JP3548516B2 - 位相制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば商用交流電圧を電源とする電動工具用モータの位相制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動工具に使用される電動モータの速度を制御する方法として、種々のものが知られている。一般的には、スイッチング素子を用いてモータに供給される電力が制御される。すなわち、抵抗とコンデンサの時定数に応じて遅延された電圧と電動工具を制御する可変抵抗の抵抗値に応じた基準電圧とにより、スイッチング素子をオンする点弧位置が決定される。この点弧位置を移動させることにより電動モータがオン状態である導通角が制御され、電動モータの速度制御がなされる。
【０００３】
図７は、従来の位相制御回路を示している。この制御回路は、交流電源Ｅに直列に接続されたモータＭのオン・オフを制御するトライアックＴＲＣと、このトライアックＴＲＣの制御ノードに接続されたトリガダイオードＤＡと、コンデンサＣ及び可変抵抗ＶＲ、及びコンデンサＣの放電回路ＤＣにより構成されている。
【０００４】
この制御回路において、可変抵抗ＶＲ及びコンデンサＣにより決定される時定数に応じて、コンデンサＣが充電される。この充電電圧がトリガダイオードＤＡをオンできる電圧に達すると、トリガダイオードＤＡからトリガ信号が出力され、このトリガ信号に応じてトライアックＴＲＣが導通され、モータＭに交流電圧が供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記したように、従来の位相制御回路は、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣの時定数によって、トリガダイオードＤＡがオンされる時間が決定される。
【０００６】
図８は、従来の位相制御回路の電圧波形を示している。図８（ａ）は、電源電圧を示しており、図８（ｂ）はモータに供給される電圧を示している。なお、図８（ａ）、（ｂ）において、実線は電源の周波数が５０Ｈｚにおける波形を示し、破線は周波数が６０Ｈｚにおける波形を示している。
【０００７】
図８（ａ）に示すように、電源周波数が６０Ｈｚの周期は、５０Ｈｚのそれよりも短い。しかしながら、遅延時間Ｔｄは電源周波数によらず、ほぼ一定の値である。このため、図８（ｂ）に示すように、モータの導通角θは、電源周波数が５０Ｈｚの時よりも６０Ｈｚのそれの方が小さくなる。すなわち、６０Ｈｚの方が、５０Ｈｚのときより、モータに電圧を供給する時間が短くなる。よって、電源周波数により、モータの回転数が大きく変化する。したがって、使用される周波数によって、各周波数に応じた専用の位相制御回路が必要となる。これは、製造者にとって製造コスト高騰の原因となる。また、使用者にとっても、各周波数に応じた専用の位相制御回路が搭載された電動工具が必要であるため、メンテナンス等も煩雑となる。
【０００８】
また、電源電圧が変動した場合、それに伴いコンデンサＣの充電電圧が変化する。例えば電源電圧が高い場合、コンデンサＣに充電される電圧が大きくなり、遅延時間が短くなる。すると、点弧時間が速まり、モータの導通角は大きくなる。一方、電源電圧が低下した場合、コンデンサＣに充電される電圧が小さくなり、遅延時間が長くなる。このため、点弧時間が遅くなり、導通角が小さくなる。
【０００９】
図９は、可変抵抗の抵抗値Ｒの変化とモータの導通角θの変化との関係を示している。図９中の実線は電源周波数５０Ｈｚを示し、破線は６０Ｈｚを示している。
【００１０】
このように、同一の周波数であっても、電源電圧の変動により、モータの回転数は大きく変化するという問題点があった。
【００１１】
さらに、図７に示す従来の回路構成の場合、可変抵抗ＶＲの抵抗値Ｒが大きく、導通角θが小さいとき、コンデンサＣの充電電圧が、トリガダイオードＤＡを導通させるのに必要な電圧に達することなく、電源電圧の半サイクルが終わることがある。この場合、コンデンサＣに電荷が残り、次の半サイクルの動作に影響を与える。したがって、従来の回路の場合、コンデンサＣの電荷を放電させる放電回路ＤＣを必要としていた。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、周波数及び電源電圧が変動した場合においても、導通角の変動を抑えることが可能な位相制御回路を提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の位相制御回路は、上記課題を解決するため、交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、前記交流電源に応じて正負の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧だけ高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第１のトリガ回路と、前記交流電源の電圧が負の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定された電圧だけ低くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第２のトリガ回路とを具備することを特徴とする。
【００１４】
本発明の位相制御回路は、交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、前記交流電源に応じて正の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧より高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させるトリガ回路とを具備することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１６】
（第１の実施例）
図１は本発明に係る位相制御回路の第１の実施例を示す回路図である。図１において、交流電源Ｅの一端にモータＭの一端が直列接続されている。前記モータＭの他端と前記交流電源の他端に、スイッチング素子としての例えばトライアックＴＲＣが接続されている。前記モータＭと前記トライアックＴＲＣの接続ノードには抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端は直列接続された抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１のアノードはツェナーダイオードＺＤ２のアノードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ２のカソードは、前記トライアックＴＲＣと交流電源Ｅとの接続ノードに接続されている。
【００１７】
前記抵抗Ｒ２、Ｒ３及びツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２により電圧安定化回路１が形成されている。すなわち、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２により、正負の定電圧が発生される。また、抵抗Ｒ２、Ｒ３は電源周波数及び電源電圧Ｅの補正用に設けられている。
【００１８】
前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードｌ１と、前記ツェナーダイオードＺＤ２と前記トライアックＴＲＣ及び交流電源Ｅとの接続ノードｌ３には抵抗Ｒ４、可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ５が直列接続されている。前記抵抗Ｒ５の他端は前記ツェナーダイオードＺＤ２を前記交流電源Ｅとの接続ノードｌ３に接続される。
【００１９】
前記可変抵抗ＶＲの操作に応じてモータＭが所望の回転数に制御される。また、前記抵抗Ｒ４、Ｒ５によりモータの最小回転数、最大回転数がそれぞれ規定される。
【００２０】
前記抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードｌ２は抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は前記接続ノードｌ３に接続される。この抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１により積分回路が形成され、この積分回路の時定数に応じて充電電圧ＶａがコンデンサＣ１の両端に生成される。
【００２１】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は抵抗Ｒ７の一端に接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、ＰＮＰ型トランジスタＱ１のベース、及びＮＰＮ型トランジスタＱ２のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。この抵抗Ｒ８とトランジスタＱ１のエミッタとの接続ノードは前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ９の一端に接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは前記抵抗Ｒ９の他端に接続されている。
【００２２】
前記抵抗Ｒ７〜Ｒ９及びトランジスタＱ１、Ｑ２により正のトリガ回路２が構成されている。この正のトリガ回路２により、電源電圧Ｅの正の範囲において、前記トライアックＴＲＣがオンするトリガ信号が生成される。このトリガ信号はダイオードＤ１を介して前記トライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。すなわち、このダイオードＤ１のアノードにはトランジスタＱ２のエミッタと抵抗Ｒ９の接続ノードに接続され、カソードはトライアックＴＲＣのゲート電極に接続されている。
【００２３】
なお、前記抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９はトランジスタＱ１、Ｑ２の動作を安定させる機能を有する。
【００２４】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は、さらに抵抗Ｒ１０の一端に接続されている。抵抗Ｒ１０の他端は、ＮＰＮ型トランジスタＱ３のベース、ＰＮＰ型トランジスタＱ４のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ３のエミッタに接続されている。この抵抗Ｒ１１とトランジスタＱ３のエミッタとの接続ノードは前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ４のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは前記抵抗Ｒ１２の他端に接続されている。
【００２５】
前記抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２及びトランジスタＱ３、Ｑ４により負のトリガ回路３が構成されている。この負のトリガ回路３により、電源電圧Ｅの負の範囲において、前記トライアックＴＲＣがオンするトリガ信号が生成される。このトリガ信号はダイオードＤ２を介して前記トライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。すなわち、このダイオードＤ２のカソードはトランジスタＱ４のエミッタと抵抗Ｒ１２の接続ノードに接続され、アノードはトライアックＴＲＣのゲート電極に接続されている。
【００２６】
なお、前記抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２はトランジスタＱ３、Ｑ４の動作を安定させる機能を有する。
【００２７】
前記トライアックＴＲＣのゲート電極と前記接続ノードｌ３の相互間には、抵抗Ｒ１３、コンデンサＣ２が並列接続されている。これら抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ２はトライアックＴＲＣの安定動作のために配置される。
【００２８】
なお、前記正のトリガ回路２は、抵抗Ｒ７〜Ｒ９及びトランジスタＱ１、Ｑ２により構成したが、ＰＵＴ（Ｐｒｏｇｒａｍａｂｌｅ Ｕｎｉｊｕｎｃｔｉｏｎ
Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用することもできる。
【００２９】
上記した構成において、図１及び図２を参照して、例えば電源周波数が５０Ｈｚ、電源電圧が１００Ｖにおける位相制御回路の動作について説明する。
【００３０】
図示せぬスイッチがオンされ、図２（ａ）に示す電源電圧Ｅが回路に供給される。スイッチをオンした瞬間はコンデンサＣ１には電荷が充電されていない。この状態では、正、負のトリガ回路２、３は非導通状態であり、トライアックＴＲＣも導通していない。したがって、モータＭには電圧が供給されていない。
【００３１】
ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２は、図２（ａ）に示すように、電源電圧Ｅに応じて電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２をそれぞれ発生する。接続ノードｌ２、ｌ１の電圧はツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２が発生する電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２に抵抗Ｒ３、Ｒ２の電圧を重畳した電圧である。
【００３２】
積分回路を構成するコンデンサＣ１は、接続ノードｌ２から分岐された電圧に応じて充電される。
【００３３】
コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａが、図２（ｂ）に示すように、可変抵抗ＶＲにより設定される基準電圧Ｖｓより電圧ＶＴだけ高くなると、トランジスタＱ１及びＱ２が導通され、正のトリガ回路２が導通状態となる。前記電圧ＶＴは、電源電圧が正の範囲においては｛（Ｒ７＋Ｒ８）／Ｒ８｝・Ｑ１ＶＢＥにより決定され、負の範囲においては｛（Ｒ１０＋Ｒ１１）／Ｒ１１｝・Ｑ３ＶＢＥにより決定される。このため、この電圧ＶＴは一定の電圧である。なお、上記Ｑ１ＶＢＥ及びＱ３ＶＢＥは、トランジスタＱ１及びＱ３のベース・エミッタ間電圧である。
【００３４】
上記正のトリガ回路２から出力されたトリガ信号はダイオードＤ１を介してトライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。このため、トライアックＴＲＣがオンされる。したがって、図２（ｃ）に示すように、モータＭに電圧が供給されることにより、モータＭが回転する。
【００３５】
続いて、電源電圧Ｅが負となり、上記した電源電圧Ｅが正における動作と同様にして、制御回路が動作する。すなわち、コンデンサＣ１が充電され、充電電圧Ｖａが基準電圧Ｖｓより電圧ＶＴだけ低くなると、負のトリガ回路３が導通される。この負のトリガ回路３によりトリガ信号が出力され、トライアックＴＲＣがオンし、モータＭに電圧が供給される。
【００３６】
この後、再び、上記した電源電圧Ｅが正の範囲における動作が行われ、続いて、負の範囲における動作が行われる。以上の動作が繰り返されることによって、モータＭが回転する。
【００３７】
また、可変抵抗ＶＲの操作に応じて、可変抵抗ＶＲの抵抗値が変化すると、基準電圧Ｖｓが変化する。このため、正、負のトリガ回路２、３の導通タイミングが変化し、トライアックＴＲＣの導通角が変化する。したがって、モータＭの回転数が可変抵抗ＶＲの操作に従って変化する。図２（ｂ）（ｃ）の破線は、可変抵抗ＶＲの操作に応じた基準電圧Ｖｓ’、及び導通角θ’の変化を示している。
【００３８】
図３は、本発明に係る位相制御回路に供給される電源の周波数が５０Ｈｚの場合と、６０Ｈｚの場合の動作を示している。図３（ａ）〜（ｅ）において、図２（ａ）〜（ｃ）と同一部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。なお、以下、電源電圧Ｅが正の範囲における動作について説明するが、負の範囲での動作も同様である。
【００３９】
図３（ａ）は、電源周波数が５０Ｈｚにおける各部の波形を示しており、図３（ｂ）は、電源周波数が６０Ｈｚにおける各部の電圧波形を示している。図３（ａ）、（ｂ）に示すように、電源周波数が６０Ｈｚのとき、電圧波形の周期は、５０Ｈｚのそれより短くなっている。図３（ｃ）は、トリガ回路の動作を示す電圧波形である。図３（ｃ）において、実線に示す基準電圧Ｖｓは電源周波数が５０Ｈｚのものであり、６０Ｈｚの基準電圧Ｖｓは破線により示している。図３（ｄ）は、電源周波数が５０Ｈｚのときのモータ電圧を示しており、図３（ｅ）は、６０Ｈｚのときのモータ電圧を示している。
【００４０】
上記したように、充電電圧Ｖａは、電圧安定化回路により生成された電圧と、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１の時定数により決定された遅延電圧である。したがって、図３（ｃ）に示すように、充電電圧Ｖａは、電源周波数の変動に関わらず、ほぼ一定の曲線となる。さらに、点弧位置は、この充電電圧Ｖａと基準電圧Ｖｓとの差がＶＴとなる点である。このため、図３（ｃ）に示すように、電源周波数により、点弧位置が相違しても、図３（ｄ）、（ｅ）に示すように、電源周波数５０Ｈｚ、６０Ｈｚにおける、それぞれの導通角はほぼ同じとなる。したがって、電源周波数の変動によらず、モータをほぼ一定の回転数に制御することができる。
【００４１】
図４は、本発明に係る位相制御回路の電源電圧Ｅを１００Ｖとした場合、及び２００Ｖとした場合の動作を示している。図４（ａ）〜（ｃ）において、図２（ａ）〜（ｃ）と同一部分については、同一の符号を付す。また、図４（ａ）〜（ｃ）において、実線は電源電圧Ｅが１００Ｖの各波形を示し、破線は電源電圧Ｅが２００Ｖの各波形を示している。以下、電源電圧Ｅが正の範囲における動作について説明するが、負の範囲での動作も同様である。
【００４２】
図４（ａ）に示すように、電源電圧Ｅが例えば２００Ｖである場合おいても、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２が発生する電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２は、電源電圧Ｅが１００Ｖの場合と変わらない。このため、各接続ノードｌ２、ｌ１の電圧Ｖｌ２、Ｖｌ１も電源電圧Ｅが１００Ｖの場合と大きく変わらない。したがって、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａと基準電圧Ｖｓとの差電圧ＶＴにより決定される点弧位置は、電源電圧Ｅの変化に関わらず、図４（ｃ）に示すように同一となる。このため、導通角は共にθとなり、電源電圧Ｅの変化によらず、一定のモータの回転数が得られる。
【００４３】
図５は、本発明に係る位相制御回路の、可変抵抗の抵抗値Ｒと導通角θとの関係を示している。図５において、実線は電源周波数が５０Ｈｚにおける関係を示し、破線は６０Ｈｚにおけるそれを示している。図５に示すように、電源周波数の変化及び電源電圧Ｅの変化によらず、可変抵抗ＶＲの同一の抵抗値に対して、ほぼ同一の導通角が得られる。すなわち、電源周波数及び電源電圧の変動に対して偏差の少ないモータ回転数を得ることができる。さらに、導通角の小さい範囲、すなわち、モータの低速回転時において、偏差の少ない位相制御が可能である。電動工具は低速回転域での使用頻度が高いため、低速回転域で安定した動作が可能であることは、作業上有利である。
【００４４】
上記第１の実施例によれば、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２を用いて、電源電圧から一定の電圧を生成し、この電圧に抵抗Ｒ２、Ｒ３により生成された電圧を重畳して扇形の電圧波形を生成し、この扇形の電圧に応じて積分回路を構成するコンデンサＣ１を充電するとともに、一定の電圧ＶＴを生成し、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａと一定電圧ＶＴ、及び可変抵抗ＶＲにより設定される基準電圧Ｖｓに応じて、正、負のトリガ回路２、３のオンタイミングを制御することにより、トライアックＴＲＣの導通を制御している。このため、電源周波数の変動に影響を受けることなくモータ回転数を略一定に制御できる。
【００４５】
しかも、前記基準電圧Ｖｓ及び充電電圧Ｖａは、電源電圧の変化に伴い、同じ比率により変化する。このため、電源電圧の変動により、点弧位置が変化することを防ぐことができる。したがって、電源電圧の変動に無関係に、略一定のモータ回転数を維持できる。
【００４６】
さらに、基準電圧Ｖｓは電源電圧Ｅを分圧することにより生成している。このため、電源電圧Ｅの半周期毎に、基準電圧Ｖｓが０となる点が存在する。コンデンサＣ１の充電電圧ＶａはツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２で決定され、電圧ＶＴを電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２よりも低く設定することにより、コンデンサＣ１の電荷がこの電圧０点で必ず放電する。よって、コンデンサＣ１の残留電荷の影響を回避することができるとともに、従来のように、コンデンサの電荷を放電させるための放電回路を設ける必要がなく、回路構成を簡単化することができる。
【００４７】
（第２の実施例）
図６は、本発明に係る位相制御回路の第２の実施例を示しており、第１の実施例と同一部分には同一符号を付し、説明は省略する。第１の実施例は電源電圧の全波を制御しているのに対して、第２の実施例は電源電圧の半波のみを制御している。
【００４８】
図６において、交流電源Ｅの一端にモータＭの一端が直列接続されている。前記モータＭの他端と前記交流電源の他端に、スイッチング素子としての例えばサイリスタＳＣＲが接続されている。前記モータＭと前記サイリスタＳＣＲの接続ノードには負の範囲の電源電圧を遮断するダイオードＤ３のアノードが接続されている。このダイオードＤ３のカソードは、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１のアノードは前記サイリスタＳＣＲと交流電源Ｅとの接続ノードに接続されている。
【００４９】
前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードｌ１と前記接続ノードｌ３の相互間には抵抗Ｒ４、可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ５が直列接続されている。
【００５０】
前記抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードｌ２は抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は前記接続ノードｌ３に接続されている。
【００５１】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は抵抗Ｒ７の一端に接続される。抵抗Ｒ７の他端は、抵抗Ｒ８を介して前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されるとともに、例えばＰＵＴの制御ノードに接続される。前記抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ６との接続ノードは前記ＰＵＴの入力端に接続される。
【００５２】
前記ＰＵＴの出力端は前記ＳＣＲのゲート電極に接続される。このサイリスタＳＣＲのゲート電極とカソードの相互間には抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００５３】
上記第２の実施例の動作は、第１の実施例における電源電圧が正の半サイクルの動作と同様である。
【００５４】
上記第２の実施例によっても、第１の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００５５】
その他、本発明の要旨を変えない範囲において種々変形実施可能なことは勿論である。
【００５６】
【発明の効果】
以上、詳述したように本発明によれば、周波数及び電源電圧が変動した場合においても、導通角の変動を抑えることが可能な位相制御回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る位相制御回路の第１の実施例を示す回路図。
【図２】図１に示す回路の各部の動作を示す波形図。
【図３】第１の実施例において、電源周波数を変化した場合の各部の電圧を示す波形図。
【図４】第１の実施例において、電源電圧を変化した場合の各部の電圧を示す波形図。
【図５】第１の実施例における、可変抵抗の抵抗値と導通角との関係を示す図。
【図６】本発明に係る位相制御回路の第２の実施例を示す回路図。
【図７】従来の位相制御回路を示す回路図。
【図８】図７の動作を示す波形図。
【図９】従来の位相制御回路における、可変抵抗の抵抗値と導通角との関係を示す図。
【符号の説明】
Ｅ…交流電源、
Ｍ…モータ、
ＴＲＣ…トライアック、
ＰＵＴ…プログラマブル・ユニジャンクション・トランジスタ、
Ｒ１〜Ｒ１３…抵抗、
ＶＲ…可変抵抗、
Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、
Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、
ＺＤ１、ＺＤ２…ツェナーダイオード、
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ、
１…電圧安定化回路、
２…正のトリガ回路、
３…負のトリガ回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば商用交流電圧を電源とする電動工具用モータの位相制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動工具に使用される電動モータの速度を制御する方法として、種々のものが知られている。一般的には、スイッチング素子を用いてモータに供給される電力が制御される。すなわち、抵抗とコンデンサの時定数に応じて遅延された電圧と電動工具を制御する可変抵抗の抵抗値に応じた基準電圧とにより、スイッチング素子をオンする点弧位置が決定される。この点弧位置を移動させることにより電動モータがオン状態である導通角が制御され、電動モータの速度制御がなされる。
【０００３】
図７は、従来の位相制御回路を示している。この制御回路は、交流電源Ｅに直列に接続されたモータＭのオン・オフを制御するトライアックＴＲＣと、このトライアックＴＲＣの制御ノードに接続されたトリガダイオードＤＡと、コンデンサＣ及び可変抵抗ＶＲ、及びコンデンサＣの放電回路ＤＣにより構成されている。
【０００４】
この制御回路において、可変抵抗ＶＲ及びコンデンサＣにより決定される時定数に応じて、コンデンサＣが充電される。この充電電圧がトリガダイオードＤＡをオンできる電圧に達すると、トリガダイオードＤＡからトリガ信号が出力され、このトリガ信号に応じてトライアックＴＲＣが導通され、モータＭに交流電圧が供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記したように、従来の位相制御回路は、可変抵抗ＶＲとコンデンサＣの時定数によって、トリガダイオードＤＡがオンされる時間が決定される。
【０００６】
図８は、従来の位相制御回路の電圧波形を示している。図８（ａ）は、電源電圧を示しており、図８（ｂ）はモータに供給される電圧を示している。なお、図８（ａ）、（ｂ）において、実線は電源の周波数が５０Ｈｚにおける波形を示し、破線は周波数が６０Ｈｚにおける波形を示している。
【０００７】
図８（ａ）に示すように、電源周波数が６０Ｈｚの周期は、５０Ｈｚのそれよりも短い。しかしながら、遅延時間Ｔｄは電源周波数によらず、ほぼ一定の値である。このため、図８（ｂ）に示すように、モータの導通角θは、電源周波数が５０Ｈｚの時よりも６０Ｈｚのそれの方が小さくなる。すなわち、６０Ｈｚの方が、５０Ｈｚのときより、モータに電圧を供給する時間が短くなる。よって、電源周波数により、モータの回転数が大きく変化する。したがって、使用される周波数によって、各周波数に応じた専用の位相制御回路が必要となる。これは、製造者にとって製造コスト高騰の原因となる。また、使用者にとっても、各周波数に応じた専用の位相制御回路が搭載された電動工具が必要であるため、メンテナンス等も煩雑となる。
【０００８】
また、電源電圧が変動した場合、それに伴いコンデンサＣの充電電圧が変化する。例えば電源電圧が高い場合、コンデンサＣに充電される電圧が大きくなり、遅延時間が短くなる。すると、点弧時間が速まり、モータの導通角は大きくなる。一方、電源電圧が低下した場合、コンデンサＣに充電される電圧が小さくなり、遅延時間が長くなる。このため、点弧時間が遅くなり、導通角が小さくなる。
【０００９】
図９は、可変抵抗の抵抗値Ｒの変化とモータの導通角θの変化との関係を示している。図９中の実線は電源周波数５０Ｈｚを示し、破線は６０Ｈｚを示している。
【００１０】
このように、同一の周波数であっても、電源電圧の変動により、モータの回転数は大きく変化するという問題点があった。
【００１１】
さらに、図７に示す従来の回路構成の場合、可変抵抗ＶＲの抵抗値Ｒが大きく、導通角θが小さいとき、コンデンサＣの充電電圧が、トリガダイオードＤＡを導通させるのに必要な電圧に達することなく、電源電圧の半サイクルが終わることがある。この場合、コンデンサＣに電荷が残り、次の半サイクルの動作に影響を与える。したがって、従来の回路の場合、コンデンサＣの電荷を放電させる放電回路ＤＣを必要としていた。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、周波数及び電源電圧が変動した場合においても、導通角の変動を抑えることが可能な位相制御回路を提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の位相制御回路は、上記課題を解決するため、交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、前記交流電源に応じて正負の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧だけ高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第１のトリガ回路と、前記交流電源の電圧が負の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定された電圧だけ低くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第２のトリガ回路とを具備することを特徴とする。
【００１４】
本発明の位相制御回路は、交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、前記交流電源に応じて正の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧より高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させるトリガ回路とを具備することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１６】
（第１の実施例）
図１は本発明に係る位相制御回路の第１の実施例を示す回路図である。図１において、交流電源Ｅの一端にモータＭの一端が直列接続されている。前記モータＭの他端と前記交流電源の他端に、スイッチング素子としての例えばトライアックＴＲＣが接続されている。前記モータＭと前記トライアックＴＲＣの接続ノードには抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端は直列接続された抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１のアノードはツェナーダイオードＺＤ２のアノードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ２のカソードは、前記トライアックＴＲＣと交流電源Ｅとの接続ノードに接続されている。
【００１７】
前記抵抗Ｒ２、Ｒ３及びツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２により電圧安定化回路１が形成されている。すなわち、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２により、正負の定電圧が発生される。また、抵抗Ｒ２、Ｒ３は電源周波数及び電源電圧Ｅの補正用に設けられている。
【００１８】
前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードｌ１と、前記ツェナーダイオードＺＤ２と前記トライアックＴＲＣ及び交流電源Ｅとの接続ノードｌ３には抵抗Ｒ４、可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ５が直列接続されている。前記抵抗Ｒ５の他端は前記ツェナーダイオードＺＤ２を前記交流電源Ｅとの接続ノードｌ３に接続される。
【００１９】
前記可変抵抗ＶＲの操作に応じてモータＭが所望の回転数に制御される。また、前記抵抗Ｒ４、Ｒ５によりモータの最小回転数、最大回転数がそれぞれ規定される。
【００２０】
前記抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードｌ２は抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は前記接続ノードｌ３に接続される。この抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１により積分回路が形成され、この積分回路の時定数に応じて充電電圧ＶａがコンデンサＣ１の両端に生成される。
【００２１】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は抵抗Ｒ７の一端に接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、ＰＮＰ型トランジスタＱ１のベース、及びＮＰＮ型トランジスタＱ２のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続されている。この抵抗Ｒ８とトランジスタＱ１のエミッタとの接続ノードは前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ９の一端に接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは前記抵抗Ｒ９の他端に接続されている。
【００２２】
前記抵抗Ｒ７〜Ｒ９及びトランジスタＱ１、Ｑ２により正のトリガ回路２が構成されている。この正のトリガ回路２により、電源電圧Ｅの正の範囲において、前記トライアックＴＲＣがオンするトリガ信号が生成される。このトリガ信号はダイオードＤ１を介して前記トライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。すなわち、このダイオードＤ１のアノードにはトランジスタＱ２のエミッタと抵抗Ｒ９の接続ノードに接続され、カソードはトライアックＴＲＣのゲート電極に接続されている。
【００２３】
なお、前記抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９はトランジスタＱ１、Ｑ２の動作を安定させる機能を有する。
【００２４】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は、さらに抵抗Ｒ１０の一端に接続されている。抵抗Ｒ１０の他端は、ＮＰＮ型トランジスタＱ３のベース、ＰＮＰ型トランジスタＱ４のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ３のエミッタに接続されている。この抵抗Ｒ１１とトランジスタＱ３のエミッタとの接続ノードは前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ４のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは前記抵抗Ｒ１２の他端に接続されている。
【００２５】
前記抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２及びトランジスタＱ３、Ｑ４により負のトリガ回路３が構成されている。この負のトリガ回路３により、電源電圧Ｅの負の範囲において、前記トライアックＴＲＣがオンするトリガ信号が生成される。このトリガ信号はダイオードＤ２を介して前記トライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。すなわち、このダイオードＤ２のカソードはトランジスタＱ４のエミッタと抵抗Ｒ１２の接続ノードに接続され、アノードはトライアックＴＲＣのゲート電極に接続されている。
【００２６】
なお、前記抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２はトランジスタＱ３、Ｑ４の動作を安定させる機能を有する。
【００２７】
前記トライアックＴＲＣのゲート電極と前記接続ノードｌ３の相互間には、抵抗Ｒ１３、コンデンサＣ２が並列接続されている。これら抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ２はトライアックＴＲＣの安定動作のために配置される。
【００２８】
なお、前記正のトリガ回路２は、抵抗Ｒ７〜Ｒ９及びトランジスタＱ１、Ｑ２により構成したが、ＰＵＴ（Ｐｒｏｇｒａｍａｂｌｅ Ｕｎｉｊｕｎｃｔｉｏｎ
Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用することもできる。
【００２９】
上記した構成において、図１及び図２を参照して、例えば電源周波数が５０Ｈｚ、電源電圧が１００Ｖにおける位相制御回路の動作について説明する。
【００３０】
図示せぬスイッチがオンされ、図２（ａ）に示す電源電圧Ｅが回路に供給される。スイッチをオンした瞬間はコンデンサＣ１には電荷が充電されていない。この状態では、正、負のトリガ回路２、３は非導通状態であり、トライアックＴＲＣも導通していない。したがって、モータＭには電圧が供給されていない。
【００３１】
ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２は、図２（ａ）に示すように、電源電圧Ｅに応じて電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２をそれぞれ発生する。接続ノードｌ２、ｌ１の電圧はツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２が発生する電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２に抵抗Ｒ３、Ｒ２の電圧を重畳した電圧である。
【００３２】
積分回路を構成するコンデンサＣ１は、接続ノードｌ２から分岐された電圧に応じて充電される。
【００３３】
コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａが、図２（ｂ）に示すように、可変抵抗ＶＲにより設定される基準電圧Ｖｓより電圧ＶＴだけ高くなると、トランジスタＱ１及びＱ２が導通され、正のトリガ回路２が導通状態となる。前記電圧ＶＴは、電源電圧が正の範囲においては｛（Ｒ７＋Ｒ８）／Ｒ８｝・Ｑ１ＶＢＥにより決定され、負の範囲においては｛（Ｒ１０＋Ｒ１１）／Ｒ１１｝・Ｑ３ＶＢＥにより決定される。このため、この電圧ＶＴは一定の電圧である。なお、上記Ｑ１ＶＢＥ及びＱ３ＶＢＥは、トランジスタＱ１及びＱ３のベース・エミッタ間電圧である。
【００３４】
上記正のトリガ回路２から出力されたトリガ信号はダイオードＤ１を介してトライアックＴＲＣのゲート電極に供給される。このため、トライアックＴＲＣがオンされる。したがって、図２（ｃ）に示すように、モータＭに電圧が供給されることにより、モータＭが回転する。
【００３５】
続いて、電源電圧Ｅが負となり、上記した電源電圧Ｅが正における動作と同様にして、制御回路が動作する。すなわち、コンデンサＣ１が充電され、充電電圧Ｖａが基準電圧Ｖｓより電圧ＶＴだけ低くなると、負のトリガ回路３が導通される。この負のトリガ回路３によりトリガ信号が出力され、トライアックＴＲＣがオンし、モータＭに電圧が供給される。
【００３６】
この後、再び、上記した電源電圧Ｅが正の範囲における動作が行われ、続いて、負の範囲における動作が行われる。以上の動作が繰り返されることによって、モータＭが回転する。
【００３７】
また、可変抵抗ＶＲの操作に応じて、可変抵抗ＶＲの抵抗値が変化すると、基準電圧Ｖｓが変化する。このため、正、負のトリガ回路２、３の導通タイミングが変化し、トライアックＴＲＣの導通角が変化する。したがって、モータＭの回転数が可変抵抗ＶＲの操作に従って変化する。図２（ｂ）（ｃ）の破線は、可変抵抗ＶＲの操作に応じた基準電圧Ｖｓ’、及び導通角θ’の変化を示している。
【００３８】
図３は、本発明に係る位相制御回路に供給される電源の周波数が５０Ｈｚの場合と、６０Ｈｚの場合の動作を示している。図３（ａ）〜（ｅ）において、図２（ａ）〜（ｃ）と同一部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。なお、以下、電源電圧Ｅが正の範囲における動作について説明するが、負の範囲での動作も同様である。
【００３９】
図３（ａ）は、電源周波数が５０Ｈｚにおける各部の波形を示しており、図３（ｂ）は、電源周波数が６０Ｈｚにおける各部の電圧波形を示している。図３（ａ）、（ｂ）に示すように、電源周波数が６０Ｈｚのとき、電圧波形の周期は、５０Ｈｚのそれより短くなっている。図３（ｃ）は、トリガ回路の動作を示す電圧波形である。図３（ｃ）において、実線に示す基準電圧Ｖｓは電源周波数が５０Ｈｚのものであり、６０Ｈｚの基準電圧Ｖｓは破線により示している。図３（ｄ）は、電源周波数が５０Ｈｚのときのモータ電圧を示しており、図３（ｅ）は、６０Ｈｚのときのモータ電圧を示している。
【００４０】
上記したように、充電電圧Ｖａは、電圧安定化回路により生成された電圧と、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１の時定数により決定された遅延電圧である。したがって、図３（ｃ）に示すように、充電電圧Ｖａは、電源周波数の変動に関わらず、ほぼ一定の曲線となる。さらに、点弧位置は、この充電電圧Ｖａと基準電圧Ｖｓとの差がＶＴとなる点である。このため、図３（ｃ）に示すように、電源周波数により、点弧位置が相違しても、図３（ｄ）、（ｅ）に示すように、電源周波数５０Ｈｚ、６０Ｈｚにおける、それぞれの導通角はほぼ同じとなる。したがって、電源周波数の変動によらず、モータをほぼ一定の回転数に制御することができる。
【００４１】
図４は、本発明に係る位相制御回路の電源電圧Ｅを１００Ｖとした場合、及び２００Ｖとした場合の動作を示している。図４（ａ）〜（ｃ）において、図２（ａ）〜（ｃ）と同一部分については、同一の符号を付す。また、図４（ａ）〜（ｃ）において、実線は電源電圧Ｅが１００Ｖの各波形を示し、破線は電源電圧Ｅが２００Ｖの各波形を示している。以下、電源電圧Ｅが正の範囲における動作について説明するが、負の範囲での動作も同様である。
【００４２】
図４（ａ）に示すように、電源電圧Ｅが例えば２００Ｖである場合おいても、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２が発生する電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２は、電源電圧Ｅが１００Ｖの場合と変わらない。このため、各接続ノードｌ２、ｌ１の電圧Ｖｌ２、Ｖｌ１も電源電圧Ｅが１００Ｖの場合と大きく変わらない。したがって、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａと基準電圧Ｖｓとの差電圧ＶＴにより決定される点弧位置は、電源電圧Ｅの変化に関わらず、図４（ｃ）に示すように同一となる。このため、導通角は共にθとなり、電源電圧Ｅの変化によらず、一定のモータの回転数が得られる。
【００４３】
図５は、本発明に係る位相制御回路の、可変抵抗の抵抗値Ｒと導通角θとの関係を示している。図５において、実線は電源周波数が５０Ｈｚにおける関係を示し、破線は６０Ｈｚにおけるそれを示している。図５に示すように、電源周波数の変化及び電源電圧Ｅの変化によらず、可変抵抗ＶＲの同一の抵抗値に対して、ほぼ同一の導通角が得られる。すなわち、電源周波数及び電源電圧の変動に対して偏差の少ないモータ回転数を得ることができる。さらに、導通角の小さい範囲、すなわち、モータの低速回転時において、偏差の少ない位相制御が可能である。電動工具は低速回転域での使用頻度が高いため、低速回転域で安定した動作が可能であることは、作業上有利である。
【００４４】
上記第１の実施例によれば、ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２を用いて、電源電圧から一定の電圧を生成し、この電圧に抵抗Ｒ２、Ｒ３により生成された電圧を重畳して扇形の電圧波形を生成し、この扇形の電圧に応じて積分回路を構成するコンデンサＣ１を充電するとともに、一定の電圧ＶＴを生成し、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖａと一定電圧ＶＴ、及び可変抵抗ＶＲにより設定される基準電圧Ｖｓに応じて、正、負のトリガ回路２、３のオンタイミングを制御することにより、トライアックＴＲＣの導通を制御している。このため、電源周波数の変動に影響を受けることなくモータ回転数を略一定に制御できる。
【００４５】
しかも、前記基準電圧Ｖｓ及び充電電圧Ｖａは、電源電圧の変化に伴い、同じ比率により変化する。このため、電源電圧の変動により、点弧位置が変化することを防ぐことができる。したがって、電源電圧の変動に無関係に、略一定のモータ回転数を維持できる。
【００４６】
さらに、基準電圧Ｖｓは電源電圧Ｅを分圧することにより生成している。このため、電源電圧Ｅの半周期毎に、基準電圧Ｖｓが０となる点が存在する。コンデンサＣ１の充電電圧ＶａはツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２で決定され、電圧ＶＴを電圧ＶＺＤ１及びＶＺＤ２よりも低く設定することにより、コンデンサＣ１の電荷がこの電圧０点で必ず放電する。よって、コンデンサＣ１の残留電荷の影響を回避することができるとともに、従来のように、コンデンサの電荷を放電させるための放電回路を設ける必要がなく、回路構成を簡単化することができる。
【００４７】
（第２の実施例）
図６は、本発明に係る位相制御回路の第２の実施例を示しており、第１の実施例と同一部分には同一符号を付し、説明は省略する。第１の実施例は電源電圧の全波を制御しているのに対して、第２の実施例は電源電圧の半波のみを制御している。
【００４８】
図６において、交流電源Ｅの一端にモータＭの一端が直列接続されている。前記モータＭの他端と前記交流電源の他端に、スイッチング素子としての例えばサイリスタＳＣＲが接続されている。前記モータＭと前記サイリスタＳＣＲの接続ノードには負の範囲の電源電圧を遮断するダイオードＤ３のアノードが接続されている。このダイオードＤ３のカソードは、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介してツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１のアノードは前記サイリスタＳＣＲと交流電源Ｅとの接続ノードに接続されている。
【００４９】
前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードｌ１と前記接続ノードｌ３の相互間には抵抗Ｒ４、可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ５が直列接続されている。
【００５０】
前記抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードｌ２は抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他端は前記接続ノードｌ３に接続されている。
【００５１】
前記可変抵抗ＶＲの摺動子は抵抗Ｒ７の一端に接続される。抵抗Ｒ７の他端は、抵抗Ｒ８を介して前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１との接続ノードに接続されるとともに、例えばＰＵＴの制御ノードに接続される。前記抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ６との接続ノードは前記ＰＵＴの入力端に接続される。
【００５２】
前記ＰＵＴの出力端は前記ＳＣＲのゲート電極に接続される。このサイリスタＳＣＲのゲート電極とカソードの相互間には抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ２が並列接続されている。
【００５３】
上記第２の実施例の動作は、第１の実施例における電源電圧が正の半サイクルの動作と同様である。
【００５４】
上記第２の実施例によっても、第１の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００５５】
その他、本発明の要旨を変えない範囲において種々変形実施可能なことは勿論である。
【００５６】
【発明の効果】
以上、詳述したように本発明によれば、周波数及び電源電圧が変動した場合においても、導通角の変動を抑えることが可能な位相制御回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る位相制御回路の第１の実施例を示す回路図。
【図２】図１に示す回路の各部の動作を示す波形図。
【図３】第１の実施例において、電源周波数を変化した場合の各部の電圧を示す波形図。
【図４】第１の実施例において、電源電圧を変化した場合の各部の電圧を示す波形図。
【図５】第１の実施例における、可変抵抗の抵抗値と導通角との関係を示す図。
【図６】本発明に係る位相制御回路の第２の実施例を示す回路図。
【図７】従来の位相制御回路を示す回路図。
【図８】図７の動作を示す波形図。
【図９】従来の位相制御回路における、可変抵抗の抵抗値と導通角との関係を示す図。
【符号の説明】
Ｅ…交流電源、
Ｍ…モータ、
ＴＲＣ…トライアック、
ＰＵＴ…プログラマブル・ユニジャンクション・トランジスタ、
Ｒ１〜Ｒ１３…抵抗、
ＶＲ…可変抵抗、
Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、
Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、
ＺＤ１、ＺＤ２…ツェナーダイオード、
Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ、
１…電圧安定化回路、
２…正のトリガ回路、
３…負のトリガ回路。
Claims (2)
- 交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、
前記交流電源に応じて正負の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、
前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、
前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、
前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧だけ高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第１のトリガ回路と、
前記交流電源の電圧が負の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定された電圧だけ低くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させる第２のトリガ回路と
を具備することを特徴とする位相制御回路。 - 交流電源及びモータに接続され、このモータに供給される電圧を制御するスイッチング素子と、
前記交流電源に応じて正の定電圧を発生する電圧発生部と、前記電圧発生部と直列接続された２つの抵抗素子とを有する電圧安定化回路と、
前記電圧安定化回路の２つの抵抗素子の接続ノードから供給される電圧に応じて充電されるコンデンサと、
前記モータの回転数を定める基準電圧を発生する可変抵抗と、
前記交流電源の電圧が正の範囲において、前記コンデンサに充電される電圧が前記基準電圧より予め設定される電圧より高くなるとオンし、前記スイッチング素子を導通させるトリガ回路と
を具備することを特徴とする位相制御回路。
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