JP3464367B2 - 交流モータ位相制御回路 - Google Patents
交流モータ位相制御回路Info
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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- H02P25/14—Universal motors
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電動工具に搭載さ
れている交流モータ位相制御回路に関するものであり、
特に周波数の異なる交流電源でも同一操作で略同じ回転
数を得ることができるようにした交流モータ位相制御回
路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来技術における交流モータ位相制御回
路１は、図４に示すように、交流モータＭと、電源用ス
イッチＳＷ１と、高速回転用スイッチＳＷ２と、サイリ
スタＳＣＲと、二方向性スイッチＤＩＡＣと、図示しな
い操作レバーに連動した可変抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ
と、コンデンサＣとから構成され、その接続状態は次の
ようになっている。 【０００３】交流モータＭの一方側に交流電源ＡＣの一
方側を接続し、交流モータＭの他方側に電源用スイッチ
ＳＷ１及び高速回転用スイッチＳＷ２を直列に接続して
交流電源ＡＣの他方側に接続されている。 【０００４】高速回転用スイッチＳＷ２には、サイリス
タＳＣＲと、直列に接続した可変抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃと、をそれぞれ並列に接続した構成となっている。 【０００５】又、直列に接続した可変抵抗Ｒ１及びコン
デンサＣとの間と、サイリスタＳＣＲのゲートとの間に
二方向性スイッチＤＩＡＣを接続し且つコンデンサＣと
並列にダイオードＤを接続した構成となっている。 【０００６】このような接続状態からなる交流モータ用
制御回路１を電動工具に搭載し、電源用スイッチＳＷ１
及び高速回転用スイッチＳＷ２が操作レバーの引き込み
具合に連動してオン／オフする。又、可変抵抗Ｒ１も操
作レバーの引き込み具合に連動してその抵抗値が変化
し、この可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって回転速度を制御
する構造となっている。以下、交流電源が５０Ｈｚと６
０Ｈｚの場合について説明する。 【０００７】先ず、図４及び図５（Ａ）に示すように、
交流電源ＡＣが５０Ｈｚの場合は、操作レバーを引くと
電源用スイッチＳＷ１がオンする。 【０００８】そうすると、操作レバーの引き込み具合に
連動している可変抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣへの充
電が開始する。 【０００９】コンデンサＣへの充電電圧が、二方向性ス
イッチＤＩＡＣをオンできるブレークオーバー電圧ＤＶ
（略３２ボルト〜３６ボルト）になるとサイリスタＳＣ
Ｒのアノード、カソード間の電圧が導通状態となり交流
モータＭに交流電源が供給される。このコンデンサＣへ
の充電電圧がブレークオーバー電圧ＤＶに到達する速度
は、可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって制御される。即ち、
操作レバーの引込み量がおおければ充電電圧がブレーク
オーバー電圧ＤＶに到達する時間Ｔは短くなる。 【００１０】このようにして、コンデンサＣの充電特
性、即ち、操作レバーの引き具合によって可変抵抗Ｒ１
の抵抗値が変化することによってコンデンサＣへの充電
特性は変化し、サイリスタＳＣＲ間の導通角が大きくな
れば高速回転に制御し、少なくなれば低速回転に制御す
る。 【００１１】又、６０Ｈｚの交流電源ＡＣの場合には、
図５（Ｂ）に示すように、可変抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
による時定数によってコンデンサＣが充電され、この充
電電圧によって交流モータＭに供給される交流電源ＡＣ
が制御される。このコンデンサＣに充電され、且つ二方
向性スイッチＤＩＡＣがオンしてサイリスタＳＣＲによ
ってモータＭをオンに制御する点に関しては上記説明し
た５０Ｈｚの場合と同様である。 【００１２】図６は操作レバーの引込み量であるストロ
ークと交流モータの回転率との関係をグラフで示したも
のである。このグラフから明らかなように、５０Ｈｚ及
び６０Ｈｚからなる周波数の電圧が例えば８０ボルトの
場合における初速のストロークの差Ｗ１は０．５ｍｍで
あり、１００ボルトの場合におけるストロークの差Ｗ２
は２ｍｍである。しかし、１１０ボルトの場合、仮想点
をとるとストローク差Ｗ３は４ｍｍである。このよう
に、１１０ボルトの場合の回転率の差はかなり大きくな
っている。 【００１３】又、初速におけるストロークの差は顕著で
あっても、序々に回転率が上昇してくると、ストローク
が６．５ｍｍにおいて略８０パーセントの最高のモータ
回転率になる。この最高のモータ回転率に到達するに
は、ストロークに応じて回転し始める動作が遅い場合に
はそのぶん回転率は急速に上昇する。 【００１４】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記説
明した位相制御回路において、交流電源の周波数が５０
Ｈｚ及び６０Ｈｚと異なる場合には、交流モータの回転
を同じ回転数にするのに、操作レバーを引き込むストロ
ークに差異が生じている。これは周波数の周期の相違に
起因するものであり、５０Ｈｚより６０Ｈｚの方の周期
が短いためである。即ち、図５（Ａ）、（Ｂ）を参照し
て説明すると、５０Ｈｚと６０Ｈｚの交流電源ＡＣを使
用してブレークオーバー電圧ＤＶに到達するためのコン
デンサＣの充電の時間Ｔは両者ともほぼ同じである。そ
うすると、５０Ｈｚの周期は６０Ｈｚの周期に比べて長
いため、モータ駆動期間、即ち、交流モータに供給する
電圧は５０Ｈｚのほうが周期の長い分だけ多く交流モー
タに供給できる。 【００１５】従って、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの交流電源
ＡＣを使用して略同じ回転数を得るためには、操作レバ
ーのストローク差がどうしても発生してしまうのであ
る。 【００１６】又、電源電圧が多少、例えば±１０パーセ
ント位変化するとコンデンサＣの充電の早さも変化し、
サイリスタＳＣＲの点弧角も変わってしまい、交流モー
タの回転も変わってしまうと云う問題点もある。 【００１７】更に、日本国内において、関東地区（５０
Ｈｚ）で制御特性を設定すると関西地区（６０Ｈｚ）で
は、初速にて操作レバーの引き込み量が多くなり、又、
初速から高速回転まで急速に変化するため、非常に使い
勝手の悪い回転制御となってしまう。 【００１８】従って、異なる周波数からなる交流電源の
周期及び電圧変動にとらわれないで操作レバーの一定の
引き量、即ち、一定のストロークで交流モータを同じよ
うな回転速度で回転させることができる位相制御回路に
解決課題を有している。 【００１９】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る交流モータ位相制御回路は、操作レバ
ーに連動し、交流モータに５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波
数であって間欠的な正の交流電源を供給する位相制御回
路であり、前記位相制御回路は、前記正の交流電源と位
相を同じくし且つ直列接続の抵抗により該正の交流電源
が分圧された交流分電圧を発生させる回路と、前記操作
レバーに連動して動く可変抵抗とコンデンサとを直列接
続し、該直列接続のコンデンサに前記正の交流電源を基
準にして該正の交流電源に基づく充電をして交流充電電
圧を生成する回路と、前記直流接続した抵抗の接続点
を、ＰＮＰ型トランジスタのベース及びＮＰＮ型トラン
ジスタのコレクタに接続し、前記直列接続した可変抵抗
及びコンデンサの接続点を前記ＰＮＰ型トランジスタの
エミッタに接続し、前記ＰＮＰ型トランジスタのコレク
タを前記ＮＰＮ型トランジスタのベースに接続し、前記
ＮＰＮ型トランジスタのエミッタを、前記交流モータ及
び交流電源に直列接続してあるサイリスタのゲートに接
続した、回路と、を有し、前記交流充電電圧が前記交流
分電圧よりも高くなった時に、前記ＮＰＮ型トランジス
タ及びＰＮＰ型トランジスタをオンにすることで、前記
サイリスタをオンにし、前記正の交流電源を前記交流モ
ータに供給するようにしたことである。 【００２０】このように交流電源の周期の位相と同じく
する分電圧と、操作レバーに連動して発生する充電電圧
とを比較して間欠的な交流電源を交流モータに供給する
ようにしたことにより、交流電源の周波数が例えば５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚであっても操作レバーの同じ引込み
量、即ち、同じストロークに連動して交流モータを略同
じ回転速度に制御することができるようになる。 【００２１】 【発明の実施の形態】次に、本発明に係る交流モータ位
相制御回路の実施例について図面を参照して説明する。 【００２２】交流モータ位相制御回路２は、図１に示す
ように、図示しない操作レバーに連動している可変抵抗
Ｒ１と、６個の抵抗Ｒ２〜Ｒ７と、ＰＮＰ型トランジス
タＴｒ１と、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２と、間欠的に
正の交流電源ＡＣを交流モータＭに供給するサイリスタ
ＳＣＲと、コンデンサＣ１と、電源用スイッチＳＷ１
と、高速回転用スイッチＳＷ２と、交流モータＭとから
構成されている。 【００２３】この電源用スイッチＳＷ１及び高速回転用
スイッチＳＷ２は、電動工具の操作レバーの引込み具合
でオン／オフするスイッチである。又、可変抵抗Ｒ１
は、操作レバーの引込み具合に連動して抵抗値が増減す
る構成となっている。 【００２４】このような部品及び素子を有する交流モー
タ位相制御回路の接続状態は次のようになっている。 【００２５】交流モータＭの一方の端子に交流電源ＡＣ
の一方側を接続し、交流電源ＡＣの他方側を電源用スイ
ッチＳＷ１及び高速回転用スイッチＳＷ２を介して交流
モータＭの他方の端子に接続されている。 【００２６】高速回転用スイッチＳＷ２には、サイリス
タＳＣＲと、直列に接続した抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５と、
直列に接続した可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ７及びコンデン
サＣ１と、をそれぞれ並列に接続した構成となってい
る。又、可変抵抗Ｒ１には抵抗Ｒ２が並列に接続され、
コンデンサＣ１には抵抗Ｒ３が並列に接続されている。 【００２７】抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ１の間は、ＰＮ
Ｐ型トランジスタＴｒ１のエミッタ側とが接続されてい
る。 【００２８】ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベース側
は、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の間（Ａ点）と、ＮＰＮ型ト
ランジスタＴｒ２のコレクタ側とに接続されている。こ
の三者が接続されている点（Ａ点）が、交流電源ＡＣと
位相を同じくし且つ分圧された交流分電圧である分電圧
を発生させる。 【００２９】ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のコレクタ側
は、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のベース側及び抵抗Ｒ
６の一方の端子の間に接続されている。抵抗Ｒ６の他方
の端子は交流電源ＡＣの他方側に接続されている。 【００３０】ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のエミッタ側
は、サイリスタＳＣＲのゲート側に接続されている。 【００３１】このような接続構造を有する制御回路２を
搭載した電動工具においては、先ず、操作レバーが引込
まれて電源用スイッチＳＷ１がオンすると、交流電源Ａ
Ｃが抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５に供給され、この抵抗Ｒ４と
抵抗Ｒ５で分圧された分電圧がＡ点に発生する。同時
に、可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ７により分電
圧された電圧を基準にしてコンデンサＣ１へ充電が開始
される。即ち、Ａ点の電圧は、交流電源ＡＣと位相を同
じくする分圧された分電圧であり、この分電圧は、操作
レバーに連動して動く少なくとも可変抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１とにより形成された時定数からなる交流充電電
圧である充電電圧と比較できる電圧値に予め設定されて
いる。 【００３２】このような状態でＡ点の電位、即ち、分電
圧よりもコンデンサＣ１の電位、即ち充電電圧がＰＮＰ
トランジスタＴｒ１の順方向電圧分だけ高くなるとＰＮ
ＰトランジスタＴｒ１及びＮＰＮトランジスタＴｒ２が
オンし、サイリスタＳＣＲが点弧される。サイリスタＳ
ＣＲが点弧されると交流電源ＡＣが交流モータＭに供給
され回転する。この制御回路において、ＰＮＰトランジ
スタＴｒ１のベース側及びＮＰＮトランジスタＴｒ２の
コレクタ側に接続しているＡ点の電位、即ち、分電圧
と、コンデンサＣ１での充電電圧は交流電源ＡＣの周波
数に依存するため、周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚと相
違しても、サイリスタＳＣＲの点弧角が略同じになり、
交流モータＭの回転速度も略同じになる。この点につい
て図２を参照して以下詳しく説明する。 【００３３】図２（Ａ）は５０Ｈｚの場合の交流モータ
に供給される電圧の配分を、図２（Ｂ）は６０Ｈｚの場
合の交流モータに供給される電圧の配分を示したもので
あり、両者とも操作レバーの引込み量、即ち、ストロー
クは同じである。 【００３４】図２（Ａ）に示す５０Ｈｚの場合は６０Ｈ
ｚに比べて周期が長いから、分電圧及び充電電圧もこの
長い周期に追従した電圧となる。そして、分電圧よりも
充電電圧がトランジスタＴｒ１の順方向電圧分だけ高く
なるとこれらトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２がオンしてサ
イリスタＳＣＲのゲートにターンオン信号を供給し、サ
イリスタＳＣＲをオン状態にして交流電源ＡＣが交流モ
ータＭに供給される。 【００３５】図２（Ｂ）に示す６０Ｈｚの場合は５０Ｈ
ｚに比べて周期が短いから、分電圧及び充電電圧もこの
短い周期に追従した電圧となる。そして、分電圧よりも
充電電圧がトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の順方向電圧分
だけ高くなるとこれらトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２がオ
ンしてサイリスタＳＣＲのゲートにターンオン信号を供
給してサイリスタＳＣＲをオン状態にして交流電源ＡＣ
が交流モータＭに供給される。 【００３６】このように、操作レバーのストロークが同
じで、充電電圧が、トランジスタＴｒ１の順方向電圧分
だけ、分電圧よりも高くなる時期及び時間帯は、６０Ｈ
ｚの時間帯Ｔ２が５０Ｈｚの時間帯Ｔ１よりも短くな
る。従って、操作レバーのストロークが同じであっても
６０Ｈｚの方がサイリスタＳＣＲを点弧させる時間が早
くなり、そのぶん交流モータＭに供給できる電圧の時間
帯が多くなる。このようにして、操作レバーの同じスト
ロークで、５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交流モータＭに供
給できる交流電源ＡＣの時間帯（Ｔ１’とＴ２’）の割
合が同じくなること、即ち、サイリスタＳＣＲを点弧さ
せる導通角を略同じくすることができるのである。 【００３７】又、交流電源電圧が多少変動（例えば±１
０パーセント）しても、分電圧（Ａ点）及びコンデンサ
Ｃ１に蓄積される充電電圧も同じ割合で変動するため、
サイリスタＳＣＲの導通角もほとんど変化せず、交流モ
ータＭが略同速で回転する。従って、周波数の異なる交
流電源ＡＣ及び交流電源ＡＣの電圧が変動しても、操作
レバーの引込み量、即ち、同じストロークで略同一の回
転速度で交流モータＭを回転させることができるのであ
る。 【００３８】図３は操作レバーの引込み量であるストロ
ークと交流モータＭの回転率との関係をグラフで示した
ものである。このグラフから明らかなように、５０Ｈｚ
及び６０Ｈｚからなる周波数の電圧が例えば８０ボル
ト、１００ボルト、１１０ボルトと変化しても、変化し
た電圧に対応し且つストロークに依存して一様に変化す
ることがわかる。 【００３９】下記に示す表１は、交流電源ＡＣが１００
ボルト、周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの場合に操作レ
バーのストロークと交流モータの回転率との関係を従来
と本発明とを比較したものである。 【００４０】 【表１】【００４１】この表１の意味するところは、従来におい
ては、５０Ｈｚと６０Ｈｚとではストロークと交流モー
タの回転率との相関性がなく、ストロークが大きくなる
と急速に回転率が同じくなる傾向がある。これに対して
本発明においては、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに関係なく、
交流モータＭの回転率はストロークに追随していること
が容易に理解できる。 【００４２】このような回路構成にすることによって、
５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交流モータＭの回転率はスト
ロークに追随して変化するため、別途直流電源を作成
し、別途検出回路を設ける必要がなく簡素な回路構成で
周波数の異なった交流電源ＡＣでも操作レバーを略同じ
引込み量で略同じ回転率を得ることができる。又、サイ
リスタＳＣＲを点弧するトリガ素子、例えば、ＤＩＡ
Ｃ、ＳＢＳ、ＰＵＴを使用する必要がないためコストを
抑えることができる。 【００４３】このように、５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交
流モータＭの回転率を操作レバーの引き具合で同じよう
に制御することができる位相制御回路は、例えば電動工
具に組み込めば日本国内でどこでも同じように使用する
ことができ、又、同じ仕様のものを販売することができ
る。 【００４４】 【発明の効果】上記説明したように、本発明に係る交流
モータ位相制御回路は、交流電源の位相に追随した分電
圧を生成し、操作レバーに連動し且つ同じ交流電源を基
準にした充電電圧が分電圧よりも高くなったときに交流
電源をモータに供給するようにしたことにより、交流電
源の周波数が異なっても、操作レバーの引き具合による
ストローク差をなくしてモータの回転率を得ることがで
きると云う効果がある。このことは、例えば５０/６０
Ｈｚを有する日本国内のどこでも操作レバーの引き具合
を略同じにして使用することができる。 【００４５】又、周波数及び交流電源の電圧に追随させ
た制御であるため、交流電源の電圧変動が生じても、そ
の電圧変動に追随することができるため、供給される交
流電源が不安定であっても、良好な回転を得ることがで
きると云う効果もある。
れている交流モータ位相制御回路に関するものであり、
特に周波数の異なる交流電源でも同一操作で略同じ回転
数を得ることができるようにした交流モータ位相制御回
路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来技術における交流モータ位相制御回
路１は、図４に示すように、交流モータＭと、電源用ス
イッチＳＷ１と、高速回転用スイッチＳＷ２と、サイリ
スタＳＣＲと、二方向性スイッチＤＩＡＣと、図示しな
い操作レバーに連動した可変抵抗Ｒ１と、ダイオードＤ
と、コンデンサＣとから構成され、その接続状態は次の
ようになっている。 【０００３】交流モータＭの一方側に交流電源ＡＣの一
方側を接続し、交流モータＭの他方側に電源用スイッチ
ＳＷ１及び高速回転用スイッチＳＷ２を直列に接続して
交流電源ＡＣの他方側に接続されている。 【０００４】高速回転用スイッチＳＷ２には、サイリス
タＳＣＲと、直列に接続した可変抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃと、をそれぞれ並列に接続した構成となっている。 【０００５】又、直列に接続した可変抵抗Ｒ１及びコン
デンサＣとの間と、サイリスタＳＣＲのゲートとの間に
二方向性スイッチＤＩＡＣを接続し且つコンデンサＣと
並列にダイオードＤを接続した構成となっている。 【０００６】このような接続状態からなる交流モータ用
制御回路１を電動工具に搭載し、電源用スイッチＳＷ１
及び高速回転用スイッチＳＷ２が操作レバーの引き込み
具合に連動してオン／オフする。又、可変抵抗Ｒ１も操
作レバーの引き込み具合に連動してその抵抗値が変化
し、この可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって回転速度を制御
する構造となっている。以下、交流電源が５０Ｈｚと６
０Ｈｚの場合について説明する。 【０００７】先ず、図４及び図５（Ａ）に示すように、
交流電源ＡＣが５０Ｈｚの場合は、操作レバーを引くと
電源用スイッチＳＷ１がオンする。 【０００８】そうすると、操作レバーの引き込み具合に
連動している可変抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣへの充
電が開始する。 【０００９】コンデンサＣへの充電電圧が、二方向性ス
イッチＤＩＡＣをオンできるブレークオーバー電圧ＤＶ
（略３２ボルト〜３６ボルト）になるとサイリスタＳＣ
Ｒのアノード、カソード間の電圧が導通状態となり交流
モータＭに交流電源が供給される。このコンデンサＣへ
の充電電圧がブレークオーバー電圧ＤＶに到達する速度
は、可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって制御される。即ち、
操作レバーの引込み量がおおければ充電電圧がブレーク
オーバー電圧ＤＶに到達する時間Ｔは短くなる。 【００１０】このようにして、コンデンサＣの充電特
性、即ち、操作レバーの引き具合によって可変抵抗Ｒ１
の抵抗値が変化することによってコンデンサＣへの充電
特性は変化し、サイリスタＳＣＲ間の導通角が大きくな
れば高速回転に制御し、少なくなれば低速回転に制御す
る。 【００１１】又、６０Ｈｚの交流電源ＡＣの場合には、
図５（Ｂ）に示すように、可変抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
による時定数によってコンデンサＣが充電され、この充
電電圧によって交流モータＭに供給される交流電源ＡＣ
が制御される。このコンデンサＣに充電され、且つ二方
向性スイッチＤＩＡＣがオンしてサイリスタＳＣＲによ
ってモータＭをオンに制御する点に関しては上記説明し
た５０Ｈｚの場合と同様である。 【００１２】図６は操作レバーの引込み量であるストロ
ークと交流モータの回転率との関係をグラフで示したも
のである。このグラフから明らかなように、５０Ｈｚ及
び６０Ｈｚからなる周波数の電圧が例えば８０ボルトの
場合における初速のストロークの差Ｗ１は０．５ｍｍで
あり、１００ボルトの場合におけるストロークの差Ｗ２
は２ｍｍである。しかし、１１０ボルトの場合、仮想点
をとるとストローク差Ｗ３は４ｍｍである。このよう
に、１１０ボルトの場合の回転率の差はかなり大きくな
っている。 【００１３】又、初速におけるストロークの差は顕著で
あっても、序々に回転率が上昇してくると、ストローク
が６．５ｍｍにおいて略８０パーセントの最高のモータ
回転率になる。この最高のモータ回転率に到達するに
は、ストロークに応じて回転し始める動作が遅い場合に
はそのぶん回転率は急速に上昇する。 【００１４】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記説
明した位相制御回路において、交流電源の周波数が５０
Ｈｚ及び６０Ｈｚと異なる場合には、交流モータの回転
を同じ回転数にするのに、操作レバーを引き込むストロ
ークに差異が生じている。これは周波数の周期の相違に
起因するものであり、５０Ｈｚより６０Ｈｚの方の周期
が短いためである。即ち、図５（Ａ）、（Ｂ）を参照し
て説明すると、５０Ｈｚと６０Ｈｚの交流電源ＡＣを使
用してブレークオーバー電圧ＤＶに到達するためのコン
デンサＣの充電の時間Ｔは両者ともほぼ同じである。そ
うすると、５０Ｈｚの周期は６０Ｈｚの周期に比べて長
いため、モータ駆動期間、即ち、交流モータに供給する
電圧は５０Ｈｚのほうが周期の長い分だけ多く交流モー
タに供給できる。 【００１５】従って、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの交流電源
ＡＣを使用して略同じ回転数を得るためには、操作レバ
ーのストローク差がどうしても発生してしまうのであ
る。 【００１６】又、電源電圧が多少、例えば±１０パーセ
ント位変化するとコンデンサＣの充電の早さも変化し、
サイリスタＳＣＲの点弧角も変わってしまい、交流モー
タの回転も変わってしまうと云う問題点もある。 【００１７】更に、日本国内において、関東地区（５０
Ｈｚ）で制御特性を設定すると関西地区（６０Ｈｚ）で
は、初速にて操作レバーの引き込み量が多くなり、又、
初速から高速回転まで急速に変化するため、非常に使い
勝手の悪い回転制御となってしまう。 【００１８】従って、異なる周波数からなる交流電源の
周期及び電圧変動にとらわれないで操作レバーの一定の
引き量、即ち、一定のストロークで交流モータを同じよ
うな回転速度で回転させることができる位相制御回路に
解決課題を有している。 【００１９】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る交流モータ位相制御回路は、操作レバ
ーに連動し、交流モータに５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波
数であって間欠的な正の交流電源を供給する位相制御回
路であり、前記位相制御回路は、前記正の交流電源と位
相を同じくし且つ直列接続の抵抗により該正の交流電源
が分圧された交流分電圧を発生させる回路と、前記操作
レバーに連動して動く可変抵抗とコンデンサとを直列接
続し、該直列接続のコンデンサに前記正の交流電源を基
準にして該正の交流電源に基づく充電をして交流充電電
圧を生成する回路と、前記直流接続した抵抗の接続点
を、ＰＮＰ型トランジスタのベース及びＮＰＮ型トラン
ジスタのコレクタに接続し、前記直列接続した可変抵抗
及びコンデンサの接続点を前記ＰＮＰ型トランジスタの
エミッタに接続し、前記ＰＮＰ型トランジスタのコレク
タを前記ＮＰＮ型トランジスタのベースに接続し、前記
ＮＰＮ型トランジスタのエミッタを、前記交流モータ及
び交流電源に直列接続してあるサイリスタのゲートに接
続した、回路と、を有し、前記交流充電電圧が前記交流
分電圧よりも高くなった時に、前記ＮＰＮ型トランジス
タ及びＰＮＰ型トランジスタをオンにすることで、前記
サイリスタをオンにし、前記正の交流電源を前記交流モ
ータに供給するようにしたことである。 【００２０】このように交流電源の周期の位相と同じく
する分電圧と、操作レバーに連動して発生する充電電圧
とを比較して間欠的な交流電源を交流モータに供給する
ようにしたことにより、交流電源の周波数が例えば５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚであっても操作レバーの同じ引込み
量、即ち、同じストロークに連動して交流モータを略同
じ回転速度に制御することができるようになる。 【００２１】 【発明の実施の形態】次に、本発明に係る交流モータ位
相制御回路の実施例について図面を参照して説明する。 【００２２】交流モータ位相制御回路２は、図１に示す
ように、図示しない操作レバーに連動している可変抵抗
Ｒ１と、６個の抵抗Ｒ２〜Ｒ７と、ＰＮＰ型トランジス
タＴｒ１と、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２と、間欠的に
正の交流電源ＡＣを交流モータＭに供給するサイリスタ
ＳＣＲと、コンデンサＣ１と、電源用スイッチＳＷ１
と、高速回転用スイッチＳＷ２と、交流モータＭとから
構成されている。 【００２３】この電源用スイッチＳＷ１及び高速回転用
スイッチＳＷ２は、電動工具の操作レバーの引込み具合
でオン／オフするスイッチである。又、可変抵抗Ｒ１
は、操作レバーの引込み具合に連動して抵抗値が増減す
る構成となっている。 【００２４】このような部品及び素子を有する交流モー
タ位相制御回路の接続状態は次のようになっている。 【００２５】交流モータＭの一方の端子に交流電源ＡＣ
の一方側を接続し、交流電源ＡＣの他方側を電源用スイ
ッチＳＷ１及び高速回転用スイッチＳＷ２を介して交流
モータＭの他方の端子に接続されている。 【００２６】高速回転用スイッチＳＷ２には、サイリス
タＳＣＲと、直列に接続した抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５と、
直列に接続した可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ７及びコンデン
サＣ１と、をそれぞれ並列に接続した構成となってい
る。又、可変抵抗Ｒ１には抵抗Ｒ２が並列に接続され、
コンデンサＣ１には抵抗Ｒ３が並列に接続されている。 【００２７】抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ１の間は、ＰＮ
Ｐ型トランジスタＴｒ１のエミッタ側とが接続されてい
る。 【００２８】ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベース側
は、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の間（Ａ点）と、ＮＰＮ型ト
ランジスタＴｒ２のコレクタ側とに接続されている。こ
の三者が接続されている点（Ａ点）が、交流電源ＡＣと
位相を同じくし且つ分圧された交流分電圧である分電圧
を発生させる。 【００２９】ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のコレクタ側
は、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のベース側及び抵抗Ｒ
６の一方の端子の間に接続されている。抵抗Ｒ６の他方
の端子は交流電源ＡＣの他方側に接続されている。 【００３０】ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のエミッタ側
は、サイリスタＳＣＲのゲート側に接続されている。 【００３１】このような接続構造を有する制御回路２を
搭載した電動工具においては、先ず、操作レバーが引込
まれて電源用スイッチＳＷ１がオンすると、交流電源Ａ
Ｃが抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５に供給され、この抵抗Ｒ４と
抵抗Ｒ５で分圧された分電圧がＡ点に発生する。同時
に、可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ７により分電
圧された電圧を基準にしてコンデンサＣ１へ充電が開始
される。即ち、Ａ点の電圧は、交流電源ＡＣと位相を同
じくする分圧された分電圧であり、この分電圧は、操作
レバーに連動して動く少なくとも可変抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１とにより形成された時定数からなる交流充電電
圧である充電電圧と比較できる電圧値に予め設定されて
いる。 【００３２】このような状態でＡ点の電位、即ち、分電
圧よりもコンデンサＣ１の電位、即ち充電電圧がＰＮＰ
トランジスタＴｒ１の順方向電圧分だけ高くなるとＰＮ
ＰトランジスタＴｒ１及びＮＰＮトランジスタＴｒ２が
オンし、サイリスタＳＣＲが点弧される。サイリスタＳ
ＣＲが点弧されると交流電源ＡＣが交流モータＭに供給
され回転する。この制御回路において、ＰＮＰトランジ
スタＴｒ１のベース側及びＮＰＮトランジスタＴｒ２の
コレクタ側に接続しているＡ点の電位、即ち、分電圧
と、コンデンサＣ１での充電電圧は交流電源ＡＣの周波
数に依存するため、周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚと相
違しても、サイリスタＳＣＲの点弧角が略同じになり、
交流モータＭの回転速度も略同じになる。この点につい
て図２を参照して以下詳しく説明する。 【００３３】図２（Ａ）は５０Ｈｚの場合の交流モータ
に供給される電圧の配分を、図２（Ｂ）は６０Ｈｚの場
合の交流モータに供給される電圧の配分を示したもので
あり、両者とも操作レバーの引込み量、即ち、ストロー
クは同じである。 【００３４】図２（Ａ）に示す５０Ｈｚの場合は６０Ｈ
ｚに比べて周期が長いから、分電圧及び充電電圧もこの
長い周期に追従した電圧となる。そして、分電圧よりも
充電電圧がトランジスタＴｒ１の順方向電圧分だけ高く
なるとこれらトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２がオンしてサ
イリスタＳＣＲのゲートにターンオン信号を供給し、サ
イリスタＳＣＲをオン状態にして交流電源ＡＣが交流モ
ータＭに供給される。 【００３５】図２（Ｂ）に示す６０Ｈｚの場合は５０Ｈ
ｚに比べて周期が短いから、分電圧及び充電電圧もこの
短い周期に追従した電圧となる。そして、分電圧よりも
充電電圧がトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の順方向電圧分
だけ高くなるとこれらトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２がオ
ンしてサイリスタＳＣＲのゲートにターンオン信号を供
給してサイリスタＳＣＲをオン状態にして交流電源ＡＣ
が交流モータＭに供給される。 【００３６】このように、操作レバーのストロークが同
じで、充電電圧が、トランジスタＴｒ１の順方向電圧分
だけ、分電圧よりも高くなる時期及び時間帯は、６０Ｈ
ｚの時間帯Ｔ２が５０Ｈｚの時間帯Ｔ１よりも短くな
る。従って、操作レバーのストロークが同じであっても
６０Ｈｚの方がサイリスタＳＣＲを点弧させる時間が早
くなり、そのぶん交流モータＭに供給できる電圧の時間
帯が多くなる。このようにして、操作レバーの同じスト
ロークで、５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交流モータＭに供
給できる交流電源ＡＣの時間帯（Ｔ１’とＴ２’）の割
合が同じくなること、即ち、サイリスタＳＣＲを点弧さ
せる導通角を略同じくすることができるのである。 【００３７】又、交流電源電圧が多少変動（例えば±１
０パーセント）しても、分電圧（Ａ点）及びコンデンサ
Ｃ１に蓄積される充電電圧も同じ割合で変動するため、
サイリスタＳＣＲの導通角もほとんど変化せず、交流モ
ータＭが略同速で回転する。従って、周波数の異なる交
流電源ＡＣ及び交流電源ＡＣの電圧が変動しても、操作
レバーの引込み量、即ち、同じストロークで略同一の回
転速度で交流モータＭを回転させることができるのであ
る。 【００３８】図３は操作レバーの引込み量であるストロ
ークと交流モータＭの回転率との関係をグラフで示した
ものである。このグラフから明らかなように、５０Ｈｚ
及び６０Ｈｚからなる周波数の電圧が例えば８０ボル
ト、１００ボルト、１１０ボルトと変化しても、変化し
た電圧に対応し且つストロークに依存して一様に変化す
ることがわかる。 【００３９】下記に示す表１は、交流電源ＡＣが１００
ボルト、周波数が５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの場合に操作レ
バーのストロークと交流モータの回転率との関係を従来
と本発明とを比較したものである。 【００４０】 【表１】【００４１】この表１の意味するところは、従来におい
ては、５０Ｈｚと６０Ｈｚとではストロークと交流モー
タの回転率との相関性がなく、ストロークが大きくなる
と急速に回転率が同じくなる傾向がある。これに対して
本発明においては、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに関係なく、
交流モータＭの回転率はストロークに追随していること
が容易に理解できる。 【００４２】このような回路構成にすることによって、
５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交流モータＭの回転率はスト
ロークに追随して変化するため、別途直流電源を作成
し、別途検出回路を設ける必要がなく簡素な回路構成で
周波数の異なった交流電源ＡＣでも操作レバーを略同じ
引込み量で略同じ回転率を得ることができる。又、サイ
リスタＳＣＲを点弧するトリガ素子、例えば、ＤＩＡ
Ｃ、ＳＢＳ、ＰＵＴを使用する必要がないためコストを
抑えることができる。 【００４３】このように、５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交
流モータＭの回転率を操作レバーの引き具合で同じよう
に制御することができる位相制御回路は、例えば電動工
具に組み込めば日本国内でどこでも同じように使用する
ことができ、又、同じ仕様のものを販売することができ
る。 【００４４】 【発明の効果】上記説明したように、本発明に係る交流
モータ位相制御回路は、交流電源の位相に追随した分電
圧を生成し、操作レバーに連動し且つ同じ交流電源を基
準にした充電電圧が分電圧よりも高くなったときに交流
電源をモータに供給するようにしたことにより、交流電
源の周波数が異なっても、操作レバーの引き具合による
ストローク差をなくしてモータの回転率を得ることがで
きると云う効果がある。このことは、例えば５０/６０
Ｈｚを有する日本国内のどこでも操作レバーの引き具合
を略同じにして使用することができる。 【００４５】又、周波数及び交流電源の電圧に追随させ
た制御であるため、交流電源の電圧変動が生じても、そ
の電圧変動に追随することができるため、供給される交
流電源が不安定であっても、良好な回転を得ることがで
きると云う効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る略示的な位相制御回路図である。
【図２】同（Ａ）は５０Ｈｚ交流電源の場合のモータに
供給される電圧を示し、（Ｂ）は６０Ｈｚの場合のモー
タに供給される電圧をグラフで示した説明図である。 【図３】同操作レバーによるストロークとモータの回転
率との関係をグラフで示した説明図である。 【図４】従来技術における略示的な位相制御回路図であ
る。 【図５】（Ａ）は従来技術における５０Ｈｚの交流電源
の場合のモータに供給される電圧をグラフで示し、
（Ｂ）は従来技術における６０Ｈｚの場合のモータに供
給される電圧をグラフで示した説明図である。 【図６】従来技術における操作レバーによるストローク
とモータの回転率との関係をグラフで示した説明図であ
る。 【符号の説明】 ２；交流モータ位相制御回路、ＳＣＲ；サイリスタ、Ｃ
１；コンデンサ、Ｒ１；可変抵抗、Ｒ２〜Ｒ７；抵抗、
Ｔｒ１；ＰＮＰトランジスタ、Ｔｒ２；ＮＰＮトランジ
オスタ、ＳＷ１；電源用スイッチ、ＳＷ２；高速回転用
スイッチ、Ｍ；交流モータ、ＡＣ；交流電源
供給される電圧を示し、（Ｂ）は６０Ｈｚの場合のモー
タに供給される電圧をグラフで示した説明図である。 【図３】同操作レバーによるストロークとモータの回転
率との関係をグラフで示した説明図である。 【図４】従来技術における略示的な位相制御回路図であ
る。 【図５】（Ａ）は従来技術における５０Ｈｚの交流電源
の場合のモータに供給される電圧をグラフで示し、
（Ｂ）は従来技術における６０Ｈｚの場合のモータに供
給される電圧をグラフで示した説明図である。 【図６】従来技術における操作レバーによるストローク
とモータの回転率との関係をグラフで示した説明図であ
る。 【符号の説明】 ２；交流モータ位相制御回路、ＳＣＲ；サイリスタ、Ｃ
１；コンデンサ、Ｒ１；可変抵抗、Ｒ２〜Ｒ７；抵抗、
Ｔｒ１；ＰＮＰトランジスタ、Ｔｒ２；ＮＰＮトランジ
オスタ、ＳＷ１；電源用スイッチ、ＳＷ２；高速回転用
スイッチ、Ｍ；交流モータ、ＡＣ；交流電源
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭61−218395（ＪＰ，Ａ)
実開 昭63−90996（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/28 - 5/44
H02P 7/36 - 7/66
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 操作レバーに連動し、交流モータに５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数であって間欠的な正の交流電
源を供給する位相制御回路であり、 前記位相制御回路は、 前記正の交流電源と位相を同じくし且つ直列接続の抵抗
により該正の交流電源が分圧された交流分電圧を発生さ
せる回路と、 前記操作レバーに連動して動く可変抵抗とコンデンサと
を直列接続し、該直列接続のコンデンサに前記正の交流
電源を基準にして該正の交流電源に基づく充電をして交
流充電電圧を生成する回路と、 前記直流接続した抵抗の接続点を、ＰＮＰ型トランジス
タのベース及びＮＰＮ型トランジスタのコレクタに接続
し、 前記直列接続した可変抵抗及びコンデンサの接続点を前
記ＰＮＰ型トランジスタのエミッタに接続し、 前記ＰＮＰ型トランジスタのコレクタを前記ＮＰＮ型ト
ランジスタのベースに接続し、 前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタを、前記交流モー
タ及び交流電源に直列接続してあるサイリスタのゲート
に接続した、回路と、を有し、 前記交流充電電圧が前記交流分電圧よりも高くなった時
に、前記ＮＰＮ型トランジスタ及びＰＮＰ型トランジス
タをオンにすることで、前記サイリスタをオンにし、前
記正の交流電源を前記交流モータに供給するようにした
ことを特徴とする交流モータ位相制御回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16847597A JP3464367B2 (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | 交流モータ位相制御回路 |
| US09/102,634 US5990639A (en) | 1997-06-25 | 1998-06-23 | Phase controller for intermittently supplying an AC motor with electric power |
| EP98111602A EP0887918B1 (en) | 1997-06-25 | 1998-06-24 | Improved phase controller for intermittently supplying an AC motor with electric power |
| CNB981152856A CN1194463C (zh) | 1997-06-25 | 1998-06-25 | 交流电动机相位控制电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16847597A JP3464367B2 (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | 交流モータ位相制御回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118485A JPH1118485A (ja) | 1999-01-22 |
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Family
ID=15868797
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16847597A Expired - Lifetime JP3464367B2 (ja) | 1997-06-25 | 1997-06-25 | 交流モータ位相制御回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5990639A (ja) |
| EP (1) | EP0887918B1 (ja) |
| JP (1) | JP3464367B2 (ja) |
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| DE2634920A1 (de) * | 1976-08-03 | 1978-02-09 | Scintilla Ag | Vorrichtung zur drehzahleinstellung eines in eine handwerkzeugmaschine eingebauten elektromotors |
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| US5015928A (en) * | 1988-06-03 | 1991-05-14 | Yang Tai Her | Universal series motor with speed limiting circuit to protect the motor from overspeeding during relatively-small loads |
| DE4041711A1 (de) * | 1990-12-24 | 1992-07-02 | Bosch Gmbh Robert | Phasenanschnitt-steuerschaltung |
| JPH05146190A (ja) * | 1991-11-20 | 1993-06-11 | Makita Corp | 直流モータの速度制御装置 |
| DK0594906T3 (da) * | 1992-10-28 | 1997-04-01 | Yang Tai Her | Styrekredsløb til serie- (eller compound) motorer af universaltypen |
| US5512810A (en) * | 1994-05-27 | 1996-04-30 | Eaton Corporation | Variable speed control for a hand-held electric power tool |
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1997
- 1997-06-25 JP JP16847597A patent/JP3464367B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-06-23 US US09/102,634 patent/US5990639A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-06-24 EP EP98111602A patent/EP0887918B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-06-25 CN CNB981152856A patent/CN1194463C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0887918B1 (en) | 2012-03-28 |
| US5990639A (en) | 1999-11-23 |
| JPH1118485A (ja) | 1999-01-22 |
| EP0887918A3 (en) | 1999-09-08 |
| CN1194463C (zh) | 2005-03-23 |
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| EP0887918A2 (en) | 1998-12-30 |
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