JP3478401B2 - バス強調装置とその方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の属する技術分野 本発明は心理音響学の一般分野に於けるものでありそ
して聴取者により感知される音質の強調に関する。本発
明は聴取者が感ずるように電気音響的変換器により作ら
れる音のバス（bass）部分の質を強調する分野の中に特
定して焦点を当てられている。

用語集 下記は或るものは従来からあり他のものは新造された
（新造された用語はアンダーラインを付す）用語の用語
集であるが、 「電気音響的変換器」−電気信号を可聴音に変換する
装置。電気音響的変換器には高品質ステレオスピーカ卓
上スピーカそしてイヤフォンの様な全ての種類の商業的
に入手可能な装置を含む； 「ピッチ」−本文でのピッチは音が音楽の尺度で並べ
られる意味での聴覚のその属性として定義される。参考
文献１、288ページ参照。

「ラウドネス」−これは音が静粛からラウドまで伸び
る尺度で並べられる意味での聴覚の強さの属性である。
参考文献１、287ページ参照。

「音圧レベル」−デシベル（dB）での音のレベル−こ
れは物理的尺度である。

「ラウドネスレベル」−音の、フオンでのラウドネス
レベルは聴取者によりラウドネスで等価であると判定さ
れる周波数1kHzの純粋な楽音のデシベルでの音圧レベル
（SPL）であり−これは感覚の尺度である。

「フオン」−ラウドネスレベルの単位； 「タンバー」−聴取者が２つの音は同じように出され
同じラウドネスでありそしてピッチは同じでないと判定
出来る意味での聴覚の属性である。より簡単には音質に
関連されている。

「エスピーエルダイナミックス」−そのエスピーエル
のデシベルで表した音のダイナミックス；本発明の本文
では、ダイナミックスは“変化の範囲”を表す。

「ラウドネスダイナミックス」−フオンでのそのラウ
ドネスの意味での音のダイナミックス；即ちフオンでの
変化範囲。

「下方伸長器」−典型的には幾らかの一定伸長比で、
その入力のダイナミックスを下方へ伸長する装置； 「上方伸長器」−典型的には幾らかの一定圧縮比で、
その入力のダイナミックスを上方へ圧縮する装置−即ち
下方伸長器の反対のもの； 「エスピーエル対フオン伸長比“Ｒ（ｆ）”」−それ
によりデシベルでのエスピーエルダイナミックスが対応
するフオンでのラウドネスレベルダイナミックスに伸長
される比率。図２からも分かるエスピーエル対フオン伸
長比の重要な属性は、良い近似で、約０−80フオンの範
囲で（そしてその何れの副範囲でも）、この比率は一方
で本質的にラウドネス又はエスピーエルから独立してい
ながら、周波数に支配的に左右されることである（等ラ
ウドネス線の密度は０−80フオンの範囲ではほぼ一定で
ある）。従って、該エスピーエル対フオン伸長比Ｒ
（ｆ）は本質的に周波数に左右されると見なされる。こ
れは感覚的尺度である； 「残留伸長比」−それにより“残留調波信号”（下記
定義参照）が“低周波数信号”に対して伸長されるべき
伸長比は“残留伸長比”と呼称される。下記で述べるよ
うに、自然残留伸長比と変型残留伸長比とが本発明文中
使用される。

「心理音響学的」−心理音響学は聴取者が音を感ずる
主体的仕方に関する。この感覚は本質的に知られている
ように、鼓膜の特性、感知した音のそれぞれの周波数で
支配される脳のニューロンの興奮の度合いそしてその他
の要素の様な多くの心理学的要素によって決まる。本発
明に関連する心理音響学的感覚の３つの主な属性はラウ
ドネス、ピッチ及びタンバーである。

心理音響学の分野は広く文献で解説されて来ておりそ
してそれは事実それ事態によっては本発明の分野を構成
はしないが、この分野の詳細な説明は参考文献１に見る
ことが出来る。

「低周波数での心理音響学的感覚（エルエフピーエ
ス）」−音信号の低い周波数範囲から生ずる心理音響学
的感覚であり、本質的には何ら生理的及び電気音響的限
界が支配することはないと仮定している。

「擬似的低周波心理音響学的感覚（疑似的エルエフピ
ーエス）」−元の音信号の低周波範囲以外の周波数から
生ずる心理音響学的感覚でありそしてそれは該低周波の
心理音響学的感覚に似せようと試みる。

残留ピッチ効果｛又欠損した基本波の現象（phenomen
onof the missing fundamental）とも引用される｝
−一般的に残留ピッチ効果は、それが低いピッチの感覚
が音の基本（低い）周波数の調波と組み合わされ一方基
本周波数自体を取り除くことにより達成される心理音響
学的効果である。

該信号内に組み合わされる該調波は本発明文では残留
調波信号と引用されそしてその最終信号は本発明の本文
では心理音響学的代替え信号（ピーエイ信号）として引
用される。

換言すれば、該残留ピッチ効果は音響的な低周波を物
理的に伝送する必要なしに聴取者に低いピッチの心理音
響学的感覚を伝える。

又該“欠損した基本波の現象”として引用される残留
ピッチ効果は該バス（bass）周波数の範囲、即ち200Hz
の高い範囲に関連して例えられる。かくして、指定され
た参考文献１の刊行物で該著者は欠損した基本波の現象
を説明しており、即ち、“例として、毎秒200回起こる
短い衝撃（クリック）から成る音を考えなさい。この音
は鋭いタンバーで200Hzの純粋楽音のピッチに非常に近
い低いピッチを有する。それは200,400,600,800...Hz等
の調波周波数を含むことを示す。しかしながら、該200H
z成分を取り除く（電子的に）ことが可能であり、該ピ
ッチは変化せぬことがわかる；該唯の結果は該楽音のタ
ンバーに於ける僅かな変化である”。

この効果の詳細な説明は、例えば参考文献１の第IV章
にある。

「バス周波数範囲」−実質的に20−300Hzの周波数範
囲。

「関心のある低周波範囲」−該擬似エルエフピーエス
に属する周波数範囲。該指定範囲は全部に前記バス（Ba
ss）周波数範囲に含まれたり又は前記バス（Bass）周波
数範囲（或いはその部分）と部分的に重なったりするか
もしれない。該関心のある低周波範囲は１つ、又はもし
望ならば２つ以上の別個の副次的範囲に亘り伸びている
かも知れず、個別の周波数を含んでいる。関心のある前
記低周波範囲内の各周波数は基本周波数と見なされる。

「関心のある低周波音信号（エルエフ信号）」−関心
のある低周波範囲に入る音信号のその部分。

「周波数応答の擬似的伸長」−該擬似エルエフピーエ
ス（Pseudo−LFPS）の主観的効果。

「残留調波信号｛アールエイチ信号（RHSignal）｝」
−基本周波数を含まない基本周波数の調波の列（sequen
ce）。本発明によれば該調波の列は下記に述べられるよ
うな制限を受ける。

「心理音響学的代替え信号｛ピーエイ信号（PASigna
l）｝」−該聴取者に擬似エルエフピーエスを伝える本
発明による合成信号。

「ラウドネス整合属性」−２つの信号がそれにより同
じラウドネスダイナミックスを有すると判定される属
性。好ましいがしかし必ずしもそれらに限らぬが本発明
の該ラウドネス整合手順は同じラウドネスレベルを達成
する。かくして、もし該ラウドネスダイナミックスが保
持されるならば該ラウドネス整合属性は充される。一方
でラウドネスレベルには影響するがデシベルでの一定利
得を適用するような他の公知の手順は該ラウドネス整合
属性には必ずしも影響しない。

「ラウドネス整合手順」−前記第１及び第２音信号の
該ラウドネス整合属性を実質的に達成するために第１信
号に適用される手順。該ラウドネス整合手順を実現する
１つの制限のない可能な仕方は該エスピーエル対フオン
伸長比アール（エフ）｛Ｒ（ｆ）｝を使用することによ
る。従って、これは聴取レベルの情報なしに達成されて
も良い。

「絶対ラウドネス整合属性」−それにより該音信号が
同じラウドネスダイナミックスとラウドネスレベルを有
すると判定される属性。

「絶対ラウドネス整合手順」−該絶対ラウドネス整合
属性を実質的に達成するために２つの音信号の１つに適
用される手順。この手順は該ラウドネスレベルの情報を
必要とする。

参考文献 下記説明で、場合により、引用されている、刊行物の
リストに対する参考文献は下記のようである。

１）ブライアン シー ジェイ ムーア（Brian C.J.M
oore）、“聞くことの心理学への入門（An introductio
n to the psychology of hearing）".1982。

２）ジョン アール．ピアス（John R.Pierce）、“音
楽的音の科学（The Science of Musical Sound）”。19
92. ３）ピーシーマガジン（PC Magazine）、1996年１月。
159ー199頁“スピーカー：音と激情（Speaker:The Soun
d and the Fury）”。

発明の背景技術 音、例えば、音楽はバス（bass）の周波数範囲に亘っ
て伸びるバス成分をも含む広い範囲の周波数から通常成
り立っている。該バス成分は音楽では重要な役割を演ず
る。かくして、例えば、ピアノの鍵盤は200Hzより低い
周波数に割り当てられたその音符の４分の１より多い広
い周波数範囲をカバーしている。映画、ビデオクリップ
（video clips）、マルチメデイア｛“エムエム（M
M）”｝ゲームその他で使用される様々な“音効果”は1
00Hzより低い周波数を含んでおり；典型的例は自動車、
ヘリコプター、モーターサイクルエンジン、火砲の着
火、爆弾の爆発等である。（又参考文献２の18−19頁、
図２−４参照） 示されたように、バスは音の中で重要な役割を演ずる
が、音響的に低周波を再生（即ち、電気音響的変換器を
通して）することには固有の困難がありそして従って、
聴取者（即ち、低周波心理音響学的感覚）によって検出
される合成低周波（low−frequencies）は電気音響的変
換器の物理的限界と心理音響学的理由とにより悪い影響
を受ける。

例えば、ピアノの音を考えてみると良い。この音はそ
れぞれ低周波と高周波の心理音響学的感覚の高まりを与
える低及び高周波を含んでいる。

電気音響的変換器を通してこの様な音の録音を再生す
ることは低周波に関連する物理的及び心理音響学的制限
のために該低周波の心理音響学的感覚を劣化させる。

該物理的及び心理音響学的制限に関しては、前者は低
い周波数範囲での電気音響変換器の固有の低効率性にあ
る。該指摘される低効率は該低周波の音響的波長に比し
て、該変換器の比較的小さい寸法から生ずる。かくし
て、20−300Hzの範囲の低周波の音波の波長はそれぞれ1
0乃至１メートルの間にある。該電気音響的変換器の物
理的寸法は、通常、該低周波の範囲の波長よりずっと短
くそして幾つかの場合には該電気音響的変換器の寸法は
該低周波の波長の約100分の１になる。この物理的欠点
は該低周波数範囲での該電気音響的変換器の効率が高い
周波数範囲でのその効率に比較して著しく低いことにな
り、それにより低周波の心理音響学的感覚｛エルエフピ
ーエス（LFPS）｝を劣化させる。

更に該エルエフピーエスを劣化させる他の側面は心理
音響学の分野にある。該心理音響学の分野で良く知られ
ているように、約300Hzより下の（及び約5000Hzより上
の）周波数は耳の生理学では非線形の仕方で取り扱われ
る。その結果、複雑な楽音の音（即ち広い範囲の周波数
を含んでいる）では、低周波、中間の周波数及び高い周
波数の範囲の間のバランスは全体の音のレベルの関数と
して変化する。かくして、音楽の全体音圧レベルを下げ
ると、該中間及び高い周波数範囲のラウドネスレベルは
対応して減衰されるのに低い周波数範囲のラウドネスは
異なる、より高い倍率で減衰される。従って、聴取者は
該低周波の心理音響学的感覚（エルエフピーエス）のラ
ウドネス属性を感じる仕方を制御することは難しい。
（参考文献１の2.3章46頁参照） 従来技術は、即ち低周波数範囲の信号を取り扱うこと
により該物理的及び心理音響学的制限を補償することに
よって、エルエフピーエスの劣化を対処することを企て
ている。

ここに説明したように物理的及び心理音響学的要素に
よる該エルエフピーエスの劣化は、商業的に入手可能な
電気音響的変換器やそして特にいわゆる卓上型マルチメ
デイアスピーカーで表われる。

卓上型マルチメデイアスピーカーは通常従来型パーソ
ナルコンピューター（ピーシー）に接続されそして寸法
が小さいことに特徴がある（卓上で専用に割り当てれる
限られた物理的空間のために）。卓上型マルチメデイア
スピーカーは比較的低い全体のラウドネスレベルで動作
するよう通常設計されそして、他のものの中で、競争的
価格設定の制限のために、従来の家庭用ステレオスピー
カーに比較して、一般的に中程度か又は低い品質であ
る。後者の特性はエムエムスピーカーの低い効率を引き
起こしている。図１（文献３から引用）はそれぞれ良質
の８つの商業的に入手可能なエムエムスピーカーの８つ
の周波数応答曲線を示している。明らかに分かるように
全てのスピーカーは約150Hzの下でその効率の著しい劣
化を示している。

該指摘された限界にも拘わらず、該ピーシー環境での
マルチメデイア応用の益々増大する普及度のために、卓
上型エムエムスピーカーの広まりは近年上昇している。
一方での該マルチメデイアスピーカーの広範な普及と他
方での音信号の低周波成分に関するその比較的低い性能
とは開発者をして該電気音響的変換器の低周波の効率を
改善しそれにより音信号の擬似的伸長を達成することを
力付けている。

ここで指摘されるような該物理的及び心理音響学的限
界に対処しようと企てる他の利用可能な従来技術が存在
するがこれらの解決策の簡単な説明を下記に示す。

かくして、該電気音響的変換器の物理的制限に対処す
る１つの可能な方法はそれが電気音響的変換器に与えら
れる前に該音信号の低周波成分を簡単に（固定利得又は
動的に制御された利得により）高めることである。この
解決法は中間の及び低い品質の卓上型マルチメデイアス
ピーカーでは事実上無用とされるが、そこでは低い周波
数範囲での効率は中間乃至高い周波数での同じ電気音響
的変換器の相当する効率に比して100分の１（−40デシ
ベル）より下に低下するかも知れないからである（図１
参照）。かくして、該信号の低い周波数範囲を増幅する
ことによる効率の差を補償する企ては該電気音響的を焼
損させたり全体の音レベルを非実用的に低くするかも知
れない非常に高レベルのエネルギーを必要とさせる。後
者の解決策の欠点は膝上型マルチメデイアコンピュータ
ーが関係する場合に更に悪化されるが、それはエネルギ
ーを高めることにより低い電気音響的変換器効率を補償
する能力は電力消費を増大するからである。電力消費の
増大はその限られたバッテリー容量のために勿論膝上型
では望まれない。

種々の中間的品質のマルチメデイアスピーカーシステ
ムはいわゆるサブウーフアー（sub−woofer）を使用し
ている。後者は通常従来型マルチメデイアスピーカーに
接続される分離された装置でありそして低い周波数を発
生するよう最適化された独持な電気音響的変換器を使用
している。該サブウーフアーは通常それ自身の電力増幅
器で駆動されそして従って膝上型ピーシーを駆動するバ
ッテリーの寿命長さを大幅に短縮するかも知れない。更
に、サブウーフアーは比較的に大きな寸法であり、そし
て通常高い値札を付けている。かくして、サブウーフア
ーシステムの価格は或る場合には従来の電気音響的変換
器の価格の10倍程に高くなるかも知れない。

従来技術で、上記の従来技術とは異なり該低い周波数
の信号を直接取り扱わないものの簡単な説明を次に示す
が、むしろそれらは擬似エルエフピーエスを生ずる代わ
りの技術を提案している。

１）ガーナー他（Garner st al.）米国特許第４、514、
596号。

２）デローザ他（De−Rosa et al.）米国特許第２、31
5、248号、第２、315、249号。

３）ホリングワス（Hollingworth）米国特許第２、37
9、714号。

４）マッキー他（Mackie et al.）米国特許第４、698、
842号（この後“刊行物”と引用される）。

上記引用事項は或る水準の擬似エルエフピーエスを達
成しているが、それらは一般的に該低周波の心理音響学
的感覚に近づくに至っておらず、それはそれらが重要な
属性、即ちラウドネス、ピッチそしてタンバーの全てを
適切に扱っていないからである。

事実これらの刊行物の何れもタンバー属性の整合及び
ラウドネス属性の整合を処理していない。

引用された刊行物と同様に、本発明も又擬似エルエフ
ピーエスを発生することにより該エルエフピーエスの劣
化に対処もしているが、しかしながら、該指定された引
用から離れて、他のものの中でも、該本質的に知られて
いる残留ピッチ効果及び“等ラウドネス線”を利用する
ことにより該指摘された属性を適切に処理している。

該等ラウドネス線は図２に描かれておりそして詳細は
参考文献１（2.3章45頁）で説明されている。指定され
た文献で説明されているが： “かくして何れの楽音でもそのラウドネスレベルはそ
れに対しラウドネスが同じに聞こえるような1000Hzの楽
音の強さのレベル（デシベルでのエスピーエル）であ
る。幾つかの典型的結果を図２に示す。このグラフは20
フオンから120フオンまでのラウドネスのレベルに対す
る等ラウドネス線を示しそして絶対敷居値｛エムエーエ
フ（MAF）｝曲線も含んでいる。該等ラウドネス線は該
敷居値曲線と同様な形をしているが、しかし高いラウド
ネスレベルではより平坦になる傾向がある。これはラウ
ドネスの伸びる割合が異なる周波数の楽音で異なること
を意味する。” 従って、本発明の目的は聴取者に擬似的な低周波の心
理音響学的感覚を伝えることに関する限り効率の低い電
気音響的変換器に関連する指摘される欠点を解消させる
か又は実質的に除くことである。

発明の概要 一般的には本質的に知られているピッチ残留及び等ラ
ウドネス線を説明したが、本発明の内容に於けるその利
用を下記で説明する。

次に、ピッチ残留効果に関連していわゆる調波の第１
次及び第２次グループの利用を明らかにする所の、良く
知られた“耳の臨界バンド分解能”の簡単な説明を行
う。

耳の臨界バンド分解能の内容はこの様に本発明の範囲
を越えるものであるが、指示された現象での詳細な説明
は参考文献１の3.2章75頁で見ることが出来る。

調波の第１のグループ、即ち基本周波数の最初の約10
乃至12調波はその各調波が耳の別個のいわゆる臨界バン
ドに入り、それにより該耳は何れの２つの連続する調波
の間も分解出来るようにする特徴がある。従来技術で公
知のように、耳の該臨界バンド分解能はＦを基本周波数
とすると約F/10である。この中で調波の第２グループは
調波の第１グループの上の調波例えば第15次や第16次調
波と定義される。前記第２グループの何れの２つの連続
する調波の間の周波数差はF/10より小さいので、それら
が同じ臨界バンドに入りそして耳がその２つを分離出来
ないことが容易に起こる。

調波の列を有する残留調波信号｛アールエイチ信号
（RH−signal）｝は関心のある低周波範囲内の各基本周
波数に関して発生される。

各基本周波数に関して発生される前記調波の列は好ま
しくは次の基準に合うべきである：それは、基本周波数
の調波の第１のセットの中から少なくとも２つの連続す
る調波を含む第１のグループの調波を含んでいるべきで
ある。

前記調波列は又第２グループの調波の中からの調波を
含んでいるかも知れない。しかしながら、前記第２グル
ープの中からの調波のエネルギーは前記第１のグループ
の調波のエネルギーより、著しく、少なくとも12dBも低
いことが好ましい。

第２グループの調波に関する後者の基準は、もしより
高い調波が高レベルのエネルギーを有するとした場合検
出される刺激的“バズ音”に対して、聴取者に検出され
る該アールエイチ信号のタンバーは深い音の質を有する
ことを保証するであらう。もし第２グループの調波が使
用されない場合はこのタンバーは更に強い理由で達成さ
れる。

本発明に関連して“調波”は純粋な調波（即ち、与え
られた基本周波数Ｆの純粋第Ｎ次調波はＮ＊Ｆの周波数
を意味する）のみならず、近似的な調波｛即ち、与えら
れた基本周波数Ｆの近似第Ｎ次調波はＮ・Ｆ・（約５％
の精度付き）の周波数を意味する｝も含むことを注意す
べきである；かくして限定しない例によれば、750Hz、7
40Hz、760Hzは各、本発明に関連して、基本周波数150Hz
の第５次調波と見なされるが、ここで750Hzは純粋第５
次調波であり、740Hz、760Hzは各近似第５次調波を構成
している。同様に、図２の曲線は精密同調の改訂を受け
るかも知れない。本発明は図２で描かれているようにそ
の現在の状態ではその曲線により限定されない。

今度は擬似エルエフピーエスのラウドネス属性に戻る
と、該アールエイチ信号及び関心のある低周波の音信号
がラウドネス整合属性を有することが望まれる。説明さ
れるように、“ラウドネス整合手順”は又該アールエイ
チ信号及び該低周波数信号が実質的にラウドネス整合属
性を有する状況も包含している。ここで２つの異なる場
合が考えられる。第１の場合は該ラウドネスレベルの場
合である（即ち、聴取者により検出されるような）。こ
の場合では、該ラウドネス整合属性はラウドネス整合手
順を適用することにより達成される。第２の場合は該ラ
ウドネスレベルが絶対ラウドネス整合手順を適用するこ
とにより達成される場合である。

ラウドネスレベルを測定出来るラウドネス分析計を使
用するラウドネス整合手順を使用することにより該ラウ
ドネス整合属性を達成することは可能である。

ラウドネス分析計を実現するための良く確立された手
順が公の文書（その幾つかを下記で説明する）に見られ
る。この分野は広く研究されそして改良された方法が常
に示されている。

実際は、ラウドネス分析方法の選別は好ましくは、特
定の応用のための、必要な音響的忠実性に対するコスト
と複雑性の制限によって行われべきである。

従って、本発明は聴取者に音信号の擬似低周波の心理
音響学的感覚｛擬似エルエフピーエス（Pseudo−LFP
S）｝を伝えるための下記を含む方法を提供する： （ｉ）少なくとも音信号の低周波信号｛エルエフ信号
（LF signal）｝を供給するが、該エルエフ信号は関心
のある低周波範囲上に伸びている； （ii）関心のある低周波範囲内の基本周波数に対し、調
波列を有する残留調波信号を発生する； 前記調波列は、各基本周波数に関して発生されて該基
本周波数の調波の主要なグループの中から少なくとも２
つの連続する調波を含む第１グループの調波を含んでい
る； （iii）前記残留調波信号と前記エルエフ信号とのラウ
ドネス整合属性を実質的に達成するために前記残留調派
信号にラウドネス整合を適用する。

前記エルエフ信号の供給は例えば次の過程を適用する
ことによりもたらされる： 該音信号から少なくとも該低周波信号（エルエフ信
号）を得る。

実施例の方法によるが、前記方法は更に （iv）少なくとも前記残留調派信号を使用する心理音響
学的代替え信号と前記音信号又は前記音信号の部分とを
発生する 過程を含んでいる。

前記部分は例えばその高い周波数のエイチエフ信号部
分（High frequency HF signal portion）、該エルエフ
信号及び該エイチエフ信号と初めに重畳する該音信号の
部分、又は何れかの他の組み合わせであっても良い。

本発明は更に聴取者に音信号の擬似低周波心理音響学
的感覚｛擬似エルエフピーエス（Pseudo−LFPS）｝を伝
えるための下記を含む方法を提供する： （ｉ）少なくとも音信号の低周波信号｛エルエフ信号
（LF signal）｝を供給するが、該エルエフ信号は関心
のある低周波範囲上に伸びている （ii）関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対し、
調波の列を有する残留調波信号を発生する； 前記調波列は、各基本周波数に関して発生されて該基
本周波数の第１セットの調波の中から少なくとも２つの
連続する調波を含む第１グループの調波を含んでいる （iii）前記エルエフ信号上の前記残留調波信号のラウ
ドネス整合属性を下記のように実質的に達成するために
前記残留調波信号にラウドネス整合を適用する E_h＝Ef・RR'（f_f,N）＋Ｋ ここで： f_f＝前記エルエフ信号内の基本周波数 E_f＝前記エルエフ信号内の前記基本周波数のデシベル
でのエネルギー E_h＝ffに関するアールエイチ信号のデシベルでのエネ
ルギー RR'（ff,N）＝RR（f,N）＋−50％、後記する式によ
り、ffとその第Ｎ次調波の間の該変型された残留伸長比 Ｎ＝前記基本周波数の第Ｎ次調波、f_cの上の主要な調
波である f_c＝前記エルエフ信号の臨界周波数 下記の特定的に説明されるように、該装置を実現する
ことは何れかの特定のハードウエア又はソフトウエアを
実現することによっては拘束されない。かくして、何ら
制限されない仕方で該ラウドネス発生器と調波発生器は
通常のハードウエアモジュールとして実現される。

次に本発明のラウドネス整合手順を説明するが、それ
は従来のラウドネス分析器の使用を取り除きそして代わ
りに耳の一定ラウドネス曲線の下方伸長器の解釈を使用
している。

該（公知の）一定ラウドネス曲線を調べることにより
約20ー700Hzの範囲の与えられた周波数に対し、エスピ
ーエルからフオンへの耳の伝達関数はそこでは該伸長比
が周波数の関数である。“下方伸長器”のそれと同じ様
であることが分かる。

かくして、該入力での該エスピーエルがＸデシベル下
げられるならば該出力でのラウドネスはＲ^＊Ｘフオン下
げられるが、ここでＲ〉１は周波数に左右される伸長比
である。該用語集で特定したように、専門語“Ｒ
（ｆ）”は該エスピーエル対フオンの伸長比である。

20と80との間の該“一定ラウドネス”曲線（通常の聴
取条件の実際的ラウドネス範囲より以上をカバーする
が）を調べることにより、下記の観察が得られる： 40Hzで約18デシベルのエスピーエルの範囲は60フオン
の範囲に伸長される、即ちＲ（40）〜3.23、同様にＲ
（80）に対し〜2.1、そしてＲ（120）に対し〜1.74とな
る。

更に、20−80フオンのラウドネスレベル範囲と、そし
て20−700Hzの周波数範囲との中でＲ（ｆ）は絶対ラウ
ドネス、（又は対応するエスピーエル）にほぼ無関係で
ある。

線形の実験的近似により、20−80フオンの範囲でそし
て20−700Hzの間で周波数“f"Hzの関数としての該エス
ピーエル対フオンの伸長比“Ｒ（ｆ）”の良い近似は； で提供される。

一般に、20及び700Hzの間で“f"がより高くなるにつ
れてＲ（ｆ）は小さくなる。前記事項を見ると、如何に
して該ラウドネス整合手順がエスピーエル対フオンの残
留伸長比の用語で提供出来るかが説明されている。

かくして、“残留調波信号”を創る時、周波数の低い
範囲（f1,f2）に存在する“低周波信号”が得られる。
該低周波信号は次いでＲ（f1）,,R（f2）の間の比を有
する耳により“エスピーエル対フオンの伸長”を受け
る。そこから発生する該“残留調波信号”はもう１つの
（より高い）周波数バンド（f3,f4）に存在する−それ
は次いで他の（より低い）比Ｒ（f3）,,R（f4）を有す
る“エスピーエル対フオンの伸長”を受けるであらう。

かくして、耳でのラウドネスダイナミックス（フオン
での）保存するために、エスピーエルの用語での該“残
留調波信号”の動的範囲は該“低周波信号”のそれに対
して伸長されるべきである。ここでの該伸長比はＲ（f
1）/R（f3）とＲ（f2）/R（f4）との間のどこかにある
べきである。それにより該“残留調波信号”が“低周波
信号”に対して伸長されるべきであるこの“追加的”伸
長比は“残留伸長比”と呼称される。例によるより詳細
な説明は次の様である： より良い理解のために、40−120Hzの範囲の低周波信
号を置き換えるために、120Hzより上の周波数を有する
“心理音響学的代替え信号”を創る制限のない例を考え
る。

40−120Hz間の何れの基本周波数に対しても、該残留
調波信号は120Hzより上の周波数を有するその最初の例
えば３つの調波を含んでいる。

この例では、60と120Hzとの間の周波数に対して該第
２乃至第４調波はこの条件を充たしている。そして40Hz
と60Hzの間の周波数に対しては第３乃至第５調波がこの
条件を充たしている。

基本波と、そしてその第１の関連する調波の間の該結
果的“残留伸長比”は次のようである： Ｒ（ｎ・ff）でＲ（ff）を割ることにより結果的にRR
（f,n）を計算した。第１の主な調波が第２調波である
全ての場合該“残留伸長比”は約1.34の定数で近接して
近似される（特定の基本周波数に関係なく）。第１の主
な残留調波が第３高調波である場合に対しては、約1.74
の定数により近接して近似される。

この結果のまっすぐな結論は該“残留調波信号”内の
支配的な調波が第２高調波であり、そして両信号の周波
数が20と700Hzの間にある場合には、ラウドネス整合を
達成するために−全体の信号として−該残留調波信号の
ダイナミックスは低周波信号のそれに比して約1.34の一
定比で伸長されることが充分であるということである。
かくして、望ましいラウドネスダイナミックスを代わっ
てもたらすそのエスピーエルダイナミックスに影響する
ように該音響信号（デジタルの形ででもアナログの形で
でも）の残留調波信号は取り扱われる。本発明は本質的
に臨界周波数より上の周波数範囲で、即ち該電気音響的
変換器の忠実度が許容出来る場合に、電気的エネルギー
の音響エネルギーへの変換に関わる何らかの固有の不完
全性を処理することを追求していないことは注意される
べきである。

もし該近似定数が1.74である該“残留調波信号”の支
配的調波が第３高調波である場合ならば同じ結果は真っ
直ぐである。後者の観察は次のアルゴリズム的表現によ
り一般化される： 最初に該残留伸長比RR（f,n）に対する表現は基本周
波数とその第ｎ次高調波の間で解かれる（そこでは両者
は20−700Hzの範囲内にある）： 上記に述べたように： Ｒ（ｆ）に対する該陽に表現したものを置換した結果
は： この結果は該残留伸長比が該基本周波数と該調波の次
数との両者に依ることを示している。

周波数の範囲上でRR（f,n）の値を近似ことにより更
に簡略化が達成可能である。かくして、RR（f,n）の上
記式を実験的に調べることにより、制限のない例に於い
て、ｎ〈６の与えられた調波次数ｎに対し、そして約10
％の誤差までで、１オクターブ（fr...2・fr）の周波数
範囲の残留伸長比は１つの値−即ちRR（・fr,n）により
近似出来るが、・fr、が対数尺度で１オクターブの中心
周波数であるを考えると；かくしてRR'（f,n）＝RR（・
fr,n）±10％であるが、ここでRR'（・fr,n）は−基本
波がfrの±1/2オクターブであり、そして２基本波と調
波が20−700Hzの範囲にある時に該基本波と第ｎ高調波
の間の近似残留伸長比である。ここで、ｆ−fr〈ｆ〈２
・frで或るような基本周波数 ｎ−調波次数、ｎ〈６である。

fc＝120であり、そしてｎ＜６である実際の例では、
ｎ・fr≧fcを充たすためにfrは24Hzと同じ位低く出来る
ので、この近似は実際の場合に非常に有用である可能性
がある。

周波数範囲当たりの１つのRR値とｎの選択を介して望
ましい程度の近似を充たすために、同様に種々の周波数
範囲と対応する調波次数を得ることが出来る。

図４の回路と関連して詳細に説明する更に有用な結果
は１セットのパラメーターに対して、図４の回路は該残
留伸長比RR（f,n）をｎ〈４の条件で10％内に近似し、
そしてかくして該周波数応答をfc/3まで或いはfc/4にま
でさえも擬似近似するよう動作出来ることである。

式RR（f,n）により計算された残留伸長比、以下これ
を“自然残留伸長比”と呼ぶが、これを使用することは
擬似エルエフピーエスに従うピーエイ信号となる望まし
いラウドネス整合をもたらす。しかしながら、多くの実
用的な場合では、一般的名場合で説明されるように、計
算されたRR（f,n）に対し±50％の範囲内の比を使用す
る理由がある。用語RR'（f,n）を以降“変型残留伸長
比”と呼称しそしてそれにより本質的なラウドネス整合
を得る。

RR'（f,n）＝RR（f,n）±50％ 残留調波信号を扱った後、下記の方程式を適用する： Eh＝RR（ff,n）Ef＋Ｋ ここで： ff＝エルエフ信号からの基本周波数 Ef＝該エルエフ信号内のffのエネルギー（デシベル
で） Eh＝ffに関するアールエイチ信号のエネルギー（デシ
ベルで） RR（ff,n）＝残留伸長比 Ｋ（ｆ）＝周波数に依るデシベルでの利得。１つの実
施例では、（すべてのｆに対して）Ｋは一定。

該ラウドネス整合手順を適用した後、該絶対ラウドネ
ス整合手順を達成するためにオプションで更に周波数依
存の利得を適用することが出来る。線形システムの場合
には該利得は次のように計算される。

該電気信号が到達出来るフルスケールの負及び正の値
として±１を定義する。

フルスケール（±１）の振幅を有する正弦波に対応す
るエスピーエルレベルを決定する。その様に決定された
エスピーエルはここではエスピーエルエフエス（エフ）
｛ASPLfs（ｆ）｝と引用する。（該システムの線形の範
囲ではこのエスピーエルは周波数から独立であるべきで
ある）。

等ラウドネス線から次の値を決定する： fcより上の何れの周波数に対して,'f",N＝２。

Pfs（f/N）−周波数'f/N'及びSPLfs（f/N）を有する
正弦波のフオンでのラウドネス MSPL（f,N）＝周波数ｆでPfs（f/N）フオンのラウド
ネスを発生するに必要なエスピーエルのデシベルでの値
−それは絶対的に釣り合ったラウドネスを発生する該エ
スピーエルである。

Ｋ（f,N）＝SPLfs（ｆ）−MSPL（f,N） Ｋ（f,N）はＮ（支配的調波の次数）に依存するの
で、もし擬似伸長がfc/3又はfc/4まで厳密に正しい必要
がある場合は、（fc/2:fc）（fc/3:fc/2）（fc/4:fc/
3）等の各範囲に対する該調波の発生は別々である必要
がある。

実際に、Ｋ（f,N）は一定の利得、又は全てのＮに対
する１つのフイルターを用いて近似できる。

先の説明を基礎の上に、ピーエイ信号発生器の完成の
ための異なる方法が例えば図４の回路で図解されるよう
に適用されう。

“残留伸長比”の方法及び示された近似法の使用で次
の利点へ導かれる： 非常に少ないバンド（例えばfc/3まで周波数応答を擬
似的に伸ばす例では２つ）を解析すれば良く、そして該
基本バンドとその調波の間の簡単な関係、即ち一定残留
伸長比が得られるべきであり、かくしてエルエフ信号及
びアールエイチ信号の詳細な周波数／エネルギー解析を
避ける。

更に、図４の回路での“残留伸長比”手法を使用する
ことは該解析を簡略化するが、それは図４の循環的な性
質のために２つ（fc/3に対しての前部）の代わりに唯１
つのバンドを解析すれば充分だからである。

望ましい程度の近似を充たすために、RR（f,n）は該
解析の周波数バンド用の設計基準として役立つている。

本発明の底にある概念を説明したが本発明の提供する
技術を使用する主な利点を今度は説明する： 本発明の技術の使用により、聴取者への疑似低周波の
心理音響学的感覚は、従来技術の解決策が処理出来ない
か又は部分的にしか対処出来なかった次ぎの支配的制約
下でも著しく向上出来るのであり、即ち： 小寸法の電気音響的変換器を通しての再生； 限定された電力消費；及び／又は 低コストの電気音響的変換器、などである。

この様な装置の幾つかの制限せぬ例には： 物理的寸法と競争可能な価格設定とが制約を設けてい
る卓上型マルチメディアスピーカー。

寸法と電力消費が制約を設けている携帯式膝上型マル
チメディアコンピューター。

寸法とコストが制約を設けているエアフオンなどがあ
る。

本発明の技術を利用することにより、高品質のスピー
カーシステムでも非常に低い周波数範囲でのその低効率
を回避することから利益を得ることが出来る。本発明の
提供する技術は次ぎの１つ以上の段階で該音信号を取り
扱うために利用出来る利点をゆうしているが、それは音
響製作及び放送再生過程である。かくして、該音信号
は、オーディオの個々のトラック又はその最終のオーデ
ィオのミックス用にも、該オーディオ製作過程の部品と
して扱っても良い。代わりに、又加えて、該音信号は放
送段階の部品（ラジオ周波数、ケーブルネットワーク、
及びインターネットでの放送を含めるがこれらに限定さ
れず）として及び／又は消費者の場所での再生段階の部
品として、例えば、オーディオプレーヤー、増幅器、又
は電気音響的変換器の部品として扱っても良い。

更に、（オプション的には）元の基本周波数（それは
関心のある低周波範囲に存在しているのだが）を完全に
取り除くことも出来るので、従って該提案された技術を
数回縦属して（in cascade）適用することに障害がな
い。該過程のこの特徴は該オーディオ信号の準備する段
階と再生段階の間の異なる段階で連続して該技術を適用
するよな場合に固有の両立性として役立つ。

これは、一方で、オーディオコンテント（content）
製作者又は放送者に対して、該絶対再生レベルのみなら
ずその低周波での音の質がそれを再生して来た特定の電
気音響的システムに依存度のより低いオーディオ信号を
供給出来るようにするが、他方では、オーディオ再生シ
ステムに対してより良い価格／性能の妥協を可能にす
る。

例えば、120Hzを越える周波数について許容された効
率を示す種々の低価格のエムエムスピーカーは本提供の
技術により40Hzの様な低さまで疑似伸長周波数応答を有
することが出来る。

特殊な応用に依っては、関心のある低周波信号の完全
な或いは減衰された強さは心理音響学代替え信号に合計
されても良い。

幾つかの場合では関心のある低周波信号の存在は合成
された疑似伸長を改善するかも知れない。

関心のある低周波を含めるかそしてどの程度含めるか
を決定するための１つの、限定するものでない、考慮事
項は該電気音響的変換器の効率に依る。

かくして、好ましくは（必ずしもそうでないが）、考
慮する該電気音響的が該バス周波数範囲の与えられた範
囲で非常に低い効率を呈する場合は、前記与えられた範
囲に入る関心のある低周波信号は該電気音響的変換器の
不相応な負荷を避けるために濾過して外されるべきであ
る。

もし、他方で、考慮する該電気音響的変換器が該バス
低周波範囲の与えられた範囲でその平均効率に近い効率
を呈する場合は、好ましくは（必ずしもそうでないが）
関心のある該低周波信号の完全な又は減衰された強さが
該心理音響学的代替え信号に合計される。

低効率を呈する該電気音響的変換器のその周波数範囲
にそれ自身が存在する基本周波数のそれら高調波に関し
ても同じ様な考慮が払われるべきである。

その最も広い側面では、本発明は次ぎのものを備えた
音信号の疑似低周波心理音響学的感覚を聴取者に送るた
めの方法を提供するのであり； （）少なくとも音信号の低周波信号（エルエフ信号）
を提供するが、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲
に亘り伸長する； （）前記の少なくともエルエフ信号の調波を発生する
が、それは該調波が前記の少なくともエルエフ信号によ
り達成されるよう意図されたと実質的に同じラウドネス
レベルをもたらすためである。

オーディオ信号は通常最終ユーザーの聴取条件、以下
基準聴取条件とするが（周囲雑音及び／又は音再生シス
テムの質及び／又は聴取ラウドネスレベルを含むが、そ
れに限定されないが）、を或る程度、斟酌することによ
り意図された感覚を達成するように用意される。

本発明の方法とシステムは何時でも該最終ユーザー聴
取条件が前記基準聴取条件に比して（特に該エルエフ部
分に関して）劣る、例えば該ユーザが劣ったオーディオ
再生システムを有している時に適用可能である。

本発明によると該オーディオ信号は、特定的にラウド
ネス、ピッチ、タンバー属性に関して、意図された感覚
を実質的に達成するように取り扱われる。

図面の簡単な説明 より良く理解するために、例として使うためだけにで
あるが、次ぎの付随する図面を参照して本発明を説明す
るが： 図１はそれぞれ８つの良質の商業的に入手可能なエム
エムスピーカーの８つの周波数応答曲線を示す。

図２は等ラウドネス線のグラフ図である。

図3aは本発明の１実施例の心理音響学的な代替え信号
発生器を図解するブロック略図である。

図3bは本発明の１実施例の図３で図解された発生器の
部分を形成するラウドネス分析器、制御ロジック及び制
御応用モジュールのブロック図である。

図3cは本発明の１実施例のピーエイ信号発生器のブロ
ック図である。

図3d−3gは音信号又はその部分を利用することにより
ピーエイ信号を発生する４つのそれぞれの実施例を図解
している。

図４は本発明のもう１つの実施例の心理音響学的代替
え信号発生器を図解するブロック略図である。

図５は図４の実施例に使用された上方への圧縮器のロ
ジックの１つの可能な実現法である。

図６は図４の実施例に使用された圧縮器のロジックの
もう１つの可能な実現法である。

図７は図４の実施例で使用された１つの可能なエフビ
ー高域フィルタの周波数応答グラフを示す。

図８は図４で描かれたブロック図で使用された１つの
可能な出力用高域フィルタの周波数応答グラフを示す。
そして 図９は図５及び６の上方への圧縮器のロジックの中で
実現される望ましい圧縮の法則への合理的近似の例をグ
ラフ的に示す。

特定の実施例の説明 ラウドネス分析器を利用する動的整合手順を図解する
ブロック略図を示す図3aを今注意してみる。

かくして、例えば、アラン ブイ．オッペンハイム／
ロナルド ダブリュー．シャフター（Alan V.Oppenheim
/Ronald W.Schafter）のデジタル信号処理（Digital Si
gnal Processing）（第５章）に説明されているよう
な、本質的に公知のフィルタ技術を使用することによ
り、入力信号は、好ましくは、重畳しない低域通過（3
1）及び高域通過（32）の範囲に分けられる。

該入力“低周波信号”から該残留ピッチ効果により該
“残留調波信号”、即ち該第１のグループの調波の中か
らの少なくとも２つの連続する調波が発生される。もし
望むならば、該第２のグループの調波からの調波も含ま
れても良いが、しかしながら、前に述べたように、その
エネルギーは該第１のグループのそれよりも著しく低
い。従来技術で調波発生の種々の技術が知られている。
非独占的な典型的手法は全又は半波整流、ハード／ソフ
トクリップ法、非線形利得曲線、該信号の２乗（又はよ
り高い次数の多項）を取る、そして該信号の非線形操作
などである。整流とクリップ法は高い次数まで調波を創
るが、精密な制御がより難しくなる。

今図３に戻ると、該“残留調波信号”のみでなく該入
力の“低周波信号”（それぞれ支持部品及び35）のラウ
ドネスが分析されるが、精密なラウドネス分析には耳に
与えられたオーディオ信号全体の情報が必要であり、か
くして一般的には、該“高周波信号”の情報も該ラウド
ネス分析器に必要であることを注意する必要がある。

この目的には公知のラウドネスメーターを使用しても
良い。後者は“周波数に重み付けされた信号”のエネル
ギーを簡単に測定する。マスク効果及び“臨界バンド”
周波数分析をも考慮することにより、この評価の精度を
改善する更に複雑な方法が提案される。

ラウドネス分析用に“ラウドネスメーター”は実施す
るのに非常に簡単であるが、他の方法は、適用可能であ
るが、実施するのに非常に複雑である。この様な複雑な
方法は 1.該オーディオ信号を耳の臨界バンドに整合する周波数
バンドに分割する。

2.時間の関数として、各バンドのエネルギーを測定す
る。

3.各周波数バンドに対して、該バンドの残余内のエネル
ギーによりそれに課されるマスク用曲線の重畳として
（時間に依存する）マスク用敷居を得る。

4.各周波数バンドの該（時間に依存する）ラウドネスを
前記マスク用敷居の上にあり、そのエネルギーレベル
で、その周波数バンドに於ける耳の感度により重み付け
された計算をする。

5.上の４で計算された或る周波数範囲の（又は全てのバ
ンドの）全てのバンドの（時間に依存する）ラウドネス
を合計することでその周波数範囲のラウドネス（又は全
体のラウドネス）が与えられる。勿論他のラウドネス解
析技術を使用しても良い。

図3aに戻ると、該ラウドネス整合手順（該“低周波信
号”に関しての）で扱われる“残留調波信号”に制御ロ
ジック（36）が適用されるｇ、精密な制御ロジックには
耳に与えられたオーディオ信号全体の情報が必要とさ
れ、かくして“高周波信号”もここで必要とされること
に注意すべきである。

該“ラウドネス分析器”が実際精密であるとして、そ
してラウドネスレベルの動的な変動を斟酌して、図3aの
概念的ブロック図は“心理音響学的な代替え信号”用に
望ましい該“ラウドネス整合”を実行出来る。図3aに描
かれた該種々のモジュールの詳細な説明は図3bも参照し
て下記に示す。

この回路の目標は該エルエフ信号のラウドネスを該ピ
ーエイ信号のそれに整合することである。この目的に対
して該アールエイチ信号（それは未だ該エルエフ信号へ
のラウドネス整合ではない）を創った後に、下記過程が
実行される： （ａ）エルエフ０（LF₀）乃至エルエフＮ（LF_N）と称さ
れる対応したエヌ＋１（Ｍ＋１）個の信号を得るために
該エルエフ信号を周波数バンドに分割しそしてそれぞれ
エネルギー検出モジュール302₀乃至302_N内の各信号のエ
ネルルギーを検出する； （ｂ）アールエイチ０（RH₀）乃至アールエイチエム（R
H_M）と称される対応したエム＋１個の信号を得るために
該アールエイチ信号を周波数バンド301に分割しそして
それぞれのエネルギー検出モジュール304₀乃至304_Mで各
信号のエネルギーを検出する； （ｃ）モジュール304₀乃至304_Nから得られた該アールエ
イチ信号分析の各周波数バンドに対して、それぞれのモ
ジュール305₀乃至305_M内でその調波がこのバンドのエネ
ルギーの大部分に対応する基本周波数バンド（モジュー
ル302₀乃至302_Nから）を決定する。この過程の関連する
ロジックは又該アールエイチ信号が如何に発生されたか
に依存する。かくして、例えば、もしアールエイチ信号
が第２及び第３調波だけを含んでいれば、該アールエイ
チ信号バンドの各々のエネルギーは該バンドの周波数よ
り２分の１倍か３分の１倍低い周波数の基本バンドから
成ったものでなければならない。この場合該アールエイ
チ信号バンドの幾つかに関して１つのエルエフ信号バン
ドの第２調波でありそしてもう１つの第３調波でもある
曖昧さに関する可能性がある。かかる場合、大部分のエ
ネルギーを含んでいる基本バンドを選択する。

（ｄ）モジュール304₀乃至304_M及び302₀乃至302_Nの間の
対応を決定したので、モジュール306₀乃至306_Mは耳の感
度曲線に依って対応するモジュール間で該ラウドネスを
整合させるために必要な利得を計算するよう適合され
る。換言すれば、該周波数（横座標）と該エスピーエル
エル（縦座標）に依って該基本周波数バンドと組み合わ
されている該ラウドネスを図２グラフの中で確認し；該
対応するモジュール304₀乃至304_Mで同じラウドネスを創
るに必要な該エスピーエネルギーを決定し；そして該30
4₀乃至304_Mのエネルギーを前記必要エスピーエルエネル
ギーまで持って来るに必要な利得を決定する； （ｅ）エム個のラウドネス整合済み信号を得るためにそ
れぞれの乗算器307₀乃至307_Mの中で利得差を適用する；
そして （ｆ）ピーエイ信号を得るために該エム個のラウドネス
整合済み信号を合計する。

ピーエイ信号発生器のもう１つの変型品を図3cに示
す。この回路は該アールエイチ信号発生とラウドネス整
合とを各周波数バンド内で行う。この例は又周波数のバ
ンドに対する該近似残留伸長比RR（f,n）に対して得ら
れた結果を使用する。この目的に向かって全入力信号か
ら該エルエス信号を分離した後、次ぎの過程を実行す
る； （ａ）LF₀乃至LF_Mと呼称されるＭ＋１個の信号を得るた
めに該エルエフ信号を周波数バンド310に分ける。

（ｂ）対応するモジュール310₀乃至310_M内でLF₀乃至LF_M
に関するＭ＋１個のアールエイチ信号RH₀乃至RH_Mを発生
する。該調波発生方法は前に知られているので、それぞ
れ信号LF₀乃至LF_MとRH₀乃至RH_Mとの間のエネルギー関係
はは一般に知られている； （ｃ）該LF₀乃至LF_M信号の各々の該エネルギー311₀乃至
311_Mを検出する（代わりに該検出は該RH₀乃至RH_M信号に
関しなすことも出来る）； （ｄ）該RH₀乃至RH_M信号に適用されるべきそれぞれの利
得312₀乃至312_Mを計算する。この計算は各それぞれのバ
ンドに対するLF₀乃至LF_M及びRH₀乃至RH_M信号エネルギー
の間の関係、そして該近似残留伸長比、RR（f,n）に関
する演繹的な情報に基づいている。この利得は該最終結
果が該RH₀乃至RH_M信号のラウドネスを該対応する各バン
ドの残留伸長比を通して該対応するLF₀乃至LF_M信号に整
合させるように計算されるべきである； （ｅ）Ｍ個のラウドネスを整合された信号RH₀乃至RH_Mを
得るためにそれぞれの積算器313₀乃至313_M内で該利得を
適用する； （ｆ）該ピーエイ信号を得るために該ｍ個のラウドネス
を整合された信号FH₀乃至FH_Mを合計する。

今図3d乃至ｇを見ると、心理音響学信号の発生のため
に音信号又はその部分を使用する多くの可能な変型品か
ら４つを図解するブロック図が示されている。かくし
て、図3dに示すように、回路3100はモジュール3103内の
高周波フィルタとモジュール3104内の低周波フィルタに
向けられる入力音信号3102を含んでいる。該低周波信号
3103はモジュール3105内の該残留調波信号に向けられそ
して該最終高周波信号／低周波信号及び残留モニター信
号はそれぞれの増幅器3106,3107及び3108に供給される
が、各増幅器はブロック3109内で最終出力信号3110を発
生するために、もし望むならば、別個の利得値を有して
いる。

もう１つの限定しない例が図3eに示されているが、そ
こでは該低周波信号だけが該入力信号から抜き出されて
いる。しかしながら、この特別な実施例では、それぞれ
のモジュールで各々がフィルタされた別個のLF範囲から
成っている（呼称されているLF1乃至LFnの唯２つが3202
及び3204で示されている）。次いで該低周波信号はモジ
ュール3206及び3208内の残留調波に向けられそして該結
果は該出力3212を発生するために合計用モジュール3201
内で該入力音信号と共に合計される。

今図3fに示すもう１つの限定しない例を見ると、モジ
ュール3302内で発生される該低周波信号はモジュール33
04の該残留調波に向けられそして次いで該未処理の元の
音信号がモジュール3306内で該残留調波信号に合計され
る。示されたこの実施例により、該元の低周波信号は捨
てられる。もし望むならば、後者は次いで3308を通して
高域フィルタ処理を受ける。

今図3gを見ると、もう１つの限定しない例が示されて
いるがそれはモジュール3408の該高周波信号は純粋な高
周波信号をフィルタ処理しないがこの特別の実施例で
は、該音信号の該部分が低域棚上げフィルタにより得ら
れるという事実以外は前の一つと似ている。

当業者は上記４つの例が該出力信号を発生する手順の
間に該音信号又はその部分を利用する広範な可能性を図
解していることは容易に評価するであらう。

図４は本発明のもう１つの実施例の心理音響学代替え
信号発生器を図解しているブロック略図を図解してい
る。図４は今までの従来のラウドネス分析器と比較して
簡略化されている。該理由はそれが該調波発生過程と該
ラウドネス整合を１つの簡単な回路内に組み合わせてい
ることであるが、該回路はフィルタ、加算器、積算器、
上方への圧縮器の様な基本的部品から成っている。該後
者の手順は調波発生とラウドネス整合の過程に何等特定
の要求を課していないことを図解している。

全周波数範囲とその第ｎ次調波に適用される近似残留
伸長比を得ることにより、そして更に該しめされた回路
がその整合中に該調波を再帰的に発生するために、複雑
なエネルギー／周波数解析は必要でない。事実、示され
るように、１つの上方への圧縮比、そして2,3の簡単な
フィルタで第２次、第３次又は第４次調波が該支配的の
調波である場合にラウドネス整合用の（±10％より狭い
範囲内の）良い近似を提供する。

当業者には良く知られているように、ここに説明した
該デジタル回路は同じ結果を達成するための多くの可能
な変化した物（アナログ、デジタル又はそれらの組み合
わせ）の１つに過ぎない。

図４の回路は有力として関心のある低周波信号、エル
エフ信号（41）を受けそして心理音響学的代替え信号、
ピーエイ信号（42）を発生する。

該エルエフ信号は低周波f1..f2の範囲に亘り伸びそし
て該ピーエイ信号はもう１つの周波数f3の上へ伸びる。
典型的には、しかし必ずしもそうでないが、f3＝f2であ
る。f3が該範囲に入る多くの応用ではf1〈f3〈f2も又適
用可能である。

120Hzより下で非効率的な低廉なスピーカーを向上さ
せる特定の例では、該特定の周波数はf1＝40Hz,f2＝120
Hz,f3＝120Hzに設定される。かくして、この特定の例に
よれば、40乃至120Hzの間に主として存在する該エルエ
フ信号は大抵約120Hzに存在するピーエイ信号により置
き換えられる。

回路の一般的説明 前に説明したようにピーエイ信号は該エルエフ信号内
の該周波数の調波を含むアールエイチ信号であるべきで
あり、そして該エルエフ信号に関して起因する該ラウド
ネス整合に従うべきである。

示されるように、この回路は調波発生の過程とラウド
ネス整合との両者を１つの非線形の帰納的過程として集
積する。

該非線形の帰納的過程は図４の回路内の“フィードバ
ックループ”（43）として実施される。

一般的に言って、該フィードバックループ内の該信号
は該入力（44）によって帰納的に掛け算され、かくして
各該ループ通過に於いて高調波を発生する。該ループの
フィードバックの利得は３つの部分から構成される： 周波数に左右される利得は該フィードバック高域フィ
ルタ（45）により適用される。

一定（＜１）利得は該フィルタに続く該減衰器（46）
で適用される。

該“圧縮器制御ロジック”により制御される動的な利
得。この動的な利得は位置（49）で検出される該発生器
最終出力信号のエネルギー包絡線に左右される。

最後に出力高域フィルタ（50）はどの周波数が該発生
器の出力で許されるかを制御する。この特定の例ではこ
れは120Hzより高い周波数である。該圧縮器が該出力高
域フィルタの後で該信号により駆動されていることに注
意すべきである。

該帰納的フィードバックループの詳細な説明：（入力か
ら“時計回りに”進む） 乗算器（44）、ここで該エルエフ信号（41）（基本周
波数を含んでいる）は該（遅延した）（51）フィードバ
ック信号により掛け算される。かくして該乗算の前に該
フィードバック信号内の何れかの第Ｎ次調波から第（Ｎ
＋１）次の調波を発生する。

この乗算も又各調波と組み合わされるダイナミックレ
ンジを固有的に伸張する効果を有する。後で説明するよ
うに、この伸張は望ましい残留伸張比をもたらすために
利得（47）内に補償される。

該乗算（44）のもう１つの副作用は“内部変調”と直
流分の発生である。あとで説明するように、周波数f1よ
り下に入るこの様な成分は該フィルタフィードバック高
域フィルタ（45）により減衰される。

ミクサ（加算器）（52）−は該エルエフ信号を該フィ
ードバックに注入しそして該フィードバックループを通
して次の循環で成功裏に高調波を帰納的に発生するため
に該フィードバックループ内で該基本波を充分な強さに
維持することを狙う。この加算器の後から該フィードバ
ックの出力は該回路の残り部分へ渡される。

高域フィルタ（45）−カットオフ周波数＝f1を有する
フィードバック高域フィルタ。このフィルタは該フィー
ドバック利得の周波数依存の部分を充たし、f1より下の
周波数（そして直流成分）が拡大するのを防止する。考
慮する特定の例ではオクターブ当たり12デシベルの勾配
を有するフィルタ｛第２次のバトワス（Butteworth）の
様な｝が満足すべき結果を提供することが分かった。図
７はこのフィルタをグラフ式に示す。

利得（46）−高調波、特に第２グループに属するそれ
らを減衰させる割合を制御する。

乗算器（47）−該圧縮器（48）からの制御信号を供給
される。この乗算器は該フィードバックの利得の“動的
な”部分を充たす。我々が各調波と組み合わされたダイ
ナミックレンジをを実際的に制御するのはこの点であ
る。換言すれば望ましい残留伸張比を高める。前に説明
したように、各調波はその基本波に対し該“残留伸張
比”だけ下方へ伸張されることが望ましい。一般に、該
乗算器（44）の効果は誇張された調波当たりの下方伸張
比となりーこれは上方への圧縮を適用することにより乗
算器（47）により補償される。該フィードバック回路
（43）が帰納的過程として実現されるので、該制御信号
に印加される該適当な上方への圧縮比の誘導は自明なこ
とではない、それで下記に説明する。

該制御信号はそれが主に該フィードバックループのエ
ネルギー包絡線、即ちダイナミックレンジに影響するよ
うに本質的に公知のスムーズ化を経ることに注意すべき
であるが、その周波数内容への影響は無視出来る程であ
る。

１サンプル遅延（51）−デジタルドメイン充足のため
に必要であるが、それは該デジタルドメインでのフィー
ドバックループは少なくとも１サンプル遅延を要するか
らである。該エルエフ信号の周波数は該サンプル速度よ
り著しく低く、この１サンプル遅延の影響は無視出来る
ことに注意すべきである。

該フィードバック部分（43）の要素を説明したが、回
路の残りの要素を今度は説明する。

出力高域フィルタ（50）−加算機（52）を経た後、該
フィードバックループからの出力は該出力高域フィルタ
に供給される。この32はf3（この特定の例では120Hz）
より下の周波数要素を拒絶し該上方圧縮器ロジック（Up
wards−Compressor Logic）、及び該出力乗算器（53）
の両者を供給する。下記で説明するように、このフィル
タの影響は該上方圧縮器ロジックの適切な動作に非常に
重要であるが、しかし又−この特定の例では−次ぎのス
ピーカーの不要な負荷を避けるのに役立っている。この
特別な例では、−40デシベル停止バンドリプルを有する
第４次の楕円フィルタが満足すべきものであった。図８
はこのフィルタをグラフ的に示す。

乗算器（53）−ここで該圧縮器からの制御信号は該発
生器の出力に印加される。

上方圧縮器（48）−この回路は、もしその入力に（乗
算器により）印加されると該入力信号の該エネルギー包
絡線ダイナミックレンジ、（デシベルで表して）を典型
的にはｒ〈1.0である比“r"で圧縮することになる制御
信号を計算する。該制御信号は該フィードバック利得と
そして該発生器の最終出力との両者に印加されることに
注意すべきである。該上方圧縮器への入力は高域フィル
タ（50）から供給されるので、f3より上の該アールエイ
チ信号が測定され、該フィードバックループ信号内にあ
るより低い周波数を含んではいない。

原理てきに該制御信号は： Ｃ（ｔ）＝（Ｅ（ｔ）^(r+1) ここでＥ（ｔ）は入力信号の（時間変化する）エネル
ギー包絡線である。

従って該信号Ｃ（ｔ）・入力は包絡線Ｅ（ｔ）^ｒを有
する。

該デジタル又はアナログのドメインで圧縮器を用意す
るには種々の方法があり、該方法は当業者には一般に公
知である。

図５は上方圧縮器の概念的実施法を示す。

かくして本質的に公知の包絡線検出器（下記参照）を
有する該入力の包絡線“Ｅ（ｔ）”が検出される。

該乗算係数信号は次ぎの様に計算されるが、即ちもし
該入力が“Ｃ（ｔ）”を掛けられるとその変型された包
絡線は元の包絡線（デシベルで表した）のダイナミック
レンジ“r"倍したものを有する。

かくしてＣ（ｔ）＝（Ｅ（ｔ）^(r-1)）そしてＥ（ｔ）
・Ｃ（ｔ）＝Ｅ（ｔ）^ｒである デシベルは振幅の対数を付け加えることを含むので下
記方程式が」得られる： log（Ｅ（ｔ）・Ｃ（ｔ））＝log（Ｅ（ｔ）^ｒ）＝ｒ・log（ｅ（ｔ）） 従って、比ｒでダイナミックレンジ（デシベルでの）
を伸長することは該エネルギー包絡線をｒ乗して引き上
げることと等価である。該“Ｃ（ｔ）”信号を発生した
のでそれによりスムーズな、ゆっくり変化する関数を得
るためにそれは本質的に公知のスムーズ化を受けるが、
それがもう１つの信号を掛けられた時周波数内容へのそ
の影響は無視出来る。

図６に、特定のデジタルのドメインの充足法が示され
ている。

当業者には公知のように、デジタルドメインでの上方
圧縮器を充足するには種々の可能な方法がある。

次ぎに示すのはこの特定の例に適合する簡単な充足の
例である。

この例では信号“Ｃ（ｎ）”の計算は入力In（ｎ）の
有理関数により関数“X^(r-1)"への近似を通して行われ
るが、すなわち； この後者の充足法は一度に幾つかの目標をもたらす
が： すなわち包絡線検出、過剰利得防護そして最初のスムー
ズ化である。

包絡線検出−簡単な包絡線検出器はスムーズ化ネット
ワークが後に続く全波整流により充足されることが多
い。該有理関数は“In（ｎ）”の偶数乗だけを含むの
で、該入力を最初に整流する必要は無い。

過剰利得防護−ｒ〈１に対する該関数X^(r-1)はＸが0.
0に近いと非常に大きい値を持つことが出来る。次のス
ムーズ化段階がゼロでない応答時間を有するのでゼロか
らゼロでない値までの該信号の急速な立ち上がりは非常
に高い利得に曝されねばならない。より高い値の信号へ
のこの高利得の印加を防止するために、次のスムーズ化
段階の着手する応答時間は急速である必要がある。しか
しながらこれは余りに高い周波数内容を有する制御信号
となり、そして制御信号は該包絡線だけでなく、それに
より制御される他の信号の周波数内容にも影響する。考
慮された近似される関数では、0.0に近い利得はb0/a0に
より制限された。

初期スムーズ化−ｒ〈１に対する関数X^(r-1)は０の付
近に不連続がある。この不連続は又該信号“Ｃ（ｎ）”
に高周波数を導入する。これは次ぎの段階で過剰なスム
ーズ化により対処出来るが−それは上記で説明したよう
に最初の着手用の急速応答の必要性を軋轢を生ずる（該
関数X^(r-1)をそれがあるように使ったと仮定して）。該
提案された近似関数は完全に連続であり、そのためより
高くない周波数を有する制御信号を発生し、そして次ぎ
のスムーズ化段階はドラスチックなものである必要がな
い。

該関数X^(r-1)のグラフ表示と我々の近似が図９に示さ
れている。

ｒ＝0.7649の場合に対し、そして： b0＝0.02355287194791 b1＝3.085399555809164e＋002 b2＝4.325457101218826e＋003 a0＝0.00510207976355 a1＝1.401935898337816e＋002 a2＝4.493821917758144e＋003 該発生回路の構造を詳細に説明して来たが、今度はそ
の動作を説明し、そして特に該調波が展開される仕方、
そして如何にそのダイナミックレンジが、勿論、該残留
伸長比RRを参照して制御されるかを説明する。

該入力は２つの時間に依存する部分として表される
が、すなわち： In（ｎ）＝Ｅ（ｎ）・Ｆ（ｎ） ここでＥ（ｎ）はエネルギー包絡線、そしてＦ（ｎ）
は該周波数内容である。Ｅ（ｎ）はＦ（ｎ）よりゆっく
り変化する。

かくして、乗算器（44）内での該入力のそれ自身との
掛け算の結果は下記である： In・In＝E²・F² E²はＥに対しｒ＝２の比で伸長されたダイナミックレ
ンジを有する。

そしてF²はＦの第２次高調波、フィードバックループ
の高域フィルタでフィルタして外される直流及び低周波
成分、そして無視出来る高周波数内部変調での発生成分
を含んでいる。

該回路が最初に１サンプル遅延は０を含み、そして制
御信号は1.0であるよう賦活されていると仮定すると、
該フィードバックループ信号はそれぞれのミクサ（52）
出力で利得（47）を発生するが出力（42）を今度は説明
する。

該上方圧縮器はその入力で該“主”成分に主に影響さ
れることも注意さべきである。かくして、−12デシベル
より低いそして該“主”成分より下の成分は該圧縮器の
制御信号に少ししか貢献しない。

この説明と更に該圧縮器は該出力高域フィルタ（50）
から供給されることを考えると、その周波数が該出力高
域フィルタのカットオフ周波数より上である第１高調波
は、一旦存在すると、ピーエイ信号の主成分となり、そ
してかくして該制御信号の取得での主な要素である。

２つの場合が考えられるが:1つの場合は該主成分が該
入力信号からの幾つかの周波数の第２調波である場合で
あり、もう１つの場合はそれが第３調波の場合である。
我々の特定の例では、もし該入力の主成分が60Hzの上の
周波数である（従ってその第２調波は120Hzの上にな
る）ならば第１の場合に関係しそして第２の場合は40と
60Hzの間の周波数（そこではその第２調波は120Hzの下
であるが第３調波は120Hzを越える）に対するものであ
る。

簡単化のため、次の説明ではｇ＝１とする（ｇは該固
定のフィードバックループの利得である）。

第２調波が主な調波である定常状態では、それはミク
サ（52）の後では該第２調波の該伸長比であるｘの或る
値に対して下記の形を取る： E^x・F²＋Ｅ・Ｆ 出力高域フィルタの後では、E^x・F²は主成分であり、
そして従って該圧縮器制御信号は下記となる： CS＝Ｅ^{ｘ・（ｒ−１）} 従ってCSを掛けた後は、該１サンプル遅延に於いて我
々は下記を得る： CS・（E^x・F²＋Ｅ・Ｆ）＝（Ｅ^ｘ・ｒ・F²）＋（Ｅ^{ｘ・（ｒ−１）＋１}・Ｆ） 下記該乗算器（44）での該基本成分（Ｅ
^{ｘ・（ｒ−１）＋１}・Ｆ）は今度は第２調波であり、す
なわち： （E^x＝Ｅ^{ｘ・（ｒ−１）＋１＋１}・F²）； 定常状態の解は次ぎのようになる： E^x＝Ｅ^{ｘ・（ｒ−１）＋１＋１}； ｘ＝ｘ（ｒ−１）＋2; 今、もし該ミクサ（52）の後の第２調波（すなわちE^x・
F²）が主要項であれば、CS（49）に依る乗算の後下記の
最終出力が得られる： Ｅ^ｘ・ｒ・F²; そこでｘ・ｒが出力に於ける第２調波の伸長比であ
り、そしてこれは上記（表１）で詳細に説明したように
該第２調波用残留伸長比約1.34に等しく設定されるべき
である。

ｘ・ｒ＝1.34;そして に対して 我々は： ;r＝0.802を得る。

今、第３調波が主要調波であり、すなわち第１調波が
120Hzを越える第２の場合に戻ると、我々は を得る。

上記（表１）詳細に説明したように第３調波に対する
残留伸長比はｔ次ぎのようにあるべきである:x・ｒ＝1.
74。

ｒを解くことは次ぎのようになる： 第２調波の場合及び第３調波の場合に対する圧縮比
“r"の解は非常に近接している。もし我々が第３調波の
方程式に対しｒ＝0.802を使用すれば我々は右記を得
る： かくして、第２又は第３調波が主要調波である両方の
場合に約0.8の１つの一定の上方圧縮比が正しい残留伸
長比と成り得る。

上記の近似解析では、上方圧縮による該制御信号の取
得への該主要調波以外のものの影響は無視した。実際に
は該他の−主要調波以外の−調波が該圧縮器により検出
される包絡線に幾らか貢献しそして常に高調波があるの
でその貢献は該主要調波のそれ自信によるものに比して
該圧縮器への入力で該包絡線を伸長することになる。主
観的聴取では0.75乃至0.8付近の値が良い結果を生ずる
ことが示されている。

上記解析ではｇは値１を割り当てた。該主要調波に対
しては利得の一定変化であり、該発生器の外部に対して
補償出来る。

より高い調波に対しては該調波の減衰比を制御するこ
とを示すことが出来る−それはより高い調波は該フィー
ルドバックループを通してのより多い循環を通して発生
されるからである。そのため実際“g"はより高い（f3の
上の第１調波より）調波がそれで減衰される比を制御す
ることでピーエイ信号の感じられるタンバーを制御する
方法として役立つ。

“g"はフィードバックループの部分であるので、調波
が減衰される割合は簡単にg^Nではなく、該フィードバッ
クループ内で再帰的に印加される“上方圧縮”によって
馴らされる。従って第２グループの調波に入る調波を適
切に減衰させるためにｇは１より小さい値に設定される
べきである。約ｇ＝0.3の値が充分であると分かった。

図４乃至８の関する説明はラウドネス整合を実現する
ための残留伸長比手法に基づいてピーエイ信号発生器を
実現するための実施例の多くの可能な変型品の１つを図
解した。勿論同じ目的を得るための他のハードウエア／
ソフトウエアも適用可能である。

本発明は又図3a、3b、3cで略図的に図解された他のラ
ウドネス整合技術を含んでいる。

図４乃至９に関する説明は精密なラウドネス整合（す
なわち、第２調波が主要な場合は約1.34、第３調波が主
要な場合は約1.74に該残留伸長比を選択する）を例示し
たが、これは決して必要条件を構成するものではないこ
とは注意されるべきである。換言すれば、幾つかの応用
では実質的に該ラウドネス整合属性を達成することでも
充分である。従って、そして下記でより詳細に説明する
ように、上記比の約±50％の範囲に入る伸長比（すなわ
ち変型残留伸長比）も許容される。

かくして上記説明で、関心のある低周波信号と心理音
響学的代替え信号との間の該ラウドネス整合属性を達成
するための原理と方法を説明した。

それにより該ピーエイ信号のダイナミックレンジが該
エルエフ信号に対し伸長されるべき近似された比を提示
した。この近似残留伸長比“自然”比として引用され
る。次ぎに何故、実際に、比の範囲（すなわち該“自
然”比付近の変型された比）が有用なそして望ましい結
果を提供出来るを説明する。

音のダイナミックレンジの意図的圧縮は次ぎの様なお
くの実用的状態で望ましい： 1.該音を運ぶメディアが次ぎの様にダイナミックレンジ
に於いて技術的に限定されている： 1.1 ラジオ又はTV伝送； 1.2 限定されたダイナミックレンジを有するテープ
カセット； 1.3 ８ビットファイル式のマルチメディア等； 2.音が比較的高い背景雑音の或る環境で再生される（べ
き）時で、その場合低いレベルの信号がマスクされる、
例えば： 2.1自動車の中； 2.2商店街の中； 2.3加工機械のある環境；又は 3.特定的にバス音（低周波）に関して或る種のポップミ
ュージックでは主観的“効果”として時々ダイナミック
レンジの圧縮が望まれる。

本発明の関連で、上記全ての例に対して、ピーエイ信
号発生過程の部分として該ピーエイ信号の圧縮を行うこ
とが出来るが−それは該エルエフ信号とピーエイ信号の
間の異なる（自然とは別の）伸長比を印加することによ
るのみである。

上記例では1.2の様な圧縮比を望むことが出来て、そ
してかくして一般に、RR（f,n）±50％の範囲に入る残
留伸長比が本発明に含まれる。

次ぎの請求項で請求項の過程を呼称するため使用され
るアルファベット文字は説明の便宜のためだけに含まれ
ており、該過程の何等特別の動作順序を必ずしも意味し
いない。

本発明は或る程度の特殊性を以て説明されているが、
種々の変型や変更も次ぎの請求項に定義された本発明の
範囲と精神を離れること無くなされるかも知れないこと
は理解されるべきである。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−328481（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−270400（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−178397（ＪＰ，Ａ) 米国特許5355416（ＵＳ，Ａ)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚
   （疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法
   において、 （ｉ）音信号から、関心のある低周波範囲上に延びてい
   る低周波信号（エルエフ信号）及び高周波数信号を供給
   すること、 （ii）該関心のある低周波範囲内の基本周波数の各々に
   関して、調波列を有する残留調波信号を生成すること、 該基本周波数の各々に関して生成された前記調波列が、
   該基本周波数の調波の第１セットの中からの少なくとも
   ３つの連続する調波を含んでいる調波の第１グループを
   備えていること、 （iii）前記第１グループの各調波によるラウドネスダ
   イナミックスが前記基本周波数でのラウドネスダイナミ
   ックスと実質的に同じになるように、前記残留調波信号
   と前記低周波信号とをラウドネス整合せしめること、 （iv）心理音響学的代替え信号を得るように、前記ラウ
   ドネス整合後の各残留調波信号を合計すること を含むことを特徴とする、音信号の疑似的低周波心理音
   響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝える
   ための方法。
2. 【請求項２】音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚
   （疑似エルエフピーエフ）を聴取者に伝えるための方法
   において、 （ｉ）音信号から、関心のある低周波範囲上に延びてい
   る低周波信号（エルエフ信号）及び高周波数信号を供給
   すること、 （ii）該関心のある低周波範囲内の各基本周波数に関し
   て、調波列を有する残留調波信号を生成すること、 上記各基本周波数に関して生成された調波列が、該基本
   周波数の調波の第１セットの中からの少なくとも３つの
   連続する調波を含む調波の第１グループを備えているこ
   と、 （iii） E_h＝E_f・RR'（f_f,N）＋Ｋ ここで： E_h＝f_fに関して生成された残留調波信号のエネルギー
   （デシベル値） E_f＝前記エルエフ信号内の前記基本周波数のエネルギー
   （デシベル値） RR'（f_f,N）＝RR（f_f,N）の±50％の範囲内の変形残留
   伸長比 RR（f_f,N）＝残留調波信号が低周波信号に対して伸長さ
   れるべき伸長比である残留伸長比 ＝Ｒ（f_f）/R（Ｎ・f_f） Ｒ（ｆ）＝1.0/（In（ｆ）・0.241−0.579） f_f＝前記エルエフ信号内の基本周波数 Ｎ＝前記基本周波数の第Ｎ次調波、fcの上の主要調波 fc＝前記エルエフ信号の臨界周波数 ｆ＝周波数 Ｋ＝デシベル値での一定の利得 となるように、前記残留調波信号と前記低周波信号とを
   本質的にラウドネス整合せしめること、及び （iv）心理音響学的代替え信号を得るように、前記ラウ
   ドネス整合後の各残留調波信号を合計すること を含むことを特徴とする、音信号の疑似的低周波心理音
   響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝える
   ための方法。
3. 【請求項３】音信号から、関心のある低周波範囲上に伸
   びている低周波信号（エルエフ信号）及び高周波信号を
   供給出来る周波数ユニットと、 周波数ユニットに接続された調波発生器とを具備してお
   り、 該調波発生器が、該関心のある低周波範囲内の各基本周
   波数に関して、調波の列を有する残留調波信号を生成す
   ることが出来るようになっており、 各基本周波数に関して生成された前記調波の列は、該基
   本周波数の調波の第１のセットの中からの少なくとも３
   つの連続する調波を有する調波の第１グループを備えて
   おり、 更に、前記調波発生器と接続され、前記第１グループの
   各調波によるラウドネスダイナミックスが前記基本周波
   数でのラウドネスダイナミックスと実質的に同じになる
   ように、前記残留調波信号と前記低周波信号とをラウド
   ネス整合せしめることができるラウドネス整合器と、 心理音響学的代替え信号を得るように、前記ラウドネス
   整合後の各残留調波信号を合計する合計用ユニットと を具備していることを特徴とする、音信号の疑似的低周
   波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者
   に伝えるための装置。
4. 【請求項４】音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚
   （疑似エルエフピーエフ）を聴取者に伝えるための装置
   において、 音信号から、関心のある低周波範囲上に延びている低周
   波信号（エルエフ信号）及び高周波数信号を供給するこ
   とができる周波数ユニットと、 該関心のある低周波範囲内の各基本周波数に関して、調
   波列を有する残留調波信号を生成することができる、該
   周波数ユニットに接続された調波生成器とを具備し、 上記各基本周波数に関して生成された調波列が、該基本
   周波数の調波の第１セットの中からの少なくとも３つの
   連続する調波を含む調波の第１グループを備えており、 更に、E_h＝E_f・RR'（f_f,N）＋Ｋ ここで： E_h＝f_fに関して生成された残留調波信号のエネルギー
   （デシベル値） E_f＝前記エルエフ信号内の前記基本周波数のエネルギー
   （デシベル値） RR'（f_f,N）＝RR（f_f,N）の±50％の範囲内の変形残留
   伸長比 RR（f_f,N）＝残留調波信号が低周波信号に対して伸長さ
   れるべき伸長比である残留伸長比 ＝Ｒ（f_f）/R（Ｎ・f_f） Ｒ（ｆ）＝1.0/（In（ｆ）・0.241−0.579） f_f＝前記エルエフ信号内の基本周波数 Ｎ＝前記基本周波数の第Ｎ次調波、fcの上の主要調波 fc＝前記エルエフ信号の臨界周波数 ｆ＝周波数 Ｋ＝デシベル値での一定の利得 となるように、前記低周波数信号と前記残留調波信号と
   を本質的にラウドネス整合にせしめる、前記調波発生器
   と接続され、前記残留調波信号のラウドネスを、前記低
   周波信号のラウドネスに本質的に整合せしめることがで
   きるラウドネス整合器と、 心理音響学的代替え信号を得るように、前記ラウドネス
   整合後の各残留調波信号を合計する合計用ユニットとを
   具備する ことを特徴とする、音信号の疑似的低周波心理音響学的
   感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための
   装置。