JP5930769B2 - 負荷駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、昇圧部分とＬＥＤ調光部分を備えた負荷駆動回路に関する。

負荷駆動回路として、特許文献１に記載のように、入力電圧と出力電圧とを取り込み、出力電圧が所望の電圧になるように、負帰還制御を行うものがある。ここでは、入力した出力電圧をデジタル信号に変換し、デジタル処理で出力トランジスタをＰＷＭ制御している。この動作は、出力電圧をΔΣコンバータでデジタル化する第１の行程、第１の行程でデジタル化した信号で所望の信号が得られているかを確認し目的の出力電圧が得られるための適切な値を求める第２の行程、および第２の行程で求めた値をＰＷＭ変換して出力電圧を得る第３の行程を、順次繰り返すものである。

この方法のメリットは、第２の行程で行う「所望の電圧が得られているかを確認」するプログラムを載せ替えることによって、動作を変更させることが容易な点である。すべてをアナログ処理で行う場合に比べ、回路設計のやり直しやプリント基板の作り直しが必要なくなる。これは、デジタル電源回路における出力に過大な電流が流れる際にエラー訂正したＰＷＭ信号を生成することに向いている。さらに、アナログ処理では難しい負帰還のドミナントポール（周波数特性の低周波側の極点）を適宜変更することで、スルーレートを早めることができる利点もある。

また、特許文献２にも、特許文献１と同様に、ΔΣコンバータを利用した負荷駆動回路が記載されている。これは、負荷に流れる電流を一定にする制御であり、負荷に流れる電流を比較測定するための基準電圧をＤＡコンバータの出力から得て、デジタル制御を行う構成となっている。このＤＡコンバータはΔΣ方式を使用している。

米国特許第７，７１９，２４６号明細書 米国特許第７，８０４，２５６号明細書

ところが、上記のような負荷駆動回路では、ＡＤコンバータとＤＡコンバータの２つの複雑な回路を必要とする。また、群遅延の大きい回路であるため回路を高速化することが困難である。このため、負荷駆動回路を高速化させる場合には、消費電流の増大を招き、高ビット化が難しく量子化誤差が目立つ。また、電源電圧の変動が大きいときには、負荷に対して定電流を供給することができない。

本発明の目的は、ＡＤコンバータやＤＡコンバータを不要にして量子化誤差を皆無にし、また、電源電圧の変動が大きい場合であっても、容量の小さな出力コンデンサを使用して負荷に対して安定した電流を供給できるようにした負荷駆動回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、ＬＥＤ負荷回路に並列接続された出力コンデンサに対して、商用周波電源の全波整流電圧をそのまま又は昇圧パルス幅変調信号により昇圧して充電し、前記ＬＥＤ負荷回路に流れる負荷電流のＬＥＤの目標輝度に相当する平均値からのずれに応じて、第１の調光パルス幅変調信号を生成し、該第１の調光パルス幅変調信号より前記負荷電流をスイッチング制御する負荷駆動回路であって、前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティが最大値を示すとき、前記全波整流電圧の波形の次回の半波波形の下降領域で前記昇圧パルス幅変調信号により昇圧を行う動作を、前記昇圧パルス幅変調信号のデューティを順次大きくしながら繰り返し、前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティが前記最大値よりも低下すると、前記昇圧パルス幅変調信号のそのときのデューティを固定して昇圧を行う動作を繰り返すことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の負荷駆動回路において、前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティの最大値は、前記ＬＥＤが前記目標輝度で発光する前記負荷電流の平均値に相当するデューティであることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載の負荷駆動回路において、前記昇圧パルス幅変調信号によって前記半波波形の前記下降領域で昇圧を行うときの昇圧期間は、前記半波波形の前記下降領域の下降開始時刻から、前記ＬＥＤが前記目標輝度で発光する平均負荷電流を流す電圧に下降する時刻までの範囲内であることを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載の負荷駆動回路において、前記昇圧パルス幅変調信号によって前記半波波形の前記下降領域で昇圧を行うときの昇圧開始時刻は、前記昇圧パルス幅変調信号のデューティが大きくなるほど、前記下降領域の下降開始時刻に近づくことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項１、２、３、又は４に記載の負荷駆動回路において、電源投入時は、デューティが順次増大する第２の調光パルス幅変調信号により前記負荷電流をスイッチングし、該第２の調光パルス幅変調信号のデューティが前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティを超えた後は、前記第１の調光パルス幅変調信号により前記負荷電流をスイッチングすることを特徴とする。
請求項６にかかる発明は、請求項１、２、３、４又は５に記載の負荷駆動回路において、前記出力コンデンサの電圧が所定値を超えたとき、前記昇圧パルス幅変調信号による昇圧動作および前記第１又は第２の調光パルス幅変調信号による前記負荷電流のスイッチング制御を停止することを特徴とする。

本発明によれば、ＡＤコンバータやＤＡコンバータが不要になるので量子化誤差が皆無となる。また、商用周波電源の全波整流電圧を電源電圧とする場合であっても、負荷電流に応じた第１の調光パルス幅変調信号のデューティに対応して全波整流電圧の下降領域で昇圧を行うので、必要最小限の昇圧動作となり、出力コンデンサを小さな容量にすることができ、その出力コンデンサを小型化、低コスト化することができる。しかも、ＬＥＤに対して安定した電圧を供給することができる。

本発明の第１の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 図１の負荷駆動回路の昇圧動作の波形図である。 図１の負荷駆動回路のＬＥＤ負荷回路の変形例を示す回路図である。 本発明の第２の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 本発明の第３の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 本発明の第４の実施例の負荷駆動回路の回路図である。 本発明の第５の実施例の負荷駆動回路の回路図である。

＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例の負荷駆動回路を示す。１０は制御に使用する各種信号を生成する信号生成回路であり、クロック信号ＣＬＫを発生する発振回路１１と、そのクロック信号ＣＬＫをカウントして所定数（フレーム周期分）のカウントで自動リセットされるカウンタ１２と、クロック信号ＣＬＫとカウンタ１２の出力と第１の第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１を入力してその第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティ信号ＷＩＤＴＨを出力するラッチ回路１３と、クロック信号ＣＬＫとカウンタ１２の出力値とからフレーム信号ＦＬＡＭＥを生成する分周回路１４と、そのフレーム信号ＦＬＡＭＥを入力してフレーム信号ＦＬＡＭＥと同じ周期の鋸波を生成する鋸波生成回路１５とを備える。

２０は昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４と第３の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ３を生成するデジタル処理回路であり、制御回路２１、シフトレジスタ２２，２３、およびセレクタ２４を備える。制御回路２１は、過電圧検出信号ＯＶＰとデューティ信号ＷＩＤＴＨとクロック信号ＣＬＫとフレーム信号ＦＬＡＭＥを入力して、昇圧データＤ１と調光データＤ２とリセット信号ＲＳＴとセレクタ信号Ｓ１を出力する。シフトレジスタ２２は、制御回路２１の昇圧データＤ１とリセット信号ＲＳＴとクロック信号ＣＬＫとフレーム信号ＦＬＡＭＥを入力して、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４を生成する。シフトレジスタ２３は、制御回路２１の調光データＤ２とリセット信号ＲＳＴとクロック信号ＣＬＫとフレーム信号ＦＬＡＭＥを入力して、第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を生成する。セレクタ２４は、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１と第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を入力して、制御回路２１のセレクタ信号Ｓ１に応じて、その一方を第３の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ３として出力する。

３０は調光ＰＷＭ変調回路であり、オペアンプ３１，３２と抵抗Ｒ５〜Ｒ７とコンデンサＣ２を備え、調光帰還信号ＦＢと基準電圧ＶＲＥＦ２の差分の低域成分（平均値）をオペアンプ３１で取り出し、オペアンプ３２で鋸波信号ＷＡＶＥと比較することで、調光帰還信号ＦＢと基準電圧ＶＲＥＦ２の差分の低域成分に応じた第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１を生成する。オペアンプ３１と抵抗Ｒ５〜Ｒ７とコンデンサＣ２とは、位相補償をかねたローパスフィルタを構成している。

４０Ａは昇圧用プリバッファ回路、４０Ｂは調光用プリバッファ回路であり、いずれもＣＭＯＳインバータを３段縦続接続した構成である。５０Ａは昇圧出力回路、５０Ｂは調光出力回路である。前記した調光帰還信号ＦＢは、調光出力回路５０Ｂを流れる負荷電流が抵抗Ｒ３で電圧変換された信号である。

６０は比較器であり、検出電圧ＶＡが基準電圧ＶＲＥＦ３を超えたとき、前記した過電圧検出信号ＯＶＰを出力する。検出電圧ＶＡは、出力コンデンサＣ１の電圧ＶＯＵＴを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割することで得られる。

７０は複数のＬＥＤを直列接続した例えば蛍光灯の代用として使用されるＬＥＤ負荷回路であり、出力コンデンサＣ１に並列接続されている。８０は電圧レギュレータであり、商用周波電源の全波整流電圧ＡＣを保護抵抗Ｒ４を介して入力し、ＤＣの電源電圧（ＶＤＤ，ＶＳＳ）を生成する。また、９０は基準電圧生成回路であり、電源電圧（ＶＤＤ，ＶＳＳ）を入力して、基準電圧ＶＲＥＦ１，ＶＲＥＦ２，ＶＲＥＦ３を生成する。

Ｌ１はインダクタ、Ｄ１は整流ダイオードであり、これらと昇圧出力回路５０Ａとで昇圧チョッパ電源回路を構成しており、この昇圧チョッパ電源回路は入力する全波整流電圧ＡＣを所定タイミングでスイッチングして昇圧、整流動作を行い、得られた電圧ＶＯＵＴが出力コンデンサＣ１に充電される。

さて、図２の時刻ｔ０で電源を投入すると、昇圧部分においては、昇圧チョッパ動作はまだ開始しておらず、出力コンデンサＣ１の電圧ＶＯＵＴはほぼ全波整流波形に近似の波形となる。

一方、調光部分においては、セレクタ２４は、電源投入時にセレクタ信号Ｓ１によって、シフトレジスタ２３から出力する第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を選択するよう切り替えられる。この第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２は、電源投入の時刻ｔ０からクロック信号ＣＬＫの進行により徐々にデューティが大きくなっていく信号である。この第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２がセレクタ２４を経由して第３の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ３となって、調光プリバッファ回路４０Ｂを介して調光出力回路５０Ｂを駆動する。これにより、ＬＥＤ負荷回路７０に流れる平均電流が徐々に増大してゆき、ＬＥＤの輝度が徐々に高くなる。

この間、調光帰還信号ＦＢが発生しており、その調光帰還信号ＦＢと基準電圧ＶＲＥＦ２との差分に応じて、調光ＰＷＭ変調回路３０から出力する第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティが制御される。そして、第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２のデューティが第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティを超えたことが制御回路２１で確認される時刻ｔ１になると、セレクタ信号Ｓ１によって、セレクタ２４が第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２の選択状態から、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１の選択状態に切り替わる。よって、この後は第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１が第３の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ３として調光用プリバッファ回路４０Ｂを介して調光出力回路５０Ｂを駆動する。

この後、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティが調光帰還信号ＦＢに応じて制御されるが、ＬＥＤ負荷回路７０に要求される電流が所定値に達しない場合は、昇圧動作も並行して行われる。この昇圧動作では、制御回路２１は、全波整流電圧ＡＣの複数の半周期分の第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティＷＩＤＴＨと昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを記憶し、それらの記憶した前半の半周期分のデューティ等に基づいて、直後の後半の半周期分について昇圧ＰＷＭ制御のデューティ予測を行い、その予測したデューティの昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４を出力することによって、昇圧プリバッファ回路４０Ａと昇圧出力回路５０Ａにより、出力コンデンサＣ１に不足する電荷を充電する昇圧ＰＷＭ制御を行う。

以下、図２を参照して詳しく説明する。まず、第３の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ３が第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２から第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１に切り替わった時刻ｔ１の後の区間（１）では、出力電圧ＶＯＵＴが最大値Ｖｐ故に第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティが最低となる時刻ｔ２と、次回に第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１が最低デューティとなる時刻ｔ５の間の時間τを測定する。そして、この時間τの期間中に第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１に最大デューティＭａｘがあるか否かを確認する。区間（１）では、所定の輝度を得る電流を流す電圧Ｖａよりも出力電圧ＶＯＵＴが低下する時刻ｔ３〜ｔ４で最大デューティＭａｘがあるので、その最大デューティＭａｘの最初の時刻ｔ３を確認し、時刻ｔ３とｔ２の間の時間差Ψ（＝ｔ３−ｔ２）を計算する。

次の区間（２）では、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１の最低デューティ（出力電圧ＶＯＵＴがＶｐ）の時刻ｔ５から０．５Ψだけ経過した時刻ｔ６から昇圧を開始する。このときの昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティは１％とし、時刻ｔ５から時間Ψだけ経過した時刻ｔ７で昇圧を停止する。そして、この後、最大デューティがあるか否かを確認する。

次の区間（３）では、区間（２）で、区間（１）と同様に、所定の輝度を得る電流を流す電圧Ｖａよりも出力電圧ＶＯＵＴが低下する時刻ｔ８〜ｔ９において第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１に最大デューティＭａｘがあったので、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１の最低デューティ（出力電圧ＶＯＵＴがＶｐ）の時刻ｔ１０から０．５Ψだけ経過した時刻ｔ１１から０．５Ψの時間がすぎた時刻ｔ１２のまでの間だけ昇圧を行う。このときは、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを１％増して２%にする。以後、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１の最大デューティが確認されるたびに、全波整流電圧ＡＣの半周期毎に同様な動作を繰り返して、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを１％ずつ増大させていく。

そして、以上のように昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを１％ずつ増大させていって、区間（４）のように、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティが９０%となった場合には、次の区間（５）から、昇圧動作の開始タイミングを０．５Ψから０．４Ψに早くする。

この区間（５）では、出力電圧ＶＯＵＴが、所定の輝度を得る電流を流す電圧Ｖａより高くなる安定状態に達していて、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティが最大値Ｍａｘに達することがないので、昇圧開始時点を０．４Ψ経過した時点から開始し、昇圧期間を０．６Ψとし、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ２のデューティ９０％とし、これらを固定する。区間（６）以降も同様である。

このように、本発明では、全波整流電圧ＡＣの波形の電圧が下降傾向を示す領域を昇圧タイミングとし、ＬＥＤ負荷回路７０に流れる電流に応じて変化する第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティを監視して、そのデューティが最大値Ｍａｘになる場合には、出力コンデンサＣ１の電圧が不足しているので、次回の昇圧タイミングで昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを順次大きくして動作を繰り返して、出力コンデンサＣ１の電圧を増大させる制御を行い、第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１のデューティが最大値Ｍａｘに達しないようになれば、そこで昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを固定するものである。

このような制御を行うことによって、出力コンデンサＣ１には必要最小限の電荷が蓄積されることになり、昇圧チョッパ電源回路の効率を高めることができるとともに、その出力コンデンサＣ１の容量を小さくすることが可能となり、出力コンデンサＣ１の小型化、負荷駆動回路の低コスト化を実現できる。

なお、以上では、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４により昇圧する昇圧期間を、０．５Ψ〜Ψの期間、又は０．６Ψ〜Ψの期間としたが、全波整流電圧ＡＣの下降領域の下降開始時刻（出力電圧ＶＯＵＴの最大値Ｖｐの時刻）からΨが経過する時刻までの範囲内であればよく、また昇圧開始時刻は昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティが大きくなるほど下降開始時刻に近づければよい。

また、上記昇圧動作によって出力電圧ＶＯＵＴの検出電圧ＶＡが基準電圧ＶＲＥＦ３を超えたときは、比較器６０から過電圧検出信号ＯＶＰが出力して、デジタル処理回路２０に入力し、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４のデューティを所定時間０％にしてから、例えば１％に強制的に切り替える。これにより、図２の区間（２）からの動作が再開される。

＜第２の実施例＞
図３にＬＥＤ負荷回路７０の変形例を示す。（ａ）に示すＬＥＤ負荷回路７０Ａは、ＬＥＤ直列回路にインダクタＬ２を直列接続したものであり、このようにインダクタＬ２を接続すると、そのインダクタンス成分によってＰＷＭ制御される電流をより一定化させることができる。（ｂ）に示すＬＥＤ負荷回路７０Ｂは、（ａ）の回路にさらに並列にフライホイールダイオードＤ２を接続して、インダクタＬ２の逆起電力吸収を行わせ、ＬＥＤに流れる電流をより一定化させたものである。（ｃ）に示すＬＥＤ負荷回路７０Ｃは、（ｂ）の回路のＬＥＤ直列回路にコンデンサＣ３を並列接続して、ＬＥＤ直列回路に印加する電圧の安定化を図ったものである。

＜第３の実施例＞
図４に第３の実施例の負荷駆動回路を示す。本実施例は、昇圧出力回路５０Ａの出力トランジスタ５１に直列に電流検出抵抗Ｒ８を接続して、電源短絡等により大電流が流れて抵抗Ｒ８に発生する電圧が所定値を超えたときに、過電流検出回路１００から過電流検出信号ＯＣＰ１を出力して、デジタル処理回路２０に入力させ、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４、第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２をハイレベルに固定するとともにセレクタ信号Ｓ１によりセレクタ２４が第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を選択するようにして、昇圧出力回路５０Ａおよび調光回路５０Ｂがオフするようにしたものである。

＜第４の実施例＞
図５に第４の実施例の負荷駆動回路を示す。本実施例は、調光出力回路５０Ｂの出力トランジスタ５２に直列に電流検出抵抗Ｒ９を接続して、電源短絡等により大電流が流れて抵抗Ｒ９に発生する電圧が所定値を超えたときに、過電流検出回路１１０から過電流検出信号ＯＣＰ２を出力して、デジタル処理回路２０に入力させ、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４、第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２をハイレベルに固定するとともにセレクタ信号Ｓ１によりセレクタ２４が第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を選択するようにして、昇圧出力回路５０Ａおよび調光回路５０Ｂがオフするようにしたものである。

＜第５の実施例＞
図６に第５の実施例の負荷駆動回路を示す。本実施例は、負荷駆動回路内の温度が所定値を超えた場合に、温度検出回路１２０から高温検出信号ＴＰを出力させて、デジタル処理回路２０に入力させ、昇圧パルス幅変調信号ＰＷＭ４、第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２をハイレベルに固定するとともにセレクタ信号Ｓ１によりセレクタ２４が第２の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ２を選択するようにして、昇圧出力回路５０Ａおよび調光回路５０Ｂがオフするようにしたものである。

＜第６の実施例＞
図７に第６の実施例の負荷駆動回路を示す。本実施例は、デジタル処理回路２０に外部入出力用のインターフェース端子１３０を接続したものである。これにより、外部から、この負荷駆動回路の例えばオン／オフを制御したり、この負荷駆動回路の短絡検出、高温検出等の異常発生内容を外部に出力することが可能となっている。

＜その他の実施例＞
なお、昇圧ＰＷＭ変調回路３０から出力する第１の調光パルス幅変調信号ＰＷＭ１は、鋸波信号ＷＡＶＥの周波数に比べてクロック信号ＣＬＫの周波数が高いほど、精度が高くなる。よって、高精度が要求される状況では、クロック信号ＣＬＫの周波数を高くし、デューティ信号ＷＩＤＴＨの分解能を高くすればよい。例えば、鋸波の周波数が２５０ｋＨｚであるとすると、クロック信号ＣＬＫの周波数をその２^６倍で１６ＭＨｚ、２^１０倍では２５６ＭＨｚにすればよい。これは、ＰＬＬを使用してクロック信号ＣＬＫの周波数を可変させることで容易に実現できる。

１０：信号生成回路、１１：発振回路、１２：カウンタ、１３：ラッチ回、１４：分周回路、１５：鋸波生成回路
２０：デジタル処理回路、２１：制御回路、２２，２３：シフトレジスタ、２４：セレクタ
３０：調光ＰＷＭ変調回路、３１，３２：オペアンプ
４０Ａ：昇圧プリバッファ回路、４０Ｂ：調光プリバッファ回路
５０Ａ：昇圧出力回路、５０Ｂ：調光出力回路
６０：比較器
７０：ＬＥＤ負荷回路
８０：電圧レギュレータ
９０：基準電圧生成回路
１００，１１０：過電流検出回路
１２０：温度検出回路
１３０：インターフェース端子

Claims (6)

1. ＬＥＤ負荷回路に並列接続された出力コンデンサに対して、商用周波電源の全波整流電圧をそのまま又は昇圧パルス幅変調信号により昇圧して充電し、前記ＬＥＤ負荷回路に流れる負荷電流のＬＥＤの目標輝度に相当する平均値からのずれに応じて、第１の調光パルス幅変調信号を生成し、該第１の調光パルス幅変調信号より前記負荷電流をスイッチング制御する負荷駆動回路であって、
   前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティが最大値を示すとき、前記全波整流電圧の波形の次回の半波波形の下降領域で前記昇圧パルス幅変調信号により昇圧を行う動作を、前記昇圧パルス幅変調信号のデューティを順次大きくしながら繰り返し、
   前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティが前記最大値よりも低下すると、前記昇圧パルス幅変調信号のそのときのデューティを固定して昇圧を行う動作を繰り返す、
   ことを特徴とする負荷駆動回路。
   
2. 請求項１に記載の負荷駆動回路において、
   前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティの最大値は、前記ＬＥＤが前記目標輝度で発光する前記負荷電流の平均値に相当するデューティであることを特徴とする負荷駆動回路。
   
3. 請求項１又は２に記載の負荷駆動回路において、
   前記昇圧パルス幅変調信号によって前記半波波形の前記下降領域で昇圧を行うときの昇圧期間は、前記半波波形の前記下降領域の下降開始時刻から、前記ＬＥＤが前記目標輝度で発光する平均負荷電流を流す電圧に下降する時刻までの範囲内であることを特徴とする負荷駆動回路。
4. 請求項１、２又は３に記載の負荷駆動回路において、
   前記昇圧パルス幅変調信号によって前記半波波形の前記下降領域で昇圧を行うときの昇圧開始時刻は、前記昇圧パルス幅変調信号のデューティが大きくなるほど、前記下降領域の下降開始時刻に近づくことを特徴とする負荷駆動回路。
5. 請求項１、２、３、又は４に記載の負荷駆動回路において、
   電源投入時は、デューティが順次増大する第２の調光パルス幅変調信号により前記負荷電流をスイッチングし、該第２の調光パルス幅変調信号のデューティが前記第１の調光パルス幅変調信号のデューティを超えた後は、前記第１の調光パルス幅変調信号により前記負荷電流をスイッチングすることを特徴とする負荷駆動回路。
6. 請求項１、２、３、４又は５に記載の負荷駆動回路において、
   前記出力コンデンサの電圧が所定値を超えたとき、前記昇圧パルス幅変調信号による昇圧動作および前記第１又は第２の調光パルス幅変調信号による前記負荷電流のスイッチング制御を停止することを特徴とする負荷駆動回路。

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