ１５８のＡ−Ｄ変換端子に入力さ
れ、一方、このＬＳＩ１５８のＤ−Ａ変換端子からは夫
々昇圧コンバータｉＣ１５７、降圧コンバータｉＣ１５
６に直流電圧制御用基準信号として出力され、遠心機制
御用ＣＰＵ５５から昇圧コンバータｉＣ１５７、降圧コ
ンバータｉＣ１５６を介して平滑用コンデンサ２４の昇
圧制御、平滑用コンデンサ１５１の降圧制御が行なえる
ようになっている。昇圧コンバータｉＣ１５７、降圧コ
ンバータｉＣ１５６のパルス幅制御出力は昇降圧切換器
１５５に出力され、ここで昇圧、降圧動作を選択し、ゲ
ート・ドライバ１５４に送られフォトカプラ１５３の信
号出力により、２コのスイッチング素子１５９Ａ、１５
９Ｂが選択されオン・オフが制御され、平滑用コンデン
サ２４の直流電圧を降圧し平滑用コンデンサ１５１に充
電する場合はスイッチング素子１５９Ａが動作し、平滑
用コンデンサ１５１の直流電圧を昇圧し平滑用コンデン
サ２４に充電する場合はスイッチング素子１５９Ｂが動
作する。

【００１３】電源コントロール回路５２は、ゲート・ド
ライバ３４、３８、１５４にドライブ電力を供給する回
路であり、モータ用インバータ変換器２６、直流電力変
換器１５９、電源用双方向電力変換器２２を構成するス
イッチング素子の過電流、アーム短絡等の異常発生時、
或いは交流電源２１の電源投入後制御装置全体の動作準
備が完了するまで、またその他運転中のコントロール状
態の切換時に上記変換器を構成するスイッチング素子に
オン信号が加えられるのを防止するために設けてある。
５３はロータ２７の回転を検知する回転センサ、５４は
ロータ２７の回転数を計測するためのカウンタ回路であ
り、５５はタイマＬＳＩ３２、Ｉ／ＯＬＳＩ４７、Ｄ−
Ａ／Ａ−Ｄ ＬＳＩ１５８、カウンタ回路５４を制御す
る遠心機制御用ＣＰＵである。モータ用インバータ変換
器２６、直流電力変換器１５９、電源用双方向電力変換
器２２のスイッチング素子のオン・オフ制御を行なう制
御装置を１００で示す。

【００１４】なお、上述の如く、Ｖセンサ４０、ｉセン
サ４１、ＣＶ１センサ４２、ＣＶ２センサ１５２、フォ
トカプラ３５、３９、１５３の信号アイソレーション手
段により、電力回路となるモータ用インバータ変換機２
６、直流電力変換機１５９、電源用双方向電力変換器２
２と信号回路となる制御手段１００の間には基準電位の
絶縁が図られており、上記変換器内のスイッチング素子
の高速スイッチング動作に伴ない発生するノイズにより
制御装置１００が誤動作等の影響を受けるのを防止して
いる。更に交流電源２１に接続される他の機器へ悪影響
を与えるのを防止するため、本発明の部分的な他の実施
例を示す図２に於て、図１と同一の機能の部分には同一
の番号が符してあり、交流電源２１にこれらのノイズが
伝達されるのを防止するため、リアクトル２３を交流電
源２１の両ラインに設け、またコモンモードチョークコ
イルの低周波用フィルタ５６、同じく高周波用フィルタ
５７と共通接続端を接地６０に接続されたコモンモード
ノイズバイパス用コンデンサ５８ａ、５８ｂとノルマル
モードバイパス用コンデンサ５９ａ、５９ｂ等を用い
る。

【００１５】続いて、本発明の動作について、更に図３
〜図１５を参照して説明する。なお図３〜図１５に於て
は、図１と同一の機能の部分には同一の番号が符してあ
る。

【００１６】図５は本発明になる遠心機用モータの制御
装置に好適なロータ２７の回転数、すなわちモータ２８
の回転数の時間経過を表わしたグラフであり、モードＩ
はロータ２７を静止状態からスローアクセルにて徐々に
加速する過程でありこのスローアクセルに対応するため
電源用双方向電力変換器２２の順方向運転により交流電
源２１の電源電圧を昇圧した電圧で充電される平滑用コ
ンデンサ２４の充電電圧をそのままモータ用インバータ
変換器２６に入力し、該変換器２６のＰＷＭ制御により
モータ２８に印加される電圧を調節しても電圧がしぼり
切れず滑らかな起動が行えないため、直流電力変換器１
５９の降圧コンバータ作用により、平滑用コンデンサ２
４の電圧を下げ平滑用コンデンサ１５１に充電し、平滑
用コンデンサ１５１の充電電圧をモータ２８の回転数の
増加に対応して上昇させる。

【００１７】電源用双方向電力変換器２２の動作につい
て説明すると、該変換器はこのモードＩに於ては、交流
電源２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な高調波
電流成分の含有量が低下するように電流が流れる昇圧コ
ンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４を一定の
電圧に充電する順方向運転を行なう。図４の詳細なブロ
ック図を用いて上記の動作に関する制御装置１００の動
作について説明すると、力率改善制御用ＩＣ３６のＯ端
子から昇圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ制御
信号８８がパターン切換器３７に出力され、該信号８８
と電源正・負サイクル検出器４８の正サイクル時論理
「１」となるＰ端子と負サイクル時論理「１」となるＮ
端子の信号出力をアンドゲート８９、９０、９１、９２
で論理積を取った信号が例えば７４ＨＣ１５８等のデー
タセレクタ９３に出力され、Ｉ／ＯＬＳＩ４７のセレク
ト信号線９４はこの場合「０」レベルに保たれるので入
力端Ａ群の信号がＹ群端子から論理を反転して出力さ
れ、ゲート・ドライバ３８はドライブ電流制限用抵抗器
９５を介してフォトカプラ３９をドライブする。パター
ン切換器３７から電源用双方向電力変換器２２のスイッ
チング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙに出力され
るオン・オフのパルスパターンを図９に示し、フォトカ
プラ３９と該スイッチング素子のドライブ回路は、後で
詳述する図８と同様なものとなる。なお、正サイクルは
図１に於て、交流電源のａ端が高電位、ｂ端が低電位と
なる場合を言う。

【００１８】次にＰＷＭ制御信号８８の生成について説
明すると、力率改善制御用ｉＣ３６のコントロールｉＣ
９６は例えば富士電機製のＦＡ５３３１等を用いる例を
示すと、図１０の機能ブロック図に示すように、図１０
に於て図１、図４と同じ機能の部分には同一の番号が符
してあり、Ｖセンサ４０の出力を全波整流回路９７を通
してＶ端子に基準となるプラス極性の交流電源２１の電
圧波形１７７が与えられ、一方ｉセンサ４１からは全波
整流回路９８を通し更に抵抗器９９、１０１の分圧出力
となる分圧器１０２で分圧された電流フィードバック信
号が例えば７４ＨＣ４０５３等のアナログスイッチ４３
のＸＡ端子に入力されＸ端子から出力され、ＣＶ１セン
サ４２から平滑用コンデンサ２４の充電電圧信号がフィ
ードバック信号としてアナログスイッチ４３のＹＡ端子
に入力されＹ端子から出力される。ＣＶ１センサ４２は
抵抗器１０３、１２３による平滑用コンデンサ２４の分
圧出力をＶ／Ｆコンバータ１０４により電圧に比例した
周波数のパルス出力に変換し、この信号をホトカプラ１
０５で信号のグランドレベルを絶縁し、Ｆ／Ｖコンバー
タ１０６により周波数に比例した電圧信号に戻し、絶縁
を保ちながら平滑用コンデンサ２４の電圧をアナログス
イッチ４３のＹＡ端子に出力するものである。アナログ
スイッチ４３は上記の如くセレクト信号線９４の論理レ
ベル「０」であるためＸＡ信号入力がＸ端子にＹＡ信号
入力がＹ端子に伝達される。平滑用コンデンサ２４の充
電電圧が抵抗器１６０、１０７、フィルタコンデンサ１
０８とオペアンプ１０９により基準電圧１１０と比較増
幅され、平滑用コンデンサ２４の充電電圧は例えば交流
電源２１の電圧が１００Ｖの場合、その波高ピーク値１
４１Ｖよりも数１０Ｖ高い１７０〜１８０Ｖに昇圧され
て一定に保たれ、その時の電源電流は電源電圧波形に相
似になる。すなわちオペアンプ１０９による誤差信号出
力ＶＦＢが電源電圧Ｖと乗算器ＭＵＬ１１１により掛算
され、この掛算出力ＩｉＮに１７８で示す全波整流後極
性を反転した電源電流ｉが等しくなるよう抵抗器１１
２、１１３、コンデンサ１１４、１１５とオペアンプ１
１６による増幅作用によりその出力ｉＦＢ１７９が抵抗
器１１７、コンデンサ１１８から成る発振器１１９の鋸
歯状波信号１８０とＰＷＭ比較器１２０により比較され
Ｏ端子からＰＷＭ信号として出力される。従って例えば
交流電源２１が正サイクルの場合、電源用双方向電力変
換器２２のスイッチング素子２２ＸがＯ端子より出力さ
れるＰＷＭ制御信号８８に対応してオン・オフすること
により、リアクトル２３と平滑用コンデンサ２４を含む
回路に於て昇圧コンバータが形成され、平滑用コンデン
サ２４の充電電圧は、電源電圧、モータ２６の駆動とな
る負荷の大小にかかわらず一定に保たれ、しかも電源電
流は交流電源２１の正弦波電圧波形と相似になり、高調
波成分含有量がほとんどない電流が流れる。図９に電源
用双方向電力変換器２２の順方向動作時のスイッチング
素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２２Ｙのオン・オフパタ
ーンを示す。分圧器１０２によりｉセンサ４１の信号出
力を分圧するのは、モータ２８の損失により力行電力よ
りも回生電力の方が小さいため、特に回生時にコントロ
ールＩＣ９６のｉ入力を大きく取り、微小な回生電流に
対して電源電流波形の歪みを小さくするためである。な
お、１２１はノットゲートであり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７
の制御信号線１２２の論理出力「０」によりデータセレ
クタの出力及びコントロールｉＣ９６の動作がイネーブ
ルとなる。

【００１９】次にモータ用インバータ変換器２６の動作
について説明すると、モータ用インバータ変換器２６に
於けるＰＷＭ制御は、図７に示す三相ＰＷＭインバータ
の波形の例のように、三角搬送波６４と正弦波信号波６
５から該インバータを構成する６コのスイッチング素子
２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ、２６ｘ、２６ｙ、２６ｚのオ
ン・オフパターンをあらかじめ求め、ＲＯＭ２９にその
内容を記憶してあり、Ｅｕｎ６６、Ｅｖｎ６７、Ｅｗｎ
６８は夫々スイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗの
オン信号、逆に上下に対応するスイッチング素子２６
ｘ、２６ｙ、２６ｚのオフ信号となり、ｅｕｖ６９、ｅ
ｖｗ７０、ｅｗｌ７１は夫々モータに接続される線のｕ
ｖ相、ｖｗ相、ｗｖ相間に出力される電圧波形を表わ
す。図７では三角搬送波６４と正弦波信号波６５の組み
合わせに於て、２１キャリアデューティー５０％の場合
を例示する。キャリア数を変更する時は、三角搬送波６
４の図示の正弦波信号波の１周期となる０度から３６０
度に入る周期の数を変更し、デューティを変更する時
は、正弦波信号波６５の振幅を変更することは周知の通
りである。図３の詳細なブロック図を用いてＰＷＭ制御
に関する制御装置１００の動作について説明すると、Ｒ
ＯＭ２９に記憶されているデータは、ラッチ・ゲートド
ライバ３３、３４の機能を兼ね備えた、例えば７４ＨＣ
３７４等のＤタイプフリップフロップでＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１の出力信号の反転信号７２でＣＫ端子で
同期ラッチされフォトカプラ３５をドライブし、双方向
電力変換器２６の各スイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、
２６ｗ、２６ｘ、２６ｙ、２６ｚをオン・オフする。１
８２はノットゲートである。ＲＯＭ２９のデータ出力端
子Ｏ１からＯ６が図示の如くラッチ・ゲート・ドライバ
３３、３４の１Ｄから６Ｄに対応し、更に１Ｑから６Ｑ
に対してそれらは夫々ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚに対応し
ており、例えばＲＯＭ２９のＯ１端子が論理の「０」レ
ベルになるとラッチ・ゲート・ドライバ３３、３４の１
Ｑ端子も論理「０」になり、抵抗器８０を介してＬＥＤ
３５がオンし、スイッチング素子２６ｕがオンする。ラ
ッチ・ゲート・ドライバ３３、３４のＯＣ端子は、その
Ｑ端子の出力をハイインピーダンスに切換えるものであ
り、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の出力制御線８５が論理「１」
の場合ハイインピーダンスとなり、フォトカプラ３５は
全てオフする。一例としてスイッチング素子２６ｕと該
スイッチング素子のフォトカプラ３５ｕの間のドライブ
回路は図８に示すように、スイッチング素子２６ｕのエ
ミッタＥを基準電位ＧＮＤＵとする適当な電源ＶＣＣＵ
が設けられ、フォトカプラ３５ｕの発光ダイオードに電
流が流れると対向するホトトランジスタがオンし、ノッ
トゲート７５は抵抗器７４のバイアスが無くなりその出
力が「Ｈｉ」レベルになり抵抗器７６を介してトランジ
スタ７７にベース電流が流れ、制動抵抗７８を介してス
イッチング素子２６ｕのゲートＧに電圧バイアスが加え
られ該素子がオンし、逆に発光ダイオード３５ｕの電流
が消失すると、同様にしてノットゲート７５の出力は
「Ｌｏ」レベルに反転しトランジスタ７９を介してゲー
トＧの電荷が放電されスイッチング素子２６ｕはオフす
る。ドライブ回路の部分を１３２で示す。ＲＯＭ２９の
データの読み出しは、例えば７４ＨＣ１９３を３コカス
ケード接続したカウンタ３０がＰＬＬパルスジェネレー
タ３１のパルス出力信号７３の立ち上がりエッジでカウ
ントアップし、Ｑ０からＱ１０のカウント端子の信号出
力をＲＯＭ２９のＡ０からＡ１０のアドレスラインに出
力することによりなされ、この場合、図７で３６０度分
のオン・オフパターンを例えば２０４８分割し駆動する
ため１１本のアドレスラインを使用しており上記のよう
にラッチ・ゲート・ドライバ３３、３４でＰＬＬパルス
ジェネレータ３１のパルス信号７３の反転信号７２の立
ち上がりエッジでラッチ動作を加えるのは、ＲＯＭ２９
のＯ１からＯ６のＰＬＬパルスジェネレータ３１のパル
ス信号７３の立ち上がりの部分で同期して読み出される
データ読み出し出力の微妙なタイミングのずれによりオ
ン・オフパターンに時間的なズレを生じ、モータ用イン
バータ変換器２６の同一アームのスイッチング素子、例
えば２６ｕと２６ｘが同時にオンするような、いわゆる
アーム短絡現象が起きるのを避けるためである。カウン
タ３０のＣＬＲ端子はＲＯＭ２９のデータをアドレス０
から読み出すためのカウントクリア端子であり、Ｉ／Ｏ
ＬＳＩ４７の制御線８６が「Ｈｉ」の場合クリアされ
る。ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７
３は、７４ＨＣ４０４６等のＰＬＬ素子６９によりＶＣ
ＯＯＵＴ端子から出力され、ｕＰＤ８２５３等のタイマ
ＬＳＩ３２が発振器５１の発振出力を分周機能３２ａに
より分周し基準信号７０としてＰＬＬ素子６９のＳＩＮ
端子に出力し、一方ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパ
ルス出力信号７３をタイマＬＳＩ３２が分周機能３２ｂ
により分周し比較信号７１としてＰＬＬ素子６９のＣＩ
Ｎ端子に出力し、フェイズコンパレータによりエラーシ
グナルをＰＣ端子から出力し、抵抗器、コンデンサの組
み合わせから成るローパスフィルタ８１を介してＶＣＯ
ＩＮ端子に電圧バイパスが与えられボルテイジコントロ
ールオシレータＶＣＯ８２により発振出力として得られ
るようになっており、基準信号７０の周波数に分周機能
３２ｂの分周比の逆数をかけた周波数の発振出力とな
る。ＶＣＯ８２の発振出力は、超遠心機の場合０〜２０
０ｋｍｉｎ~¹の範囲でモータを回転させる必要があり、
望ましくは１０ＫＨＺから６.９ＭＨＺの広い発振周波
数範囲をカバーする必要があり、ＰＬＬ素子６９の外付
けコンデンサ容量も数種類切り換えて用い、この目的の
ために例えば７４ＨＣ４０５１等のアナログマルチプレ
クサ８３によりＸ１からＸ５端子に夫々一端を接続され
たコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５のうちの一
つをＸ端子から選択しＰＬＬ素子６９に接続する。なお
コンデンサＣ０は上記コンデンサの接続切り換え途上で
ＰＬＬ素子６９の発振出力が大きく変動しないように常
時接続されるものである。モードＩの場合には、モータ
２８の回転数は低いからパルスジェネレータ３１のパル
ス出力信号の周波数も低く、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７からコ
ンデンサ接続切換線信号８４を介してアナログマルチプ
レクサ８３のＣＳＥＬ端子に選択信号が与えられ、この
場合最も容量の大きいコンデンサＣ１が選択される。

【００２０】次に直流電力変換器１５９の動作について
説明すると、図６の機能ブロック図に示すように、図６
に於て、図１と同じ機能の部分には同一の番号が符して
あり、降圧コンバータＩＣ１５６は日立ＨＡ１７５２４
等の周知のＤＣ−ＤＣコンバータ用ＩＣを用いる例を示
したものであり、平滑用コンデンサで１５１の充電電圧
を降圧調節するため、ＣＶ２センサ１５２からのフィー
ドバック信号とＤ−Ａ／Ａ−ＤＬＳＩ１５８から出力さ
れる充電電圧設定信号１６１が誤差増幅器１６２で差動
増幅され、その信号出力は鋸歯状波を出力する発振器１
６３の信号出力と比較器１６４で比較され、その結果比
較器１６４からは直流電力変換器１５９のスイッチング
素子１５９Ａのオン・オフ制御信号１６５が例えば７４
ＨＣ１５８等のデータセレクタから成る昇降圧切換器１
５５の１Ａ端子に出力される。従ってこのように構成さ
れた上述の降圧コンバータ回路は、遠心機制御用ＣＰＵ
５５とＩ／Ｏ ＬＳＩ４７、Ｄ−Ａ／Ａ−ＤＬＳＩ１５
８、タイマＬＳＩ３２を結ぶ双方向のアドレス・データ
・コントロール信号線を含むコントロールライン１６６
により、遠心機制御用ＣＰＵ５５の指令によってＤ−Ａ
／Ａ−ＤＬＳＩ１５８の充電電圧設定信号１６１のアナ
ログ信号出力により平滑用コンデンサ１５１の充電電圧
が制御され、充電電圧設定信号１６１の出力電圧を増加
すると、平滑用コンデンサ１５１の充電電圧も増加し、
電源用双方向電力変換器２２の順方向運転により一定の
電圧に充電された平滑用コンデンサ２４を電源として平
滑用コンデンサ１５１の電圧はモータ用インバータ変換
器２６によりモータ２８が停止状態から滑らかに起動可
能な低い電圧から、ほぼ平滑用コンデンサ２４の元の充
電電圧付近までの範囲で任意に制御することができるよ
うになっている。一方、昇圧コンバータＩＣ１５７も同
様にして、降圧コンバータＩＣ１５６と同様の種類で同
様の構成になっており、平滑用コンデンサ２４の充電電
圧を昇圧調節するため、ＣＶ１センサ４２からのフィー
ドバック信号と、Ｄ−Ａ／Ａ−ＤＬＳＩ１５８から出力
される充電電圧設定信号１６７が誤差増幅器１６８で差
動増幅され、その信号出力は鋸歯状波を出力する発振器
１７２の信号出力と比較器１７３で比較され、その結果
該比較器１７３からは直流電力変換器１５９のスイッチ
ング素子１５９Ｂのオン・オフ制御信号１７４が昇降圧
切換器１５５の２Ｂ端子に出力される。従ってこのよう
に構成された上述の昇圧コンバータ回路は、遠心機制御
用ＣＰＵ５５の指令によって充電電圧設定信号１６７の
アナログ信号出力により平滑用コンデンサ２４の充電電
圧が制御され、充電電圧設定信号１６７の出力電圧を増
加すると、平滑用コンデンサ２４の充電電圧も増加し、
後述するように、電源用双方向電力変換器２２の逆方向
運転時のモータ用インバータ変換器２６がモータ２８を
減速する際の回生制動に於て、モータが低速回転域の回
生された直流電力により平滑用コンデンサ１５１が低い
電圧にしか充電されない場合でも、直流電力変換器の昇
圧動作により平滑用コンデンサ２４は十分高い電圧に充
電され、電源用双方向電力変換器２２により、回生され
た電力は交流電源２１に戻される。なお、ＣＶ１センサ
４２及びＣＶ２センサ１５２のアナログ出力は、遠心機
制御用ＣＰＵ５５が、これらの制御を行なう間に平滑用
コンデンサ２４、１５１の夫々の電圧を監視できるよう
に、Ｄ−Ａ／Ａ−ＤＬＳＩ１５８にも入力されている。
昇降圧切換器１５５に於て、図１８の直流電力変換器１
５９の降圧コンバータ、昇圧コンバータモードに於るス
イッチング素子１５９Ａ、１５９Ｂのオン・オフ制御パ
ターンに示すようにＩ／ＯＬＳＩ４７の制御出力によ
り、昇降圧切換器１５５のセレクトＳ端子の「１」、
「０」の論理がコントロールされ、上記モードが選択さ
れる。すなわち、Ｓ端子が「０」の場合は、１Ａ、２Ａ
の入力端の出力が１Ｙ、２Ｙ端子に反転して出力される
から、スイッチング素子１５９Ａはオン・オフＰＷＭ制
御信号１６５で制御され、スイッチング素子１５９Ｂは
オフ状態を保ち、降圧コンバータモードとなり、同様に
してＳ端子が「１」の場合は、１Ｂ、２Ｂの入力端の出
力が１Ｙ、２Ｙ端子に反転して出力され、スイッチング
素子１５９Ａはオフ状態を保ち、スイッチング素子１５
９Ｂはオン・オフＰＷＭ制御信号１７４で制御され昇圧
コンバータモードとなる。１７５、１７６はフォトカプ
ラ電流制限用の抵抗器である。

【００２１】上述のようにモードＩに於ては、電源用双
方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連係し該電源
の電圧波形に相似な高調波電流成分の含有量が低下する
ように電流が流れる昇圧コンバータとして動作し、平滑
用コンデンサ２４は交流電源２１のピーク値よりも高い
一定の電圧に充電されるが、直流電力変換器１５９は、
遠心機制御用ＣＰＵ５５により電圧可変降圧コンバータ
として動作し、平滑用コンデンサ１５１の充電電圧が制
御され、モータ用インバータ変換器２６のＲＯＭ２９に
記憶されたパルスパターンによるＰＷＭ制御によるモー
タ２８への印加電圧の調節と協同して動作し、Ｖ／ｆ制
御の電圧Ｖの制御が協同して行なわれると共に、周波数
ｆの制御に於ては、ＰＬＬパルスジェネレータにより適
切なすべり周波数ｆ₁がモータ２８へ与えられ、滑らか
にロータ２７がスローアクセルにて図５の曲線に沿って
徐々に加速される。なお、このモードＩに於て、図５で
示すロータ２７の回転数の時間経過にモータ２８の実際
の回転数を合わせる制御方法は、遠心機制御用ＣＰＵ５
５が、あらかじめ決められた回転数の時間経過と現在の
モータ２８の回転数の差からＰＩＤ演算等により、直流
電力変換器１５９の降圧電圧Ｖ₁とＰＬＬパルスジェネ
レータ３１によるすべり周波数ｆ₁とモータ用インバー
タ変換器２６のＰＷＭ制御のデューティＤ₁を求めＶ／
ｆ制御とするフィードバック制御の周知の制御方法によ
る。

【００２２】次に図５のモードＩＩは、ロータ２７を目
標整定回転数Ｎ０まで急速に加速する過程であり、電源
用双方向電力変換器２２はモードＩと同様の昇圧コンバ
ータとして動作し、平滑用コンデンサ２４は交流電源２
１のピ−ク値よりも高い一定の電圧に充電され、直流電
力変換器１５９は降圧コンバータとして動作し、平滑用
コンデンサ２４の元の充電電圧にほぼ等しい電圧に平滑
用コンデンサ１５１を充電する。従ってこのモードに於
てモータ２８に対するＶ／ｆ制御は図７の三相ＰＷＭイ
ンバータの波形の例に示すように正弦波信号波６５の振
幅すなわちモータに印加される電圧のデューティを段階
的に変え、ＲＯＭ２９にブロックごとに記憶してあるパ
ターン読み出しブロックを変えることによりＶ／ｆの制
御を行ない、ｆの制御はタイマＬＳＩ３２の分周機能３
２ｂの分周比を逐次増加させると共に１８１で示すよう
にＰＬＬ素子６９に接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ５を
選択切り換えモータ２８にその回転数に対応した適切な
プラスの滑り周波数を与え、目標整定回転数Ｎ０まで加
速する。

【００２３】図１１は、ＲＯＭ２９に記憶してあるブロ
ックの内容を示したものであり、小ブロックｎ０ＰＷＭ
０が最小のデューティとなりｎ０ＰＷＭ３１が最大のデ
ューティとなる３２段階のＶ制御を行なう例であり、一
方中ブロックｎ０ＰＷＭとｎ１ＰＷＭの違いは、図７の
三角搬送波６４のキャリア数の違いであり、モータ２８
の回転数が上昇するに従ってモータ用インバータ変換器
２６のスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ、２６
ｘ、２６ｙ、２６ｚのスイッチング回数が不適当に大き
くなり過ぎるため、スイッチング損失に伴なう素子の温
度上昇を適切に管理する必要があり、モータ２８の回転
数が上昇するに従い、三角搬送波６４のキャリア数を減
少させｎ０に対してｎ３のキャリア数は小さく設定され
ている。なお、ｎ０に対してｎ３は高速回転域で使用す
るため、デューティＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１の範囲も高い
部分の分割内容となる。小ブロックの読み出しブロック
の変更は、図３のＩ／ＯＬＳＩ４７からＲＯＭ２９のア
ドレスラインのＡ₁₁〜Ａ₁₅ラインＶＳＥＬに接続されて
いる制御線１２４により選択され、同様にして中ブロッ
クの読み出しブロックの変更は、図３のＩ／ＯＬＳＩ４
７からＲＯＭ２９のアドレスラインのＡ₁₆〜Ａ₁₈ライン
ＦSEL に接続されている制御線１２５により選択される
ようになっている。

【００２４】図１２はｆの制御に関しＰＬＬパルスジェ
ネレータ３１内のＰＬＬ素子６９に接続されるコンデン
サ１８１のＣ１〜Ｃ５をパラメータとしてリニアスケー
ルの電圧バイアスＶＣＯＩＮに対してＶＩＣＯＯＵＴ７
３から出力される周波数を対数スケールで示したもので
あり、モータを静止状態から最高回転数にまで加速・整
定するには、コンデンサＣ１から順にＣ２、Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５と選択・切り換えて用い、ＰＬＬパルスジェネ
レータ３１の発振周波数を増加させる。また、この場合
各コンデンサの発振周波数範囲は互いにオーバーラップ
させてあり、例えば上記の最高回転数まで加速・整定す
る際にＣ１からＣ３からＣ５の飛び飛びのコンデンサの
選択・切り換えも可能である。例えばモータ２８の制御
回転数がＮａとＮｂの間にあれば、コンデンサＣ２を選
択しｆ制御に必要な周波数を出力する様子を表わしたも
のであり、制御整定回転数がちょうどＮｂの場合には加
速整定の際若干の回転数のオーバシュートを伴い目標回
転数に落ち着くことを考慮し、コンデンサＣ２の実際に
カバー可能な回転数範囲Ｎａ´〜Ｎｂ´よりもＮａ〜Ｎ
ｂが内側になるように使用範囲を限ると共に、選択する
コンデンサの接続切り換え時に安定した周波数の発振出
力がすみやかに得られるようＶＣＯＩＮの変化をなるべ
く抑制するため互いのコンデンサのカバー可能な回転数
範囲は十分にオーバラップさせてある。コンデンサの選
択は、Ｉ／ＯＬＳＩ４７のコンデンサ接続切換信号８４
により行なうことは前述の通りである。

【００２５】なお、このモードIIに於て、Ｖ／ｆ制御の
Ｖ制御をＲＯＭＮ２９に記憶してあるパターンデータに
よるＰＷＭではなく、直流電力変換器１５９の降圧コン
バータの電圧出力調整機能により平滑用コンデンサ１５
１の充電電圧を調節して行なうことも可能である。

【００２６】次に図５のモードIVは、ロータ２７を目標
整定回転数Ｎ０に一定に維持する過程であり、モードII
と同様電源用双方向電力変換器２２は昇圧コンバータと
して動作し、平滑用コンデンサは一定の電圧に充電さ
れ、直流電力変換器１５９は降圧コンバータとして動作
し、平滑用コンデンサ２４の充電電圧にほぼ等しい電圧
に平滑用コンデンサ１５１を充電する。そして例えば目
標整定回転数Ｎ０が本遠心機の最高運転回転数であれば
ＲＯＭの小ブロックは最小キャリア数で最大デューティ
のｎ３ＰＷＭ３１が選択されると共に、ＰＬＬ素子６９
に接続されるコンデンサはＣ５が選択され高周波の周波
数ｆが出力される。モータ２８の回転数を目標整定回転
数Ｎ０に一定に保持する制御は、目標回転数Ｎ０とモー
タ２８の現在の回転数の差を遠心機制御用ＣＰＵ５５が
ＰＩＤ演算し、その結果からモータ２８の滑り周波数ｆ
₁ を決定し、これに対応するタイマＬＳＩ３２の分周機
能３２ｂに分周比を指令して制御する。

【００２７】次に図５のモードIVは回生制動によりロー
タ２７を急速に減速する過程であり、図４に示す電源用
双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統連係し、交
流電源２１の電圧波形に相似な電流が電源に戻るように
降圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ２４の
充電電圧の上昇を抑え一定の電圧に維持する逆方向運転
を行ない、モータ用インバータ変換器２６は、マイナス
滑り周波数制御及びＰＷＭ制御のＶ／ｆ制御によりモー
タ２８の機械的エネルギを電気エネルギに回生変換し、
平滑用コンデンサ１５１を充電し、直流電力変換器１５
９は昇圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ１
５１の直流電力を昇圧し平滑用コンデンサ２４に充電す
る。

【００２８】従って、モータ２８の回生制動に伴ないモ
ータ２８の回転数が低下し平滑用コンデンサ１５１の充
電電圧が低下しても直流電力変換器１５９の昇圧作用に
より平滑用コンデンサ２４は電源用双方向電力変換器２
２が交流電源２１に電力の回生が可能な電圧に常に昇圧
充電されるので、モータ２８が極低速回転領域に低下す
るまで回生制動が行え、モータ２８の機械的エネルギは
効率良く電力として生れ換わることが可能となる。

【００２９】図４を用いて、電源用双方向電力変換器２
２の逆方向運転と上記制御に関する制御装置１００の動
作を説明すると、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７のセレクト信号線
９４はこの場合論理「１」に保たれるので、データセレ
クタ９３の入力端Ｂの信号がＹ端子から論理反転して出
力され、パターン切変器３７から電源用双方向電力変換
器２２のスイッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｘ、２
２Ｙに図１３に示すパターンの信号が出力される。

【００３０】ＰＷＭ制御信号８８の生成について説明す
ると、アナログスイッチ４３のＳ入力端も論理「１」レ
ベルであるからｉセンサ４１からは全波整流回路９８を
通って直接ＸＢ端子に入力された信号がＸ出力端子から
出力され、ＣＶ１センサ４２からは平滑用コンデンサ２
４の充電電圧信号を差動増幅器４５により基準電圧１２
６から引算した信号がアナログスイッチ４３のＹＢ端子
に入力され、Ｙ端子から平滑用コンデンサ２４の充電電
圧のフィードバック信号として力率改善制御用ＩＣ３６
に入力される。１２７は差動増幅器４５の中のオペアン
プ、１２８、１２９、１３０、１３１は差動増幅回路を
構成する抵抗器であり、平滑用コンデンサ２４の充電電
圧が上昇すると差動増幅器４５の出力電圧は低下し、図
１０に於て、ＣＶ１センサ４２の出力をここでは上記の
差動増幅器４５の出力と入れ換えると、オペアンプ１０
９により基準電圧１１０と比較増幅され、平滑用コンデ
ンサ２４の充電電圧が例えば交流電源２１の１００Ｖの
場合１６０〜１７０Ｖに一定に保たれ、その時の電源に
戻る電流は前述と同様のコントロールＩＣ９６の制御作
用によりＰＷＭ制御信号８８が出力され、従って例えば
交流電源２１が正サイクルの場合、電源用双方向電力変
換器２２のスイッチング素子２２ＹがコントロールＩＣ
９６のＯ端子から出力されるＰＷＭ制御信号８８に対応
してオン・オフし、この極性のサイクルではスイッチン
グ素子２２Ｕがオン状態を保つから、リアクトル２３と
平滑用コンデンサ２４を含む回路に於て降圧コンバータ
が形成され、交流電源２１に回生される電流は交流電源
２１の電圧波形と相似になり正弦波に近い高調波電流含
有量のほとんど無い電流が流れる。

【００３１】次にモードＶは、モードIVのロータ２７の
急減速過程のあと、ロータ２７を回転状態から静止状態
へスローデクセルにて徐々に減速停止する過程であり、
モータ２８の回転数が低いため、モータ２８は回生制動
ではなく直流制動により減速力を与え滑らかに停止させ
る制御を行なう。従って電源用双方向電力変換器２２は
昇圧コンバータとして動作し順方向運転を行ない、直流
電力変換器１５９は降圧コンバータとして動作し、直流
制動のためにモータ用インバータ変換器２６のスイッチ
ング素子２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ、２６ｘ、２６ｙ、２
６ｚに出力されるオン・オフパターンの一例を図１４に
示す。制動力を調節するため直流電力変換器１５９は平
滑用コンデンサ２４の充電電圧を降圧コンバータの任意
の電圧に調節する作用により降圧して平滑用コンデンサ
１５１を充電すると共に、モータ用インバータ変換器２
６に於ては、三角搬送波１４５と比較信号１４６との対
応に於て比較信号１４６のレベルを変え適切なＰＷＭデ
ューティのものが任意に選択可能になっており、図１１
に於てＲＯＭ２９に記憶されているＢＰＷＭ０〜ＰＰＷ
Ｍ３１の中ブロックが直流制動の部分に当たり、３２段
階のデューティが選択できる。図１４では、キャリア数
１６、デューティ４０％の場合の例を示す。同図に於
て、ハッチングの種類で分けた２６ｖに対応する２６ｘ
又は２６ｚの素子がオンして制動力が生れる。なお、モ
ードＶに於ては、遠心分離する試料の種類、分離条件に
よっては、図１５に示すように自然減速による減速より
も更に緩やかなデクセルパターンＡで示すような減速曲
線により減速する場合があり、この時は上記の直流制動
ではなく前述のモードＩと同様にして電源用双方向電力
変換器２２は順方向運転とし、直流電力変換器１５９の
降圧コンバータ作用により平滑用コンデンサ１５１の充
電電圧を調節しながらモータ用インバータ変換器２６に
よりモータ２８を駆動し、滑らかに徐々に減速する運転
方法を用いる。

【００３２】本発明の実施例の説明では、電源用双方向
電力変換器２２は単相交流に接続する場合を例に取って
説明したが、三相交流の場合にもスイッチング素子を２
コ追加し、Ｖセンサ４０、ｉセンサ４１、リアクトル２
３も夫々の相に対応して設けることにより、同様の構成
によりその機能が実現可能なことは当業者に於ては容易
に理解できよう。また本発明の実施に於て、電源用双方
向電力変換器２２、直流電力変換器１５９、モータ用イ
ンバータ変換器２６の還流整流回路は、該変換器を構成
するスイッチング素子に構造上寄生して存在するか、或
いは意図的に内蔵されて設けられている整流器によるも
のでも使用可能であるし、また外付けにて構成するもの
でも良い。また上記スイッチング素子は、トランジスタ
等の自己消弧能力を有するものでも、サイリスタ等の素
子に適切なターンオフ回路を付加して構成しても本発明
の思想を逸脱するものではないことは明らかである。

【００３３】本発明に於て、電源用双方向電力変換器２
２及びモータ用インバータ変換器２６の上アームのスイ
ッチング素子２２Ｕ、２２Ｖ及び２６ｕ、２６ｖ、２６
ｗのスイッチング制御のための電源の供給を、夫々対向
する下アームのスイッチング素子２２Ｘ、２６Ｙ及び２
６ｘ、２６ｙ、２６ｚのスイッチング制御のための制御
と基準電位を共用する実施例を図１６に示す。図１６
は、モータ用インバータ変換器２６の場合について示し
たものであり、図１及び図８と同一の機能の部分には同
一の番号が符してあり、スイッチング素子２６ｕのドラ
イブ回路１３２を一例に説明すると、１３３は平滑用コ
ンデンサ２４の陰極正ライン２４ｂを基準電位とするド
ライブ回路１３２及び他のスイッチング素子のドライブ
回路１３４、１３５、１３６、１３７、１３８の共通な
制御電源となる共通な電源であり、逆阻止用ダイオード
１３９及びドライブ回路１３２を駆動するための電気エ
ネルギを蓄積する、例えばアルミ電解のコンデンサ１４
０が直列に接続され、該コンデンサ１４０の他端はスイ
ッチング素子２６ｕのエミッタＥに接続されており、ド
ライブ回路１３２の電源ＶＣＣｕＧＮＤｕはコンデンサ
１４０の両端に並列に接続されている。従って、スイッ
チング素子２６ｘのオンに伴ない、共通電源１３３から
ダイオード１３９、コンデンサ１４０スイッチング素子
２６ｘのルートを通してコンデンサ１４０が充電され、
スイッチング素子２６ｘのオフに従いコンデンサ１４０
の陰極性側は共通電源１３３と基準電位を異にするフロ
ーティング状態となり、スイッチング素子２６ｘとコン
プリメンタリペアで動作するスイッチング素子２６ｕの
ドライブ回路１３２の駆動電気エネルギがコンデンサ１
４０に蓄積される。スイッチング素子２６ｙと２６ｖ、
２６ｚと２６ｗについても同様であり、夫々逆阻止ダイ
オード１４１、１４２、コンデンサ１４３、１４４が図
示のように接続され構成されている。なお、上記の説明
の通り、上アームのドライブ回路１３２、１３４、１３
５は夫々コンデンサ１４０、１４３、１４４の充電電荷
で駆動されるものであるから、下アームのスイッチング
素子２６ｘ、２６ｙ、２６ｚのオン・オフ動作が休止す
ることなく頻繁に該動作を繰り返す必要があり、図１４
に示した直流制動のオン・オフパターンは上記の制約条
件を満たす工夫が加えられている。更に本発明に於て
は、モータ２８に滑りを与えるｆの制御に関し、ＰＬＬ
パルスジェネレータ３１内のＰＬＬ素子６９に接続され
るコンデンサ１８１のＣ１〜Ｃ５を選択切り変える際に
過渡的にローパスフィルタ８１の時定数或いは周波数応
答特性等によりパルス出力信号７３の出力周波数が変動
するため、双方向電力変換器２６内の例えば上アームの
スイッチング素子２６ｕに対向する下アームのスイッチ
ング素子２６ｘのオン・オフに関し、通常の周波数で
は、アーム短絡を起こさないように設定されたデットタ
イムに不足を生じ上・下アームのスイッチング素子が同
時にオンしてアーム短絡現象を起こす場合があるため、
図１７に示すように、コンデンサを切り変える際は、切
り変え直前から切り変え直後のパルス出力信号７３の周
波数が安定する間、所定時間、例えば約２００ｍＳＥＣ
に渡り、上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、
２６ｗは全てオフ状態とし、一方下アームのスイッチン
グ素子２６ｘ、２６ｙ、２６ｚは休止することなく頻繁
にスイッチング動作を繰り返すパターンによりモータ用
インバータ変換器２６を一時的に駆動制御する。なお、
このスイッチングパターンは図１１のＲＯＭ２９の記憶
内容を示した説明図のＡＲＭＰＡＴ１５０で示す位置の
中ブロックに書き込まれている。電源用双方向電力変換
器２２に関しても同様であり、図９及び図１３に示すよ
うに順方向運転、逆方向運転に際し、下アームのスイッ
チング素子２２Ｘ、２２ＹにＰＷＭ信号８８を加えるの
は下アームのスイッチング素子のオン・オフを休止する
ことなく頻繁にスイッチング動作を繰り返すためであ
る。本実施例によれば、上アームのドライブ回路の電源
を互いに独立させた基準電位とする電源を夫々設ける必
要が無くなり、制御部を簡素化することができるため、
ひいては機器の小形化に効果がある。

【００３４】

【発明の効果】本発明によれば、電源を通過する電流の
高調波成分の含有量が低下するように動作し、交流電源
から直流電源に順変換する時は昇圧コンバータとなり、
直流電源から交流電源に逆変換する時は降圧コンバータ
として動作する電源用双方向電力変換器と、直流電源に
対して電力を入出力しモータを力行・回生運転するモー
タ用インバータ変換器の間に介して、直流電力変換器を
設け、この直流電力変換器は電源用双方向電力変換器の
出力をモータ用インバータ変換器に供給する時は降圧コ
ンバータとして動作し、逆にモータ用インバータ変換器
の出力を電源用双方向電力変換器に供給する時は昇圧コ
ンバータとして動作するようにしたので、モータの力行
に於ては電源用双方向電力変換器を動作させたままモー
タを停止状態から滑らかに起動することができ、かつモ
ータの回生制動に於ては、低速回転領域まで交流電源へ
の電力の回生が可能となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の具体的実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】 図１の部分的な他の実施例を示す電気回路図
である。

【図３】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。

【図４】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】 モータの回転数の時間経過を示す説明図であ
る。

【図６】 直流電力変換器の機能ブロック図である。

【図７】 三相ＰＷＭインバータの波形の例を示す説明
図である。

【図８】 スイッチング素子のドライブ回路図である。

【図９】 電源用双方向電力変換器の力行動作時のスイ
ッチング素子のオン・オフパターン説明図である。

【図１０】 コントロールＩＣの機能ブロック図であ
る。

【図１１】 ＲＯＭの記憶内容を示した説明図である。

【図１２】 コンデンサの容量をパラメータとしたＶＣ
Ｏの入力バイアス電圧に対する出力周波数の関係を示し
た説明図である。

【図１３】 電源用双方向電力変換器の回生動作時のス
イッチング素子のオン・オフパターン説明図である。

【図１４】 三相ＰＷＭインバータの直流制動のオン・
オフパターン説明図である。

【図１５】 減速パターンの説明図である。

【図１６】 ドライブ回路の電源供給回路を示す実施例
図である。

【図１７】 コンデンサ切換時のオン・オフ制御パター
ン図である。

【図１８】 直流電力変換器のスイッチング素子のオン
・オフ制御パターン図である。

【符号の説明】

２１は交流電源、２２は電源用双方向電力変換器、２６
はモータ用インバータ変換器、１５９は直流電力変換
器、１００は制御装置である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松藤 徳康 茨城県勝田市武田1060番地 日立工機株 式会社内 (72)発明者 飛田 芳則 茨城県勝田市武田1060番地 日立工機株 式会社内 (56)参考文献 特開 昭48−47660（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−246351（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−256147（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−259702（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−56661（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−93993（ＪＰ，Ｕ) 実開 平６−66204（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) B04B 9/10 H02M 7/48 H02P 7/63 302

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に系統連係し交流源を通過する
   電流の高調波電流成分の含有量が低下するように動作す
   る電源用双方向電力変換器と、モータに対して力行また
   は回生するためのモータ用インバータ変換器と、該モー
   タ用インバータ変換器と前記電源用双方向電力変換器と
   の間に設ける直流電力変換器と、該直流電力変換器と前
   記電源用双方向電力変換器と前記モータ用インバータ変
   換器とを制御するための制御装置とを備えた遠心機に於
   て、力行時に前記電源用双方向電力変換器の出力を前記
   モータ用インバータ変換器に供給すると降圧コンバータ
   として動作すると共に、回生時に前記モータ用インバー
   タ変換器の出力を前記電源用双方向電力変換器に供給す
   ると昇圧コンバータとして動作する前記電源用双方向電
   力変換器を前記制御装置により制御する構成であること
   を特徴とする遠心機。