JP3615047B2 - 電源回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばAC100VとAC200Vの交流入力に対し、前者に対しては倍電圧整流、後者には全波整流になるように切替え、2つの異なる交流電源系に対して、略同一値の直流出力を得るようにした電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
この種の電源回路において、倍電圧整流回路及び全波整流回路の切替に当たっては、切替スイッチを手動で操作すること可能であるが、切り替え忘れや誤操作、及び、それに伴う危険を回避する手段として、商用電源の相違に応じて、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替える回路構成が主流になっている。特開昭62ー178173号公報、特開昭60ー27916号公報及び特開平3ー145926号公報等は、そのような自動切替技術を開示している。
【0003】
自動切替を行なうには、交流入力電圧を検出し、その検出信号に基づいて、トライアック等の3端子スイッチ素子でなる切替回路を制御する制御回路と共に、この制御回路に動作電圧を供給する補助電源回路が必要である。
【0004】
補助電源回路を構成するに当たり、上述した特開昭62ー178173号公報及び特開平3ー145926号公報等では、交流入力電圧を全波整流または半波整流していた。ところが、交流入力が、例えばAC200Vと、AC100Vとの間で切り替えられるので、制御回路を構成する受動回路部品及び能動回路部品として、AC200V時のピーク値に耐え得る高耐圧素子を用いなければならず、コスト高になる。
【0005】
特開昭60ー27916号公報では、トランスを用いて、交流入力電圧を低下させ、この低下された電圧を利用して、補助電源を生成している。しかし、この場合は、回路の大型化、部品点数の増大を招き、小型化の要求に応えることができない。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明の課題は、制御回路を構成する部品として、高耐圧の素子を使用する必要がなく、回路構成の小型化に適した電源回路を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上述した課題解決のため、本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、制御回路と、補助電源回路とを含み、電圧値の異なる2種の交流電源が選択的に入力され、前記2種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する。
【0008】
前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力端及び整流出力端を有する。前記コンデンサ回路は、少なくとも第1のコンデンサ及び第2のコンデンサを含み、第1のコンデンサ及び第2のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において直列に接続されている。
【0009】
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端の1つと、前記第1のコンデンサ及び第2のコンデンサの接続点との間に接続されている。
【0010】
上記構成において、交流電源が、例えばAC100VとAC200Vとの間で選択される場合において、AC200Vが選択されたとき、切換回路が開路される。すると、AC200Vの交流入力は、全波整流回路で全波整流され、その整流出力が第1のコンデンサ及び第2のコンデンサにより平滑化され、直流ライン間にAC200Vに対応した直流電圧が得られる。
【0011】
交流電源としてAC100Vが選択された場合は、切換回路が閉じられる。すると、正サイクル時には、全波整流回路を構成するダイオードの1つを通してAC100Vが整流され、その整流出力が第1のコンデンサによって平滑化される。このとき、第1のコンデンサの端子電圧はAC100Vに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、全波整流回路を構成する他のダイオードを通してAC100Vが整流され、その整流出力がコンデンサ第2のコンデンサによって平滑化される。このとき、第2のコンデンサの端子電圧はAC100Vに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧が得られる。
【0012】
本発明に係る電源回路は、更に、制御回路及び補助電源回路を含んでいる。前記制御回路は、交流電源の電圧値に応答して、前記切替回路を制御する。従って、AC100V及びAC200Vのような商用電源の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替えることができる。
【0013】
前記補助電源回路は、制御回路のための動作電圧を生成して、制御回路に供給する。この補助電源回路は、第1のダイオードと、第2のダイオードと、第3のコンデンサと、第4のコンデンサとを含む。第1のダイオードは、交流電源の例えば正の半周期において、交流電源により第3のコンデンサを充電する回路を構成する。従って、第3のコンデンサは正の半周期において充電される。
【0014】
次に、第2のダイオードは、交流電源の負の半周期において、第3のコンデンサ及び第4のコンデンサの直列回路に、交流電源を印加する回路を構成する。そして、第4のコンデンサの端子電圧が、制御回路の動作電圧として利用される。
【0015】
この補助電源回路において、制御回路の動作電圧として利用される第4のコンデンサ54端子電圧は、第3のコンデンサの容量値と第のコンデンサに並列に接続された制御回路の入力インピーダンスに関係して定まる。従って、第3のコンデンサの容量値と、制御回路4の入力インピーダンスを適切に選定によって、第4のコンデンサの端子電圧を低電圧に設定することが可能になる。このため、第4のコンデンサの端子電圧が印加される受動回路部品及び能動回路部品として、高耐圧の素子を使用する必要がなくなる。 更に、第4のコンデンサの端子電圧は制御回路の入力インピーダンスによって定まる。従って、AC100系と、AC200V系との間において、制御回路の入力インピーダンスZを異ならせることにより、両系において、第4の端子電圧をほぼ一致した値に設定することができる。
【0016】
しかも、整流ダイオード及びコンデンサによる回路構成であるから、トランスを用いる場合に比較して、回路構成が著しく小型化されると共に、部品点数が減少する。
【0017】
本発明に係る電源回路は、例えばスイッチング電源のようにそれ自体独立した形態を取る電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等にも、広く適用し得る。
【0018】
【発明の実施の形態】
図1は本発明に係る電源回路の電気回路接続図である。本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路1と、コンデンサ回路2と、切換回路3と、制御回路4と、補助電源回路5とを含み、電圧値の異なる2種の交流電源6、例えばAC100V及びAC200Vが選択的に入力され、これらの2種の交流電源6を略同一値の直流電圧Voに変換して出力する。この直流電圧Voが負荷7に供給される。負荷7の代表例はスイッチング電源である。スイッチング電源には、それ自体が独立した電源のみならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態を取らない電源等も含まれる。
【0019】
ダイオードブリッジ回路1は、交流入力端a、b及び整流出力端c、dを有する。コンデンサ回路2は、少なくとも第1のコンデンサ21及び第2のコンデンサ22を含み、第1のコンデンサ21及び第2のコンデンサ22は、ダイオードブリッジ回路1の整流出力端cーd間において直列に接続されている。
【0020】
切換回路3は、一方の交流電源6の入力時に閉路されてダイオードブリッジ回路1による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源6の入力時に開路されてダイオードブリッジ回路1による全波整流回路が構成されるように、ダイオードブリッジ回路1の交流入力端bと、第1のコンデンサ21及び第2のコンデンサ22の接続点eとの間に接続されている。図示された切替回路3は、トライアック等の双方向性3端子スイッチ素子で構成され、双方向性3端子スイッチ素子のゲートに制御回路4からのトリガ信号が供給される回路構成となっている。
【0021】
上記構成において、交流電源6が、例えばAC100VとAC200Vとの間で選択される場合において、AC200Vが選択されたとき、制御回路4から供給されるゲートトリガ信号により、切換回路3が開路される。すると、AC200Vの交流入力は、ダイオードブリッジ回路1で全波整流され、その整流出力が第1のコンデンサ21及び第2のコンデンサ22により平滑化され、直流ライン間にAC200Vに対応した直流電圧V0が得られる。
【0022】
交流電源6としてAC100Vが選択された場合は、切換回路3が閉じられる。すると、正サイクル時には、ダイオードブリッジ回路1を構成するダイオードの1つを通してAC100Vが整流され、その整流出力が第1のコンデンサ21によって平滑化される。このとき、第1のコンデンサ21の端子電圧はAC100Vに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時には、ダイオードブリッジ回路1を構成する他のダイオードを通してAC100Vが整流され、その整流出力が第2のコンデンサ22によって平滑化される。このとき、第2のコンデンサ22の端子電圧はAC100Vに対応した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電圧直流電圧V0が得られる。
【0023】
本発明に係る電源回路は、更に、制御回路4及び補助電源回路5を含んでいる。制御回路4は、交流電源6の電圧値に応答して、切換回路3を制御する。従って、AC100V及びAC200Vのような商用電源の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整流に自動的に切り替えることができる。
【0024】
補助電源回路5は、制御回路4のための動作電圧を生成して、制御回路4に供給する。この補助電源回路5は、第1のダイオード51と、第2のダイオード52と、第3のコンデンサ53と、第4のコンデンサ54とを含む。第1のダイオード51は、図2に示すように、交流電源6の、例えば正の半周期において、交流電源6により第3のコンデンサ53を充電する回路IC1を構成する。従って、第3のコンデンサ53は、正の半周期において充電される。
【0025】
次に、第2のダイオード52は、図3に示すように、交流電源6の負の半周期において、第3のコンデンサ53及び第4のコンデンサ54の直列回路に、交流電源6を印加する回路IC2を構成する。そして、第4のコンデンサ54の端子電圧Vccが、制御回路4の動作電圧として利用される。
【0026】
この補助電源回路5において、制御回路4の動作電圧として利用される第4のコンデンサ54の端子電圧Vccは、第3のコンデンサ53の容量値C1と第4のコンデンサ54に並列に接続された制御回路4の入力インピーダンスZに関係する次の式によって定まる。
【0027】
(Vcc)2=(1/4)・(C1)・(Vac)2・f・Z
但し、Vacは交流電源電圧
fは交流電源周波数
Zは制御回路4の入力インピーダンス
従って、第3のコンデンサ53の容量値C1と、制御回路4の入力インピーダンスZを適切に選定によって、コンデンサ54の端子電圧Vccを、63V以下の低い電圧に設定することが可能になる。このため、第1の整流ダイオード51及び第2の整流ダイオード52として、高耐圧の素子を使用する必要がなくなる。この点について具体例を挙げて説明する。例えば、
C1=0.1μF
Vac=265V
f=50Hz
Z=10kΩ
とすると、Vcc=29.6Vとなる。
【0028】
更に、上記式から理解されるように、第4のコンデンサ54の端子電圧Vccは制御回路4の入力インピーダンスZによって定まる。従って、AC100系と、AC200V系との間において、制御回路4の入力インピーダンスZを異ならせることにより、両系において、第4の端子電圧Vccを、例えば、63V以下のほぼ一致した値に設定することができる。第4のコンデンサ54の端子電圧Vccを63V以下に設定した場合、制御回路4を構成する受動回路素子、及び、半導体素子等の能動回路素子として、耐圧80Vのものを用いることができる。このような低耐圧の電子部品は、耐圧80Vを越える回路部品よりも、低価格(例えば半値)であるから、制御回路4の大幅なコストダウン、延ては、電源回路のコストダウンを達成できる。
【0029】
しかも、第1の整流ダイオード51第2の整流ダイオード52、第3のコンデンサ53及び第4のコンデンサ54による回路構成であるから、トランスを用いる場合に比較して、回路構成が著しく小型化されると共に、部品点数が減少する。
【0030】
図4は本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。図1に示された実施例の構成部分と同一の構成部分については、同一の参照符号を付してある。この実施例においても、補助電源回路5は、第1のダイオード51と、第2のダイオード52と、第3のコンデンサ53と、第4のコンデンサ54とを含む。第1のダイオード51は、図5に示すように、交流電源6の、例えば負の半周期において、交流電源6により第3のコンデンサ53を充電する回路IC1を構成する。従って、第3のコンデンサ53は、負の半周期において充電される。
【0031】
次に、第2のダイオード52は、図6に示すように、交流電源6の正の半周期において、第3のコンデンサ53及び第4のコンデンサ54の直列回路に、交流電源6を印加する回路IC2を構成する。そして、第4のコンデンサ54の端子電圧Vccが、制御回路4の動作電圧として利用される。
【0032】
図7は本発明に係る電源回路に含まれる制御回路の具体的な回路例を示している。制御回路4は、第1のトランジスタT1、第2のトランジスタT2及び第3のトランジスタT3を含んでいる。
【0033】
第1のトランジスタT1のベースは、ツェナーダイオードD1及び抵抗R1、R2の直列回路を通して交流電源ラインの一方に接続され、抵抗Roを通して、交流電源ラインの他方に接続されている。抵抗Ro〜R3は交流電源電圧Vacを分圧する分圧抵抗である。
【0034】
また、第1のトランジスタT1のベースは、抵抗R3を通して、第4のコンデンサ54の一端に接続されている。抵抗R3には、ダイオードD2が並列接続されている。第1のトランジスタT1のコレクタは、抵抗R4を介して第3のトランジスタT3のコレクタに接続されている。第1のトランジスタT1のエミッタは、第3のトランジスタT3のエミッタに接続され、第4のコンデンサ54の一端に導かれている。
【0035】
第2のトランジスタT2は、コレクタが、コンデンサC1を介して、第4のコンデンサ54の一端に接続され、エミッタが抵抗R6の一端に接続されている。抵抗R6の他端は第4のコンデンサ54の他端に接続されている。コンデンサC1には、抵抗R5が並列接続されている。また、第2のトランジスタT2のベース・エミッタ間には、抵抗R7と、コンデンサC2との並列回路が接続されている。更に、第2のトランジスタT2のエミッタと、コレクタに接続されたコンデンサC1の一端との間にコンデンサC3が接続されている。
【0036】
第3のトランジスタT3は、コレクタがコンデンサC2を介して抵抗R6の一端に接続されている。
【0037】
第2のトランジスタT2のエミッタには、双方向性ブレークオーバ型半導体素子8及び抵抗R8の直列回路が接続されている。この直列回路は切替回路3を構成する双方向性3端子素子のゲートに導かれている。双方向性3端子素子のゲート回路には、抵抗R9とコンデンサC4との並列回路が接続されている。
【0038】
上記の回路において、交流電源6がAC200Vである場合、ツエナーダイオードD1が、抵抗Ro〜R3によって分圧された電圧によって導通する。ツエナーダイオードD1が導通すると、第1のトランジスタT1がオンになる。
【0039】
第1のトランジスタT1がオンになると、第2のトランジスタT2のベースが駆動されるので、第2のトランジスタT2がオンになる。第2のトランジスタT2がオンになると、第3のトランジスタT3がオンになり、コンデンサC3の端子電圧がほぼゼロになる。このため、双方向性ブレークオーバ型半導体素子8の両端に加わる電圧が極めて低くなり、双方向性ブレークオーバ型半導体素子8はオフとなり、切替回路を構成する3端子スイッチ素子はオフとなる。これにより、前述した全波整流が行なわれる。
【0040】
第2のトランジスタT2がオンになると、第3のトランジスタT3がオンになり、第2のトランジスタT2が駆動されるので、自己保持動作に入る。第4のコンデンサ54の電圧は、抵抗R6によって消費される。
【0041】
交流電源6がAC100Vである場合は、ツェナーダイオードD1が導通しないので、第1のトランジスタT1〜第3のトランジスタT3による上記動作は行なわれない。交流電源6がAC100Vの場合は、ダイオード51または52及び抵抗R6を通してコンデンサC3が充電される。この充電作用により、コンデンサC3の充電端子電圧が、半導体素子8のブレークオーバ電圧に達すると、半導体素子8がブレークオーバ動作をする。半導体素子8のブレークオーバ動作により、切替回路3を構成する3端子スイッチ素子のゲートがトリガされ、3端子スイッチ素子がターン・オンする。この結果、前述した倍電圧整流が行なわれることになる。
【0042】
このとき消費される電力は、コンデンサC3と抵抗R6とによって定まる。このように、AC100系と、AC200V系との間で、制御回路4の入力インピーダンスを切り替えることにより、第4のコンデンサ54の電圧を、63V以下に設定することができる。
【0043】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、高耐圧の素子を使用する必要がなく、回路構成の小型化に適した電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る電源回路の電気回路図である。
【図2】図1に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図3】図1に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図4】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【図5】図4に示した電源回路の動作を説明する電気回路図である。
【図6】図4に示した電源回路の別の動作を説明する電気回路図である。
【図7】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
1 ダイオードブリッジ回路
2 コンデンサ回路
21 第1のコンデンサ
22 第2のコンデンサ
3 切替回路
4 制御回路
5 補助電源回路
51 第1のダイオード
52 第2のダイオード
53 第3のコンデンサ
54 第4のコンデンサ
Claims (2)
- ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ回路と、切換回路と、制御回路と、補助電源回路とを含み、電圧値の異なる2種の交流電源が選択的に入力され、前記2種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換して出力する電源回路であって、
前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力端及び整流出力端を有しており、
前記コンデンサ回路は、少なくとも第1のコンデンサ及び第2のコンデンサを含み、
前記第1のコンデンサ及び前記第2のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路の整流出力端間において直列に接続されており、
前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端の1つと、前記第1のコンデンサ及び第2のコンデンサの接続点との間に接続されており、
前記補助電源回路は、前記制御回路のための動作電圧を生成して、前記制御回路に供給する回路であって、第1のダイオードと、第2のダイオードと、第3のコンデンサと、第4のコンデンサとを含み、
前記第3のコンデンサは、一端が交流電源の入力端子の一端側に導かれており、
前記第1のダイオードは、一端が前記第3のコンデンサの他端に導かれ、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれており、
前記第2のダイオードの一端は、前記第1のダイオードの前記一端とは逆極性であり、前記第1のダイオードの前記一端に導かれており、
前記第4のコンデンサは、一端が前記第2のダイオードの他端に導かれ、他端が交流電源の入力端子の他端側に導かれており、
前記第1のダイオードは、前記交流電源の一の半周期において、前記交流電源により前記第3のコンデンサを充電する回路を構成し、
前記第2のダイオードは、前記交流電源の他の半周期において、前記第3のコンデンサ及び前記第4のコンデンサの直列回路に、前記交流電源を印加する回路を構成し、
前記制御回路は、入力端子が前記第4のコンデンサの端子と並列に接続され、交流電源の電圧値に応答して、前記切替回路を制御するとともに、その入力インピーダンスZが変化し、
前記第4のコンデンサの端子電圧Vccは、前記第3のコンデンサの容量値をC1とし、交流電源電圧をVacとし、交流電源周波数をfとしたとき、
(Vcc ) 2 =(1/4)×(C1)×(Vac ) 2 ×f×Z
を満たし、前記制御回路の動作電圧として利用される
電源回路。 - 請求項1に記載された電源回路であって、
前記第4のコンデンサの端子電圧Vccは、63V以下に定められることを特徴とする電源回路。
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