JP6465099B2

JP6465099B2 - 直流電源装置

Info

Publication number: JP6465099B2
Application number: JP2016237499A
Authority: JP
Inventors: 勇二佐山
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2016-12-07
Filing date: 2016-12-07
Publication date: 2019-02-06
Anticipated expiration: 2036-12-07
Also published as: JP2018093686A

Description

本発明は、ＬＥＤ照明用電源等に用いられる直流電源装置に関する。

従来、アクティブ方式の力率改善回路は、スイッチング回路の規模が大きくなる。このため、パッシブタイプの力率改善回路として、特許文献１に記載された電源装置が知られている。

この電源装置は、ブリッジダイオードの１つの素子の両端に力率改善用の平滑コンデンサが接続され、交流電源とブリッジダイオードとの間にも力率改善用のリアクトルが接続されている。リアクトルとコンデンサとを用いることで、力率を改善することができる。

特許第３３７７９５９号公報

しかしながら、商用周波数のリアクトルとコンデンサとが大きくなり、電源装置の実装スペースが大きくなってしまう。

また、ＪＩＳＣ６１０００−３−２の電磁両立性−第３−２部；限界値−高調波電流発生限度値（１相当たりの入力電流が２０Ａ以下の機器）クラスＣ（照明機器）の機器に対しては、入力電流のピークを６５°よりも前にする必要がある。しかし、従来の電源装置では、入力電流のピークが９０°付近になっていたため、入力電流のピークが６５°よりも前にする規格を満たしていなかった。

本発明の課題は、小型化するとともに、入力電流のピークを６５°よりも前にすることができる直流電源装置を提供することにある。

本発明に係る直流電源装置は、交流電源の交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流器と、前記整流器出力の一端に一端が接続された平滑コンデンサと、前記整流器出力の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された定電流充電回路とを備え、前記定電流充電回路は、定電流により前記平滑コンデンサを充電する定電流充電部と、前記脈流電圧が前記平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、前記交流電源から前記整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから前記定電流に下降するように設定し且つ前記ピークが高調波電流発生限度値クラスＣ規格角度６５°より前になるように設定することにより、前記定電流充電部の定電流動作を遅延させるピーク設定回路とを備え、前記定電流充電部は、前記平滑コンデンサの他端に一端が接続された第１抵抗と、前記第１抵抗の他端に第１主電極が接続され且つ前記整流器の他端に第２主電極が接続され、前記第１主電極をアノードとし、前記第２主電極をカソードとするボディダイオードを有する第１トランジスタと、前記整流器の他端に一端が接続され且つ前記第１トランジスタの第１制御電極に他端が接続された第２抵抗と、第２制御電極が前記第１主電極に接続され且つ第３主電極が前記第１抵抗の一端に接続された第２トランジスタとを備え、前記ピーク設定回路は、前記第１トランジスタの第１制御電極に一端が接続され、他端が前記第１抵抗の一端に接続され、前記脈流電圧と前記平滑コンデンサの両端電圧との電位差により充電され、前記第２トランジスタがオンしたときに放電する第１コンデンサと、前記第２トランジスタの第４主電極に一端が接続され、他端が前記第１トランジスタの第１制御電極に接続される第３抵抗とを備えた充放電回路からなることを特徴とする。

本発明によれば、ピーク設定回路は、脈流電圧が平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、交流電源から整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが高調波電流発生限度値クラスＣ規格角度６５°より前になるように設定することにより、定電流充電部の定電流動作を遅延させるので、小型化でき、入力電流のピークを規格としての６５°よりも前にすることができる。

本発明の実施例１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。本発明の実施例１に係る直流電源装置の各部の動作を説明するためのタイミングチャートである。本発明の実施例１に係る直流電源装置の入力電流波形のタイミングチャートである。本発明の実施例１に係る直流電源装置の入力電流波形の詳細を示す図である。本発明の実施例２に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。従来の直流電源装置の入力電流波形のタイミングチャートである。

以下、本発明の実施の形態の直流電源装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。直流電源装置は、ＬＥＤ照明用電源等に用いられる直流電源装置であり、交流電源ＡＣ、全波整流回路ＤＢ１、平滑コンデンサＣ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、バイポーラトランジスタＱ２、コンデンサＣ２、直列に接続された複数のＬＥＤ、集積回路ＩＣ１を備えて構成されている。なお、ＬＥＤは、直列に接続された複数のＬＥＤの代わりに、１個でも良い。集積回路ＩＣ１は、ＬＥＤに一定電流を流すように動作する。

全波整流回路ＤＢ１は、本発明の整流器に対応し、ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４を有し、交流電源ＡＣの交流電圧をダイオードＤ１〜Ｄ４により全波整流して脈流電圧を出力する。

全波整流回路ＤＢ１の一端には平滑コンデンサＣ１の一端が接続される。全波整流回路ＤＢ１出力の他端と平滑コンデンサＣ１の他端との間には、定電流充電回路１０が接続されている。

定電流充電回路１０は、定電流充電部１１と、ピーク発生回路１２とを備えている。定電流充電部１１は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、定電流（実施例では、図４に示す定電流Ｉ２）により平滑コンデンサＣ１を充電する。

ピーク発生回路１２は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが６５°（規格角度に対応）より前になるように設定する。これにより、ピーク発生回路１２は、定電流充電部１１の定電流動作を遅延させる。

定電流充電部１１は、平滑コンデンサＣ１の他端に一端が接続された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端にソースが接続され且つ全波整流回路ＤＢ１の他端にドレインが接続されたＭＯＳＦＥＴＱ１との直列回路と、全波整流回路ＤＢ１の他端に一端が接続され且つＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに他端が接続された抵抗Ｒ３と、ＭＯＳＦＥＴＱ１のベースがソースに接続され且つエミッタが抵抗Ｒ１の一端に接続されたバイポーラトランジスタＱ２とを備えている。

抵抗Ｒ１は、本発明の第１抵抗に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１は、本発明の第１トランジスタに対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースは、本発明の第１主電極に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインは、本発明の第２主電極に対応する。ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートは、本発明の第１制御電極に対応する。抵抗Ｒ３は、本発明の第２抵抗に対応する。バイポーラトランジスタＱ２は、本発明の第２トランジスタに対応する。バイポーラトランジスタＱ２のベースは、本発明の第２制御電極に対応する。バイポーラトランジスタＱ２のエミッタは、本発明の第３主電極に対応する。

ピーク発生回路１２は、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに一端が接続され、他端が抵抗Ｒ１の一端に接続され、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１の両端電圧との電位差により充電され、バイポーラトランジスタＱ２がオンしたときに放電するコンデンサＣ２と、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタに一端が接続され、他端がＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに接続された抵抗Ｒ２とを備えている。ピーク発生回路１２は、コンデンサＣ２を抵抗Ｒ２を介して放電させることにより入力電流のピークＩｐｋ（図４）を発生させた後、ピークＩｐｋから定電流に下降させる。

バイポーラトランジスタＱ２のコレクタは、本発明の第４主電極に対応する。コンデンサＣ２は、本発明の第１コンデンサに対応する。抵抗Ｒ２は、本発明の第３抵抗に対応する。

また、入力電流のピークを規格角度より前になるように抵抗Ｒ３の値とコンデンサＣ２の値とが設定されている。全波整流回路ＤＢ１の出力の両端には、直列に接続された複数のＬＥＤと、集積回路ＩＣ１との直列回路が接続されている。複数のＬＥＤの順方向電圧の総和が規格角度である６５°における脈流電圧よりも小さくなるように設定されている。

次にこのように構成された実施例１に係る直流電源装置の動作を図２乃至図４に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。図２において、ＡＣは、全波整流回路ＤＢ１の脈流電圧に相当し、Ｖｃ１は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧、入力電流Ｉｉは、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる電流である。Ｖ_Ｑ１ｇは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧、Ｖ_Ｑ２ｃは、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧、Ｉ_Ｑ１ｄは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流である。

まず、時刻ｔ０（脈流電圧ＡＣの角度０°）〜時刻ｔ１において、脈流電圧よりも平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が大きいので、入力電流Ｉｉ及びＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄは、流れない。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧Ｖ_Ｑ１ｇ、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ_Ｑ２ｃも、ゼロである。

次に、脈流電圧の角度４５°の時刻を経過した時刻ｔ１〜ｔ２において、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を超えるので、入力電流Ｉｉが複数のＬＥＤと集積回路ＩＣ１に流れて、入力電流Ｉｉは、定電流Ｉ１となる。

また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と脈流電圧との差電圧ΔＶが抵抗Ｒ３によりＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに印加される。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧Ｖ_Ｑ１ｇが上昇してＭＯＳＦＥＴＱ１がオンしてＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄが流れる。ドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄが抵抗Ｒ１を流れて平滑コンデンサＣ１が充電される。

また、上記動作と同時に差電圧ΔＶによりコンデンサＣ２が充電されてバイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ_Ｑ２ｃが上昇する。

次に、時刻ｔ２において、抵抗Ｒ１の両端電圧がバイポーラトランジスタＱ２のベース−エミッタの順方向電圧を超えると、バイポーラトランジスタＱ２がオンする。これにより、コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ３で充電されながら、抵抗Ｒ２を介して放電する。

時刻ｔ３直後において、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ_Ｑ２ｃがゼロとなるがＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧は最大となり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄもピークとなるとともに、入力電流ＩｉもピークＩｐｋとなる。入力電流ＩｉのピークＩｐｋは、６５°前になっている。

次に、時刻ｔ３〜ｔ４において、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶが小さくなるので、入力電流Ｉｉは下降していき、同様に、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧Ｖ_Ｑ１ｇ、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄも下降していく。なお、この期間では、バイポーラトランジスタＱ２がオンしているため、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ_Ｑ２ｃがゼロである。

次に、時刻ｔ４〜ｔ６において、脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶが低下し、バイポーラトランジスタＱ２の制御が可能な状態となり、定電流充電回路１０が正常に動作するので、入力電流Ｉｉは定電流Ｉ２となる。定電流Ｉ２は、抵抗Ｒ１とバイポーラトランジスタＱ２によって決定される電流である。

次に、時刻ｔ６において、バイポーラトランジスタＱ２がオフするが脈流電圧と平滑コンデンサＣ１との電位差ΔＶがゼロになるので、コレクタ電圧Ｖ_Ｑ２ｃが低下していく。

次に、時刻ｔ７〜ｔ８において、入力電流Ｉｉが複数のＬＥＤと集積回路ＩＣ１に流れて、入力電流Ｉｉは、定電流Ｉ１となる。

次に、時刻ｔ９において、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電荷を抵抗Ｒ１、ＭＯＳＦＥＴＱ１のボディダイオード、複数のＬＥＤに放電する。このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流Ｉ_Ｑ１ｄは負電流になる。

図３に、実施例１の入力電流波形のタイミングチャートを示した。図６に、従来のコンデンサインプット型の入力電流波形のタイミングチャートを示した。図３、図６ともに、商用周波数５０Ｈｚの周期で記載している。図６に示す従来の回路では、定電流充電回路がないため、入力電流にピークはあるが、導通角が狭い。

これに対して、図３に示す実施例１では、ピーク発生回路１２により入力電流のピークを６５°前に設定し、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の遅延機能により定電流充電部１１の定電流動作を遅延させるので、導通角を９０°よりも後まで広げることができる。

このように実施例１に係る直流電源装置によれば、ピーク発生回路１２は、脈流電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧を超えたとき、交流電源ＡＣから全波整流回路ＤＢ１に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから定電流に下降するように設定し且つピークが規格角度より前になるように設定することにより、定電流充電部の定電流動作を遅延させるので、小型化でき、入力電流のピークを６５°よりも前にすることができるとともに、導通角を９０°よりも後まで広げることができる。

また、入力電流のピークを６５°より前になるように抵抗Ｒ３の値とコンデンサＣ２の値とが設定されているので、ＪＩＳＣ６１０００−３−２の電磁両立性−第３−２部；限界値−高調波電流発生限度値（１相当たりの入力電流が２０Ａ以下の機器）クラスＣ（照明機器）の機器に対する規格を満足させることができる。

また、複数のＬＥＤの順方向電圧の総和が６５°における脈流電圧よりも小さくなるように設定されているので、確実に規格を満足させることができる。

（実施例２）
図５は、本発明の実施例２に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。図５に示す実施例２に係る直流電源装置は、図に示す実施例１に係る直流電源装置に対して、さらに、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、バイポーラトランジスタＱ３を追加したことを特徴とする。

抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、バイポーラトランジスタＱ３は、ピーク発生回路１２により入力電流のピークが発生している期間中に、ＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる充電電流を最大充電電流値に制限する充電電流制限部を構成する。

抵抗Ｒ４の一端はコンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ２の一端とＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとに接続され、抵抗Ｒ４の他端はバイポーラトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。

バイポーラトランジスタＱ３のエミッタは、平滑コンデンサＣ１の他端とコンデンサＣ２の他端と抵抗Ｒ１の一端と抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。バイポーラトランジスタＱ３のベースは、バイポーラトランジスタＱ３のエミッタと抵抗Ｒ５の他端とに接続されている。

抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ２を構成する定電流回路の動作する状態と、トランジスタＱ３の動作を切り分けるために設けられている。定電流回路動作時に、抵抗Ｒ５の電圧がバイポーラトランジスタＱ３のベース、エミッタ間電圧に達しない抵抗値を設定する。

なお、抵抗Ｒ４は、バイポーラトランジスタＱ３のコレクタ電流を制限するための抵抗であり、抵抗Ｒ２と比較して低抵抗値である。

このように構成された実施例２に係る直流電源装置によれば、抵抗Ｒ１の電圧降下をバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３のベース、エミッタ間電圧で検出し、バイポーラトランジスタＱ３でＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧を制限する。

このため、ＭＯＳＦＥＴＱ１に流れる充電電流を最大充電電流値に制限することかできる。

ＡＣ交流電源
Ｆ１フューズ
ＤＢ１全波整流回路
Ｑ１ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２，Ｑ３バイポーラトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５抵抗
Ｃ１平滑コンデンサ
Ｃ２コンデンサ
ＬＥＤ発光ダイオード
ＩＣ１集積回路

Claims

交流電源の交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流器と、
前記整流器出力の一端に一端が接続された平滑コンデンサと、
前記整流器出力の他端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された定電流充電回路とを備え、
前記定電流充電回路は、
定電流により前記平滑コンデンサを充電する定電流充電部と、
前記脈流電圧が前記平滑コンデンサの両端電圧を超えたとき、前記交流電源から前記整流器に流れる入力電流をピークまで上昇させた後該ピークから前記定電流に下降するように設定し且つ前記ピークが高調波電流発生限度値クラスＣ規格角度６５°より前になるように設定することにより、前記定電流充電部の定電流動作を遅延させるピーク設定回路と、
を備え、
前記定電流充電部は、前記平滑コンデンサの他端に一端が接続された第１抵抗と、前記第１抵抗の他端に第１主電極が接続され且つ前記整流器の他端に第２主電極が接続され、前記第１主電極をアノードとし、前記第２主電極をカソードとするボディダイオードを有する第１トランジスタと、前記整流器の他端に一端が接続され且つ前記第１トランジスタの第１制御電極に他端が接続された第２抵抗と、第２制御電極が前記第１主電極に接続され且つ第３主電極が前記第１抵抗の一端に接続された第２トランジスタとを備え、
前記ピーク設定回路は、前記第１トランジスタの第１制御電極に一端が接続され、他端が前記第１抵抗の一端に接続され、前記脈流電圧と前記平滑コンデンサの両端電圧との電位差により充電され、前記第２トランジスタがオンしたときに放電する第１コンデンサと、前記第２トランジスタの第４主電極に一端が接続され、他端が前記第１トランジスタの第１制御電極に接続される第３抵抗とを備えた充放電回路からなることを特徴とする直流電源装置。
前記第２抵抗の値と前記第１コンデンサの値とは、前記入力電流のピークを前記規格角度６５°より前になるように設定されることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。
前記整流器出力の両端に接続された１以上のＬＥＤを備え、
前記１以上のＬＥＤの順方向電圧の総和が前記規格角度６５°における前記脈流電圧よりも小さくなるように設定されることを特徴とする請求項２記載の直流電源装置。
前記ピーク設定回路により前記入力電流のピークが発生している期間中に、前記第１トランジスタに流れる充電電流を最大充電電流値に制限する充電電流制限部を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流電源装置。