JP4923939B2

JP4923939B2 - オーディオ再生装置

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Publication number: JP4923939B2
Application number: JP2006283533A
Authority: JP
Inventors: 大志村; 太郎仲上; 一敦大栗
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2006-10-18
Filing date: 2006-10-18
Publication date: 2012-04-25
Anticipated expiration: 2026-10-18
Also published as: CN101166019A; EP1915027A1; US20080130915A1; US8000824B2; DE602007009461D1; EP1915027B1; CN101166019B; JP2008103880A

Description

この発明は、オーディオ再生装置に関する。

いわゆるミニコンポや薄型のテレビなどでは、口径の小さいスピーカが使用されているが、そのスピーカを収納しているエンクロージャ（スピーカボックス）の容積も小さい傾向にある。このため、スピーカの共振周波数ｆ0が100Hz程度あるいはそれ以上に高くなっている。

そして、一般に、スピーカに共振周波数ｆ0以下のオーディオ信号を供給すると、周波数が低くなるにつれて基本波成分の出力音圧が次第に低下していくとともに、歪み成分（高調波成分）が急速に増加していく傾向がある。

したがって、上記のような口径の小さいスピーカを使用したオーディオ機器では、スピーカの共振周波数ｆ0以下の低音を十分に再生することができない。

ところで、楽器の音は、基音とその倍音とから構成され、その割り合いが音色を決定している。そして、人間の聴感は、基音が出力されていなくても、その倍音が出力されていれば、あたかもその基音が出力されているかのように知覚することが、心理音響的に実証されている。

そこで、そのような知覚特性を利用して低音感が得られるようにしたオーディオ装置が考えられている。図１３は、そのようなオーディオ装置の一例を示すもので、符号５が低音感の改善の対象となるスピーカである。

そして、オーディオ信号Ｓ1が、入力端子１を通じてハイパスフィルタ２に供給されて図１４Ａに示すように、スピーカ５の共振周波数ｆ0以上の中高域成分Ｓ2が取り出され、この中高域成分Ｓ2が加算回路３に供給される。また、入力端子１のオーディオ信号Ｓ1がバンドパスフィルタ７に供給されて図１４Ｂに示すように、周波数帯域ｆ0／２〜ｆ0に含まれる低域成分Ｓ7が取り出され、この低域成分Ｓ7がピッチシフト回路８に供給される。

このピッチシフト回路８は、これに供給された低域成分Ｓ7の周波数を２倍に逓倍するものであり、したがって、ピッチシフト回路８からは、図１４Ｃに示すように、周波数がｆ0〜２ｆ0の逓倍波成分Ｓ8、すなわち、倍音成分Ｓ8が出力される。

そして、この倍音成分Ｓ8が加算回路３に供給されて中高域成分Ｓ2に加算され、加算回路３からは図１４Ｄに示すように、低域成分Ｓ7の倍音成分Ｓ8が増強されたオーディオ信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3がパワーアンプ４を通じてスピーカ５に供給される。したがって、スピーカ５からは、図１４Ｄに示すような周波数特性の音響出力、すなわち、低域成分Ｓ7の倍音成分Ｓ8が増強された音響が出力される。

そして、この場合、スピーカ５からは、低域成分Ｓ7の音響は出力されないが、この低域成分Ｓ7が基音成分に対応するとともに、その倍音成分Ｓ8の音響が出力されるので、上述のように、リスナには低域成分Ｓ7の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ５が小口径であっても、低音感を得ることができる。

なお、一般的には、低域成分Ｓ7を逓倍処理して倍音成分Ｓ5を生成した場合、その倍音成分Ｓ8の周波数が200Hz程度以下であれば、聴感上違和感を感じないとされている。

先行技術文献として例えば以下のものがある。
特開平８−２１３８６２号公報

ところが、上述のオーディオ再生装置の場合、倍音成分Ｓ8は、低域成分Ｓ7の高調波歪み成分と類似する成分でもある。このため、低音感を強めるために倍音成分Ｓ8を増やすと、歪み感が強くなってしまい、逆に、歪み感を弱めるために倍音成分Ｓ8を減らすと、低音感が弱くなってしまう。つまり、低音感と歪み感とがトレードオフの関係にある。

この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。

この発明においては、
Ｎ＝２^ｎ
ただし、ｎ＝１〜６の整数
ｆ0：スピーカの共振周波数
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない周波数の上限値
とするとき、
オーディオ信号から上記共振周波数ｆ0以上の中高域成分を取り出すハイパスフィルタと、
上記オーディオ信号から、周波数が帯域ｆ0／Ｎ〜ｆ1／Ｎに含まれる低域成分をそれぞれ取り出すｎ個のバンドパスフィルタと、
このｎ個のバンドパスフィルタの出力のそれぞれをＮ逓倍してＮ倍の倍音成分を形成するｎ個のピッチシフト回路と、
上記倍音成分が供給されてそのレベルを動的に制御する利得制御回路と、
この利得制御回路の入力レベルを検出するレベル検出回路と、
上記ハイパスフィルタにより取り出された中高域成分と、上記利得制御回路から出力される上記倍音成分とを加算する加算回路と
を有し、
上記利得制御回路において上記レベル検出回路の検出出力により上記倍音成分のレベルを動的に制御するとともに、
上記加算回路の出力信号を上記スピーカに供給する
ようにしたオーディオ再生装置
とするものである。

この発明によれば、オーディオ信号の低域成分の周波数がスピーカの共振周波数ｆ0より低い場合には、その低域成分の倍音成分の音響を出力するようにしているので、この倍音成分により低音感を得ることができる。また、倍音成分を出力するとき、そのレベルを動的に変化させているので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を軽減することができる。

〔１〕第１の例
図１は、この発明の第１の実施例を示すもので、符号５が低音感の改善の対象となる口径の小さいスピーカである。なお、ここで、
ｆ0：スピーカ５の共振周波数。この例では、100Hz付近あるいはそれ以下。
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない上限の周波数（逓倍結果の信号の周波数）。一般には200Hz程度。
とする。この例においては、ｆ0＝ｆ1／２（あるいはｆ0≦ｆ1／２）とする。また、２チャンネルステレオやマルチチャンネルステレオの場合には、各チャンネルを図１の構成とすることができる。

そして、オーディオ信号Ｓ1が、入力端子１を通じてハイパスフィルタ２に供給されて図２Ａに実線で示すように、スピーカ５の共振周波数ｆ0以上の中高域成分Ｓ2が取り出され、この中高域成分Ｓ2が加算回路３に供給される。また、通過帯域が周波数ｆ0〜ｆ1、この例においては、100Hz〜200Hzのバンドパスフィルタ１１が設けられ、入力端子１からのオーディオ信号Ｓ1が、このバンドパスフィルタ１１に供給されて図２Ａに破線で示すように、周波数帯域がｆ0〜ｆ1の低域成分Ｓ11が取り出され、この低域成分Ｓ11がアッテネータ回路１３を通じて加算回路３に供給される。

さらに、通過帯域が周波数ｆ0／２〜ｆ1／２、この例においては、50Hz〜100Hzのバンドパスフィルタ２１が設けられ、入力端子１からのオーディオ信号Ｓ1が、このバンドパスフィルタ２１に供給されて図２Ｂに示すように、周波数がｆ0／２〜ｆ1／２の低域成分Ｓ21が取り出され、この低域成分Ｓ21がピッチシフト回路２２に供給される。

このピッチシフト回路２２は、その一例を後述するが、これに供給された低域成分Ｓ21の周波数を２倍に逓倍するものであり、したがって、ピッチシフト回路２２からは、図２Ｃに示すように、２倍の周波数の倍音成分Ｓ22、すなわち、周波数がｆ0〜ｆ1の倍音成分Ｓ22が出力される。そして、この２倍の倍音成分Ｓ22が後述する利得制御回路２３に供給されてレベルの制御された倍音成分Ｓ23とされ、この倍音成分Ｓ23が加算回路３に供給される。

こうして、加算回路３からは、図２Ｄに示すように、中高域成分Ｓ2に、低域成分Ｓ11と、２倍の倍音成分Ｓ22とが所定の割り合いで加算されたオーディオ信号Ｓ3が取り出される。そして、この加算信号Ｓ3がパワーアンプ４を通じてスピーカ５に供給される。

この発明においては、以上に加えてさらに次のように構成される。すなわち、上記のように利得制御回路２３が設けられるとともに、ピッチシフト回路２２から出力される倍音成分Ｓ22がレベル検出回路７１に供給され、例えば図３に示すように、倍音成分Ｓ22の１サイクル期間、すなわち、例えば、極性が負から正に反転する時点から、次に負から正に反転する時点までの期間Ｔxを１サイクル期間とし、この１サイクル期間Ｔxにおけるピークレベル（絶対値）Ｖ22が検出され、この検出信号Ｓ71が利得制御回路２３にその利得の制御信号として供給される。

図４は、利得制御回路２３の制御特性の一例を示すもので、横軸は、利得制御回路２３に供給される倍音成分Ｓ22の入力レベル、すなわち、検出信号Ｓ71が検出した１サイクル期間Ｔxにおける倍音成分Ｓ22のピークレベルＶ22を示し、縦軸は、利得制御回路２３から出力される倍音成分Ｓ23の出力レベルＶ23を示す。なお、破線Ｂは、ピークレベルＶ22（入力レベル）にかかわらず利得が１倍の場合の特性を、参考のために示す。

そして、
ＶLM：あらかじめ設定された所定の上限値
ＶTH：あらかじめ設定された所定のスレッショールドレベル
ただし、ＶLM＞ＶTH
とすると、利得制御回路２３の制御特性は折れ線の特性Ａで示され、
Ｖ22≧ＶLMのとき、Ｖ23＝ＶMAXに制限する。
Ｖ22＜ＶLMのとき、レベルＶ23はレベルＶ22にリニアに比例する。
ＶTH＜Ｖ22＜ＶLMのとき、利得は１倍よりも大きい。
Ｖ22＝ＶTHのとき、利得は１倍となる。
Ｖ22＜ＶTHのとき、利得は１倍よりも小さい。
とされている。

そして、倍音成分Ｓ22は、１サイクル期間Ｔxごとに、検出信号Ｓ71および制御特性Ａにしたがってレベルが制御され、倍音成分Ｓ23とされる。なお、１サイクル期間Ｔxが終了するまでは、その１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22を知ることはできないが、以下においては、簡単のため、１サイクル期間Ｔxの開始時に、その１サイクル期間ＴxおけるピークレベルＶ22を検出できるものとする。なお、このような検出および制御を実現するには、レベル制御される倍音成分Ｓ22をあらかじめ遅延させておき、対応する検出信号Ｓ71と同期させればよい。

このような構成によれば、入力端子１にオーディオ信号Ｓ1が供給されると、ピッチシフト回路２２により低域成分Ｓ21の２倍の倍音成分Ｓ22が形成されるとともに、この倍音成分Ｓ22が利得制御回路２３によりレベルが制御された倍音成分Ｓ23とされ、この倍音成分Ｓ23と低域成分Ｓ11とが、加算回路３において、中高域成分Ｓ2に加算される。したがって、加算回路３からは、図２Ｄに示すような周波数特性のオーディオ信号Ｓ3が出力されるが、この信号Ｓ3がスピーカ５に供給され、その音響が出力される。

そして、この場合、スピーカ５からは共振周波数ｆ0以下の基音成分の音響はほとんど出力されないが、低域成分Ｓ21（図２Ｂ）の倍音成分Ｓ22の音響が出力されるので、上述のように、リスナには共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ５が小口径であっても、低音感を得ることができる。

また、利得制御回路２３が図４に示すような制御特性を有するので、出力される倍音成分Ｓ23の波形（レベル）は、図３に破線に示すようになる。すなわち、倍音成分Ｓ22のある１サイクル期間ＴxのピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも小さいときには、図４に矢印Ｃにより示すように、倍音成分Ｓ23の出力レベルＶ23は、本来の大きさよりも小さくなる。また、倍音成分Ｓ22のある１サイクル期間ＴxのピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも大きいときには、図４に矢印Ｄにより示すように、倍音成分Ｓ23の出力レベルＶ23は本来の大きさよりも大きくなる。

したがって、利得制御回路２３から出力される倍音成分Ｓ23のレベル（波形）Ｖ23は、図３に破線により示すように、ピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも小さい１サイクル期間Ｔxでは、より小さくなり、逆にピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも大きい１サイクル期間Ｔxでは、より大きくなる。こうして、倍音成分Ｓ23は、レベルが動的に変化するので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を抑えることができる。

また、図２Ａ、Ｄにも示すように、もとの入力オーディオ信号Ｓ1に含まれる低域成分Ｓ11も増強しているので、低音感を自然なものとすることができる。

〔２〕第２の例
図５は、この発明の第２の実施例を示すもので、この例においては、より有効に低音感が得られるようにした場合である。すなわち、図６Ａ（図２Ａと同じ）にも示すように、図１の装置と同様、入力オーディオ信号Ｓ1から中高域成分Ｓ2および低域成分Ｓ11が取り出され、加算回路３に供給される。

また、入力オーディオ信号Ｓ1が、バンドパスフィルタ２１に供給されて図６Ｂに破線で示すように、周波数がｆ0／２〜ｆ1／２の低域成分Ｓ21が取り出され、この低域成分Ｓ21がピッチシフト回路２２に供給され、ピッチシフト回路２２からは、図６Ｂに実線で示すように、２倍の周波数の倍音成分Ｓ22、すなわち、周波数がｆ0〜ｆ1の倍音成分Ｓ22が取り出される。

さらに、入力オーディオ信号Ｓ1が、バンドパスフィルタ４１に供給されて図６Ｂに破線で示すように、周波数がｆ0／４〜ｆ1／４の低域成分Ｓ41が取り出され、この低域成分Ｓ41がピッチシフト回路４２に供給され、ピッチシフト回路４２からは、図６Ｂに実線で示すように、４倍の周波数の倍音成分Ｓ42、すなわち、周波数がｆ0〜ｆ1の倍音成分Ｓ42が取り出される。

そして、ピッチシフト回路２２からの倍音成分Ｓ22と、ピッチシフト回路４２からの倍音成分Ｓ42とが加算回路２４に供給され、加算回路２４からは図６Ｃに示すように、倍音成分Ｓ22、Ｓ42を有する倍音成分Ｓ24が取り出される。そして、この倍音成分Ｓ24が利得制御回路２３を通じて加算回路３に供給され、加算回路３からは、図６Ｄに示すように、中高域成分Ｓ2に、低域成分Ｓ11と、２倍の倍音成分Ｓ22と、４倍の倍音成分Ｓ42とが所定の割り合いで加算されたオーディオ信号Ｓ3が取り出される。そして、この加算信号Ｓ3がパワーアンプ４を通じてスピーカ５に供給される。

さらに、この場合、加算回路２４から出力される倍音成分Ｓ24が利得制御回路２３に供給されるとともに、レベル検出回路７１に供給され、倍音成分Ｓ24の１サイクル期間Ｔxごとに、その１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22が検出され、この検出信号Ｓ71が利得制御回路２３にその１サイクル期間Ｔxにおける利得の制御信号として供給される。

したがって、この例においては、図６Ｄに示すような周波数特性のオーディオ信号Ｓ3がスピーカ５に供給されるので、スピーカ５からは共振周波数ｆ0以下の基音成分の音響がほとんど出力されないが、２倍の倍音成分Ｓ22および４倍の倍音成分Ｓ42の音響が出力されるので、リスナには共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ５が小口径であっても、低音感を得ることができる。

また、利得制御回路２３から出力される倍音成分Ｓ23のレベル（波形）Ｖ23は、図３に破線により示すように、ピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも小さい１サイクル期間Ｔxでは、より小さくなり、逆にピークレベルＶ22がスレッショールドレベルＶTHよりも大きい１サイクル期間Ｔxでは、より大きくなる。

したがって、倍音成分Ｓ23は、そのレベルが動的に変化するので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を抑えることができる。

さらに、例えば図７Ａに示すように、低域成分Ｓ21（Ｓ41）の周波数が35Hzであれば、この低域成分Ｓ21から２倍の周波数の倍音成分Ｓ22（破線図示）を形成しても、その周波数は70Hzであり、スピーカ５により再生することはできない。

しかし、図５の装置においては、低域成分Ｓ21（Ｓ41）の周波数が35Hzであれば、この低域成分Ｓ21、すなわち、低域成分Ｓ41がバンドパスフィルタ４１を通じてピッチシフト回路４２に供給されて４倍の周波数140Hzの倍音成分Ｓ42（実線図示）が形成され、この倍音成分Ｓ42が加算回路２４に供給される。したがって、低域成分Ｓ21（Ｓ41）の周波数が35Hzであっても、その４倍の周波数の倍音成分Ｓ42により低域成分Ｓ21に対応する低音感を得ることができる。

また、例えば図７Ｂに示すように、低域成分Ｓ41（Ｓ21）の周波数が60Hzであれば、この低域成分Ｓ41から４倍の周波数の倍音成分Ｓ42（破線図示）を形成すると、その周波数は240Hzであり、倍音を付加するときの上限周波数ｆ1（≒200Hz）を越えているので、この倍音成分Ｓ42をスピーカ５に供給すると違和感を与える音響となってしまう。

しかし、図５の装置においては、低域成分Ｓ41（Ｓ21）の周波数が60Hzであれば、この低域成分Ｓ41、すなわち、低域成分Ｓ21はバンドパスフィルタ２１を通じてピッチシフト回路２２に供給されて２倍の周波数120Hzの倍音成分Ｓ22（実線図示）とされ、この倍音成分Ｓ22が加算回路２４に供給される。したがって、低域成分Ｓ41（Ｓ21）の周波数が60Hzであっても、その２倍の周波数の倍音成分Ｓ22により低域成分Ｓ41に対応する低音感を得ることができる。

〔３〕第３の例
図８は、この発明の第３の実施例を示すもので、ｆ0＞ｆ1／２であっても、有効に低音感が得られるようにした場合である。すなわち、図５の装置と同様、入力オーディオ信号Ｓ1から中高域成分Ｓ2および低域成分Ｓ11が取り出され、加算回路３に供給される。

また、図５の装置と同様、バンドパスフィルタ２１、４１、ピッチシフト回路２２、４２および加算回路２４により、図９Ａ（図６Ｃと同じ）に示すように、２倍および４倍の倍音成分Ｓ22、Ｓ42が加算された倍音成分Ｓ24が形成され、この倍音成分Ｓ24が、ローパスフィルタ２５に供給される。このローパスフィルタ２５は、図９Ｂに例えば曲線Ｆ25により示すように、共振周波数ｆ0付近をカットオフ周波数とし、上限周波数ｆ1では入力信号成分をほぼ遮断する周波数特性を有するものである。

したがって、ローパスフィルタ２５からは、倍音成分Ｓ24のうち、違和感を与えない２倍および４倍の倍音成分Ｓ25（ハッチング部分）が出力される。そして、この倍音成分Ｓ25が、利得制御回路２３を通じて加算回路３に供給されるとともに、レベル検出回路７１に供給され、倍音成分Ｓ25の１サイクル期間Ｔxごとに、その１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22が検出され、この検出信号Ｓ71が利得制御回路２３にその１サイクル期間Ｔxにおける利得の制御信号として供給される。

このような構成によれば、図５の装置と同様、ピッチシフト回路２２、４２により低域成分Ｓ21あるいはＳ41の２倍あるいは４倍の周波数の倍音成分Ｓ22あるいはＳ42が形成され、これがオーディオ信号Ｓ2に付加されるので、上述のように、スピーカ５からは共振周波数ｆ0以下の音響が出力されているかのように知覚され、したがって、スピーカ５が小口径であっても、低音感を得ることができる。

そして、この場合、加算回路３において、中高域成分Ｓ2に２倍および４倍の倍音成分Ｓ23が加算されるが、この倍音成分Ｓ23は、ローパスフィルタ２５により上限周波数ｆ1に近づくにつれてレベルが小さくされているので、例え倍音成分Ｓ24に上限周波数ｆ1を越えるような信号成分が含まれていても、倍音成分Ｓ23には含まれない。この結果、例えばｆ0＞ｆ1／２であっても、違和感を与えるこなく、低音感を得ることができる。

〔４〕ピッチシフト回路２２、４２の例
低域成分Ｓ21、Ｓ41の２倍あるいは４倍の周波数の倍音成分Ｓ22、Ｓ42は、例えば図１０に示すような方法により形成することができる。すなわち、今、図１０Ａに示すように、正弦波信号ＳAの１サイクルにＤ／Ａ変換できるデジタルデータＤAが、メモリに保存されているとする。なお、記号●は、そのサンプル点を示す。また、期間ＴAは、その正弦波信号ＳAの１サイクル期間、期間１／ｆcは１サンプル期間とする。

そして、このデジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで１サンプルずつ順に読み出せば、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの１サイクルを得ることができる。

また、デジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、図１０Ｂに示すように、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、２番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、その読み出しを２回繰り返すとき、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの２倍の周波数の正弦波信号ＳBを２サイクル得ることができる。つまり、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの２倍の周波数の倍音成分ＳBを得ることができる。

さらに、デジタルデータＤAをメモリから読み出す場合、図１０Ｃに示すように、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、４番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、その読み出しを４回繰り返すと、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの４倍の周波数の正弦波信号ＳCを４サイクル得ることができる。つまり、期間ＴAに、正弦波信号ＳAの４倍の周波数の倍音成分ＳCを得ることができる。

したがって、ピッチシフト回路２２（および４２）は、例えば図１１に示すように構成することができる。すなわち、図１１において、符号２２Ｍは例えばリングバッファにより構成されて実質的に十分な大きさのアドレス（容量）を有するメモリ回路を示す。また、低域成分Ｓ21が例えば図１２Ａに示すような波形であり、これをＡ／Ｄ変換した信号がデジタルデータＤ21であり、そのサンプリング周波数（クロック周波数）はｆcであるとする。

さらに、このデジタルデータＤ21（低域成分Ｓ21）の極性が、例えば負から正に反転する時点を、時点ｔxとする。また、ある時点ｔxからその次の時点ｔxまでの期間、すなわち、低域成分Ｓ21の１サイクル期間を、期間Ｔxとする。

そして、図１１において、デジタルデータＤ21が入力端子２２Ａを通じてメモリ回路２２Ｍに供給され、図１２Ａに示すように、デジタルデータＤ21は、その１サンプル分ごとにメモリ回路２２Ｍの各アドレスに順に書き込まれていく。したがって、図１２の期間Ｔxが図１０の期間ＴAに対応し、図１２Ａは図１０Ａに対応する。

また、この書き込みと同時に、メモリ２２から、１つ前の期間Ｔxにメモリ２２に書き込まれたデジタルデータＤ21が読み出される。図１２では、簡単のため、書き込み側の期間Ｔxと、読み出し側の期間Ｔxとが同一であるとしている。

このメモリ２２からの読み出しは、図１０Ｂと同様に実行されるものであり、すなわち、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、２番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すものである。また、期間Ｔxに、その読み出しを２回繰り返すものである。したがって、この読み出したデジタルデータＤ22をＤ／Ａ変換すれば、もとの低域成分Ｓ21の２倍の周波数の倍音成分Ｓ22を得ることができる。

さらに、低域成分Ｓ41についても、同様にＡ／Ｄ変換してメモリに書き込み、図１０Ｃと同様に読み出せば、すなわち、書き込み時と等しいクロック周波数ｆcで、４番地につき１番地の割り合いで間引いて読み出すとともに、期間Ｔxにその読み出しを４回繰り返せば、その読み出したデジタルデータをＤ／Ａ変換したとき、もとの低域成分Ｓ41の４倍の周波数の倍音成分Ｓ42を得ることができる。

〔５〕まとめ
上述の装置によれば、低域成分Ｓ21の周波数がスピーカ５の共振周波数ｆ0より低い場合でも、ピッチシフト回路２２によりスピーカ５の共振周波数ｆ0よりも高い周波数の倍音成分Ｓ22を形成し、これを中高域成分Ｓ2に付加してスピーカ５に供給するようにしているので、スピーカ５の口径が小さくても低音感を得ることができる。

しかも、その場合、逓倍成分Ｓ22のレベルを、そのレベルにしたがって例えば図３に示すように動的に変化させているので、メリハリのある低音感を得ることができるとともに、歪み感を軽減することができる。

さらに、低域成分Ｓ21を逓倍するとき、その逓倍結果の倍音成分が、スピーカ５の共振周波数ｆ0と、上限周波数ｆ1との間の帯域に収まるように、２逓倍あるいは４逓倍としているので、低音感に違和感を生じることがない。

また、例えば３倍の周波数の倍音成分は、もとの基音成分に対してオクターブの関係にないので、違和感を与えてしまうが、２倍あるいは４倍の周波数の倍音成分は、もとの基本波成分に対して１オクターブあるいは２オクターブ高い周波数の関係にあり、再生音に違和感を与えることがない。

〔６〕その他
上述においては、レベル検出回路が、１サイクル期間ＴxにおけるピークレベルＶ22を検出し、その１サイクル期間Ｔxに対する利得を制御したが、１サイクル期間Ｔxにおける平均レベルを検出し、その１サイクル期間Ｔxに対する利得を制御することもできる。あるいは検出回路７１に供給される逓倍成分の１サンプルごとにレベルを検出して、すなわち、エンベロープを検出して利得を制御することもできる。また、そのとき、アタックタイム、リリースタイムなどをスピーカ５の特性を考慮して設定することができる。

さらに、利得制御回路２３の制御特性を図４とは逆にすることもでき、すなわち、
Ｖ22＞ＶTHのとき、利得は１倍よりも小さい。
Ｖ22＝ＶTHのとき、利得は１倍となる。
Ｖ22＜ＶTHのとき、利得は１倍よりも大きい。
とすることもでき、このようにする場合には、ＡＧＣのように作用するので、常に低音感を得ることができる。

また、上述において、入力オーディオ信号Ｓ1から出力オーディオ信号Ｓ3を得るまでの信号系は、実際には、ＤＳＰや専用のハードウェアを使用してデジタル処理により実現するので、例えば、ピッチシフト回路２２と利得制御回路２３とでメモリを共用したりすることができる。

また、上述においては、ピッチシフト回路２２が、図１０に示すように、入力された低域成分Ｄ21（Ｓ21）の１サイクルを単位（区切り）としてその単位ごとに２逓倍しているが、一定の期間を単位としてその単位ごとに２逓倍することもでき、その場合には、ある期間の波形の最後の部分と、次の期間の波形の最初の部分とが滑らかにつながるように処理することができる。

さらに、上述においては、周波数ｆ0をスピーカ５の共振周波数としたが、実際の製品においては、低音感を得たい周波数に対応して他の周波数に設定することもできる。また、ＣＤやＳＡＣＤなどでは、かなり低い周波数の低域成分が記録されている場合もあるので、これらの低域成分からも低音感を得る場合には、２倍および４倍の倍音成分に加えて、８倍、16倍、32倍などの倍音成分、すなわち、周波数が上限周波数ｆ1を越えない倍音成分であって、低音感を得たい低域成分のＮ倍（Ｎ＝２^ｎ。ｎ＝１〜６程度の整数）の倍音成分を付加することができる。

〔略語の一覧〕
Ａ／Ｄ：Analog to Digital
ＡＧＣ：Automatic Gain Control
ＣＤ：Compact Disc
Ｄ／Ａ：Digital to Analog
ＤＳＰ：Digital Signal Processor
ＳＡＣＤ：Super Audio CD

この発明の一形態を示す系統図である。この発明を説明するための周波数特性図である。この発明を説明するための波形図である。この発明を説明するための制御特性図である。この発明の他の形態を示す系統図である。図５の装置を説明するための周波数特性図である。図５の装置を説明するための周波数特性図である。この発明の他の形態を示す系統図である。図８の装置を説明するための周波数特性図である。この発明を説明するための波形図である。この発明を説明するための系統図である。図１１の回路を説明するための波形図である。この発明を説明するための系統図である。図１３の回路を説明するための周波数特性図である。

符号の説明

１…入力端子、２…ハイパスフィルタ、５…スピーカ、１１、２１および４１…バンドパスフィルタ、２２および４２…ピッチシフト回路、２３…利得制御回路、７１…レベル検出回路

Claims

Ｎ＝２^ｎ
ただし、ｎ＝１〜６の整数
ｆ0：スピーカの共振周波数
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和感を生じない周波数の上限値
とするとき、
オーディオ信号から上記共振周波数ｆ0以上の中高域成分を取り出すハイパスフィルタと、
上記オーディオ信号から、周波数が帯域ｆ0／Ｎ〜ｆ1／Ｎに含まれる低域成分をそれぞれ取り出すｎ個のバンドパスフィルタと、
このｎ個のバンドパスフィルタの出力のそれぞれをＮ逓倍してＮ倍の倍音成分を形成するｎ個のピッチシフト回路と、
上記倍音成分が供給されてそのレベルを動的に制御する利得制御回路と、
この利得制御回路の入力レベルを検出するレベル検出回路と、
上記ハイパスフィルタにより取り出された中高域成分と、上記利得制御回路から出力される上記倍音成分とを加算する加算回路と
を有し、
上記利得制御回路において上記レベル検出回路の検出出力により上記倍音成分のレベルを動的に制御するとともに、
上記加算回路の出力信号を上記スピーカに供給する
ようにしたオーディオ再生装置。
ｆ0：スピーカの共振周波数
ｆ1：ある信号の基本波成分を逓倍したとき、その結果の逓倍波成分に聴感上の違和
感を生じない周波数の上限値
とするとき、
オーディオ信号から上記共振周波数ｆ0以上の中高域成分を取り出すハイパスフィルタと、
上記オーディオ信号から、周波数が帯域ｆ0／２〜ｆ1／２に含まれる第１の低域成分を取り出す第１のバンドパスフィルタと、
上記オーディオ信号から、周波数が帯域ｆ0／４〜ｆ1／４に含まれる第２の低域成分を取り出す第２のバンドパスフィルタと、
上記第１のバンドパスフィルタの出力を２逓倍して２倍の倍音成分を形成する第１のピッチシフト回路と、
上記第２のバンドパスフィルタの出力を４逓倍して４倍の倍音成分を形成する第２のピッチシフト回路と、
上記第１および第２のピッチシフト回路により形成された上記２倍の倍音成分および４倍の倍音成分を加算する第１の加算回路と、
この第１の加算回路から出力される倍音成分が供給されてそのレベルを動的に制御する利得制御回路と、
この利得制御回路の入力レベルを検出するレベル検出回路と、
上記ハイパスフィルタにより取り出された中高域成分と、上記利得制御回路から出力される上記倍音成分とを加算する第２の加算回路と
を有し、
上記利得制御回路において上記レベル検出回路の検出出力により上記倍音成分のレベルを動的に制御するとともに、
上記第２の加算回路の出力信号を上記スピーカに供給する
ようにしたオーディオ再生装置。
請求項１あるいは請求項２に記載のオーディオ再生装置において、
ｆ0≦ｆ1／２である
ようにしたオーディオ再生装置。
請求項１に記載のオーディオ再生装置において、
上記オーディオ信号から上記周波数ｆ１以下の信号成分を取り出すローパスフィルタを設ける
ようにしたオーディオ再生装置。
請求項２に記載のオーディオ再生装置において、
上記第１の加算回路の出力のうち、上記周波数ｆ１以上の周波数成分を制限するローパスフィルタを設け、
このローパスフィルタの出力が上記利得制御回路に供給される
ようにしたオーディオ再生装置。
請求項１に記載のオーディオ再生装置において、
ｆ0≦ｆ1／２、ｎ＝１である
ようにしたオーディオ再生装置。