JP3514071B2 - 平滑回路 - Google Patents
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Description
やインバ−タ等に用いられる平滑回路に関するものであ
る。
インプット型平滑回路と呼ばれている平滑回路1につい
て説明する。平滑回路1は、整流回路2と、平滑コンデ
ンサ3とから構成される。整流回路2は、例えば単相ブ
リッジ回路のような整流回路であり、交流電源4の出力
端に接続される。交流電源4は、例えば50Hzあるい
は60Hzのような低周波の交流電圧を発生する。整流
回路2は交流電源4によって発生した交流電圧を整流す
る。得られた直流電圧は、定電力負荷5に供給される。
平滑コンデンサ3は整流回路2の出力端に接続され、整
流回路2によって得られる直流電圧を平滑化する。な
お、定電力負荷5は、電圧が低下すると電流が増加して
一定の電力を消費する負荷であり、具体的にはDC−D
Cコンバ−タのような電力変換器である。このように構
成される平滑回路1は、回路構成が簡易でコストメリッ
トが大きいという特徴を有する。
を介して電流が供給されるので、交流電源4が瞬時停電
した場合でも20msec程度の間は所定の電流が供給
される。このため、平滑回路1は、瞬時停電した際の対
策機能を有する。
クインプット型平滑回路と呼ばれている平滑回路6につ
いて説明する。平滑回路6は、整流回路2と、平滑コン
デンサ3と、インダクタ7とから構成される。整流回路
2は、交流電源4の出力端に接続される。整流回路2の
出力端には、直列接続されたインダクタ7と平滑コンデ
ンサ3とからなる直列回路が接続される。インダクタ7
と平滑コンデンサ3は、整流回路2によって得られる直
流電圧を平滑化する。また、インダクタ7は平滑コンデ
ンサ3の充電電流のピ−ク値を抑制するので、平滑コン
デンサ3に電流が流れる時間、すなわち整流回路2の導
通幅を広げることができる。この結果、IEC(国際電
気標準会議)1000草案、パ−ト3、セクション2
(以下「IEC1000−3−2」という)に基づいた
ガイドラインのクラスDで規定する規格値以下に高調波
電流を抑制することができる。なおIEC1000−3
−2に規定する規格においては、各クラスごとに、高調
波次数およびワット当たりの最大許容高調波電流の定格
負荷条件に対しての高調波電流の限度値および入力電流
の波形を規定する包絡線に対する波形の形状が定められ
ている。
を介して電流が供給されるので、交流電源4が瞬時停電
した場合でも20msec程度の間は所定の電流が供給
される。このため、上述した平滑回路1と同様、平滑回
路6は、瞬時停電した際の対策の機能を有する。
路8について説明する。平滑回路8は、整流回路2と、
コンデンサ9と、トランジスタ10と、ダイオ−ド11
と、電圧検出回路12と、制御回路13とから構成され
る。
イオ−ドで構成され、交流電源4の出力端に接続され
る。交流電源4は、周波数50Hzまたは60Hz、最
大電圧値Vpが約141Vの商用電源である。整流回路
2の一方の出力端にはコンデンサ9の一端が接続され
る。NPN型のトランジスタ10のエミッタEはコンデ
ンサ9の他端に接続され、トランジスタ10のコレクタ
Cは整流回路2の他方の出力端に接続される。また、ト
ランジスタ10のエミッタEにはダイオ−ド11のアノ
−ドが接続され、トランジスタ10のコレクタCにはダ
イオ−ド11のカソ−ドが接続される。交流電源4の一
方の出力端とトランジスタ10のベ−スBの間には、電
圧検出回路12と、制御回路13とが直列に接続され
る。電圧検出回路12は、交流電源4によって発生した
正弦波電圧Vinを検出する。電圧検出回路12は、検
出した正弦波電圧Vinが所定の基準電圧以下の場合に
は制御回路13に信号を出力するが、検出した正弦波電
圧Vinが所定の基準電圧以上の場合には制御回路13
に信号を出力しない。制御回路13は、電圧検出回路1
2からの信号を受けた場合にのみ、トランジスタ10を
オン制御する。整流回路2の出力端には、負荷14が接
続される。
回路2の出力電流の導通角を増大させることにより、高
調波を低減することができる等の種々の特徴を有する。
た図8に示す平滑回路1は、瞬時停電した際の対策機能
を有するが、交流電圧のピ−ク時にのみ整流回路2から
平滑コンデンサ3に大きな充電電流が流れるので力率が
悪く、また大きな高調波電流が流れるという欠点があっ
た。従って、IEC1000−3−2に基づいたガイド
ラインのクラスDで規定する規格値以下に高調波電流を
抑制することができなかった。
は、瞬時停電した際の対策機能を有し、また、IEC1
000−3−2に基づいたガイドラインのクラスDで規
定する規格値以下に高調波電流を抑制することができ
る。しかしながら、高調波電流を十分に抑制するために
は、大きなインダクタンスを有するインダクタ7を用い
る必要があり、平滑回路6の体積および重量が共に大き
くなるという欠点があった。例えば、出力が100Wの
場合には、インダクタンスが20mH程度のインダクタ
6を使用する必要があり、体積が80cm3、また重量が
200g程度になってしまうという欠点が有った。
は、交流電源4の正弦波電圧Vinが最大電圧値Vpと
なる近傍、すなわち整流回路2の出力電圧がコンデンサ
9の充電電圧よりも高くなる場合に、整流回路2からコ
ンデンサ9に充電電流が供給される。すなわち、電圧検
出回路12が制御回路13にオン/オフ信号を送るとき
の基準(スレッシュホ−ルドレベル)として電圧Vt
(Vp>Vt)を設定すると、交流電源4の正弦波電圧
Vinが電圧Vtよりも大きい期間Tの中央部で、コン
デンサ9を充電するためのパルス型の充電電流が流れ
る。また、期間Tでは、整流回路2から負荷14に電流
が直接供給される。従って、期間Tで整流回路2の出力
端に流れる電流の波形は、コンデンサ9の充電電流と、
負荷14に供給される電流が重畳された波形、すなわち
波形の中央部にピ−クが位置する電流波形となる。
するもので、回路構成が簡易で、小形、軽量で、エネル
ギ−効率が良く、IEC1000−3−2に基づいたガ
イドラインのクラスAで規定する規格値以下に設定しや
すい平滑回路を提供することを第一の目的とする。
時停電した場合に、負荷に電流を一定時間供給すること
ができる平滑回路を提供することを第二の目的とする。
成するため、次のように構成される。すなわち、請求項
1に係る発明は、交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型のスイッチン
グ手段とコンデンサとからなる直列回路と、前記スイッ
チング手段に並列接続されたダイオ−ドと、一定基準電
圧を発生する手段とを備え、前記整流回路の出力電圧が
前記コンデンサの充電電圧よりも高い場合は、前記整流
回路から前記ダイオ−ドを介して前記コンデンサに充電
電流を供給し、前記コンデンサの充電電圧が前記整流回
路の出力電圧よりも高い場合は、前記整流回路から前記
ダイオ−ドを介して前記コンデンサへの充電電流の供給
を停止し、さらに、前記整流回路の出力電圧と前記基準
電圧との電圧差が前記スイッチング手段のトリガ−電圧
を越えると、該トリガー電圧を介して前記スイッチング
手段をオン制御して前記コンデンサの充電電荷を放電さ
せ、前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波形の
左端に形成した電流波形を得るものである。
圧よりも高い場合は、ダイオ−ドを介して整流回路から
コンデンサに充電電流が供給される。この時、スイッチ
ング手段はオフ状態に保たれる。そして、コンデンサの
充電電圧が整流回路の出力電圧より高くなると、ダイオ
−ドを介して整流回路からコンデンサに充電電流が流れ
なくなる。この状態でも、基準電圧がスイッチング手段
のトリガ−電圧を越えない間は、スイッチング手段は依
然としてオフ状態に保たれる。次に、コンデンサの充電
電圧が整流回路の出力電圧より高い状態で、整流回路の
出力電圧と基準電圧との電圧差がトリガ−電圧を越える
と、スイッチング手段がタ−ンオンする。従って、コン
デンサに充電された充電電荷は、スイッチング手段を介
して放電される。この結果、整流回路の出力端に流れる
出力電流の波形のピ−ク位置が、波形の左端に形成され
る。以降、この動作を繰り返す。
れた整流回路と、該整流回路の出力端に接続された自己
保持型のスイッチング素子と第一のコンデンサとからな
る第一の直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続
されて前記第一のコンデンサを充電する第一のダイオ−
ドと、前記整流回路の出力端に接続された第二のダイオ
−ドと第二のコンデンサとからなる第二の直列回路と、
前記第二のコンデンサと並列接続された第一の抵抗と第
二の抵抗とからなる分圧回路とを有し、該第一の抵抗と
第二の抵抗の接続点と前記スイッチング素子の制御端子
とを接続して一定の基準電圧を印加してなる平滑回路で
あって、前記整流回路の出力電圧が前記第一のコンデン
サの充電電圧よりも高い場合は、前記整流回路から前記
第一のダイオ−ドを介して前記第一のコンデンサに充電
電流を供給し、前記第一のコンデンサの充電電圧が前記
整流回路の出力電圧よりも高い場合は、前記整流回路か
ら前記第一のダイオ−ドを介して前記コンデンサへの充
電電流の供給を停止し、さらに、前記整流回路の出力電
圧と前記基準電圧との電圧差が前記スイッチング素子の
トリガ−電圧を越えると、該トリガー電圧を介して前記
スイッチング素子をオン制御して前記第一のコンデンサ
の充電電荷を放電させ、前記整流回路の出力端からの波
形のピ−クを波形の左端に形成した電流波形を得るもの
である。
コンデンサの充電電圧を第一の抵抗と第二の抵抗とで分
圧して得られる基準電圧が印加される。整流回路の出力
端の電圧が第一のコンデンサの充電電圧よりも低く、か
つ、基準電圧と整流回路の出力電圧との電圧差がトリガ
−電圧を越えると、スイッチング素子はオン制御され
る。また、整流回路の出力端の電圧が第一のコンデンサ
の充電電圧よりも高くなると、スイッチング素子はオフ
制御される。
れた整流回路と、該整流回路の出力端に接続された自己
保持型のスイッチング素子とコンデンサとからなる第一
の直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続されて
前記コンデンサを充電するダイオ−ドと、前記コンデン
サに並列接続された第一の抵抗と第二の抵抗とからなる
分圧回路とを有し、該第一の抵抗と第二の抵抗の接続点
と前記スイッチング素子の制御端子とを接続して一定の
基準電圧を印加してなる平滑回路であって、前記整流回
路の出力電圧が前記コンデンサの充電電圧よりも高い場
合は、前記整流回路から前記ダイオ−ドを介して前記コ
ンデンサに充電電流を供給し、前記コンデンサの充電電
圧が前記整流回路の出力電圧よりも高い場合は、前記整
流回路から前記ダイオ−ドを介して前記コンデンサへの
充電電流の供給を停止し、さらに、前記整流回路の出力
電圧と前記基準電圧との電圧差が前記スイッチング素子
のトリガ−電圧を越えると、該トリガー電圧を介して前
記スイッチング素子をオン制御して前記コンデンサの充
電電荷を放電させ、前記整流回路の出力端からの波形の
ピ−クを波形の左端に形成した電流波形を得ることを特
徴とするものである。
回路から充電電流が供給される。また、コンデンサの充
電電圧を第一の抵抗と第二の抵抗とで分圧して得られる
電圧がスイッチング素子の制御端子に基準電圧として印
加される。整流回路の出力端の電圧がコンデンサの充電
電圧よりも低く、かつ、基準電圧と整流回路の出力電圧
との電圧差がトリガ−電圧を越えると、スイッチング素
子はオン制御される。また、整流回路の出力端の電圧が
コンデンサの充電電圧よりも高くなると、第一のスイッ
チング素子はオフ制御される。
れた整流回路と、該整流回路の出力端に接続された自己
保持型の第一のスイッチング手段と第一のコンデンサと
からなる第一の直列回路と、前記第一のスイッチング手
段に並列接続された第一のダイオ−ドと、前記第一の直
列回路に並列接続された自己保持型の第二のスイッチン
グ手段と第二のコンデンサとからなる第二の直列回路
と、前記第二のスイッチング手段に並列接続された充電
回路とを有した瞬停用回路と、第一の基準電圧と、該第
一の基準電圧よりも低電圧の第二の基準電圧を発生する
基準電圧発生回路とを備えた平滑回路であって、前記交
流電源が交流電圧を発生している場合は、前記整流回路
の出力電圧が前記第一のコンデンサの充電電圧よりも高
いと、前記整流回路から前記第一のダイオ−ドを介して
前記第一のコンデンサに充電電流を供給し、前記第一の
コンデンサの充電電圧が前記整流回路の出力電圧よりも
高いと、前記整流回路から前記第一のダイオ−ドを介し
て前記第一のコンデンサへの充電電流の供給を停止し、
さらに、前記整流回路の出力電圧と前記第一の基準電圧
との電圧差が前記第一のスイッチング手段のトリガ−電
圧を越えると、該トリガー電圧を介して前記第一のスイ
ッチング手段をオン制御して前記第一のコンデンサの充
電電荷を放電させて、前記整流回路の出力端からの波形
のピ−クを波形の左端に形成した電流波形を得るととも
に、前記第二のコンデンサは前記充電回路を介して前記
整流回路の出力のピ−ク電圧まで充電されるが、前記第
二のスイッチング手段は前記基準電圧発生回路の第二の
基準電圧を介してオン制御されずに第二のコンデンサの
充電電荷は放電されることなく保持され、前記交流電源
が瞬時停電したときは、前記第一のコンデンサの充電電
圧が前記整流回路の出力電圧よりも高くなり、前記第一
の基準電圧が前記第一のスイッチング手段のトリガ−電
圧となって前記第一のスイッチング手段をオン制御して
前記第一のコンデンサの充電電荷が前記第一のスイッチ
ング手段を介して放電されるとともに、前記第二のコン
デンサの充電電荷は前記基準電圧発生回路の第二の基準
電圧に基づいてオン制御された前記第二のスイッチング
手段を介して放電されるものである。
充電電圧よりも高いと、第一のダイオ−ドを介して整流
回路から第一のコンデンサに充電電流が供給される。こ
の時、第一のスイッチング手段はオフ状態に保たれる。
そして、第一のコンデンサの充電電圧が整流回路の出力
電圧より高くなると充電電流が流れなくなるが、第一の
スイッチング手段は、依然としてオフ状態に保たれる。
次に、第一のコンデンサの充電電圧が整流回路の出力電
圧より高い状態で、整流回路の出力電圧と第一の基準電
圧との電圧差がトリガ−電圧を越えると、第一のスイッ
チング手段がタ−ンオンする。従って、第一のコンデン
サに充電された充電電荷は、第一のスイッチング手段を
介して放電される。
のピ−ク電圧まで充電されるので、第二のコンデンサの
充電電圧は整流回路の出力電圧よりも高くなる。第二の
基準電圧は、第一の基準電圧よりも低く設定される。こ
のため、第一のスイッチング手段と異なり、第二のスイ
ッチング手段は、第二の基準電圧によってはオン制御さ
れない。従って、第二のコンデンサの充電電荷は、放電
されずに保持される。
路の出力電圧が零となる。このため、第一のコンデンサ
の充電電圧が整流回路の出力電圧よりも高くなるととも
に、第一の基準電圧がトリガ−電圧となり、第一のスイ
ッチング手段はタ−ンオンする。また、第二のコンデン
サの充電電圧が整流回路の出力電圧よりも高くなるとと
もに、第二の基準電圧がトリガ−電圧となり、第二のス
イッチング手段はタ−ンオンする。この結果、第一のコ
ンデンサの充電電荷が第一のスイッチング手段を介して
放電され、また、第二のコンデンサの充電電荷が第二の
スイッチング手段を介して放電される。この結果、交流
電源が瞬時停電したとしても、第一のコンデンサおよび
第二のコンデンサに充電された電荷が負荷に供給され
る。
れた整流回路と、該整流回路の出力端に接続された自己
保持型の第一のスイッチング素子と第一のコンデンサと
からなる第一の直列回路と、前記第一のスイッチング素
子に並列接続されて前記第一のコンデンサを充電する第
一のダイオ−ドと、前記第一の直列回路に並列接続され
た第二のダイオ−ドと第二のコンデンサとからなる第二
の直列回路と、前記第二のコンデンサと並列接続された
第一の抵抗と第二の抵抗と第三の抵抗とが直列接続され
た分圧回路と、前記第二の直列回路に並列接続された自
己保持型の第二のスイッチング素子と第三のコンデンサ
とからなる第三の直列回路および該第二のスイッチング
素子と並列に接続されて前記第三のコンデンサに充電電
流を流す第三のダイオ−ドを有する瞬停用回路とを備
え、前記第一の抵抗と前記第二の抵抗の接続点と前記第
一のスイッチング素子の制御端子とを接続して該制御端
子に第一の基準電圧を印加し、前記第二の抵抗と前記第
三の抵抗の接続点と前記第二のスイッチング素子の制御
端子とを接続して該制御端子に第二の基準電圧を印加す
る平滑回路であって、前記交流電源が交流電圧を発生し
ている場合は、前記整流回路の出力電圧が前記第一のコ
ンデンサの充電電圧よりも高いと、前記第一のダイオ−
ドを介して前記整流回路から前記第一のコンデンサに充
電電流を供給し、前記第一のコンデンサの充電電圧が前
記整流回路の出力電圧よりも高いと、前記第一のダイオ
−ドを介して前記整流回路から前記第一のコンデンサへ
の充電電流の供給を停止し、さらに、前記整流回路の出
力電圧と前記第一の基準電圧との電圧差が前記第一のス
イッチング素子のトリガ−電圧を越えると、該トリガー
電圧を介して前記第一のスイッチング素子をオン制御し
て前記第一のコンデンサの充電電荷を放電させ、前記整
流回路の出力端からの波形のピ−クを波形の左端に形成
した電流波形を得るとともに、前記第三のコンデンサは
前記第三のダイオードを介して前記整流回路の出力のピ
−ク電圧まで充電されるが、前記第二のスイッチング素
子は前記第二の基準電圧を介してオン制御されずに第三
のコンデンサの充電電荷は放電されることなく保持さ
れ、前記交流電源が瞬時停電して交流電圧を発生しない
場合は、前記第一のコンデンサの充電電圧が前記整流回
路の出力電圧よりも高くなり、前記第一の基準電圧が前
記第一のスイッチング素子のトリガ−電圧となって前記
第一のスイッチング素子をオン制御して前記第一のコン
デンサの充電電荷が前記第一のスイッチング素子を介し
て放電されるとともに、前記第二のコンデンサの充電電
圧が前記整流回路の出力電圧よりも高くなり、前記第二
の基準電圧が前記第二のスイッチング素子のトリガ−電
圧となって前記第二のスイッチング素子をオン制御して
前記第三のコンデンサの充電電荷が前記第二のスイッチ
ング素子を介して放電されるものである。
と、第二の抵抗および第三の抵抗の合成抵抗とで分圧さ
れ、第一の基準電圧として第一のスイッチング素子の制
御端子に印加される。また、第二のコンデンサの充電電
圧が第一の抵抗および第二の抵抗の合成抵抗と、第三の
抵抗の抵抗とで分圧され、第二の基準電圧として第二の
スイッチング素子の制御端子に印加される。整流回路の
出力端の電圧が第一のコンデンサの充電電圧よりも低
く、かつ、第一の基準電圧と整流回路の出力電圧との電
圧差がトリガ−電圧を越えると、第一のスイッチング素
子はオン制御される。また、整流回路の出力端の電圧が
第一のコンデンサの充電電圧よりも高くなると、第一の
スイッチング素子はオフ制御される。なお、第三のコン
デンサは、第三のダイオ−ドを介して整流回路の出力の
ピ−ク電圧まで充電される。
路の出力電圧が零となる。このため、整流回路の出力端
の電圧が第一のコンデンサの充電電圧よりも低くなり、
かつ、第一の基準電圧がトリガ−電圧となり、第一のス
イッチング素子はオン制御される。また、整流回路の出
力端の電圧が第三のコンデンサの充電電圧よりも低くな
り、かつ、第二の基準電圧がトリガ−電圧となり、第二
のスイッチング素子もオン制御される。この結果、第一
のコンデンサの充電電荷が第一のスイッチング手段を介
して放電され、また、第三のコンデンサの充電電荷が第
二のスイッチング手段を介して放電される。
れた整流回路と、該整流回路の出力端に接続された自己
保持型の第一のスイッチング素子と第一のコンデンサと
からなる第一の直列回路と、前記第一のスイッチング素
子に並列接続されて前記第一のコンデンサを充電するダ
イオ−ドと、前記第一の直列回路に並列接続された自己
保持型の第二のスイッチング素子と第二のコンデンサと
からなる第二の直列回路および該第二のスイッチング素
子の両端を接続して前記第二のコンデンサを充電する経
路を有する瞬停用回路と、前記第二のコンデンサに並列
接続された第一の抵抗と第二の抵抗と第三の抵抗とが直
列接続された分圧回路とを備え、前記第一の抵抗と前記
第二の抵抗の接続点と前記第一のスイッチング素子の制
御端子とを接続して該制御端子に第一の基準電圧を印加
し、前記第二の抵抗と前記第三の抵抗の接続点と前記第
二のスイッチング素子の制御端子とを接続して該制御端
子に第二の基準電圧を印加する平滑回路であって、前記
交流電源が交流電圧を発生している場合は、前記整流回
路の出力電圧が前記第一のコンデンサの充電電圧よりも
高いと、前記ダイオ−ドを介して前記整流回路から前記
第一のコンデンサに充電電流を供給し、前記第一のコン
デンサの充電電圧が前記整流回路の出力電圧よりも高い
と、前記ダイオ−ドを介して前記整流回路から前記第一
のコンデンサへの充電電流の供給を停止し、さらに、前
記整流回路の出力電圧と前記第一の基準電圧との電圧差
が前記第一のスイッチング素子のトリガ−電圧を越える
と、該トリガー電圧を介して前記第一のスイッチング素
子をオン制御して前記第一のコンデンサの充電電荷を放
電させ、前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波
形の左端に形成した電流波形を得るとともに、前記第二
のコンデンサは前記充電する経路を介して前記整流回路
の出力のピ−ク電圧まで充電されるが、前記第二のスイ
ッチング素子は前記第二の基準電圧を介してオン制御さ
れずに第二のコンデンサの充電電荷は放電されることな
く保持され、前記交流電源が瞬時停電して交流電圧を発
生しない場合は、前記第一のコンデンサの充電電圧が前
記整流回路の出力電圧よりも高くなり、前記第一の基準
電圧が前記第一のスイッチ手段のトリガ−電圧となって
前記第一のスイッチング素子をオン制御して前記第一の
コンデンサの充電電荷が前記第一のスイッチング手段を
介して放電されるとともに、前記第二の基準電圧が前記
第二のスイッチング素子のトリガ−電圧となって前記第
二のスイッチング素子をオン制御して前記第二のコンデ
ンサの充電電荷が前記第二のスイッチング素子を介して
放電されるものである。
た経路を介して充電た第二のコンデンサの充電電圧が第
一の抵抗と、第二の抵抗および第三の抵抗の合成抵抗と
で分圧され、第一のスイッチング素子の制御端子に第一
の基準電圧として印加される。また、第二のコンデンサ
の充電電圧が第一の抵抗および第二の抵抗の合成抵抗
と、第三の抵抗で分圧され、第二のスイッチング素子の
制御端子に第二の基準電圧として印加される。整流回路
の出力端の電圧が第一のコンデンサの充電電圧よりも低
く、かつ、第一の基準電圧と整流回路の出力電圧との電
圧差がトリガ−電圧を越えると、第一のスイッチング素
子はオン制御される。また、整流回路の出力端の電圧が
第一のコンデンサの充電電圧よりも高くなると、第一の
スイッチング素子はオフ制御される。
路の出力電圧が零となる。このため、整流回路の出力端
の電圧が第一のコンデンサの充電電圧よりも低く、か
つ、第一の基準電圧がトリガ−電圧を越えるので、第一
のスイッチング素子はオン制御される。また、整流回路
の出力端の電圧が第二のコンデンサの充電電圧よりも低
く、かつ、第二の基準電圧がトリガ−電圧を越えるの
で、第一のスイッチング素子はオン制御される。この結
果、第一のコンデンサの充電電荷が第一のスイッチング
手段を介して放電され、また、第二のコンデンサの充電
電荷が第二のスイッチング手段を介して放電される。
5の構成を説明する。従来と同じ構成部分は同じ番号を
用いて、説明は簡略化する。
路15Aと、基準電圧発生回路15Bとから構成され
る。
ような整流回路からなり、例えば周波数50Hzあるい
は60Hzの低周波、最大電圧値Vpが約141Vの交
流電圧を発生する交流電源4の出力端に接続される。整
流回路2は交流電源4によって発生した交流電源を整流
し、得られた直流電源を定電力負荷5に供給する。定電
力負荷5は、電圧が低下すると電流が増加して一定の電
力を消費する負荷である。
6と、スイッチング素子17と、第一のコンデンサ18
とから構成される。なお、スイッチング素子17として
は自己保持型のスイッチング機能を有する素子が用いら
れ、以下の説明ではサイリスタ(SCR)を例示として
説明する。
イオ−ド16のアノ−ドと、サイリスタ17のカソ−ド
とが共通接続される。第一のダイオ−ド16のカソ−ド
は、サイリスタ17のアノ−ドに接続される。サイリス
タ17のアノ−ドは、第一のコンデンサ18を介して、
整流回路2の他方の出力端に接続される。
−ド19と、第二のコンデンサ20と、第一の抵抗21
と、第二の抵抗22とから構成される。第二のダイオ−
ド19のアノ−ドは、サイリスタ17のカソ−ドに接続
される。第二のダイオ−ド19のカソ−ドは、第二のコ
ンデンサ20を介して整流回路2の他方の出力端に接続
される。第二のコンデンサ20の両端には、直列接続さ
れた第一の抵抗21と第二の抵抗22とからなる分圧回
路が並列接続される。
は、サイリスタ17の制御端子であるゲ−トGに接続さ
れる。この結果、サイリスタ17のゲ−トGには、第二
のコンデンサ20の充電電圧を第一の抵抗21と第二の
抵抗22とによって分圧した電圧Vgが印加される。な
お、第一の抵抗21および第二の抵抗22の抵抗値は比
較的大きく設定されるため、第二のダイオ−ド19およ
び第一の抵抗21と第二の抵抗22とからなる直列回路
を介して流れる電流は僅かとなり、無視することができ
る。
形を用いて、第一の平滑回路15の回路動作について説
明する。なお、横軸は、時間軸tである。
は、第一の平滑回路15が整流回路2のみから構成され
るとした場合における、整流回路2の出力電圧である。
すなわち、交流電源4によって発生した交流電圧が、整
流回路2によって全波整流された時の出力電圧である。
Vgは、サイリスタ17のゲ−トGに印加されるゲ−ト
電圧である。なお、出力電圧Vacの最大電圧値がVp
であるので、第二のコンデンサ20の充電電圧もVpと
なる。このため、ゲ−ト電圧Vgは、Vpが第一の抵抗
21と第二の抵抗22とによって分圧された一定の電圧
値となる。Vsは、一定の電圧値であるゲ−ト電圧Vg
よりも、サイリスタ17をオン制御するためのトリガ−
電圧Vtだけ低く設定された基準電圧である。
電圧と、整流回路2の出力電圧V2が等しくなる。この
ため、後述するようにオン状態に保たれていたサイリス
タ17のカソ−ド電圧がアノ−ド電圧が等しくなり、サ
イリスタ17はタ−ンオフする。
ように、整流回路2の出力電圧V2が上昇する。この期
間では、第一のコンデンサ18の充電電圧V18が整流
回路2の出力電圧V2より低いため、図2(e)のよう
に、整流回路2から第一のダイオ−ド16を介して第一
のコンデンサ18に充電電流i2aが供給される。この
結果、図2(b)のように、第一のコンデンサ18の充
電電圧V18が上昇する。また、同時に、図2(g)の
ように、整流回路2から定電力負荷5に電流i2bが直
接供給される。定電力負荷5は、定電力負荷5に印加さ
れる整流回路2の出力電圧V2と、定電力負荷5に流れ
る電流i2bの積が一定となるように電力を消費する負
荷であるため、定電力負荷5に供給される電流i2bは
下にへこんだ波形となる。一方、第二のコンデンサ20
にも、整流回路2から第一のダイオ−ド19を介して充
電電流が供給される。
路2の出力電圧V2は最大電圧値Vpに到達する。これ
に伴い、第一のコンデンサ18の充電電圧V18も、図
2(b)のように、最大電圧値Vpに到達する。すなわ
ち、第一のコンデンサ18は、整流回路2の出力電圧V
2をロスすることなく極めて効率良く充電される。ま
た、第二のコンデンサ20の充電電圧も、最大電圧値V
pに到達する。
ように、整流回路2の出力電圧V2は最大電圧値Vpか
ら徐々に減少する。この結果、第一のコンデンサ18の
充電電圧V18は整流回路2の出力電圧V2よりも高く
なり、図2(e)のように、整流回路2から第一のコン
デンサ18には充電電流i2aが流れなくなる。また、
サイリスタ17のアノ−ド電圧はカソ−ド電圧よりも高
くなるが、サイリスタ17のカソ−ド電圧がゲ−ト電圧
Vgよりも高いため、サイリスタ17のオフ状態が保た
れる。従って、第一のコンデンサ18の充電電荷は放電
されることなく、図2(b)のように、第一のコンデン
サ18の充電電圧V18はVpに維持されたままとな
る。
うに、引き続いて整流回路2から直接に電流が供給され
る。
ゲ−ト電圧Vgと等しくなる。
2の期間と同様に、第一のコンデンサ18の充電電圧V
18は整流回路2の出力電圧V2よりも高く、従って、
図2(e)のように、整流回路2から第一のコンデンサ
11には充電電流i2aは供給されない。また、図2
(c)のように、整流回路2の出力電圧V2はさらに減
少し、サイリスタ17のアノ−ド電圧はカソ−ド電圧よ
りも高くなったままである。しかしながら、サイリスタ
17のゲ−ト電圧Vgがカソ−ド電圧よりも高くなるに
も拘らず、その電圧差がサイリスタ17をタ−ンオンす
るためのトリガ−電圧Vt以下であるため、サイリスタ
17のオフ状態は保たれる。従って、第一のコンデンサ
18の充電電荷は放電されることなく、図2(b)のよ
うに、第一のコンデンサ18の充電電圧V18はVpに
維持される。
うに、引き続いて整流回路2から直接に電流が供給され
る。
ゲ−トGの間にトリガ−電圧Vtが印加され、第一のサ
イリスタ10がタ−ンオンする。
ンサ18の充電電圧V18が整流回路2の出力電圧V2
よりも高いため、第一のコンデンサ18の充電電荷がサ
イリスタ17を介して定電力負荷5に放電する。この結
果、図2(f)のように、第一のコンデンサ18から放
電電流idが流れる。従って、図2(b)のように、第
一のコンデンサ18の充電電圧V18が直線的に減少す
る。また、図2(c)のように、整流回路2の出力電圧
V2が直線的に減少するとともに、図2(d)のよう
に、定電力負荷5に流れる電流i5は直線的に上昇す
る。
電圧と、整流回路2の出力電圧V2が等しくなる。この
ため、オン状態にあったサイリスタ17のカソ−ド電圧
とアノ−ド電圧とが等しくなり、サイリスタ17はタ−
ンオフする。この結果、図2(f)のように、定電力負
荷5に第一のコンデンサ18からの放電電流idが供給
されなくなる。
す。
のように、電流i2bと、電流i2aとが重畳された波
形の電流となり、時刻t0〜t3の期間における電流波
形のピ−クは波形の左端に位置する。このため、IEC
1000−3−2に基づいたガイドラインのクラスAで
規定する包絡線28を整流回路2の出力電流i2に重ね
合わせると、図3に示すようになる。
3−2に基づいたガイドラインのクラスAの規定につい
て、具体的に説明する。IEC1000−3−2に基づ
いたガイドラインのクラスAで規定する規格値は、整流
回路2の出力電流i2と基線Lとによって囲まれる面積
S1に、電流i2の波形によって定まる凸形状の包絡線
23を重ね合わせた場合、面積S1のうち包絡線23か
らはみ出した部分の面積S2が面積S1に対して5%以
上であるというものである。なお、包絡線23は、下辺
を共通にして一体に形成された中央部に配置された長方
形部23Aと、その両脇に配置された長方形部23Bと
から構成される。長方形部23Aの高さは電流i2の波
高値に設定され、横幅は交流電源4の出力電圧の1周期
を2πとしたときのπ/3に設定される。また、両脇の
長方形23Bの高さは電流i2の波高値の0.35に設
定され、横幅は交流電源4の出力電圧の1周期を2πと
したときのπ/3に設定される。包絡線23は、包絡線
23の下辺を基線Lに一致させるとともに、長方形部2
3Aの上辺の中央を整流回路2の出力電流i2のピ−ク
と一致させて重ね合わされる。
5では、整流回路2の出力電流i2の波形のピ−クが波
形の左端に位置するので、波形のピ−クが波形の中央に
位置するような平滑回路に比べて、面積S1のうち包絡
線28からはみ出す部分の面積S2を右端に大きく確保
することが出来、IEC1000−3−2に基づいたガ
イドラインのクラスAで規定する規格値以下に設定しや
すくなる。
路構成に限られない。図4を用いて、第二の実施例の平
滑回路24について説明する。平滑回路24は、整流回
路2と、充放電回路15Aと、基準電圧発生回路24B
とから構成され、第一の実施例の平滑回路15と異なる
部分は基準電圧発生回路24Bのみである。このため、
基準電圧発生回路24Bについてにのみ説明する。
5Aを構成する第一のコンデンサ18と、第一の抵抗2
1と、第二の抵抗22とから構成される第一のコンデン
サ18の両端には、第一の抵抗21と第二の抵抗22と
からなる直列回路が並列接続される。第一の抵抗21と
第二の抵抗22の接続点は、サイリスタ17のゲ−トG
に接続される。従って、サイリスタ17のゲ−トGに
は、第一のコンデンサ18の充電電圧が第一の抵抗21
と第二の抵抗22とによって分圧された電圧が、ゲ−ト
電圧Vgとして印加される。
コンデンサ18の充電電圧が最大電圧値Vpに維持さ
れ、このときの充電電圧が第一の抵抗21と第二の抵抗
22によって分圧されてゲ−ト電圧Vgとしてゲ−トG
に印加され、かつ、サイリスタ17のアノ−ド電圧がカ
ソ−ド電圧よりも高くなる場合にオン制御される。従っ
て、上述した平滑回路15から第二のダイオ−ド19お
よび第二のコンデンサ20を省略した平滑回路24の回
路動作も、図2(a)〜(h)に示す第一の平滑回路1
5の動作波形と同じとなる。
滑回路15に比べて部品点数が減り、回路構成が簡素化
される。
の平滑回路25について説明する。平滑回路25は、整
流回路2と、充放電回路15Aと、基準電圧発生回路2
5Bと、瞬停用回路25Cとから構成される。平滑回路
25と、第一の実施例の平滑回路15と異なる部分は、
基準電圧発生回路25Bを構成する分圧回路の構成と、
瞬停用回路25Cのみである。このため、第一の実施例
の平滑回路15と同じ構成部分の説明は省略し、分圧回
路および瞬停用回路25Cについてのみ説明する。
抗22と、第三の抵抗27とから構成され、二つの基準
電圧Vg1とVg2を発生する。第一の抵抗21と第二
の抵抗22の接続点はサイリスタ17のゲ−トGに接続
され、基準電圧Vg1を与える。また、第二の抵抗22
と第三の抵抗26の接続点は、後述する第二のサイリス
タ27のゲ−トGに接続され、基準電圧Vg2を与え
る。
素子27と、第三のコンデンサ28と、第三のダイオ−
ド29と、第四の抵抗30とから構成される。なお、第
二のスイッチング素子27としては自己保持型のスイッ
チング機能を有する素子が用いられ、以下の説明ではサ
イリスタ(SCR)を例示として説明する。
回路2の一方の出力端に接続される。第二のサイリスタ
27のアノ−ドは、第三のコンデンサ28を介して、整
流回路2の他方の出力端に接続される。第二のサイリス
タ27の制御端子であるゲ−トGは、第二の抵抗22と
第三の抵抗26の接続点に接続される。この結果、第二
のサイリスタ27のゲ−トGには、第二のコンデンサ2
0の充電電圧を、第一の抵抗21および第二の抵抗22
とからなる合成抵抗と、第三の抵抗26によって分圧さ
れた電圧がゲ−ト電圧Vg2として印加される。なお、
第二の抵抗22と第三の抵抗26の接続点の電位Vg2
は、第一の抵抗21と第二の抵抗22の接続点の電位V
g1よりも低く設定される。
のサイリスタ27のカソ−ドに接続される。第三のダイ
オ−ド29のカソ−ドは、第四の抵抗30を介して、第
二のサイリスタ27のアノ−ドに接続される。なお、第
四の抵抗30は、第三のコンデンサ28の突入電流を防
止するために設けられる。
形を用いて、平滑回路25の回路動作について説明す
る。横軸は、時間軸tである。図6(a)乃至(h)に
おける、時刻t0〜t5の期間での平滑回路25の回路
動作は、図2(a)乃至(h)に示した第一の平滑回路
15の回路動作と同じなため、説明は省略する。従っ
て、交流電源4が瞬時停電する、時刻t5以降の回路動
作について説明する。
第三のコンデンサ28には、第三のダイオ−ド29およ
び第四の抵抗30を介して整流回路2から電流が供給さ
れる。この結果、第三のコンデンサ28は、整流回路2
の出力のピ−ク電圧Vpまで充電される。しかしなが
ら、第二の抵抗22と第三の抵抗26の接続点の電位V
g2は、第一の抵抗21と第二の抵抗22の接続点の電
位Vg1よりも低く設定されるため、第二のサイリスタ
27をオン制御するトリガ−電圧とはならず、交流電源
4が定常状態にある場合は常にオフ状態に保たれる。従
って、図6(i)のように、第三のコンデンサ28の充
電電圧は、Vpに維持される。
すると、図6(a)のように、整流回路2の出力電圧V
acは零となる。従って、整流回路2から定電力負荷5
に電流i2bが直接供給されなくなり、図6(g)のよ
うに、電流i2bは零となる。また、図6(h)のよう
に、整流回路2の出力電流i2は零となる。
はアノ−ド電圧よりも低くなり、また、サイリスタ17
のゲ−トGとカソ−ドの間の電圧差はサイリスタ17を
オン制御するためのトリガ−電圧となる。このため、サ
イリスタ17は、タ−ンオンする。同様に、第二のサイ
リスタ27のカソ−ド電圧はアノ−ド電圧よりも低くな
り、また、第二のサイリスタ27のゲ−トGとカソ−ド
の間の電圧差は第二のサイリスタ27をオン制御するた
めのトリガ−電圧となる。従って、第二のサイリスタ2
7も、タ−ンオンする。この結果、図6(c)のよう
に、整流回路2の出力電圧は、第一のコンデンサ18お
よび第三のコンデンサ28の充電電圧Vpと等しくな
る。
の充電電荷はサイリスタ17を介して放電され、第三の
コンデンサ28の充電電荷は第二のサイリスタ27を介
して放電される。この結果、図6(d)のように、定電
力負荷5には電流が供給される。第一のコンデンサ18
の充電電圧は、図6(b)のように、放電にともなって
直線的に小さくなる。また、第三のコンデンサ28の充
電電圧は、図6(i)のように、放電にともなって直線
的に小さくなる。
としても、瞬時停電以降は第一のコンデンサ18および
第三のコンデンサ28の充電電荷が定電力負荷5に供給
される。
のコンデンサ18あるいは第三のコンデンサ28のいず
れか大きい充電電圧と等しく、図6(c)のように、徐
々に小さくなる。第一のコンデンサ18の容量に比べて
第三のコンデンサ28の容量を充分に大きく設定する
と、時刻t5以降における定電流負荷5への電流は、第
三のコンデンサ28から主として供給される。
回路構成に限られない。図7を用いて、第四の実施例の
平滑回路31について説明する。平滑回路31は、整流
回路2と、充放電回路15Aと、基準電圧発生回路31
Bと、瞬停用回路31Cとから構成され、実施例3の平
滑回路25と異なる部分は基準電圧発生回路31Bと、
瞬停用回路31Cのみである。このため、基準電圧発生
回路31Bおよび瞬停用回路31Cについてにのみ説明
する。
回路25の瞬停用回路25Cから、第三のダイオ−ド2
9を省略した構成となっている。
回路31Cを構成する第三のコンデンサ28と、第一の
抵抗21と、第二の抵抗22と、第三の抵抗26とから
構成される。
抵抗21と、第二の抵抗22と、第三の抵抗26とが直
列接続された分圧回路が並列接続される。第一の抵抗2
1と第二の抵抗22の接続点は、サイリスタ17のゲ−
トGに接続される。従って、サイリスタ17のゲ−トG
には、第三のコンデンサ28の充電電圧が第一の抵抗2
1と、第二の抵抗22および第三の抵抗26の合成抵抗
とによって分圧された電圧が、ゲ−ト電圧Vg1として
印加される。第二のサイリスタ27のゲ−トGには、第
三のコンデンサ28の充電電圧が第一の抵抗21および
第二の抵抗22の合成抵抗と、第三の抵抗26の抵抗と
によって分圧された電圧が、ゲ−ト電圧Vg2として印
加される。
路25において第二のサイリスタ27のアノ−ドとカソ
−ドの間に接続されていた第三のダイオ−ド29が省略
される。しかしながら、突入電流防止用の抵抗である第
四の抵抗30の抵抗値が比較的大きく設定されるため、
第四の抵抗30を介して流れる第三のコンデンサ28の
放電電流は僅かとなり、無視することができる。このた
め、第三のコンデンサ28の充電電圧は、最大電圧値V
pに維持される。
第二のダイオ−ド19と、第二のコンデンサ20および
第三のダイオ−ド29を省略した平滑回路31の回路動
作も、図6(a)〜(i)に示す第三の実施例の平滑回
路25の動作波形と同じとなる。
の平滑回路25に比べて部品点数が減り、回路構成が簡
素化される。
上述のように構成されるので、従来のコンデンサインプ
ット型やチョ−クインプット型の平滑回路のように、整
流回路から定電力負荷に電流を供給する際に平滑コンデ
ンサを介さない。このため、整流回路から定電力負荷に
電流を直接供給する期間を長くとることができ、交流電
源を流れる電流の導通角を広げることが出来る。
述のように構成されるので、整流回路から定電力負荷に
電流を直接供給する期間を長くとることができる。この
ため、交流電源を流れる電流の導通角を広げることが出
来る。
クは、波形の左端に位置する。従って、交流電源によっ
て発生する交流電圧を整流して得られる電流波形はIE
C1000−3−2に基づいたガイドラインのクラスA
で規定する規格値に、また高調波電流はIEC1000
−3−2のガイドラインに基づくクラスAで規定する規
格値以下にすることができる。すなわち、入力電流の波
形を規定する包絡線と、交流電圧を整流して得られる電
流波形を重ね合わせた時に、交流電圧を整流して得られ
る電流波形の5%以上が包絡線の外側にあるという規格
を容易に満足させることができ、かつ高調波電流につい
ては高調波次数およびワット当たりの最大許容高調波電
流の定格負荷条件に対しての高調波電流の限度値以下に
抑えることができる。
直接供給する期間を長くとることができるので、また、
充放電回路を構成するコンデンサは出力電圧の最大値V
pまで充電されるので、充放電回路を構成するコンデン
サの容量を小さくすることが出来る。従って、コンデン
サを小型化することができる。
は、上述した特徴のほか、交流電源が瞬時停電した際
に、充放電回路を構成するコンデンサおよび瞬停用回路
を構成するコンデンサから定電力負荷に電流が供給され
る。このため、瞬時停電の間、規格値内の電圧を負荷に
供給することができる。
である。
形図である。
て、IEC1000−3−2のガイドラインに基づくク
ラスAの規格をあてはめた図である。
である。
である。
形図である。
である。
回路図である。
路図である。
合の出力電圧 Vg スイッチング素子のゲ−トに印加されるゲ−ト電
圧 Vt スイッチング素子をオンするためのトリガ−電圧 i2 整流回路の出力電流 i2a 整流回路から第一のコンデンサに供給される充
電電流 i2b 整流回路から定電力負荷に供給される電流 i5 定電力負荷に流れる電流 id 第一のコンデンサの放電電流
Claims (6)
- 【請求項1】 交流電源に接続された整流回路と、該整
流回路の出力端に接続された自己保持型のスイッチング
手段とコンデンサとからなる直列回路と、前記スイッチ
ング手段に並列接続されたダイオ−ドと、一定基準電圧
を発生する手段とを備え、前記整流回路の出力電圧が前
記コンデンサの充電電圧よりも高い場合は、前記整流回
路から前記ダイオ−ドを介して前記コンデンサに充電電
流を供給し、前記コンデンサの充電電圧が前記整流回路
の出力電圧よりも高い場合は、前記整流回路から前記ダ
イオ−ドを介して前記コンデンサへの充電電流の供給を
停止し、さらに、前記整流回路の出力電圧と前記基準電
圧との電圧差が前記スイッチング手段のトリガ−電圧を
越えると、該トリガー電圧を介して前記スイッチング手
段をオン制御して前記コンデンサの充電電荷を放電さ
せ、前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波形の
左端に形成した電流波形を得ることを特徴とする平滑回
路。 - 【請求項2】 交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型のスイッチン
グ素子と第一のコンデンサとからなる第一の直列回路
と、前記スイッチング素子に並列接続されて前記第一の
コンデンサを充電する第一のダイオ−ドと、前記整流回
路の出力端に接続された第二のダイオ−ドと第二のコン
デンサとからなる第二の直列回路と、前記第二のコンデ
ンサと並列接続された第一の抵抗と第二の抵抗とからな
る分圧回路とを有し、該第一の抵抗と第二の抵抗の接続
点と前記スイッチング素子の制御端子とを接続して一定
の基準電圧を印加してなる平滑回路であって、前記整流
回路の出力電圧が前記第一のコンデンサの充電電圧より
も高い場合は、前記整流回路から前記第一のダイオ−ド
を介して前記第一のコンデンサに充電電流を供給し、前
記第一のコンデンサの充電電圧が前記整流回路の出力電
圧よりも高い場合は、前記整流回路から前記第一のダイ
オ−ドを介して前記コンデンサへの充電電流の供給を停
止し、さらに、前記整流回路の出力電圧と前記基準電圧
との電圧差が前記スイッチング素子のトリガ−電圧を越
えると、該トリガー電圧を介して前記スイッチング素子
をオン制御して前記第一のコンデンサの充電電荷を放電
させ、前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波形
の左端に形成した電流波形を得ることを特徴とする平滑
回路。 - 【請求項3】 交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型のスイッチン
グ素子とコンデンサとからなる第一の直列回路と、前記
スイッチング素子に並列接続されて前記コンデンサを充
電するダイオ−ドと、前記コンデンサに並列接続された
第一の抵抗と第二の抵抗とからなる分圧回路とを有し、
該第一の抵抗と第二の抵抗の接続点と前記スイッチング
素子の制御端子とを接続して一定の基準電圧を印加して
なる平滑回路であって、前記整流回路の出力電圧が前記
コンデンサの充電電圧よりも高い場合は、前記整流回路
から前記ダイオ−ドを介して前記コンデンサに充電電流
を供給し、前記コンデンサの充電電圧が前記整流回路の
出力電圧よりも高い場合は、前記整流回路から前記ダイ
オ−ドを介して前記コンデンサへの充電電流の供給を停
止し、さらに、前記整流回路の出力電圧と前記基準電圧
との電圧差が前記スイッチング素子のトリガ−電圧を越
えると、該トリガー電圧を介して前記スイッチング素子
をオン制御して前記コンデンサの充電電荷を放電させ、
前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波形の左端
に形成した電流波形を得ることを特徴とする平滑回路。 - 【請求項4】 交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型の第一のスイ
ッチング手段と第一のコンデンサとからなる第一の直列
回路と、前記第一のスイッチング手段に並列接続された
第一のダイオ−ドと、前記第一の直列回路に並列接続さ
れた自己保持型の第二のスイッチング手段と第二のコン
デンサとからなる第二の直列回路と、前記第二のスイッ
チング手段に並列接続された充電回路とを有した瞬停用
回路と、第一の基準電圧と、該第一の基準電圧よりも低
電圧の第二の基準電圧を発生する基準電圧発生回路とを
備えた平滑回路であって、前記交流電源が交流電圧を発
生している場合は、前記整流回路の出力電圧が前記第一
のコンデンサの充電電圧よりも高いと、前記整流回路か
ら前記第一のダイオ−ドを介して前記第一のコンデンサ
に充電電流を供給し、前記第一のコンデンサの充電電圧
が前記整流回路の出力電圧よりも高いと、前記整流 回路
から前記第一のダイオ−ドを介して前記第一のコンデン
サへの充電電流の供給を停止し、さらに、前記整流回路
の出力電圧と前記第一の基準電圧との電圧差が前記第一
のスイッチング手段のトリガ−電圧を越えると、該トリ
ガー電圧を介して前記第一のスイッチング手段をオン制
御して前記第一のコンデンサの充電電荷を放電させて、
前記整流回路の出力端からの波形のピ−クを波形の左端
に形成した電流波形を得るとともに、前記第二のコンデ
ンサは前記充電回路を介して前記整流回路の出力のピ−
ク電圧まで充電されるが、前記第二のスイッチング手段
は前記基準電圧発生回路の第二の基準電圧を介してオン
制御されずに第二のコンデンサの充電電荷は放電される
ことなく保持され、前記交流電源が瞬時停電したとき
は、前記第一のコンデンサの充電電圧が前記整流回路の
出力電圧よりも高くなり、前記第一の基準電圧が前記第
一のスイッチング手段のトリガ−電圧となって前記第一
のスイッチング手段をオン制御して前記第一のコンデン
サの充電電荷が前記第一のスイッチング手段を介して放
電されるとともに、前記第二のコンデンサの充電電荷は
前記基準電圧発生回路の第二の基準電圧に基づいてオン
制御された前記第二のスイッチング手段を介して放電さ
れることを特徴とする平滑回路。 - 【請求項5】 交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型の第一のスイ
ッチング素子と第一のコンデンサとからなる第一の直列
回路と、前記第一のスイッチング素子に並列接続されて
前記第一のコンデンサを充電する第一のダイオ−ドと、
前記第一の直列回路に並列接続された第二のダイオ−ド
と第二のコンデンサとからなる第二の直列回路と、前記
第二のコンデンサと並列接続された第一の抵抗と第二の
抵抗と第三の抵抗とが直列接続された分圧回路と、前記
第二の直列回路に並列接続された自己保持型の第二のス
イッチング素子と第三のコンデンサとからなる第三の直
列回路および該第二のスイッチング素子と並列に接続さ
れて前記第三のコンデンサに充電電流を流す第三のダイ
オ−ドを有する瞬停用回路とを備え、前記第一の抵抗と
前記第二の抵抗の接続点と前記第一のスイッチング素子
の制御端子とを接続して該制御端子に第一の基準電圧を
印加し、前記第二の抵抗と前記第三の抵抗の接続点と前
記第二のスイッチング素子の制御端子とを接続して該制
御端子に第二の基準電圧を印加する平滑回路であって、
前記交流電源が交流電圧を発生している場合は、前記整
流回路の出力電圧が前記第一のコンデンサの充電電圧よ
りも高いと、前記第一のダイオ−ドを介して前記整流回
路から前記第一のコンデンサに充電電流を供給し、前記
第一のコンデンサの充電電圧が前記整流回路の出力電圧
よりも高いと、前記第一のダイオ−ドを介して前記整流
回路から前記第一のコンデンサへの充電電流の供給を停
止し、さらに、前記整流回路の出力電圧と前記第一の基
準電圧との電圧差が前記第一のスイッチング素子のトリ
ガ−電圧を越えると、該トリガー電圧を介して前記第一
のスイッチング素子をオン制御して前記第一のコンデン
サの充電電荷を放電させ、前記整流回路の出力端からの
波形のピ−クを波形の左端に形成した電流波形を得ると
ともに、前記第三のコンデンサは前記第三のダイオード
を介して前記整流回路の出力のピ−ク電圧まで充電され
るが、前記第二のスイッチング素子は前記第二の基準電
圧を介してオン制御されずに第三のコンデンサの充電電
荷は放電されることなく保持され、前記交流電源が瞬時
停電したときは、前記第一のコンデンサの充電電圧が前
記整流回路の出力電圧よりも高くなり、前記第一の基準
電圧が前記第一のスイッチング素子のトリガ−電圧とな
って前記第一のスイッチング素子をオン制御して前記第
一のコンデンサの充電電荷が前記第一のスイッチング素
子を介して放電されるとともに、前記第二のコンデンサ
の充電電圧が前記整流回路の出力電圧よりも高くなり、
前記第二の基準電圧が前記第二のスイッチング素子のト
リガ−電圧となって前記第二のスイッチング素子をオン
制御して前記第三のコンデンサの充電電荷が前記第二の
スイッチング素子を介して放電されることを特徴とする
平滑回路。 - 【請求項6】 交流電源に接続された整流回路と、該
整流回路の出力端に接続された自己保持型の第一のスイ
ッチング素子と第一のコンデンサとからなる第一の直列
回路と、前記第一のスイッチング素子に並列接続されて
前記第一のコンデンサを充電するダイオ−ドと、前記第
一の直列回路に並列接続された自己保持型の第二のスイ
ッチング素子と第二のコンデンサとからなる第二の直列
回路および該第二のスイッチング素子の両端を接続して
前記第二のコンデンサを充電する経路を有する瞬停用回
路と、前記第二のコンデンサに並列接続された第一の抵
抗と第二の抵抗と第三の抵抗とが直列接続された分圧回
路とを備え、前記第一の抵抗と前記第二の抵抗の接続点
と前記第一のスイッチング素子の制御端子とを接続して
該制御端子に第一の基準電圧を印加し、前記第二の抵抗
と前記第三の抵抗の接続点と前記第二のスイッチング素
子の制御端子とを接続して該制御端子に第二の基準電圧
を印加する平滑回路であって、前記交流電源が交流電圧
を発生している場合は、前記整流回路の出力電圧が前記
第一のコンデンサの充電電圧よりも高いと、前記ダイオ
−ドを介して前記整流回路から前記第一のコンデンサに
充電電流を供給し、前記第一のコンデンサの充電電圧が
前記整流回路の出力電圧よりも高いと、前記ダイオ−ド
を介して前記整流回路から前記第一のコンデンサへの充
電電流の供給を停止し、さらに、前記整流回路の出力電
圧と前記第一の基準電圧との電圧差が前記第一のスイッ
チング素子のトリガ−電圧を越えると、該トリガー電圧
を介して前記第一のスイッチング素子をオン制御して前
記第一のコンデンサの充電電荷を放電させ、前記整流回
路の出力端からの波形のピ−クを波形の左端に形成した
電流波形を得るとともに、前記第二のコンデンサは前記
充電する経路を介して前記整流回路の出力のピ−ク電圧
まで充電されるが、前記第二のスイッチング素子は前記
第二の基準電圧を介してオン制御されずに第二のコンデ
ンサの充電電荷は放電されることなく保持され、前記交
流電源が瞬時停電したときは、前記第一のコンデンサの
充電電圧が前記整流回路の出力電圧よりも高くなり、前
記第一の基準電圧が前記第一のスイッチ手段のトリガ−
電圧となって前記第一のスイッチング素子をオン制御し
て前記第一のコンデンサの充電電荷が前記第一のスイッ
チング手段を介して放電されるとともに、前記第二の基
準電圧が前記第二のスイッチング素子のトリガ−電圧と
なって前記第二のスイッチング素子をオン制御して前記
第二のコンデンサの充電電荷が前記第二のスイッチング
素子を介して放電されることを特徴とする平滑回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13515097A JP3514071B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 平滑回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13515097A JP3514071B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 平滑回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10327582A JPH10327582A (ja) | 1998-12-08 |
JP3514071B2 true JP3514071B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=15144991
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13515097A Expired - Fee Related JP3514071B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 平滑回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3514071B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102723883A (zh) * | 2012-07-02 | 2012-10-10 | 沈阳师范大学 | 电容储能型可控硅开关电源 |
JP6465099B2 (ja) * | 2016-12-07 | 2019-02-06 | サンケン電気株式会社 | 直流電源装置 |
CN110913532A (zh) * | 2019-12-30 | 2020-03-24 | 杰华特微电子(杭州)有限公司 | Led控制电路及控制方法 |
-
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- 1997-05-26 JP JP13515097A patent/JP3514071B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10327582A (ja) | 1998-12-08 |
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