JP2000505277A

JP2000505277A - バス強調用装置とその方法

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Publication number: JP2000505277A
Application number: JP10542559A
Authority: JP
Inventors: シヤシヨウア，メイア; グロツター，ダニエル
Original assignee: ケイ・エス・ウエイブズ・リミテツド
Priority date: 1997-04-04
Filing date: 1998-04-03
Publication date: 2000-04-25
Anticipated expiration: 2018-04-03
Also published as: DE972426T1; ES2143969T1; WO1998046044A1; AU6850298A; US5930373A; JP3478401B2; EP0972426B1; KR20010005972A; TW381403B; DE69810914D1; EP0972426A1

Abstract

(57)【要約】音信号の疑似的な低周波の心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための装置は、該音信号から高い周波数の信号と関心のある低周波範囲上に伸びる低周波信号（エルエフ信号）とを得ることが出来る周波数ユニットを備えている。調波発生器は該周波数発生器に接続されており、そして関心のある該低周波範囲内の各基本周波数に対して調波の列を有する残留調波信号を発生することが出来る。各基本周波数に関して発生される該調波列は該基本周波数の調波の第１のセットの中からの少なくとも２つの連続する調波を含む調波の第１グループを含んでいる。該調波発生器に接続されたラウドネス発生器は該低周波信号の該ラウドネスを整合するように該残留調波信号の該ラウドネスをもたらすことが出来る。合計ユニットは心理音響学的代替え信号を得るように該残留調波信号と該高い周波数の信号とを合計することが出来る。

Description

【発明の詳細な説明】バス強調用装置とその方法発明の属する技術分野本発明は心理音響学の一般分野に於けるものでありそして聴取者により感知される音質の強調に関する。本発明は聴取者が感ずるように電気音響的変換器により作られる音のバス（bass）部分の質を強調する分野の中に特定して焦点を当てられている。用語集下記は或るものは従来からあり他のものは新造された（新造された用語はアンダーラインを付す）用語の用語集であるが、「電気音響的変換器」−電気信号を可聴音に変換する装置。電気音響的変換器には高品質ステレオスピーカ卓上スピーカそしてイヤフォンの様な全ての種類の商業的に入手可能な装置を含む；「ピッチ」−本文でのピッチは音が音楽の尺度で並べられる意味での聴覚のその属性として定義される。参考文献１、２８８ページ参照。「ラウドネス」−これは音が静粛からラウドまで伸びる尺度で並べられる意味での聴覚の強さの属性である。参考文献１、２８７ページ参照。「音圧レベル」−デシベル（ｄＢ）での音のレベル−これは物理的尺度である。「ラウドネスレベル」−音の、フオンでのラウドネスレベルは聴取者によりラウドネスで等価であると判定される周波数１ｋＨｚの純粋な楽音のデシベルでの音圧レベル（ＳＰＬ）であり−これは感覚の尺度である。「フオン」−ラウドネスレベルの単位；「タンバー」−聴取者が２つの音は同じように出され同じラウドネスでありそしてピッチは同じでないと判定出来る意味での聴覚の属性である。より簡単には音質に関連されている。「エスピーエルダイナミックス」−そのエスピーエルのデシベルで表した音のダイナミックス；本発明の本文では、ダイナミックスは”変化の範囲”を表す。「ラウドネスダイナミックス」−フオンでのそのラウドネスの意味での音のダイナミックス；即ちフオンでの変化範囲。「下方伸長器」−典型的には幾らかの一定伸長比で、その入力のダイナミックスを下方へ伸長する装置；「上方伸長器」−典型的には幾らかの一定圧縮比で、その入力のダイナミックスを上方へ圧縮する装置−即ち下方伸長器の反対のもの；「エスピーエル対フオン伸長比’Ｒ（ｆ）’」−それによりデシベルでのエスピーエルダイナミックスが対応するフオンでのラウドネスレベルダイナミックスに伸長される比率。図２からも分かるエスピーエル対フオン伸長比の重要な属性は、良い近似で、約０−８０フオンの範囲で（そしてその何れの副範囲でも）、この比率は一方で本質的にラウドネス又はエスピーエルから独立していながら、周波数に支配的に左右されることである（等ラウドネス線の密度は０−８０フオンの範囲ではほぼ一定である）。従って、該エスピーエル対フオン伸長比Ｒ（ｆ）は本質的に周波数に左右されると見なされる。これは感覚的尺度である；「残留伸長比」−それにより’残留調波信号’（下記定義参照）が’低周波数信号’に対して伸長されるべき伸長比は’残留伸長比’と呼称される。下記で述べるように、自然残留伸長比と変型残留伸長比とが本発明文中使用される。「心理音響学的」−心理音響学は聴取者が音を感ずる主体的仕方に関する。この感覚は本質的に知られているように、鼓膜の特性、感知した音のそれぞれの周波数で支配される脳のニューロンの興奮の度合いそしてその他の要素の様な多くの心理学的要素によって決まる。本発明に関連する心理音響学的感覚の３つの主な属性はラウドネス、ピッチ及びタンバーである。心理音響学の分野は広く文献で解説されて来ておりそしてそれは事実それ事態によっては本発明の分野を構成はしないが、この分野の詳細な説明は参考文献１に見ることが出来る。「低周波数での心理音響学的感覚（エルエフピーエス）」−音信号の低い周波数範囲から生ずる心理音響学的感覚であり、本質的には何ら生理的及び電気音響的限界が支配することはないと仮定している。「擬似的低周波心理音響学的感覚（疑似的エルエフピーエス）」−元の音信号の低周波範囲以外の周波数から生ずる心理音響学的感覚でありそしてそれは該低周波の心理音響学的感覚に似せようと試みる。残留ピッチ効果｛又欠損した基本波の現象（phenomenonof the missing funda mental）とも引用される｝−一般的に残留ピッチ効果は、それが低いピッチの感覚が音の基本（低い）周波数の調波と組み合わされ一方基本周波数自体を取り除くことにより達成される心理音響学的効果である。該信号内に組み合わされる該調波は本発明文では残留調波信号と引用されそしてその最終信号は本発明の本文では心理音響学的代替え信号（ピーエイ信号）として引用される。換言すれば、該残留ピッチ効果は音響的な低周波を物理的に伝送する必要なしに聴取者に低いピッチの心理音響学的感覚を伝える。又該”欠損した基本波の現象”として引用される残留ピッチ効果は該バス（ｂａｓｓ）周波数の範囲、即ち２００Ｈｚの高い範囲に関連して例えられる。かくして、指定された参考文献１の刊行物で該著者は欠損した基本波の現象を説明しており、即ち、”例として、毎秒２００回起こる短い衝撃（クリック）から成る音を考えなさい。この音は鋭いタンバーで２００Ｈｚの純粋楽音のピッチに非常に近い低いピッチを有する。それは２００，４００，６００，８００．．．Ｈｚ等の調波周波数を含むことを示す。しかしながら、該２００Ｈｚ成分を取り除く（電子的に）ことが可能であり、該ピッチは変化せぬことがわかる；該唯の結果は該楽音のタンバーに於ける僅かな変化である”。この効果の詳細な説明は、例えば参考文献１の第IV章にある。「バス周波数範囲」−実質的に２０−３００Ｈｚの周波数範囲。「関心のある低周波範囲」−該擬似エルエフピーエスに属する周波数範囲。該指定範囲は全部に前記バス（Ｂａｓｓ）周波数範囲に含まれたり又は前記バス（Ｂａｓｓ）周波数範囲（或いはその部分）と部分的に重なったりするかもしれない。該関心のある低周波範囲は１つ、又はもし望ならば２つ以上の別個の副次的範囲に亘り伸びているかも知れず、個別の周波数を含んでいる。関心のある前記低周波範囲内の各周波数は基本周波数と見なされる。「関心のある低周波音信号（エルエフ信号）」−関心のある低周波範囲に入る音信号のその部分。「周波数応答の擬似的伸長」−該擬似エルエフピーエス（Pseudo-LFPS）の主観的効果。「残留調波信号｛アールエイチ信号（RHSignal）｝」−基本周波数を含まない基本周波数の調波の列（sequence）。本発明によれば該調波の列は下記に述べられるような制限を受ける。「心理音響学的代替え信号｛ピーエイ信号（PASignal）｝」−該聴取者に擬似エルエフピーエスを伝える本発明による合成信号。「ラウドネス整合属性」−２つの信号がそれにより同じラウドネスダイナミックスを有すると判定される属性。好ましいがしかし必ずしもそれに限らぬが本発明の該ラウドネス整合手順は同じラウドネスレベルを達成する。かくして、もし該ラウドネスダイナミックスが保持されるならば該ラウドネス整合属性は充される。一方でラウドネスレベルには影響するがデシベルでの一定利得を適用するような他の公知の手順は該ラウドネス整合属性には必ずしも影響しない。「ラウドネス整合手順」−前記第１及び第２音信号の該ラウドネス整合属性を実質的に達成するために第１信号に適用される手順。該ラウドネス整合手順を実現する１つの制限のない可能な仕方は該エスピーエル対フオン伸長比アール（エフ）｛Ｒ（f）｝を使用することによる。従って、これは聴取レベルの情報なしに達成されても良い。「絶対ラウドネス整合属性」−それにより該音信号が同じラウドネスダイナミックスとラウドネスレベルを有すると判定される属性。「絶対ラウドネス整合手順」−該絶対ラウドネス整合属性を実質的に達成するために２つの音信号の１つに適用される手順。この手順は該ラウドネスレベルの情報を必要とする。参考文献下記説明で、場合により、引用されている、刊行物のリストに対する参考文献は下記のようである。１）ブライアンシージェイムーア（Brian C.J.Moore）、”聞くことの心理学への入門（An introduction to the psychology of hearing）”．１９８２。２）ジョンアール．ピアス（John R．Pierce）、”音楽的音の科学（The Sc ience of Musical Sound）”。１９９２．３）ピーシーマガジン（PC Magazine）、１９９６年１月。１５９−１９９頁 ”スピーカー：音と激情（Speaker:The Sound and the Fury）”。発明の背景技術音、例えば、音楽はバス（bass）の周波数範囲に亘って伸びるバス成分をも含む広い範囲の周波数から通常成り立っている。該バス成分は音楽では重要な役割を演ずる。かくして、例えば、ピアノの鍵盤は２００Ｈｚより低い周波数に割り当てられたその音符の４分の１より多い広い周波数範囲をカバーしている。映画、ビデオクリップ（video clips）、マルチメデイア｛”エムエム（MM）”｝ゲームその他で使用される様々な”音効果”は１００Ｈｚより低い周波数を含んでおり；典型的例は自動車、ヘリコプター、モーターサイクルエンジン、火砲の着火、爆弾の爆発等である。（又参考文献２の１８−１９頁、図２−４参照）示されたように、バスは音の中で重要な役割を演ずるが、音響的に低周波を再生（即ち、電気音響的変換器を通して）することには固有の困難がありそして従って、聴取者（即ち、低周波心理音響学的感覚）によって検出される合成低周波（low-frequencies）は電気音響的変換器の物理的限界と心理音響学的理由とにより悪い影響を受ける。例えば、ピアノの音を考えてみると良い。この音はそれぞれ低周波と高周波の心理音響学的感覚の高まりを与える低及び高周波を含んでいる。電気音響的変換器を通してこの様な音の録音を再生することは低周波に関連する物理的及び心理音響学的制限のために該低周波の心理音響学的感覚を劣化させる。該物理的及び心理音響学的制限に関しては、前者は低い周波数範囲での電気音響変換器の固有の低効率性にある。該指摘される低効率は該低周波の音響的波長に比して、該変換器の比較的小さい寸法から生ずる。かくして、２０−３００Ｈｚの範囲の低周波の音波の波長はそれぞれ１０乃至１メートルの間にある。該電気音響的変換器の物理的寸法は、通常、該低周波の範囲の波長よりずっと短くそして幾つかの場合には該電気音響的変換器の寸法は該低周波の波長の約１００分の１になる。この物理的欠点は該低周波数範囲での該電気音響的変換器の効率が高い周波数範囲でのその効率に比較して著しく低いことになり、それにより低周波の心理音響学的感覚｛エルエフピーエス（LFPS）｝を劣化させる。更に該エルエフピーエスを劣化させる他の側面は心理音響学の分野にある。該心理音響学の分野で良く知られているように、約３００Ｈｚより下の（及び約５０００Ｈｚより上の）周波数は耳の生理学では非線形の仕方で取り扱われる。その結果、複雑な楽音の音（即ち広い範囲の周波数を含んでいる）では、低周波、中間の周波数及び高い周波数の範囲の間のバランスは全体の音のレベルの関数として変化する。かくして、音楽の全体音圧レベルを下げると、該中間及び高い周波数範囲のラウドネスレベルは対応して減衰されるのに低い周波数範囲のラウドネスは異なる、より高い倍率で減衰される。従って、聴取者は該低周波の心理音響学的感覚（エルエフピーエス）のラウドネス属性を感じる仕方を制御することは難しい。（参考文献１の２．３章４６頁参照）従来技術は、即ち低周波数範囲の信号を取り扱うことにより該物理的及び心理音響学的制限を補償することによって、エルエフピーエスの劣化を対処することを企てている。ここに説明したように物理的及び心理音響学的要素による該エルエフピーエスの劣化は商業的に入手可能な電気音響的変換器やそして特にいわゆる卓上型マルチメデイアスピーカーで表われる。卓上型マルチメデイアスピーカーは通常従来型パーソナルコンピューター（ピーシー）に接続されそして寸法が小さいことに特徴がある（卓上で専用に割り当てれる限られた物理的空間のために）。卓上型マルチメデイアスピーカーは比較的低い全体のラウドネスレベルで動作するよう通常設計されそして、他のものの中で、競争的価格設定の制限のために、従来の家庭用ステレオスピーカーに比較して、一般的に中程度か又は低い品質である。後者の特性はエムエムスピーカーの低い効率を引き起こしている。図１（文献３から引用）はそれぞれ良質の８つの商業的に入手可能なエムエムスピーカーの８つの周波数応答曲線を示している。明らかに分かるように全てのスピーカーは約１５０Ｈｚの下でその効率の著しい劣化を示している。該指摘された限界にも拘わらず、該ピーシー環境でのマルチメデイア応用の益々増大する普及度のために、卓上型エムエムスピーカーの広まりは近年上昇している。一方での該マルチメデイアスピーカーの広範な普及と他方での音信号の低周波成分に関するその比較的低い性能とは開発者をして該電気音響的変換器の低周波の効率を改善しそれにより音信号の擬似的伸長を達成することを力付けている。ここで指摘されるような該物理的及び心理音響学的限界に対処しようと企てる他の利用可能な従来技術が存在するがこれらの解決策の簡単な説明を下記に示す。かくして、該電気音響的変換器の物理的制限に対処する１つの可能な方法はそれが電気音響的変換器に与えられる前に該音信号の低周波成分を簡単に（固定利得又は動的に制御された利得により）高めることである。この解決法は中間の及び低い品質の卓上型マルチメデイアスピーカーでは事実上無用とされるが、そこでは低い周波数範囲での効率は中間乃至高い周波数での同じ電気音響的変換器の相当する効率に比して１００分の１（−４０デシベル）より下に低下するかも知れないからである（図１参照）。かくして、該信号の低い周波数範囲を増幅することによる効率の差を補償する企ては該電気音響的を焼損させたり全体の音レベルを非実用的に低くするかも知れない非常に高レベルのエネルギーを必要とさせる。後者の解決策の欠点は膝上型マルチメデイアコンピューターが関係する場合に更に悪化されるが、それはエネルギーを高めることにより低い電気音響的変換器効率を補償する能力は電力消費を増大するからである。電力消費の増大はその限られたバッテリー容量のために勿論膝上型では望まれない。種々の中間的品質のマルチメデイアスピーカーシステムはいわゆるサブウーフアー（sub-woofer）を使用している。後者は通常従来型マルチメデイアスピーカーに接続される分離された装置でありそして低い周波数を発生するよう最適化された独特な電気音響的変換器を使用している。該サブウーフアーは通常それ自身の電力増幅器で駆動されそして従って膝上型ピーシーを駆動するバッテリーの寿命長さを大幅に短縮するかも知れない。更に、サブウーフアーは比較的に大きな寸法であり、そして通常高い値札を付けている。かくして、サブウーフアーシステムの価格は成る場合には従来の電気音響的変換器の価格の１０倍程に高くなるかも知れない。従来技術で、上記の従来技術とは異なり該低い周波数の信号を直接取り扱わないものの簡単な説明を次に示すが、むしろそれらは擬似エルエフピーエスを生ずる代わりの技術を提案している。１）ガーナー他（Garner st al.）米国特許第４、５１４、５９６号。２）デローザ他（De-Rosa et al.）米国特許第２、３１５、２４８号、第２、３１５、２４９号。３）ホリングワス（Hollingworth）米国特許第２、３７９、７１４号。４）マッキー他（Mackie et al.）米国特許第４、６９８、８４２号（この後” 刊行物”と引用される）。上記引用事項は或る水準の擬似エルエフピーエスを達成しているが、それらは一般的に該低周波の心理音響学的感覚に近づくに到っておらず、それはそれらが重要な属性、即ちラウドネス、ピッチそしてタンバーの全てを適切に扱っていないからである。事実これらの刊行物の何れもタンバー属性の整合及びラウドネス属性の整合を処理していない。引用された刊行物と同様に、本発明も又擬似エルエフピーエスを発生することにより該エルエフピーエスの劣化に対処もしているが、しかしながら、該指定された引用から離れて、他のものの中でも、該本質的に知られている残留ピッチ効果及び”等ラウドネス線”を利用することにより該指摘された属性を適切に処理している。該等ラウドネス線は図２に描かれておりそして詳細は参考文献１（２．３章４５頁）で説明されている。指定された文献で説明されているが： ”かくして何れの楽音でもそのラウドネスレベルはそれに対しラウドネスが同じに聞こえるような１０００Ｈｚの楽音の強さのレベル（デシベルでのエスピーエル）である。幾つかの典型的結果を図２に示す。このグラフは２０フオンから１２０フオンまでのラウドネスのレベルに対する等ラウドネス線を示しそして絶対敷居値｛エムエーエフ（MAF）｝曲線も含んでいる。該等ラウドネス線は該敷居値曲線と同様な形をしているが、しかし高いラウドネスレベルではより平坦になる傾向がある。これはラウドネスの伸びる割合が異なる周波数の楽音で異なることを意味する。” 従って、本発明の目的は聴取者に擬似的な低周波の心理音響学的感覚を伝えることに関する限り効率の低い電気音響的変換器に関連する指摘される欠点を解消させるか又は実質的に除くことである。発明の概要一般的には本質的に知られているピッチ残留及び等ラウドネス線を説明したが、本発明の内容に於けるその利用を下記で説明する。次に、ピッチ残留効果に関連していわゆる調波の第１次及び第２次グループの利用を明らかにする所の、良く知られた”耳の臨界バンド分解能”の簡単な説明を行う。耳の臨界バンド分解能の内容はこの様に本発明の範囲を越えるものであるが、指示された現象での詳細な説明は参考文献１の３．２章７５頁で見ることが出来る。調波の第１のグループ、即ち基本周波数の最初の約１０乃至１２調波はその各調波が耳の別個のいわゆる臨界バンドに入り、それにより該耳は何れの２つの連続する調波の間も分解出来るようにする特徴がある。従来技術で公知のように、耳の該臨界バンド分解能はＦを基本周波数とすると約Ｆ／１０である。この中で調波の第２グループは調波の第１グループの上の調波例えば第１５次や第１６次調波と定義される。前記第２グループの何れの２つの連続する調波の間の周波数差はＦ／１０より小さいので、それらが同じ臨界バンドに入りそして耳がその２つを分離出来ないことが容易に起こる。調波の列を有する残留調波信号｛アールエイチ信号（RH-signal）｝は関心のある低周波範囲内の各基本周波数に関して発生される。各基本周波数に関して発生される前記調波の列は好ましくは次の基準に合うべきである：それは、基本周波数の調波の第１のセットの中から少なくとも２つの連続する調波を含む第１のグループの調波を含んでいるべきである。前記調波列は又第２グループの調波の中からの調波を含んでいるかも知れない。しかしながら、前記第２グループの中からの調波のエネルギーは前記第１のグループの調波のエネルギーより、著しく、少なくとも１２ｄＢ程も低いことが好ましい。第２グループの調波に関する後者の基準は、もしより高い調波が高レベルのエネルギーを有するとした場合検出される刺激的”バズ音”に対して、聴取者に検出される該アールエイチ信号のタンバーは深い音の質を有することを保証するであらう。もし第２グループの調波が使用されない場合はこのタンバーは更に強い理由で達成される。本発明に関連して”調波”は純粋な調波（即ち、与えられた基本周波数Ｆの純粋第Ｎ次調波はＮ＊Ｆの周波数を意味する）のみならず、近似的な調波｛即ち、与えられた基本周波数Ｆの近似第Ｎ次調波はＮ・Ｆ・（約５％の精度付き）の周波数を意味する｝も含むことを注意すべきである；かくして限定しない例によれば、７５０Ｈｚ、７４０Ｈｚ、７６０Ｈｚは各、本発明に関連して、基本周波数１５０Ｈｚの第５次調波とみなされるが、ここで７５０Ｈｚは純粋第５次調波であり、７４０Ｈｚ、７６０Ｈｚは各近似第５次調波を構成している。同様に、図２の曲線は精密同調の改訂を受けるかも知れない。本発明は図２で描かれているようにその現在の状態ではその曲線により限定されない。今度は擬似エルエフピーエスのラウドネス属性に戻ると、該アールエイチ信号及び関心のある低周波の音信号がラウドネス整合属性を有することが望まれる。説明されるように、”ラウドネス整合手順”は又該アールエイチ信号及び該低周波数信号が実質的にラウドネス整合属性を有する状況も包含している。ここで２つの異なる場合が考えられる。第１の場合は該ラウドネスレベルの場合である（即ち、聴取者により検出されるような）。この場合では、該ラウドネス整合属性はラウドネス整合手順を適用することにより達成される。第２の場合は該ラウドネスレベルが絶対ラウドネス整合手順を適用することにより達成される場合である。ラウドネスレベルを測定出来るラウドネス分析計を使用するラウドネス整合手順を使用することにより該ラウドネス整合属性を達成することは可能である。ラウドネス分析計を実現するための良く確立された手順が公の文書（その幾つかを下記で説明する）に見られる。この分野は広く研究されそして改良された方法が常に示されている。実際は、ラウドネス分析方法の選別は好ましくは、特定の応用のための、必要な音響的忠実性に対するコストと複雑性の制限によって行われべきである。従って、本発明は聴取者に音信号の擬似低周波の心理音響学的感覚｛擬似エルエフピーエス（Pseudo-LFPS）｝を伝えるための下記を含む方法を提供する：（ｉ）少なくとも音信号の低周波信号｛エルエフ信号（LF signal）｝を供給するが、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びている；（ii）関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対し、調波列を有する残留調波信号を発生する；前記調波列は、各基本周波数に関して発生されて該基本周波数の調波の主要なグループの中から少なくとも２つの連続する調波を含む第１グループの調波を含んでいる；（iii）前記残留調波信号と前記エルエフ信号とのラウドネス整合属性を実質的に達成するために前記残留調波信号にラウドネス整合を適用する。前記エルエフ信号の供給は例えば次の過程を適用することによりもたらされる：該音信号から少なくとも該低周波信号（エルエフ信号）を得る。実施例の方法によるが、前記方法は更に（iv）少なくとも前記残留調波信号を使用する心理音響学的代替え信号と前記音信号又は前記音信号の部分とを発生する過程を含んでいる。前記部分は例えばその高い周波数のエイチエフ信号部分（High frequency HF signal portion）、該エルエフ信号及び該エイチエフ信号と初めに重畳する該音信号の部分、又は何れかの他の組み合わせであっても良い。本発明は更に聴取者に音信号の擬似低周波心理音響学的感覚｛擬似エルエフピーエス（Pseudo-LFPS）｝を伝えるための下記を含む方法を提供する：（i）少なくとも音信号の低周波信号｛エルエフ信号（LF signal）｝を供給するが、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びている（ii）関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対し、調波の列を有する残留調波信号を発生する；前記調波列は、各基本周波数に関して発生されて該基本周波数の第１セットの調波の中から少なくとも２つの連続する調波を含む第１グループの調波を含んでいる（iii）前記エルエフ信号上の前記残留調波信号のラウドネス整合属性を下記のように実質的に達成するために前記残留調波信号にラウドネス整合を適用するＥ_h = Ef・RR’(f_f,N)+K ここで：ｆ_f = 前記エルエフ信号内の基本周波数Ｅ_f = 前記エルエフ信号内の前記基本周波数のデシベルでのエネルギーＥ_h = ffに関するアールエイチ信号のデシベルでのエネルギー RR’(ff,N)= RR(f,N)＋-50％、後記する式により、ffとその第Ｎ次調波の間の該変型された残留伸長比Ｎ = 前記基本周波数の第Ｎ次調波、ｆ_cの上の主要な調波であるｆ_c = 前記エルエフ信号の臨界周波数下記の特定的に説明されるように、該装置を実現することは何れかの特定のハードウエア又はソフトウエアを実現することによっては拘束されない。かくして、何ら制限されない仕方で該ラウドネス発生器と調波発生器は通常のハードウエアモジュールとして実現される。次に本発明のラウドネス整合手順を説明するが、それは従来のラウドネス分析器の使用を取り除きそして代わりに耳の一定ラウドネス曲線の下方伸長器の解釈を使用している。該（公知の）一定ラウドネス曲線を調べることにより約２０ー７００Ｈｚの範囲の与えられた周波数に対し、エスピーエルからフオンへの耳の伝達関数はそこでは該伸長比が周波数の関数である’下方伸長器’のそれと同じ様であることが分かる。かくして、該入力での該エスピーエルがＸデシベル下げられるならば該出力でのラウドネスはR^*Xフオン下げられるが、ここでR>1は周波数に左右される伸長比である。該用語集で特定したように、専門語’Ｒ(f)’は該エスピーエル対フオンの伸長比である。２０と８０との間の該’一定ラウドネス’曲線（通常の聴取条件の実際的ラウドネス範囲より以上をカバーするが）を調べることにより、下記の観察が得られる：４０Ｈｚで約１８デシベルのエスピーエルの範囲は６０フオンの範囲に伸長される、即ちＲ（４０）〜３．２３、同様にＲ（８０）に対し〜２．１、そしてＲ（１２０）に対し〜１．７４となる。更に、２０−８０フオンのラウドネスレベル範囲と、そして２０−７００Ｈｚの周波数範囲との中でR(f)は絶対ラウドネス、（又は対応するエスピーエル）にほぼ無関係である。線形の実験的近似により、２０−８０フオンの範囲でそして２０−７００Ｈｚの間で周波数’ｆ’Ｈｚの関数としての該エスピーエル対フオンの伸長比’R(f) ’の良い近似は，で提供される。一般に、２０及び７００Ｈｚの間で’ｆ’がより高くなるにつれてR(f)は小さくなる。前記事項を見ると、如何にして該ラウドネス整合手順がエスピーエル対フオンの残留伸長比の用語で提供出来るかが説明されている。かくして、’残留調波信号’を創る時、周波数の低い範囲（f1,f2）に存在する’低周波信号’が得られる。該低周波信号は次いでR(f1),,R(f2)の間の比を有する耳により’エスピーエル対フオンの伸長’を受ける。そこから発生する該’ 残留調波信号’はもう１つの（より高い）周波数バンド（f3,f4）に存在する− それは次いで他の（より低い）比R(f3),,R(f4)を有する’エスピーエル対フオンの伸長’を受けるであらう。かくして、耳でのラウドネスダイナミックス（フオンでの）を保存するために、エスピーエルの用語での該’残留調波信号’の動的範囲は該’低周波信号’のそれに対して伸長されるべきである。ここでの該伸長比はR(f1)/R(f3)とR(f2)/R(f4)との間のどこかにあるべきである。それにより該 ’残留調波信号’が’低周波信号’に対して伸長されるべきであるこの’追加的 ’伸長比は’残留伸長比’と呼称される。例によるより詳細な説明は次の様である：より良い理解のために、４０−１２０Ｈｚの範囲の低周波信号を置き換えるために、１２０Ｈｚより上の周波数を有する’心理音響学的代替え信号’を創る制限のない例を考える。４０−１２０Ｈｚ間の何れの基本周波数に対しても、該残留調波信号は１２０Ｈｚより上の周波数を有するその最初の例えば３つの調波を含んでいる。この例では、６０と１２０Ｈｚとの間の周波数に対して該第２乃至第４調波はこの条件を充たしている。そして４０Ｈｚと６０Ｈｚの間の周波数に対しては第３乃至第５調波がこの条件を充たしている。基本波と、そしてその第１の関連する調波の間の該結果的’残留伸長比’は次のようである： R(n・ff)でR(ff)を割ることにより結果的にRR(f,n)を計算した。第１の主な調波が第２調波である全ての場合該’残留伸長比’は約１．３４の定数で近接して近似される（特定の基本波周波数に関係なく）。第１の主な残留調波が第３高調波である場合に対しては、約１．７４の定数により近接して近似される。この結果のまっすぐな結論は該’残留調波信号’内の支配的な調波が第２高調波であり、そして両信号の周波数が２０と７００Ｈｚの間にある場合には、ラウドネス整合を達成するために−全体の信号として−該残留調波信号のダイナミックスは低周波信号のそれに比して約１．３４の一定比で伸長されることが充分であるということである。かくして、望ましいラウドネスダイナミックスを代わってもたらすそのエスピーエルダイナミックスに影響するように該音響信号（デジタルの形ででもアナログの形ででも）の残留調波信号は取り扱われる。本発明は本質的に臨界周波数より上の周波数範囲で、即ち該電気音響的変換器の忠実度が許容出来る場合に、電気的エネルギーの音響エネルギーへの変換に関わる何らかの固有の不完全性を処理することを追求していないことは注意されるべきである。もし該近似定数が１．７４である該’残留調波信号’の支配的調波が第３高調波である場合ならば同じ結果は真っ直ぐである。後者の観察は次のアルゴリズム的表現により一般化される：最初に該残留伸長比RR(f,n)に対する表現は基本波周波数とその第ｎ次高調波の間で解かれる（そこでは両者は２０−７００Ｈｚの範囲内にある）：上記に述べたように： R(f)に対する該陽に表現したものを置換した結果は：この結果は該残留伸長比が該基本周波数と該調波の次数との両者に依ることを示している。周波数の範囲上でRR(f,n)の値を近似ことにより更に簡略化が達成可能である。かくして、RR(f,n)の上記式を実験的に調べることにより、制限のない例に於いて、n〈6の与えられた調波次数ｎに対し、そして約１０％の誤差までで、１オクターブ（fr...2・fr）の周波数範囲の残留伸長比は１つの値−即ちRR(・fr,n) により近似出来るが、・fr、が対数尺度で１オクターブの中心周波数であるを考えると；かくしてRR’(f,n)=RR(・fr,n)±10％であるが、ここでRR’(・fr,n)は −基本波がfrの±1/2オクターブであり、そして２基本波と調波が２０−７００Ｈｚの範囲にある時に該基本波と第ｎ高調波の間の近似残留伸長比である。ここで、ｆ−fr<f<2・frで或るような基本周波数 n−調波次数、n<6である。 fc=120であり、そしてn<6である実際の例では、ｎ・fr≧fcを充たすためにfr は２４Ｈｚと同じ位低く出来るので、この近似は実際の場合に非常に有用である可能性がある。周波数範囲当たりの１つのRR値とｎの選択を介して望ましい程度の近似を充たすために、同様に種々の周波数範囲と対応する調波次数を得ることが出来る。図４の回路と関連して詳細に説明する更に有用な結果は１セットのパラメーターに対して、図４の回路は該残留伸長比RR(f,n)をn<4の条件で１０％内に近似し、そしてかくして該周波数応答をfc/3まで或いはfc/4にまでさえも擬似近似するよう動作出来ることである。式RR(f,n)により計算された残留伸長比、以下これを”自然残留伸長比”と呼ぶが、これを使用することは擬似エルエフピーエスに従うピーエイ信号となる望ましいラウドネス整合をもたらす。しかしながら、多くの実用的な場合では、一般的名場合で説明されるように、計算されたRR(f,n)に対し±５０％の範囲内の比を使用する理由がある。用語RR’(f,n)を以後”変型残留伸長比”と呼称しそしてそれにより本質的なラウドネス整合を得る。 RR’(f,n)=RR(f,n)±50％残留調波信号を扱った後、下記の方程式を適用する： Eh = RR(ff,n)Ef+K ここで： ff =エルエフ信号からの基本周波数 Ef =該エルエフ信号内のffのエネルギー（デシベルで） Eh =ffに関するアールエイチ信号のエネルギー（デシベルで） RR(ff,n)=残留伸長比Ｋ(f) = 周波数に依るデシベルでの利得。１つの実施例では、（すべてのf に対して）Ｋは−定。該ラウドネス整合手順を適用した後、該絶対ラウドネス整合手順を達成するためにオプションで更に周波数依存の利得を適用することが出来る。線形システムの場合には該利得は次のように計算される。該電気信号が到達出来るフルスケールの負及び正の値として±１を定義する。フルスケール（±１）の振幅を有する正弦波に対応するエスピーエルレベルを決定する。その様に決定されたエスピーエルはここではエスピーエルエフエス（エフ）｛ASPLfs(f)｝と引用する。（該システムの線形の範囲ではこのエスピーエルは周波数から独立であるべきである）。等ラウドネス線から次の値を決定する fcより上の何れの周波数に対して,’f,N=2。 Pfs(f/N)−周波数’f/N’及びSPLfs(f/N)を有する正弦波のフオンでのラウドネス MSPL(f,N)=周波数ｆでPfs(f/N)フオンのラウドネスを発生するに必要なエスピーエルのデシベルでの値−それは絶対的に釣り合ったラウドネスを発生する該エスピーエルである。Ｋ(f,N)=SPLfs(f)-MSPL(f,N) Ｋ(f,N)はＮ（支配的調波の次数）に依存するので、もし擬似伸長がfc/3又はf c/4まで厳密に正しい必要がある場合は、(fc/2:fc)(fc/3:fc/2)(fc/4:fc/3)等の各範囲に対する該調波の発生は別々である必要がある。実際に、Ｋ(f,N)は一定の利得、又は全てのＮに対する１つのフイルターを用いて近似できる。先の説明を基礎の上に、ピーエイ信号発生器の完成のための異なる方法が例えば図４の回路で図解されるように提供されう。 ”残留伸長比”の方法及び示された近似法の使用で次の利点へ導かれる：非常に少ないバンド（例えばfc/3まで周波数応答を擬似的に伸ばす例では２つ）を解析すれば良く、そして該基本バンドとその調波の間の簡単な関係、即ち一定残留伸長比が得られるべきであり、かくしてエルエフ信号及びアールエイチ信号の詳細な周波数／エネルギー解析を避ける。更に、図４の回路での’残留伸長比’手法を使用することは該解析を簡略化するが、それは図４の循環的な性質のために２つ（fc/3に対しての前部）の代わりに唯１つのバンドを解析すれば充分だからである。望ましい程度の近似を充たすために、RR(f,n)は該解析の周波数バンド用の設計基準として役立つている。本発明の底にある概念を説明したが本発明の提供する技術を使用する主な利点を今度は説明する：本発明の技術の使用により、聴取者への疑似低周波の心理音響学的感覚は、従来技術の解決策が処理出来ないか又は部分的にしか対処出来なかった次ぎの支配的制約下でも著しく向上出来るのであり、即ち：小寸法の電気音響的変換器を通しての再生；限定された電力消費；及び／又は低コストの電気音響的変換器、などである。この様な装置の幾つかの制限せぬ例には：物理的寸法と競争可能な価格設定とが制約を設けている卓上型マルチメディアスピーカー。寸法と電力消費が制約を設けている携帯式膝上型マルチメディアコンピューター。寸法とコストが制約を設けているエアフオンなどがある。本発明の技術を利用することにより、高品質のスピーカーシステムでも非常に低い周波数範囲でのその低効率を回避することから利益を得ることが出来る。本発明の提供する技術は次ぎの１つ以上の段階で該音信号を取り扱うために利用出来る利点をゆうしているが、それは音響製作及び放送再生過程である。かくして、該音信号は、オーディオの個々のトラック又はその最終のオーディオのミックス用にも、該オーディオ製作過程の部品として扱っても良い。代わりに、又加えて、該音信号は放送段階の部品（ラジオ周波数、ケーブルネットワーク、及びインターネットでの放送を含めるがこれらに限定されず）として及び／又は消費者の場所での再生段階の部品として、例えば、オーディオプレーヤー、増幅器、又は電気音響的変換器の部品として扱っても良い。更に、（オプション的には）元の基本周波数（それは関心のある低周波範囲に存在しているのだが）を完全に取り除くことも出来るので、従って該提案された技術を数回縦属して（in cascade）適用することに障害がない。該過程のこの特徴は該オーディオ信号の準備する段階と再生段階の間の異なる段階で連続して該技術を適用するよな場合に固有の両立性として役立つ。これは、一方で、オーディオコンテント（content）製作者又は放送者に対して、該絶対再生レベルのみならずその低周波での音の質がそれを再生して来た特定の電気音響的システムに依存度のより低いオーディオ信号を供給出来るようにするが、他方では、オーディオ再生システムに対してより良い価格／性能の妥協を可能にする。例えば、１２０Ｈｚを越える周波数について許容された効率を示す種々の低価格のエムエムスピーカーは本提供の技術により４０Ｈｚの様な低さまで疑似伸長周波数応答を有することが出来る。特殊な応用に依っては、関心のある低周波信号の完全な或いは減衰された強さは心理音響学代替え信号に合計されても良い。幾つかの場合では関心のある低周波信号の存在は合成された疑似伸長を改善するかも知れない。関心のある低周波を含めるかそしてどの程度含めるかを決定するための１つの、限定するものでない、考慮事項は該電気音響的変換器の効率に依る。かくして、好ましくは（必ずしもそうでないが）、考慮する該電気音響的が該バス周波数範囲の与えられた範囲で非常に低い効率を呈する場合は、前記与えられた範囲に入る関心のある該低周波信号は該電気音響的変換器の不相応な負荷を避けるために濾過して外されるべきである。もし、他方で、考慮する該電気音響的変換器が該バス低周波範囲の与えられた範囲でその平均効率に近い効率を呈する場合は、好ましくは（必ずしもそうでないが）関心のある該低周波信号の完全な又は減衰された強さが該心理音響学的代替え信号に合計される。低効率を呈する該電気音響的変換器のその周波数範囲にそれ自身が存在する基本周波数のそれら高調破に関しても同じ様な考慮が払われるべきである。その最も広い側面では、本発明は次ぎのものを備えた音信号の疑似低周波心理音響学的感覚を聴取者に送るための方法を提供するのであり；（）少なくとも音信号の低周波信号（エルエフ信号）を供給するが、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲に亘り伸長する；（）前記の少なくともエルエフ信号の調波を発生するが、それは該調波が前記の少なくともエルエフ信号により達成されるよう意図されたと実質的に同じラウドネスレベルをもたらすためである。オーディオ信号は通常最終ユーザーの聴取条件、以下基準聴取条件とするが（周囲雑音及び／又は音再生システムの質及び／又は聴取ラウドネスレベルを含むが、それに限定されないが）、を或る程度、斟酌することにより意図された感覚を達成するように用意される。本発明の方法とシステムは何時でも該最終ユーザー聴取条件が前記基準聴取条件に比して（特に該エルエフ部分に関して）劣る、例えば該ユーザーが劣ったオーディオ再生システムを有している時に適用可能である。本発明によると該オーディオ信号は、特定的にラウドネス、ピッチ、タンバー属性に関して、意図された感覚を実質的に達成するように取り扱われる。図面の簡単な説明より良く理解するために、例として使うためだけにであるが、次ぎの付随する図面を参照して本発明を説明するが：図１はそれぞれ８つの良質の商業的に入手可能なエムエムスピーカーの８つの周波数応答曲線を示す。図２は等ラウドネス線のグラフ図である。図３ａは本発明の１実施例の心理音響学的な代替え信号発生器を図解するブロック略図である。図３ｂは本発明の１実施例の図３で図解された発生器の部分を形成するラウドネス分析器、制御ロジック及び制御応用モジュールのブロック図である。図３ｃは本発明の１実施例のピーエイ信号発生器のブロック図である。図３ｄ−３ｇは音信号又はその部分を利用することによりピーエイ信号を発生する４つのそれぞれの実施例を図解している。図４は本発明のもう１つの実施例の心理音響学的代替え信号発生器を図解するブロック略図である。図５は図４の実施例に使用された上方への圧縮器のロジックの１つの可能な実現法である。図６は図４の実施例に使用された圧縮器のロジックのもう１つの可能な実現法である。図７は図４の実施例で使用された１つの可能なエフビー高域フィルタの周波数応答グラフを示す。図８は図４で描かれたブロック図で使用された１つの可能な出力用高域フィルタの周波数応答グラフを示す。そして図９は図５及び６の上方への圧縮器のロジックの中で実現される望ましい圧縮の法則への合理的近似の例をグラフ的に示す。特定の実施例の説明ラウドネス分析器を利用する動的整合手順を図解するブロック略図を示す図３ａを今注意してみる。かくして、例えば、アランブイ．オッペンハイム／ロナルドダブリュー．シャフター(Alan V.Oppenheim/Ronald W.Schafter)のデジタル信号処理（Digita l Signal Processing）（第５章）に説明されているような、本質的に公知のフィルタ技術を使用することにより、入力信号は、好ましくは、重畳しない低域通過（３１）及び高域通過（３２）の範囲に分けられる。該入力’低周波信号’から該残留ピッチ効果により該’残留調波信号’、即ち該第１のグループの調波の中からの少なくとも２つの連続する調波が発生される。もし望むならば、該第２のグループの調波からの調波も含まれても良いが、しかしながら、前に述べたように、そのエネルギーは該第１のグループのそれよりも著しく低い。従来技術で調波発生の種々の技術が知られている。非独占的な典型的手法は全又は半波整流、ハード／ソフトクリップ法、非線形利得曲線、該信号の２乗（又はより高い次数の多項）を取る、そして該信号の非線形操作などである。整流とクリップ法は高い次数まで調波を創るが、精密な制御がより難しくなる。今図３に戻ると、該’残留調波信号’のみでなく該入力の’低周波信号’（それぞれ支持部品及び３５）のラウドネスが分析されるが、精密なラウドネス分析には耳に与えられたオーディオ信号全体の情報が必要であり、かくして一般的には、該’高周波信号’の情報も該ラウドネス分析器に必要であることを注意する必要がある。この目的には公知のラウドネスメーターを使用しても良い。後者は’周波数に重み付けされた信号’のエネルギーを簡単に測定する。マスク効果及び’臨界バンド’周波数分析をも考慮することにより、この評価の精度を改善する更に複雑な方法が提案される。ラウドネス分析用に’ラウドネスメーター’は実施するのに非常に簡単であるが、他の方法は、適用可能であるが、実施するのに非常に複雑である。この様な複雑な方法は１．該オーディオ信号を耳の臨界バンドに整合する周波数バンドに分割する。２．時間の関数として、各バンドのエネルギーを測定する。３．各周波数バンドに対して、該バンドの残余内のエネルギーによりそれに課されるマスク用曲線の重畳として（時間に依存する）マスク用敷居を得る。４．各周波数バンドの該（時間に依存する）ラウドネスを前記マスク用敷居の上にあり、そのエネルギーレベルで、その周波数バンドに於ける耳の感度により重み付けされた計算をする。５．上の４で計算された或る周波数範囲の（又は全てのバンドの）全てのバンドの（時間に依存する）ラウドネスを合計することでその周波数範囲のラウドネス（又は全体のラウドネス）が与えられる。勿論他のラウドネス解析技術を使用しても良い。図３ａに戻ると、該ラウドネス整合手順（該’低周波信号’に関しての）で扱われる’残留調波信号’に制御ロジック（３６）が適用されるｇ、精密な制御ロジックには耳に与えられたオーディオ信号全体の情報が必要とされ、かくして’ 高周波信号’もここで必要とされることに注意すべきである。該’ラウドネス分析器’が実際精密であるとして、そしてラウドネスレベルの動的な変動を斟酌して、図３ａの概念的ブロック図は’心理音響学的な代替え信号’用に望ましい該’ラウドネス整合’を実行出来る。図３ａに描かれた該種々のモジュールの詳細な説明は図３ｂも参照して下記に示す。この回路の目標は該エルエフ信号のラウドネスを該ピーエイ信号のそれに整合することである。この目的に対して該アールエイチ信号（それは未だ該エルエフ信号へのラウドネス整合ではない）を創った後に、下記過程が実行される：（ａ）エルエフ０（LF₀）乃至エルエフＮ（LF_N）と称される対応したエヌ＋１（M+1）個の信号を得るために該エルエフ信号を周波数バンドに分割しそしてそれぞれエネルギー検出モジュール３０２₀乃至３０２_N内の各信号のエネルルギーを検出する；（ｂ）アールエイチ０（RH₀）乃至アールエイチエム（RH_M）と称される対応したエム＋１個の信号を得るために該アールエイチ信号を周波数バンド３０１に分割しそしてそれぞれのエネルギー検出モジュール304₀乃至304_Mで各信号のエネルギーを検出する；（ｃ）モジュール304₀乃至304_Nから得られた該アールエイチ信号分析の各周波数バンドに対して、それぞれのモジュール305₀乃至305_M内でその調波がこのバンドのエネルギーの大部分に対応する基本周波数バンド（モジュール302₀乃至302_N から）を決定する。この過程の関連するロジックは又該アールエイチ信号が如何に発生されたかに依存する。かくして、例えば、もしアールエイチ信号が第２及び第３調波だけを含んでいれば、該アールエイチ信号バンドの各々のエネルギーは該バンドの周波数より２分の１倍か３分の１倍低い周波数の基本バンドから成ったものでなければならない。この場合該アールエイチ信号バンドの幾つかに関して１つのエルエフ信号バンドの第２調波でありそしてもう１つの第３調波でもある曖昧さに関する可能性がある。かかる場合、大部分のエネルギーを含んでいる基本バンドを選択する。（ｄ）モジュール304₀乃至304_M及び302₀乃至302_Nの間の対応を決定したので、モジュール306₀乃至306_Mは耳の感度曲線に依って対応するモジュール間で該ラウドネスを整合させるために必要な利得を計算するよう適合される。換言すれば、該周波数（横座標）と該エスピーエル（縦座標）に依って該基本周波数バンドと組み合わされている該ラウドネスを図２グラフの中で確認し；該対応するモジュール304₀乃至304_Mで同じラウドネスを創るに必要な該エスピーエルエネルギーを決定し；そして該304₀乃至304_Mのエネルギーを前記必要エスピーエルエネルギーまで持って来るに必要な利得を決定する；（ｅ）エム個のラウドネス整合済み信号を得るためにそれぞれの乗算器307₀乃至307_Mの中で利得差を適用する；そして（ｆ）ピーエイ信号を得るために該エム個のラウドネス整合済み信号を合計する。ピーエイ信号発生器のもう１つの変型品を図３ｃに示す。この回路は該アールエイチ信号発生とラウドネス整合とを各周波数バンド内で行う。この例は又周波数のバンドに対する該近似残留伸長比RR(f,n)に対して得られた結果を使用する。この目的に向かって全入力信号から該エルエフ信号を分離した後、次の過程を実行する；（ａ）LF₀乃至LF_Mと呼称されるＭ＋１個の信号を得るために該エルエフ信号を周波数バンド310に分ける。（ｂ）対応するモジュール310₀乃至310_M内でLF₀乃至LF_Mに間するＭ＋１個のアールエイチ信号RH₀乃至RH_Mを発生する。該調波発生方法は前に知られているので、それぞれ信号LF₀乃至LF_MとRH₀乃至RH_Mとの間のエネルギー関係はは一般に知られている；（ｃ）該LF₀乃至LF_M信号の各々の該エネルギー311₀乃至311_Mを検出する（代わりに該検出は該RH₀乃至RH_M信号に関しなすことも出来る）；（ｄ）該RH₀乃至RH_M信号に適用されるべきそれぞれの利得312₀乃至312_Mを計算する。この計算は各それぞれのバンドに対するLF₀乃至LF_M及びRH₀乃至RH_M信号エネルギーの間の関係、そして該近似残留伸長比、RR(f,n)に関する演繹的な情報に基づいている。この利得は該最終結果が該RH₀乃至RH_M信号のラウドネスを該対応する各バンドの残留伸長比を通して該対応するLF₀乃至LF_M信号に整合させるように計算されるべきである；（ｅ）Ｍ個のラウドネスを整合された信号RH₀乃至RH_Mを得るためにそれぞれの積算器313₀乃至313_M内で該利得を適用する；（ｆ）該ピーエイ信号を得るために該ｍ個のラウドネスを整合された信号FH₀ 乃至FH_Mを合計する。今図３ｄ乃至ｇを見ると、心理音響学信号の発生のために音信号又はその部分を使用する多くの可能な変型品から４つを図解するブロック図が示されている。かくして、図３ｄに示すように、回路３１００はモジュール３１０３内の高周波フィルタとモジュール３１０４内の低周波フィルタに向けられる入力音信号３１０２を含んでいる。該低周波信号３１０３はモジュール３１０５内の該残留調波信号に向けられそして該最終高周波信号／低周波信号及び残留モニター信号はそれぞれの増幅器3106,3107及び3108に供給されるが、各増幅器はブロック３１０９内で最終出力信号３１１０を発生するために、もし望むならば、別個の利得値を有している。もう１つの限定しない例が図３ｅに示されているが、そこでは該低周波信号だけが該入力音信号から抜き出されている。しかしながら、この特別な実施例では、それぞれのモジュールで各々がフィルタされた別個のLF範囲から成っている（呼称されているLF1乃至LFnの唯２つが３２０２及び３２０４で示されている）。次いで該低周波信号はモジュール３２０６及び３２０８内の残留調波に向けられそして該結果は該出力３２１２を発生するために合計用モジュール３２０１内で該入力音信号と共に合計される。今図３ｆに示すもう１つの限定しない例を見ると、モジュール３３０２内で発生される該低周波信号はモジュール３３０４の該残留調波に向けられそして次いで該未処理の元の音信号がモジュール３３０６内で該残留調波信号に合計される。示されたこの実施例により、該元の低周波信号は捨てられる。もし望むならば、後者は次いで３３０８を通して高域フィルタ処理を受ける。今図３ｇを見ると、もう１つの限定しない例が示されているがそれはモジュール３４０８の該高周波信号は純粋な高周波信号をフィルタ処理しないがこの特別の実施例では、該音信号の該部分が低域棚上げフィルタにより得られるという事実以外は前の一つと似ている。当業者は上記４つの例が該出力信号を発生する手順の間に該音信号又はその部分を利用する広範な可能性を図解していることは容易に評価するであらう。図４は本発明のもう１つの実施例の心理音響学代替え信号発生器を図解しているブロック略図を図解している。図４は今までの従来のラウドネス分析器と比較して簡略化されている。該理由はそれが該調波発生過程と該ラウドネス整合を１つの簡単な回路内に組み合わせていることであるが、該回路はフィルタ、加算器、積算器、上方への圧縮器の様な基本的部品から成っている。該後者の手順は調波発生とラウドネス整合の過程に何等特定の要求を課していないことを図解している。全周波数範囲とその第ｎ次調波に適用される近似残留伸長比を得ることにより、そして更に該しめされた回路がその整合中に該調波を再帰的に発生するために、複雑なエネルギー／周波数解析は必要でない。事実、示されるように、１つの上方への圧縮比、そして２，３の簡単なフィルタで第２次、第３次又は第４次調波が該支配的の調波である場合にラウドネス整合用の（±１０％より狭い範囲内の）良い近似を提供する。当業者には良く知られているように、ここに説明した該デジタル回路は同じ結果を達成するための多くの可能な変化した物（アナログ、デジタル又はそれらの組み合わせ）の１つに過ぎない。図４の回路は有力として関心のある低周波信号、エルエフ信号（４１）を受けそして心理音響学的代替え信号、ピーエイ信号（４２）を発生する。該エルエフ信号は低周波f1..f2の範囲に亘り伸びそして該ピーエイ信号はもう１つの周波数f3の上へ伸びる。典型的には、しかし必ずしもそうでないが、f3=f 2である。f3が該範囲に入る多くの応用ではf1<f2<f3も又適用可能である。１２０Ｈｚより下で非効率的な低廉なスピーカーを向上させる特定の例では、該特定の周波数はf1=40Hz,f2=120Hz,f3=120Hzに設定される。かくして、この特定の例によれば、４０乃至１２０Ｈｚの間に主として存在する該エルエフ信号は大抵約１２０Ｈｚに存在するピーエイ信号により置き換えられる。回路の一般的説明前に説明したようにピーエイ信号は該エルエフ信号内の該周波数の調波を含むアールエイチ信号であるべきであり、そして該エルエフ信号に関して起因する該ラウドネス整合に従うべきである。示されるように、この回路は調波発生の過程とラウドネス整合との両者を１つの非線形の帰納的過程として集積する。該非線形の帰納的過程は図４の回路内の’フィードバックループ’（４３）として実施される。一般的に言って、該フィードバックループ内の該信号は該入力（４４）によって帰納的に掛け算され、かくして各該ループ通過に於いて高調波を発生する。該ループのフィードバックの利得は３つの部分から構成される：周波数に左右される利得は該フィードバック高域フィルタ（４５）により適用される。一定（＜１）利得は該フィルタに続く該減衰器（４６）で適用される。該’圧縮器制御ロジック’により制御される動的な利得。この動的な利得は位置（４９）で検出される該発生器最終出力信号のエネルギー包絡線に左右される。最後に出力高域フィルタ（５０）はどの周波数が該発生器の出力で許されるかを制御する。この特定の例ではこれは１２０Ｈｚより高い周波数である。該圧縮器が該出力高域フィルタの後で該信号により駆動されていることに注意すべきである。該帰納的フィードバックループの詳細な説明：（入力から’時計回りに’進む）乗算器（４４）、ここで該エルエフ信号（４１）（基本周波数を含んでいる）は該（遅延した）（５１）フィードバック信号により掛け算される。かくして該乗算の前に該フィードバック信号内の何れかの第Ｎ次調波から第（Ｎ＋１）次の調波を発生する。この乗算も又各調波と組み合わされるダイナミックレンジを固有的に伸張する効果を有する。後で説明するように、この伸張は望ましい残留伸張比をもたらすために利得（４７）内に補償される。該乗算（４４）のもう１つの副作用は’内部変調’と直流分の発生である。あとで説明するように、周波数f1より下に入るこの様な成分は該フィルタフィードバッック高域フィルタ（４５）により減衰される。ミクサ（加算器）（５２）−は該エルエフ信号を該フィードバックに注入しそして該フィードバックループを通して次の循環で成功裏に高調波を帰納的に発生するために該フィードバックループ内で該基本波を充分な強さに維持することを狙う。この加算器の後から該フィードバックの出力は該回路の残り部分へ渡される。高域フィルタ（４５）−カットオフ周波数=f1を有するフィードバック高域フィルタ。このフィルタは該フィードバック利得の周波数依存の部分を充たし、 f1より下の周波数（そして直流成分）が拡大するのを防止する。考慮する特定の例ではオクターブ当たり１２デシベルの勾配を有するフィルタ｛第２次のバトワス（Butteworth）の様な｝が満足すべき結果を提供することが分かった。図７はこのフィルタをグラフ式に示す。利得（４６）−高調波、特に第２グループに属するそれらを減衰させる割合を制御する。乗算器（４７）−該圧縮器（４８）からの制御信号を供給される。この乗算器は該フィードバックの利得の’動的な’部分を充たす。我々が各調波と組み合わされたダイナミックレンジをを実際的に制御するのはこの点である。換言すれば望ましい残留伸張比を高める。前に説明したように、各調波はその基本波に対し該’残留伸張比’だけ下方へ伸張されることが望ましい。一般に、該乗算器（４４）の効果は誇張された調波当たりの下方伸張比となりーこれは上方への圧縮を適用することにより乗算器（４７）により補償される。該フィードバック回路（４３）が帰納的過程として実現されるので、該制御信号に印加される該適当な上方への圧縮比の誘導は自明なことではない、それで下記に説明する。該制御信号はそれが主に該フィードバックループのエネルギー包絡線、即ちダイナミックレンジに影響するように本質的に公知のスムーズ化を経ることに注意すべきであるが、その周波数内容への影響は無視出来る程である。１サンプル遅延（５１）−がデジタルドメイン充足のために必要であるが、それは該デジタルドメインでのフィードバックループは少なくとも１サンプル遅延を要するからである。該エルエフ信号の周波数は該サンプル速度より著しく低く、この１サンプル遅延の影響は無視出来ることに注意すべきである。該フィードバック部分（４３）の要素を説明したが、回路の残りの要素を今度は説明する。出力高域フィルタ（５０）−加算機（５２）を経た後、該フィードバックループからの出力は該出力高域フィルタに供給される。この３２はf3（この特定の例では１２０Ｈｚ）より下の周波数要素を拒絶し該上方圧縮器ロジック（Upwards-Compressor Logic）、及び該出力乗算器（５３）の両者を供給する。下記で説明するように、このフィルタの影響は該上方圧縮器ロジックの適切な動作に非常に重要であるが、しかし又−この特定の例では−次ぎのスピーカーの不要な負荷を避けるのに役立っている。この特別な例では、−４０デシベル停止バンドリプルを有する第４次の楕円フィルタが満足すべきものであった。図８はこのフィルタをグラフ的に示す。乗算器（５３）−ここで該圧縮器からの制御信号は該発生器の出力に印加される。上方圧縮器（４８）−この回路は、もしその入力に（乗算器により）印加されると該入力信号の該エネルギー包絡線ダイナミックレンジ、（デシベルで表して）を典型的にはr<1.0である比’ｒ’で圧縮することになる制御信号を計算する。該制御信号は該フィードバック利得とそして該発生器の最終出力との両者に印加されることに注意すべきである。該上方圧縮器への入力は高域フィルタ（５０）から供給されるので、f3より上の該アールエイチ信号が測定され、該フィードバックループ信号内にあるより低い周波数を含んではいない。原理てきに該制御信号は：Ｃ(t)＝(E(t)^(r+1) ここでＥ(t)は入力信号の（時間変化する）エネルギー包絡線である。従って該信号Ｃ(t)・入力は包絡線Ｅ(t)^rを有する。該デジタル又はアナログのドメインで圧縮器を用意するには種々の方法があり、該方法は当業者には一般に公知である。図５は上方圧縮器の概念的実施法を示す。かくして本質的に公知の包絡線検出器（下記参照）を有する該入力の包絡線’ E(t)’が検出される。該乗算係数信号は次ぎの様に計算されるが、即ちもし該入力が’C(t)’を掛けられるとその変型された包絡線は元の包絡線（デシベルで表した）のダイナミックレンジ’r’倍したものを有する。かくしてC(t)＝(E(t)^(r-1))そしてE(t)・C(t)=E(t)^rであるデシベルは振幅の対数を付け加えることを含むので下記方程式が」得られる： log(E(t)・C(t))=log(E(t)^r)=r・log(e(t)) 従って、比ｒでダイナミックレンジ（デシベルでの）を伸長することは該エネルギー包絡線をr乗して引き上げることと等価である。該’C(t)’信号を発生したのでそれによりスムーズな、ゆっくり変化する関数を得るためにそれは本質的に公知のスムーズ化を受けるが、それがもう１つの信号を掛けられた時周波数内容へのその影響は無視出来る。図６に、特定のデジタルのドメインの充足法が示されている。当業者には公知のように、デジタルドメインでの上方圧縮器を充足するには種々の可能な方法がある。次ぎに示すのはこの特定の例に適合する簡単な充足の例である。この例では信号’C(n)’の計算は入力In(n)の有理関数により関数’X^(r-1)’ への近似を通して行われるが、すなわち；この後者の充足法は一度に幾つかの目標をもたらすが：すなわち包絡線検出、過剰利得防護そして最初のスムーズ化である。包絡線検出−簡単な包絡線検出器はスムーズ化ネットワークが後に続く全波整流により充足されることが多い。該有理関数は’In(n)’の偶数乗だけを含むので、該入力を最初に整流する必要は無い。過剰利得防護−r<1に対する該関数Ｘ^(r-1)はＸが０．０に近いと非常に大きい値を持つことが出来る。次のスムーズ化段階がゼロでない応答時間を有するのでゼロからゼロでない値までの該信号の急速な立ち上がりは非常に高い利得に曝されねばならない。より高い値の信号へのこの高利得の印加を防止するために、次のスムーズ化段階の着手する応答時間は急速である必要がある。しかしながらこれは余りに高い周波数内容を有する制御信号となり、そして制御信号は該包絡線だけでなく、それにより制御される他の信号の周波数内容にも影響する。考慮された近似される関数では、０．０に近い利得はb0/a0により制限された。初期スムーズ化−r<1に対する関数Ｘ^(r-1)は０の付近に不連続がある。この不連続は又該信号’C(n)’に高周波数を導入する。これは次ぎの段階で過剰なスムーズ化により対処出来るが−それは上記で説明したように最初の着手用の急速応答の必要性と軋轢を生ずる（該関数Ｘ^(r-1)をそれがあるように使ったと仮定して）。該提案された近似関数は完全に連続であり、そのためより高くない周波数を有する制御信号を発生し、そして次のスムーズ化段階はドラスチックなものである必要がない。該関数Ｘ^(r-1)のグラフ表示と我々の近似が図９に示されている。 r=0.7649の場合に対し、そして b0=0.02355287194791 b1=3.085399555809164e+002 b2=4.325457101218826e+003 a0=0.00510207976355 a1=1.401935898337816e+002 a2=4.493821917758144e+003 該発生回路の構造を詳細に説明して来たが、今度はその動作を説明し、そして特に該調波が展開される仕方、そして如何にそのダイナミックレンジが、勿論、該残留伸長比RRを参照して制御されるかを説明する。該入力は２つの時間に依存する部分として表されるが、すなわち In(n)=E(n)・F(n) ここでE(n)はエネルギー包絡線、そしてF(n)は該周波数内容である。E(n)はF( n)よりゆっくり変化する。かくして、乗算器（４４）内での該入力のそれ自身との掛け算の結果は下記である： In・In=E²・F² E²はＥに対しr=2の比で伸長されたダイナミックレンジを有する。そしてF²はＦの第２次高調波、フィードバックループの高域フィルタでフィルタして外される直流及び低周波成分、そして無視出来る高周波数内部変調での発生成分を含んでいる。該回路が最初に１サンプル遅延は０を含み、そして制御信号は１．０であるよう賦活されていると仮定すると、該フィードバックループ信号はそれぞれのミクサ（５２）出力で利得（４７）を発生するが出力（４２）を今度は説明する。該上方圧縮器はその入力で該’主’成分に主に影響されることも注意さべきである。かくして、−１２デシベルより低いそして該’主’成分より下の成分は該圧縮器の制御信号に少ししか貢献しない。この説明と更に該圧縮器は該出力高域フィルタ（５０）から供給されることを考えると、その周波数が該出力高域フィルタのカットオフ周波数より上である第１高調波は、一旦存在すると、ピーエイ信号の主成分となり、そしてかくして該制御信号の取得での主な要素である。２つの場合が考えられるが：１つの場合は該主成分が該入力信号からの幾つかの周波数の第２調波である場合であり、もう１つの場合はそれが第３調波の場合である。我々の特定の例では、もし該入力の主成分が６０Ｈｚの上の周波数である（従ってその第２調波は１２０Ｈｚの上になる）ならば第１の場合に関係しそして第２の場合は４０と６０Ｈｚの間の周波数（そこではその第２調波は１２０Ｈｚの下であるが第３調波は１２０Ｈｚを越える）に対するものである。簡単化のため、次の説明ではg=1とする（ｇは該固定のフィードバックループの利得である）。第２調波が主な調波である定常状態では、それはミクサ（５２）の後では該第２調波の該伸長比であるｘの或る値に対して下記の形を取る： E^x・F²+E・F 出力高域フィルタの後では、E^x・F²は主成分であり、そして従って該圧縮器制御信号は下記となる： CS=E^x・(r-1) 従ってCSを掛けた後は、該１サンプル遅延に於いて我々は下記を得る： CS・(E^x・F²+E・F)＝(E^x・r・F²)＋(E^x・(r-1)+1・F) 下記該乗算器（４４）での該基本成分(E^x・(r-1)+1・F)は今度は第２調波であり、すなわち： (E^x=E^{x・(r-1)+I+1}・F²); 定常状態の解は次ぎのようになる： E^x=E^{x・(r-1)+I+1}； x=x(r-1)+2；今、もし該ミクサ（５２）の後の第２調波（すなわちE^x・F²）が主要項であれば、CS（４９）に依る乗算の後下記の最終出力が得られる： E^x・r・F²；そこでｘ・ｒが出力に於ける第２調波の伸長比であり、そしてこれは上記（表１）で詳細に説明したように該第２調波用残留伸長比約１．３４に等しく設定されるべきである。 x・r=1.34；そしてに対して我々は： ;r=0.802を得る。今、第３調波が主要調波であり、すなわち第１調波が１２０Ｈｚを越える第２の場合に戻ると、我々は上記（表１）詳細に説明したように第３調波に対する残留伸長比はｔ次ぎのようにあるべきである：x・r=1.74。第２調波の場合及び第３調波の場合に対する圧縮比’ｒ’の解は非常に近接している。もし我々が第３調波の方程式に対しr=0.802を使用すかくして、第２又は第３調波が主要調波である両方の場合に約０．８の１つの一定の上方圧縮比が正しい残留伸長比と成り得る。上記の近似解析では、上方圧縮による該制御信号の取得への該主要調波以外のものの影響は無視した。実際には該他の−主要調波以外の−調波が該圧縮器により検出される包絡線に幾らか貢献しそして常に高調波があるのでその貢献は該主要調波のそれ自信によるものに比して該圧縮器への入力で該包絡線を伸長することになる。主観的聴取では０．７５乃至０．８付近の値が良い結果を生ずることが示されている。上記解析ではｇは値１を割り当てた。該主要調波に対しては利得の一定変化であり、該発生器の外部に対して補償出来る。より高い調波に対しては該調波の減衰比を制御することを示すことが出来る− それはより高い調波は該フィードバックループを通してのより多い循環を通して発生されるからである。そのため実際’g’はより高い（f3の上の第１調波より）調波がそれで減衰される比を制御することでピーエイ信号の感じられるタンバーを制御する方法として役立つ。 ’g’はフィードバックループの部分であるので、調波が減衰される割合は簡単にg^Nではなく、該フィードバックループ内で再帰的に印加される’上方圧縮’ によって馴らされる。従って第２グループの調波に入る調波を適切に減衰させるためにｇは１より小さい値に設定されるべきである。約g=0.3の値が充分であると分かった。図４乃至８の関する説明はラウドネス整合を実現するための残留伸長比手法に基づいてピーエイ信号発生器を実現するための実施例の多くの可能な変型品の１つを図解した。勿論同じ目的を得るための他のハードウエア／ソフトウエアも適用可能である。本発明は又図３ａ、３ｂ、３ｃで略図的に図解された他のラウドネス整合技術を含んでいる。図４乃至９に関する説明は精密なラウドネス整合（すなわち、第２調波が主要な場合は約１．３４、第３調波が主要な場合は約１．７４に該残留伸長比を選択する）を例示したが、これは決して必要条件を構成するものではないことは注意されるべきである。換言すれば、幾つかの応用では実質的に該ラウドネス整合属性を達成することでも充分である。従って、そして下記でより詳細に説明するように、上記比の約±５０％の範囲に入る伸長比（すなわち変型残留伸長比）も許容される。かくして上記説明で、関心のある低周波信号と心理音響学的代替え信号との間の該ラウドネス整合属性を達成するための原理と方法を説明した。それにより該ピーエイ信号のダイナミックレンジが該エルエフ信号に対し伸長されるべき近似された比を提示した。この近似残留伸長比”自然”比として引用される。次ぎに何故、実際に、比の範囲（すなわち該’自然’比付近の変型された比）が有用なそして望ましい結果を提供出来るを説明する。音のダイナミックレンジの意図的圧縮は次ぎの様なおくの実用的状態で望ましい：１．該音を運ぶメデイアが次ぎの様にダイナミックレンジに於いて技術的に限定されている：１．１ラジオ又はＴＶ伝送；１．２限定されたダイナミックレンジを有するテープカセット；１．３８ビットファイル式のマルチメディア等；２．音が比較的高い背景雑音の或る環境で再生される（べき）時で、その場合低いレベルの信号がマスクされる、例えば：２．１自動車の中；２．２商店街の中；２．３加工機械のある環境；又は３．特定的にバス音（低周波）に関して或る種のポップミュージックでは主観的’効果’として時々ダイナミックレンジの圧縮が望まれる。本発明の関連で、上記全ての例に対して、ピーエイ信号発生過程の部分として該ピーエイ信号の圧縮を行うことが出来るが−それは該エルエフ信号とピーエイ信号の間の異なる（自然とは別の）伸長比を印加することによるのみである。上記例では１．２の様な圧縮比を望むことが出来て、そしてかくして一般に、 RR(f,n)±50％の範囲に入る残留伸長比が本発明に含まれる。次ぎの請求項で請求項の過程を呼称するため使用されるアルフアベット文字は説明の便宜のためだけに含まれており、該過程の何等特別の動作順序を必ずしも意味しいない。本発明は或る程度の特殊性を以て説明されているが、種々の変型や変更も次ぎの請求項に定義された本発明の範囲と精神を離れること無くなされるかも知れないことは理解されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．音信号の疑似低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法に於いて、（Ｉ）音信号の少なくとも低周波信号（エルエフ信号）を供給する過程を具備しており、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びており、（II）該方法は又、該関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対して、調波列を有する残留調波信号を発生する過程を具備しており、前記調波列は、各基本周波数に関して発生されており、該基本周波数の調波の第１のグループの中からの少なくとも２つの連続する調波を含んでいる調波の第１グループを備えており、（III）該方法は更に、前記残留調波信号と前記エルエフ信号とのラウドネス整合属性を実質的に達成するように前記残留調波信号にラウドネス整合を適用する過程を具備することを特徴とする音信号の疑似エルエフピーエスを聴取者に伝えるための方法。２．請求項１の方法が更に、該音信号から少なくとも該低周波信号（エルエフ信号）を得る過程を具備することを特徴とする方法。３．請求項１の方法が更に、（IV）少なくとも前記残留調波信号と前記音信号又は前記音信号の部分を使用する心理音響学的代替え信号を発生する過程を具備することを特徴とする方法。４．請求項３の方法に於いて、前記音信号の前記部分は実質的に前記音信号上の高い周波数の信号であることを特徴とする方法。５．請求項１の方法が更に、さもなければ該心理音響学的代替え信号内に存在する直流（DC）成分を取り除く過程を具備することを特徴とする方法。６．請求項１の方法が更に、（Ｖ）前記心理音響学的代替え信号を得るように前記低周波範囲の信号又はその部分を合計する過程を具備することを特徴とする方法。７．請求項１の方法に於いて、前記基本周波数の少なくとも１つに関して発生された該調波列が更に、前記基本周波数の第１セットの調波に比較して著しく低いエネルギーを有する第２グループの調波を備えることを特徴とする方法。８．請求項１の方法に於いて、前記低周波信号は全てバス周波数範囲に含まれることを特徴とする方法。９．請求項１の方法に於いて、前記低周波は前記バス周波数範囲と部分的に重畳することを特徴とする方法。１０．聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるように音信号をオーディオ製作過程の部品として扱う方法が請求項１の（Ｉ）乃至（IV）の過程を具備することを特徴とする方法。１１．聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるように音信号を音信号放送過程の部品として扱う方法が請求項１の（Ｉ）乃至（IV）の過程を具備することを特徴とする方法。１２．聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるように音信号を音信号再生過程の部品として扱う方法が請求項１の（Ｉ）乃至（IV）の過程を具備することを特徴とする方法。１３．請求項１２の方法に於いて、前記再生過程が次ぎの部品、すなわち増幅器及び電気音響的変換器の少なくとも１つと組み合わされていることを特徴とする方法。１４．請求項１の方法に於いて、前記過程（III）で規定された前記ラウドネス整合過程が絶対ラウドネス整合であることを特徴とする方法。１５．音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法に於いて、（Ｉ）音信号の少なくとも低周波信号（エルエフ信号）を供給する過程を具備しており、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びており、（II）該方法は又、該関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対して、調波列を有する残留調波信号を発生する過程を具備しており、前記調波列は、各基本周波数に関して発生されており、該基本周波数の調波の第１セットの中からの少なくとも２つの連続する調波を含む調波の第１グループを備えており、（III）前記エルエフ信号上の前記残留調波信号の該ラウドネス整合属性を実質的に達成するようにラウドネス整合を前記残留調波信号に適用するが、それはＥ_h = Ef・RR’(f_f,N)＋K ここで：ｆ_f =前記エルエフ信号内の基本周波数Ｅ_f =前記エルエフ信号内の前記基本周波数のエネルギー（デシベル値での） RR’(ff,N) =RR(f,N)±50％、前に説明した該式によるffとその第Ｎ次調波の間の変型残留伸長比Ｎ =前記基本周波数の第Ｎ次調波、ｆ_cの上の該主要調波であるｆ_c =前記エルエフ信号の臨界周波数となるようにすることを特徴とする音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法。１６．音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための装置に於いて、音信号の少なくとも低周波信号（エルエフ信号）を供給出来る周波数ユニットを具備しており、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びており、該装置は又前記音信号の少なくとも低周波信号に応答する調波発生器を具備しており、該発生器は該関心のある低周波範囲内の各基本周波数に対して、調波の列を有する残留調波信号を発生することが出来るようになっており、前記調波の列は、各基本周波数に関して発生され、該基本周波数の調波の第１のセットの中からの少なくとも２つの連続する調波を有する調波の第１グループを備えており、該装置は更に前記調波発生器と接続されたラウドネス整合器を具備しており、該整合器は前記エルエフ信号上の前記残留調波信号の該ラウドネス整合属性を実質的に達成するように前記残留調波信号にラウドネス整合を適用することが出来ることを特徴とする音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための装置。１７．請求項１６の装置が更に、少なくとも前記残留調波信号と前記音信号又は前記音信号の部分とを使用する心理音響学的代替え信号を発生するための発生器を備えることを特徴とする装置。１８．請求項１７の装置に於いて、前記音信号の前記部分は実質的に前記音信号の該高い周波数の信号であることを特徴とする装置。１９．請求項１６の装置が更に、さもなければ該心理音響学的代替え信号内に存在する直流（ディーシー）成分を取り除くための直流（ディーシー）除去器を備えることを特徴とする装置。２０．請求項１６の装置が更に、前記心理音響学的代替え信号を得るように前記低周波範囲の信号又はその部分を合計するための第２の合計用ユニットを備えることを特徴とする装置。２１．請求項１６の装置に於いて、前記基本周波数の少なくとも１つに関して発生される調波列が、更に前記基本周波数の第１のセットの調波と比較して著しく低いエネルギーを有する調波の第２グループを含むことを特徴とする装置。２２．請求項１６の装置に於いて、前記低周波信号は全部バスの周波数範囲に含まれることを特徴とする装置。２３．請求項１６の装置に於いて、前記低周波信号は部分的に前記バスの周波数範囲に重畳することを特徴とする装置。２４．オーディオ製作システムで使用するために、聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるための請求項１６の装置。２５．音信号放送システムで使用するために、聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるための請求項１６の装置。２６．音信号再生システムで使用するために、聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるための請求項１６の装置。２７．音信号再生システムの増幅器で使用するために、聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるための請求項１６の装置。２８．音信号再生システムの電気音響的変換器で使用するために、聴取者に疑似エルエフピーエスを伝えるための請求項１６の装置。２９．請求項１６の装置に於いて、前記ラウドネス整合が絶対的ラウドネス整合であることを特徴とする装置。３０．音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法に於いて、（Ｉ）音信号の少なくとも低周波信号（エルエフ信号）を供給する過程を具備しており、該エルエフ信号は関心のある低周波範囲上に伸びており、（II）該方法は又前記少なくともエルエフ信号の調波を発生する過程を具備しており、それは該調波が前記少なくともエルエフ信号により達成されるよう意図されたと同じラウドネスレベルを実質的にもたらすようにするためであることを特徴とする音信号の疑似的低周波心理音響学的感覚（疑似エルエフピーエス）を聴取者に伝えるための方法。３１．請求項３０の方法に於いて、前記調波は該エルエフ信号の調波の第１のグループの中から選択された少なくとも２つの連続する調波を含むことを特徴とする方法。