JPH0610411Y2 - 電力制御装置 - Google Patents
電力制御装置Info
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- JPH0610411Y2 JPH0610411Y2 JP1689788U JP1689788U JPH0610411Y2 JP H0610411 Y2 JPH0610411 Y2 JP H0610411Y2 JP 1689788 U JP1689788 U JP 1689788U JP 1689788 U JP1689788 U JP 1689788U JP H0610411 Y2 JPH0610411 Y2 JP H0610411Y2
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- JP
- Japan
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- diode
- capacitor
- zener diode
- power supply
- cathode
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Description
【考案の詳細な説明】 ［考案の目的］ （産業上の利用分野） この考案は、例えば電気掃除機、空調装置、調光装置等
の電力調整に使用される電力制御装置に関する。
の電力調整に使用される電力制御装置に関する。
（従来の技術） 周知のように、この種の電力調整に使用される電力制御
装置は、例えばトライアック等の制御整流素子が使用さ
れ、この制御整流素子の導通角を制御することにより、
負荷に供給される電力が制御される。
装置は、例えばトライアック等の制御整流素子が使用さ
れ、この制御整流素子の導通角を制御することにより、
負荷に供給される電力が制御される。
ところで、この種の電力制御装置では、使用される電源
の周波数が異なった場合、制御特性が変化するものであ
る。このため、従来では、電源周波数に合った回路定数
を設定する付加回路および切換えスイッチを予め設けて
おき、使用する電源が変わった場合、前記切換えスイッ
チによって、前記付加回路を回路本体に挿入るいは切離
すようにしたり、電源周波数が変わった場合、その電源
周波数に合った回路を別途付加することにより対処され
ていた。
の周波数が異なった場合、制御特性が変化するものであ
る。このため、従来では、電源周波数に合った回路定数
を設定する付加回路および切換えスイッチを予め設けて
おき、使用する電源が変わった場合、前記切換えスイッ
チによって、前記付加回路を回路本体に挿入るいは切離
すようにしたり、電源周波数が変わった場合、その電源
周波数に合った回路を別途付加することにより対処され
ていた。
（考案が解決しようとする課題） しかし、予めスイッチおよび切換え回路を組込む場合
は、回路構成が複雑化、大型化するものであり、また、
必要な時に回路を付加する場合は、回路の付加に工数を
要するものであり、繁雑なものであった。
は、回路構成が複雑化、大型化するものであり、また、
必要な時に回路を付加する場合は、回路の付加に工数を
要するものであり、繁雑なものであった。
この考案は、電源の周波数に応じて回路構成を変えなけ
ればならないという課題を解決するものであり、その目
的とするところは、電源の周波数が変わった場合におい
ても、回路構成を変える必要がなく、しかも、電源周波
数に係わらず所要の制御特性を得ることが可能な電力制
御装置を提供しようとするものである。
ればならないという課題を解決するものであり、その目
的とするところは、電源の周波数が変わった場合におい
ても、回路構成を変える必要がなく、しかも、電源周波
数に係わらず所要の制御特性を得ることが可能な電力制
御装置を提供しようとするものである。
［考案の構成］ （課題を解決するための手段） この考案は、交流電源の一端部にカソードおよびアノー
ドがそれぞれ接続され、交流電源を半波整流する第１、
第２のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード
と第２のダイオードのカソードの相互間に接続された可
変抵抗と、前記第１のダイオードのアノードにアノード
が接続された第１のツェナーダイオードと、前記第２の
ダイオードのカソードにカソードが接続された第２のツ
ェナーダイオードと、前記第１のツェナーダイオードの
カソードと前記交流電源の他端部の相互間に接続され、
前記第２のダイオード、可変抵抗および第１のツェナー
ダイオードを介して充電される第１のキャパシタ手段
と、前記第２のツェナーダイオードのアノードと前記交
流電源の他端部の相互間に接続され、前記第１のダイオ
ード、可変抵抗および第２のツェナーダイオードを介し
て充電される第２のキャパシタ手段と、前記第１のツェ
ナーダイオードと前記第１のキャパシタ手段の接続部よ
り取出される電圧に応じて導通される第１のスイッチ手
段と、前記第２のツェナーダイオードと前記第２のキャ
パシタ手段の接続部より取出される電圧に応じて導通さ
れる前記第１のスイッチ手段と逆極性の第２のスイッチ
手段と、負荷を介して前記交流電源の一端部と他端部の
相互間に接続され、前記第１、第２のスイッチ手段によ
って導通制御される制御整流素子とから構成されてい
る。
ドがそれぞれ接続され、交流電源を半波整流する第１、
第２のダイオードと、前記第１のダイオードのアノード
と第２のダイオードのカソードの相互間に接続された可
変抵抗と、前記第１のダイオードのアノードにアノード
が接続された第１のツェナーダイオードと、前記第２の
ダイオードのカソードにカソードが接続された第２のツ
ェナーダイオードと、前記第１のツェナーダイオードの
カソードと前記交流電源の他端部の相互間に接続され、
前記第２のダイオード、可変抵抗および第１のツェナー
ダイオードを介して充電される第１のキャパシタ手段
と、前記第２のツェナーダイオードのアノードと前記交
流電源の他端部の相互間に接続され、前記第１のダイオ
ード、可変抵抗および第２のツェナーダイオードを介し
て充電される第２のキャパシタ手段と、前記第１のツェ
ナーダイオードと前記第１のキャパシタ手段の接続部よ
り取出される電圧に応じて導通される第１のスイッチ手
段と、前記第２のツェナーダイオードと前記第２のキャ
パシタ手段の接続部より取出される電圧に応じて導通さ
れる前記第１のスイッチ手段と逆極性の第２のスイッチ
手段と、負荷を介して前記交流電源の一端部と他端部の
相互間に接続され、前記第１、第２のスイッチ手段によ
って導通制御される制御整流素子とから構成されてい
る。
（作用） この考案は、第１、第２のキャパシタ手段の充放電時定
数を第１、第２のツェナーダイオードおよび可変抵抗に
よって相対的に設定することにより、第１、第２のキャ
パシタ手段の充電および放電を制御し、第１のキャパシ
タ手段の出力を交流電源の正の領域、第２のキャパシタ
手段の出力を交流電源の負の領域に設定し、これら第
１、第２のキャパシタ手段の出力をそれぞれ逆極性で動
作される第１、第２のスイッチ手段を介して制御整流素
子に供給することにより、電源周波数が変わった場合に
おいても、何等回路を変えることなく、所要の特性を得
ることが可能であるとともに、導通角の広範な制御を可
能としている。
数を第１、第２のツェナーダイオードおよび可変抵抗に
よって相対的に設定することにより、第１、第２のキャ
パシタ手段の充電および放電を制御し、第１のキャパシ
タ手段の出力を交流電源の正の領域、第２のキャパシタ
手段の出力を交流電源の負の領域に設定し、これら第
１、第２のキャパシタ手段の出力をそれぞれ逆極性で動
作される第１、第２のスイッチ手段を介して制御整流素
子に供給することにより、電源周波数が変わった場合に
おいても、何等回路を変えることなく、所要の特性を得
ることが可能であるとともに、導通角の広範な制御を可
能としている。
（実施例） 先ず、第６図乃至第１０図を用いて、この考案の原理に
ついて説明する。
ついて説明する。
第６図において、交流電源Ｐの一端部には、ダイオード
Ｄ１、Ｄ２のカソード、アノードがそれぞれ接続されて
いる。このうちダイオードＤ１のアノードは、抵抗
Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１を介して前記交流電源Ｐの
他端部に接続されている。また、前記ダイオードＤ２の
カソードは、抵抗Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ２を介して
前記交流電源Ｐの他端部に接続されている。さらに、前
記抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点と、抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点
間には、可変抵抗ＶＲが接続されている。ここで、前記
抵抗Ｒ１〜Ｒ４の関係は次のように設定されている。
Ｄ１、Ｄ２のカソード、アノードがそれぞれ接続されて
いる。このうちダイオードＤ１のアノードは、抵抗
Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ１を介して前記交流電源Ｐの
他端部に接続されている。また、前記ダイオードＤ２の
カソードは、抵抗Ｒ３、Ｒ４、コンデンサＣ２を介して
前記交流電源Ｐの他端部に接続されている。さらに、前
記抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点と、抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点
間には、可変抵抗ＶＲが接続されている。ここで、前記
抵抗Ｒ１〜Ｒ４の関係は次のように設定されている。
Ｒ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４ このような構成において、コンデンサＣ１、Ｃ２のイン
ピーダンスに対して、抵抗Ｒ１＋Ｒ２、Ｒ３＋Ｒ４の抵
抗値が大きく設定されている場合、可変抵抗ＶＲの抵抗
値を０（Ω）とすると、コンデンサＣ１、Ｃ２に関する
充電回路、および放電回路は等しくなり、第７図に破線
で示す如く、コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１、
Ｖｃ２は、交流電源Ｐの出力電圧Ｖｐに対して位相が共
に約９０°遅れており、振幅Ｖｐ−ｐも非常に小さいも
のとなる。
ピーダンスに対して、抵抗Ｒ１＋Ｒ２、Ｒ３＋Ｒ４の抵
抗値が大きく設定されている場合、可変抵抗ＶＲの抵抗
値を０（Ω）とすると、コンデンサＣ１、Ｃ２に関する
充電回路、および放電回路は等しくなり、第７図に破線
で示す如く、コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧Ｖｃ１、
Ｖｃ２は、交流電源Ｐの出力電圧Ｖｐに対して位相が共
に約９０°遅れており、振幅Ｖｐ−ｐも非常に小さいも
のとなる。
ここで、可変抵抗ＶＲの抵抗値を０（Ω）以外に設定す
ると、コンデンサＣ１に関しては放電時定数の法が充電
時定数より小さくなるため、コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｃ１は、第７図に一点鎖線で示すようになり、コンデ
ンサＣ２に関しては、充電時定数の方が放電時定数より
小さくなるため、同図に二点鎖線で示すようになる。
ると、コンデンサＣ１に関しては放電時定数の法が充電
時定数より小さくなるため、コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｃ１は、第７図に一点鎖線で示すようになり、コンデ
ンサＣ２に関しては、充電時定数の方が放電時定数より
小さくなるため、同図に二点鎖線で示すようになる。
上記構成において、トライアック等の制御整流素子のト
リガを前記コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１のうち正の
領域、およびコンデンサＣ２の両端電圧のうち負の領域
によって生成すると仮定した場合、可変抵抗ＶＲの抵抗
値を変化することにより、導通角を５０％〜０％まで制
御することができる。
リガを前記コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１のうち正の
領域、およびコンデンサＣ２の両端電圧のうち負の領域
によって生成すると仮定した場合、可変抵抗ＶＲの抵抗
値を変化することにより、導通角を５０％〜０％まで制
御することができる。
一方、上記第６図に示す回路において、交流電源Ｐが５
０Hzの場合と、６０Hzの場合とで、導通角の制御を行う
上での差について考える。
０Hzの場合と、６０Hzの場合とで、導通角の制御を行う
上での差について考える。
例えば交流電源Ｐの周波数が５０Hzの場合において、可
変抵抗ＶＲの抵抗値がＸ（Ω）の場合におけるコンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｃ１を、第８図に二点鎖線で示すも
のとし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０（Ω）の場合におけ
る両端電圧Ｖｃ１を同図に一点鎖線で示すものとする。
そして、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０（Ω）の時の負の領
域から正の領域に変わる点と、可変抵抗ＶＲの抵抗値が
Ｘ（Ω）の時の負の領域から正の領域に変わる点との差
をＹ（％）（１８０°＝１００％）とすると、交流電源
Ｐの周波数を６０Hzにした場合、コンデンサのインピー
ダンスは、１／（２πｆｃ）で表わされるため、コンデ
ンサの両端電圧の振幅は、５０Hzの場合に比べて５／６
の振幅となる。また、レベルダウンの幅は、周波数とは
無関係に一定であるため、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０
（Ω）の場合と、Ｘ（Ω）の場合との差は、第９図に示
す如くＹ＋α（％）となる。これを可変抵抗ＶＲの抵抗
値と導通角との関係から見ると、第１０図に示すように
なる。同図から明らかなように、導通角の最大値は５０
％程度であり、５０Hzと６０Hzの特性の差は、可変抵抗
ＶＲの抵抗値が増加するに従って大きくなっている。し
たがって、導通角の制御範囲が狭く、電源周波数の変化
に対して制御特性に差が生ずる。そこで、この考案では
これらの点を改善している。
変抵抗ＶＲの抵抗値がＸ（Ω）の場合におけるコンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｃ１を、第８図に二点鎖線で示すも
のとし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０（Ω）の場合におけ
る両端電圧Ｖｃ１を同図に一点鎖線で示すものとする。
そして、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０（Ω）の時の負の領
域から正の領域に変わる点と、可変抵抗ＶＲの抵抗値が
Ｘ（Ω）の時の負の領域から正の領域に変わる点との差
をＹ（％）（１８０°＝１００％）とすると、交流電源
Ｐの周波数を６０Hzにした場合、コンデンサのインピー
ダンスは、１／（２πｆｃ）で表わされるため、コンデ
ンサの両端電圧の振幅は、５０Hzの場合に比べて５／６
の振幅となる。また、レベルダウンの幅は、周波数とは
無関係に一定であるため、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０
（Ω）の場合と、Ｘ（Ω）の場合との差は、第９図に示
す如くＹ＋α（％）となる。これを可変抵抗ＶＲの抵抗
値と導通角との関係から見ると、第１０図に示すように
なる。同図から明らかなように、導通角の最大値は５０
％程度であり、５０Hzと６０Hzの特性の差は、可変抵抗
ＶＲの抵抗値が増加するに従って大きくなっている。し
たがって、導通角の制御範囲が狭く、電源周波数の変化
に対して制御特性に差が生ずる。そこで、この考案では
これらの点を改善している。
次に、この考案の実施例について説明する。尚、第１図
において、第６図と同一部分には同一符号を付し、異な
る部分についてのみ説明する。
において、第６図と同一部分には同一符号を付し、異な
る部分についてのみ説明する。
第１図において、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の相互間に
は、ダイオードＤ１と逆極性にツェナーダイオードＺＤ
１が接続されている。また、前記抵抗Ｒ４とコンデンサ
Ｃ２の相互間には、ツェナーダイオードＺＤ２がダイオ
ードＤ２と逆極性に接続されている。
は、ダイオードＤ１と逆極性にツェナーダイオードＺＤ
１が接続されている。また、前記抵抗Ｒ４とコンデンサ
Ｃ２の相互間には、ツェナーダイオードＺＤ２がダイオ
ードＤ２と逆極性に接続されている。
一方、前記交流電源Ｐの一端部は、負荷Ｌの一端部に接
続されている。この負荷Ｌの他端部は制御整流素子とし
ての例えばトライアックＴＲを介して、前記交流電源Ｐ
の他端部に接続されている。また、前記ツェナーダイオ
ードＺＤ２とコンデンサＣ２の接続点は、抵抗Ｒ５を介
してＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＦＥＴ１の
ゲートに接続されている。この電界効果トランジスタＦ
ＥＴ１のソースは、交流電源Ｐの他端部に接続され、ド
レインは抵抗Ｒ６を介してトランジスタＴｒ１のベース
に接続されている。このトランジスタＴｒ１のエミッタ
は、ダイオードＤ３を介して前記負荷Ｌの他端部に接続
されている。さらに、前記ツェナーダイオードＺＤ１と
コンデンサＣ１の接続点は、抵抗Ｒ７を介してＮチャネ
ルＭＯＳ電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに接続
されている。この電界効果トランジスタＦＥＴ２のソー
スは、前記交流電源Ｐの他端部に接続され、ドレインは
抵抗Ｒ８を介してトランジスタＴｒ２のベースに接続さ
れている。このトランジスタＴｒ２のコレクタは、前記
トランジスタＴｒ１のコレクタとともに抵抗Ｒ９を介し
て前記トライアックＴＲのゲートに接続され、エミッタ
は、ダイオードＤ４を介して前記負荷Ｌの他端部に接続
されている。
続されている。この負荷Ｌの他端部は制御整流素子とし
ての例えばトライアックＴＲを介して、前記交流電源Ｐ
の他端部に接続されている。また、前記ツェナーダイオ
ードＺＤ２とコンデンサＣ２の接続点は、抵抗Ｒ５を介
してＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＦＥＴ１の
ゲートに接続されている。この電界効果トランジスタＦ
ＥＴ１のソースは、交流電源Ｐの他端部に接続され、ド
レインは抵抗Ｒ６を介してトランジスタＴｒ１のベース
に接続されている。このトランジスタＴｒ１のエミッタ
は、ダイオードＤ３を介して前記負荷Ｌの他端部に接続
されている。さらに、前記ツェナーダイオードＺＤ１と
コンデンサＣ１の接続点は、抵抗Ｒ７を介してＮチャネ
ルＭＯＳ電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに接続
されている。この電界効果トランジスタＦＥＴ２のソー
スは、前記交流電源Ｐの他端部に接続され、ドレインは
抵抗Ｒ８を介してトランジスタＴｒ２のベースに接続さ
れている。このトランジスタＴｒ２のコレクタは、前記
トランジスタＴｒ１のコレクタとともに抵抗Ｒ９を介し
て前記トライアックＴＲのゲートに接続され、エミッタ
は、ダイオードＤ４を介して前記負荷Ｌの他端部に接続
されている。
上記構成において、動作について説明する。
第１図に示す回路は、交流電源Ｐの一端部が負極とな
り、コンデンサＣ１が放電される場合、ツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ分だけは放電されずに残
っており、交流電源Ｐの一端部が正極となった場合、コ
ンデンサＣ２は、ツェナー電圧Ｖｚ分だけ放電されない
ようになされている。したがって、ツェナーダイオード
ＺＤ１、ＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚを適当な値に設定す
ることにより、コンデンサＣ１に間しては、可変抵抗Ｖ
Ｒの抵抗値が０（Ω）の場合、第２図に示す如く、コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電源電圧Ｖｐの正領域に
あり、コンデンサＣ２に間しては、両端電圧が電源電圧
Ｖｐの負領域に有るよう設定できる。
り、コンデンサＣ１が放電される場合、ツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ分だけは放電されずに残
っており、交流電源Ｐの一端部が正極となった場合、コ
ンデンサＣ２は、ツェナー電圧Ｖｚ分だけ放電されない
ようになされている。したがって、ツェナーダイオード
ＺＤ１、ＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚを適当な値に設定す
ることにより、コンデンサＣ１に間しては、可変抵抗Ｖ
Ｒの抵抗値が０（Ω）の場合、第２図に示す如く、コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が電源電圧Ｖｐの正領域に
あり、コンデンサＣ２に間しては、両端電圧が電源電圧
Ｖｐの負領域に有るよう設定できる。
また、コンデンサＣ１の両端電圧は、高抵抗Ｒ７を介し
て電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに供給されて
いる。したがって、コンデンサＣ１の充電電圧が所定値
に達すると、電界効果トランジスタＦＥＴ２が導通さ
れ、トランジスタＴｒ２が導通される。このトランジス
タＴｒ２のエミッタには、負荷ＬとトライアックＴＲの
相互間に接続されたダイオードＤ４が設けられている。
したがって、トライアックＴＲのゲートへは、交流電源
Ｐの正領域はコンデンサＣ１の両端電圧が供給される。
そして、このトライアックＴＲが導通すると、トランジ
スタＴｒ２のエミッタ−コレクタ間電圧が数ボルトとな
ってしまうため、トライアックＴＲのゲートには見掛け
上パルス状のゲート信号が供給されることとなる。
て電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに供給されて
いる。したがって、コンデンサＣ１の充電電圧が所定値
に達すると、電界効果トランジスタＦＥＴ２が導通さ
れ、トランジスタＴｒ２が導通される。このトランジス
タＴｒ２のエミッタには、負荷ＬとトライアックＴＲの
相互間に接続されたダイオードＤ４が設けられている。
したがって、トライアックＴＲのゲートへは、交流電源
Ｐの正領域はコンデンサＣ１の両端電圧が供給される。
そして、このトライアックＴＲが導通すると、トランジ
スタＴｒ２のエミッタ−コレクタ間電圧が数ボルトとな
ってしまうため、トライアックＴＲのゲートには見掛け
上パルス状のゲート信号が供給されることとなる。
また、コンデンサＣ２についても、コンデンサＣ１と同
様の動作が行われ、交流電源Ｐが負領域の場合のみ、コ
ンデンサＣ２の両端電圧によって電界効果トランジスタ
ＦＥＴ１、トランジスタＴｒ１が制御され、トライアッ
クＴＲにパルス状のゲート信号が供給される。
様の動作が行われ、交流電源Ｐが負領域の場合のみ、コ
ンデンサＣ２の両端電圧によって電界効果トランジスタ
ＦＥＴ１、トランジスタＴｒ１が制御され、トライアッ
クＴＲにパルス状のゲート信号が供給される。
このようにして、可変抵抗ＶＲの抵抗値を変化させるこ
とにより、トライアックＴＲを導通角１００％〜０％の
範囲で制御することができる。
とにより、トライアックＴＲを導通角１００％〜０％の
範囲で制御することができる。
次に、第１図に示す回路において、交流電源Ｐの周波数
が５０Hzの場合と、６０Hzの場合における特性の差につ
いて説明する。
が５０Hzの場合と、６０Hzの場合における特性の差につ
いて説明する。
この構成においては、導通角が５０％と境界として、コ
ンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧が相違する。即ち、コン
デンサＣ１の両端電圧を考えた場合、導通角が５０％よ
り大きい範囲において、コンデンサＣ１の両端電圧は、
周波数が６０Hzの場合の方が５０Hzの場合よりも大きく
なり、逆に導通角が５０％より小さい範囲においては、
周波数が５０Hzの場合の方がコンデンサＣ１の両端電圧
が大きくなる（第３図、第４図参照）。
ンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧が相違する。即ち、コン
デンサＣ１の両端電圧を考えた場合、導通角が５０％よ
り大きい範囲において、コンデンサＣ１の両端電圧は、
周波数が６０Hzの場合の方が５０Hzの場合よりも大きく
なり、逆に導通角が５０％より小さい範囲においては、
周波数が５０Hzの場合の方がコンデンサＣ１の両端電圧
が大きくなる（第３図、第４図参照）。
第５図は、可変抵抗ＶＲの抵抗値を変えた場合における
導通角の変化を示すものである。同図より明らかなよう
に、可変抵抗ＶＲの抵抗値が、可変抵抗ＶＲが有する最
大抵抗値のほぼ１／２の場合、両周波数とも導通角がほ
ぼ５０％と同一となる。したがって、周波数が相違して
も使用上の差が現れなくなるものである。
導通角の変化を示すものである。同図より明らかなよう
に、可変抵抗ＶＲの抵抗値が、可変抵抗ＶＲが有する最
大抵抗値のほぼ１／２の場合、両周波数とも導通角がほ
ぼ５０％と同一となる。したがって、周波数が相違して
も使用上の差が現れなくなるものである。
上記実施例によれば、可変抵抗ＶＲの抵抗値が０（Ω）
の時、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２によってコン
デンサＣ１の出力電圧を電源電圧の正の領域に設定し、
コンデンサＣ２の出力電圧を電源電圧の負の領域に設定
するようにしている。したがって、トライアックＴＲを
導通角１００％〜０％の範囲において制御することが可
能である。
の時、ツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２によってコン
デンサＣ１の出力電圧を電源電圧の正の領域に設定し、
コンデンサＣ２の出力電圧を電源電圧の負の領域に設定
するようにしている。したがって、トライアックＴＲを
導通角１００％〜０％の範囲において制御することが可
能である。
しかも、可変抵抗ＶＲの抵抗値が可変抵抗ＶＲが有する
最大抵抗値のほぼ１／２においては、交流電源Ｐの周波
数が５０Hzの場合であっても、６０Hzの場合であっても
導通角がほぼ同一となるものである。したがって、負荷
Ｌとして誘導性負荷、例えば掃除機のモータを用いた場
合には、特性上１００％〜４０％の範囲で制御できれば
よいため、従来のように別途回路を付加することなく、
異なる電源周波数に対応することができ、回路構成の大
型化を抑え得るとともに、電源周波数に応じて回路を切
換えるような操作が不要であるため、実用上便利なもの
である。
最大抵抗値のほぼ１／２においては、交流電源Ｐの周波
数が５０Hzの場合であっても、６０Hzの場合であっても
導通角がほぼ同一となるものである。したがって、負荷
Ｌとして誘導性負荷、例えば掃除機のモータを用いた場
合には、特性上１００％〜４０％の範囲で制御できれば
よいため、従来のように別途回路を付加することなく、
異なる電源周波数に対応することができ、回路構成の大
型化を抑え得るとともに、電源周波数に応じて回路を切
換えるような操作が不要であるため、実用上便利なもの
である。
尚、この考案は、上記実施例に限定されるものではな
く、考案の要旨を変えない範囲において、種々変形実施
可能なことは勿論である。
く、考案の要旨を変えない範囲において、種々変形実施
可能なことは勿論である。
［考案の効果］ 以上、詳述したようにこの考案によれば、第１、第２の
キャパシタ手段の充放電時定数を第１、第２のツェナー
ダイオードおよび可変抵抗によって相対的に設定するこ
とにより、第１、第２のキャパシタ手段の充電および放
電を制御し、第１のキャパシタ手段の出力を交流電源の
正の領域、第２のキャパシタ手段の出力を交流電源の負
の領域に設定し、これら第１、第２のキャパシタ手段の
出力をそれぞれ逆極性で動作される第１、第２のスイッ
チ手段を介して制御整流素子に供給することにより、電
源周波数が変わった場合においても、何等回路を変える
ことなく、所要の特性を得ることが可能であるととも
に、導通角の広範な制御を行うことが可能な電力制御装
置を提供できる。
キャパシタ手段の充放電時定数を第１、第２のツェナー
ダイオードおよび可変抵抗によって相対的に設定するこ
とにより、第１、第２のキャパシタ手段の充電および放
電を制御し、第１のキャパシタ手段の出力を交流電源の
正の領域、第２のキャパシタ手段の出力を交流電源の負
の領域に設定し、これら第１、第２のキャパシタ手段の
出力をそれぞれ逆極性で動作される第１、第２のスイッ
チ手段を介して制御整流素子に供給することにより、電
源周波数が変わった場合においても、何等回路を変える
ことなく、所要の特性を得ることが可能であるととも
に、導通角の広範な制御を行うことが可能な電力制御装
置を提供できる。
第１図はこの考案に係わる電力制御装置の一実施例を示
す回路構成図、第２図乃至第５図はそれぞれ第１図の動
作を説明するために示す図、第６図はこの発明の原理を
説明するために示す回路図、第７図乃至第１０図はそれ
ぞれ第６図の動作を説明するために示す図である。 Ｐ…交流電源、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、ＶＲ…可変抵
抗、ＺＤ１、ＺＤ２…ツェナーダイオード、ＦＥＴ１、
ＦＥＴ２…電界効果トランジスタ、ＴＲ…トライアッ
ク、Ｌ…負荷。
す回路構成図、第２図乃至第５図はそれぞれ第１図の動
作を説明するために示す図、第６図はこの発明の原理を
説明するために示す回路図、第７図乃至第１０図はそれ
ぞれ第６図の動作を説明するために示す図である。 Ｐ…交流電源、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、ＶＲ…可変抵
抗、ＺＤ１、ＺＤ２…ツェナーダイオード、ＦＥＴ１、
ＦＥＴ２…電界効果トランジスタ、ＴＲ…トライアッ
ク、Ｌ…負荷。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源の一端部にカソードおよびアノー
ドがそれぞれ接続され、交流電源を半波整流する第１、
第２のダイオードと、 前記第１のダイオードのアノードと第２のダイオードの
カソードの相互間に接続された可変抵抗と、 前記第１のダイオードのアノードにアノードが接続され
た第１のツェナーダイオードと、 前記第２のダイオードのカソードにカソードが接続され
た第２のツェナーダイオードと、 前記第１のツェナーダイオードのカソードと前記交流電
源の他端部の相互間に接続され、前記第２のダイオー
ド、可変抵抗および第１のツェナーダイオードを介して
充電される第１のキャパシタ手段と、 前記第２のツェナーダイオードのアノードと前記交流電
源の他端部の相互間に接続され、前記第１のダイオー
ド、可変抵抗および第２のツェナーダイオードを介して
充電される第２のキャパシタ手段と、 前記第１のツェナーダイオードと前記第１のキャパシタ
手段の接続部より取出される電圧に応じて導通される第
１のスイッチ手段と、 前記第２のツェナーダイオードと前記第２のキャパシタ
手段の接続部より取出される電圧に応じて導通される前
記第１のスイッチ手段と逆極性の第２のスイッチ手段
と、 負荷を介して前記交流電源の一端部と他端部の相互間に
接続され、前記第１、第２のスイッチ手段によって導通
制御される制御整流素子と を具備したことを特徴とする電力制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1689788U JPH0610411Y2 (ja) | 1988-02-10 | 1988-02-10 | 電力制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1689788U JPH0610411Y2 (ja) | 1988-02-10 | 1988-02-10 | 電力制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01120222U JPH01120222U (ja) | 1989-08-15 |
| JPH0610411Y2 true JPH0610411Y2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=31230225
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1689788U Expired - Lifetime JPH0610411Y2 (ja) | 1988-02-10 | 1988-02-10 | 電力制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0610411Y2 (ja) |
-
1988
- 1988-02-10 JP JP1689788U patent/JPH0610411Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01120222U (ja) | 1989-08-15 |
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