JP2529481B2 - マグネトロン駆動電源回路 - Google Patents
マグネトロン駆動電源回路Info
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- H05B6/685—Circuits comprising an inverter, a boost transformer and a magnetron wherein the switching control is based on measurements of electrical values of the circuit the measurements being made at the low voltage side of the circuit
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子レンジのマグネト
ロン駆動回路に係るもので、詳しくは、小型及び軽量化
したインバーター型電子レンジを全ての常用電圧（１１
０Ｖ／２２０Ｖ）及び周波数（５０／６０Hz）の常用電
源に使用し得るようにしたマグネトロン駆動電源回路に
関するものである。
ロン駆動回路に係るもので、詳しくは、小型及び軽量化
したインバーター型電子レンジを全ての常用電圧（１１
０Ｖ／２２０Ｖ）及び周波数（５０／６０Hz）の常用電
源に使用し得るようにしたマグネトロン駆動電源回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電子レンジのマグネトロン駆動
回路においては、鉄共振トランスを使用した回路と昇圧
トランスを高速にスイッチングさせ高電圧を得るように
するインバーター型の回路とが公知である。それらの回
路を詳しく説明すると次のようである。
回路においては、鉄共振トランスを使用した回路と昇圧
トランスを高速にスイッチングさせ高電圧を得るように
するインバーター型の回路とが公知である。それらの回
路を詳しく説明すると次のようである。
【０００３】即ち、図５は従来の鉄共振トランスを使用
したマグネトロン駆動電源回路図である。図面に示した
ように、鉄共振トランスＴ1 の１次側コイルに切換スイ
ッチＳＷ1 を通して常用電源ＡＣを入力し、その２次側
コイルの出力を高電圧コンデンサーＣ1 及び高電圧ダイ
オードＤ1 を通して半波倍電圧した後マグネトロンＭＧ
Ｔに供給するように構成されていた。このような回路
は、鉄共振トランスＴ1の１次側コイルと２次側コイル
との巻回数を調整する原理を用いるものであって、常用
電源ＡＣが１１０Ｖの場合は切換スイッチＳＷ1 を１１
０Ｖ選択端子ａに接続し、常用電源ＡＣが２２０Ｖの場
合は切換スイッチＳＷ1 を２２０Ｖ選択端子ｂに接続し
て鉄共振トランスＴ1 の２次コイルで同様な電圧が出力
されるようになっていた。
したマグネトロン駆動電源回路図である。図面に示した
ように、鉄共振トランスＴ1 の１次側コイルに切換スイ
ッチＳＷ1 を通して常用電源ＡＣを入力し、その２次側
コイルの出力を高電圧コンデンサーＣ1 及び高電圧ダイ
オードＤ1 を通して半波倍電圧した後マグネトロンＭＧ
Ｔに供給するように構成されていた。このような回路
は、鉄共振トランスＴ1の１次側コイルと２次側コイル
との巻回数を調整する原理を用いるものであって、常用
電源ＡＣが１１０Ｖの場合は切換スイッチＳＷ1 を１１
０Ｖ選択端子ａに接続し、常用電源ＡＣが２２０Ｖの場
合は切換スイッチＳＷ1 を２２０Ｖ選択端子ｂに接続し
て鉄共振トランスＴ1 の２次コイルで同様な電圧が出力
されるようになっていた。
【０００４】従って、常用電源ＡＣが１１０Ｖであっ
て、切換スイッチＳＷ1 を１１０Ｖ選択端子ａに接続さ
せ鉄共振トランスＴ1 の１次コイルに１１０Ｖ電源が印
加すると、該１１０Ｖ電源は鉄共振トランスＴ1 で昇圧
されてその２次側コイルに約２０００Ｖの交流電圧が出
力され、高電圧コンデンサーＣＡ及び高電圧ダイオード
ＤA を通って半波倍電圧される。そして、このようにし
て得られる約４０００Ｖの電源はマグネトロンＭＧＴに
供給され該マグネトロンＭＧＴを駆動させるようになっ
ていた。
て、切換スイッチＳＷ1 を１１０Ｖ選択端子ａに接続さ
せ鉄共振トランスＴ1 の１次コイルに１１０Ｖ電源が印
加すると、該１１０Ｖ電源は鉄共振トランスＴ1 で昇圧
されてその２次側コイルに約２０００Ｖの交流電圧が出
力され、高電圧コンデンサーＣＡ及び高電圧ダイオード
ＤA を通って半波倍電圧される。そして、このようにし
て得られる約４０００Ｖの電源はマグネトロンＭＧＴに
供給され該マグネトロンＭＧＴを駆動させるようになっ
ていた。
【０００５】図６は従来のインバーター型マグネトロン
駆動電源回路図であって、図面に示したように、常用電
源ＡＣが雑音防止用コイルＬ1 を通ってブリッジダイオ
ードＢＤ1 で整流される。その整流された電源はコンデ
ンサーＣ2 で平滑されて過電源防止用チョークコイルＬ
2 を通って共振コンデンサーＣ3 及び昇圧トランスＴ 2
の１次コイルに供給される。該共振コンデンサーＣ3 及
び昇圧トランスＴ2 の１次コイルの他方側にスイッチン
グトランジスターＱ1 及びその保護用ダイオードＤ2 が
連結されていて、その共振コンデンサーＣ3 及び１次コ
イルに流れる電流が高速スイッチング制御される。
駆動電源回路図であって、図面に示したように、常用電
源ＡＣが雑音防止用コイルＬ1 を通ってブリッジダイオ
ードＢＤ1 で整流される。その整流された電源はコンデ
ンサーＣ2 で平滑されて過電源防止用チョークコイルＬ
2 を通って共振コンデンサーＣ3 及び昇圧トランスＴ 2
の１次コイルに供給される。該共振コンデンサーＣ3 及
び昇圧トランスＴ2 の１次コイルの他方側にスイッチン
グトランジスターＱ1 及びその保護用ダイオードＤ2 が
連結されていて、その共振コンデンサーＣ3 及び１次コ
イルに流れる電流が高速スイッチング制御される。
【０００６】前記昇圧トランスＴ2 の１次側に流れる電
流は電流交流器ＣＴを通って電流検出部１で検出され、
その電流検出信号によりスイッチング制御部２でスイッ
チング制御信号が出力された後、スイッチングトランジ
スター駆動部３を通って前記スイッチングトランジスタ
ーＱ1 のオン・オフを制御する。前記昇圧トランスＴ 2
の２次コイルに誘起される高電圧出力は、高電圧コンデ
ンサーＣ1 及び高電圧ダイオードＤ1 を通っで半波倍電
圧になり、マグネトロンＭＧＴを駆動させるように構成
されていた。且つ、前記スイッチング制御部２は、電流
検出部１で検出した信号によりスイッチング制御信号を
出力し、該スイッチング制御信号は、スイッチングトラ
ンジスター駆動部３を通ってスイッチングトランジスタ
ーＱ1 を２０ＫHz−４０ＫHzで高速スイッチングさせて
昇圧トランスＴ2 の１次コイル電流の流れを制御する。
よって、その昇圧トランスＴ2 の２次コイルに高周波の
２０００Ｖ交流電圧が誘起され、高圧コンデンサーＣ1
及び高圧ダイオードＤ1 で半波倍電圧されてマグネトロ
ンＭＧＴを駆動するようになる。更に、前記昇圧トラン
スＴ2 の他の２次コイルに誘起した電源によりマグネト
ロンＭＧＴのフィラメントに電流を供給するようになっ
ていた。
流は電流交流器ＣＴを通って電流検出部１で検出され、
その電流検出信号によりスイッチング制御部２でスイッ
チング制御信号が出力された後、スイッチングトランジ
スター駆動部３を通って前記スイッチングトランジスタ
ーＱ1 のオン・オフを制御する。前記昇圧トランスＴ 2
の２次コイルに誘起される高電圧出力は、高電圧コンデ
ンサーＣ1 及び高電圧ダイオードＤ1 を通っで半波倍電
圧になり、マグネトロンＭＧＴを駆動させるように構成
されていた。且つ、前記スイッチング制御部２は、電流
検出部１で検出した信号によりスイッチング制御信号を
出力し、該スイッチング制御信号は、スイッチングトラ
ンジスター駆動部３を通ってスイッチングトランジスタ
ーＱ1 を２０ＫHz−４０ＫHzで高速スイッチングさせて
昇圧トランスＴ2 の１次コイル電流の流れを制御する。
よって、その昇圧トランスＴ2 の２次コイルに高周波の
２０００Ｖ交流電圧が誘起され、高圧コンデンサーＣ1
及び高圧ダイオードＤ1 で半波倍電圧されてマグネトロ
ンＭＧＴを駆動するようになる。更に、前記昇圧トラン
スＴ2 の他の２次コイルに誘起した電源によりマグネト
ロンＭＧＴのフィラメントに電流を供給するようになっ
ていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】然るに、前記鉄共振ト
ランスを使用したマグネトロン駆動電源回路において
は、鉄共振トランス及び高電圧コンデンサーの容積が大
きくなり重くなるので、小型及び軽量化し得ず、使用電
源の周波数（５０Hz／６０Hz）に従い設計を変更しなけ
ればならないという欠点があった。
ランスを使用したマグネトロン駆動電源回路において
は、鉄共振トランス及び高電圧コンデンサーの容積が大
きくなり重くなるので、小型及び軽量化し得ず、使用電
源の周波数（５０Hz／６０Hz）に従い設計を変更しなけ
ればならないという欠点があった。
【０００８】又、前記インバーター型マグネトロン駆動
電源回路においては、前記昇圧トランスＴ2 の２次コイ
ルに誘起する高電圧の周波数が高くなって小さいリアク
タンスのみを要し、昇圧トランスＴ2 の容積を縮小し得
ると共に高電圧コンデンサーＣ1 の容量も小さくなるの
で鉄共振トランスを使用した回路に比べ、その重さを1/
4 まで減らして軽量及び小型化を図り得るが、常用電源
ＡＣの電圧１１０Ｖ／２２０Ｖに従いその昇圧トランス
Ｔ2 及び高電圧コンデンサーＣ1 を容量の異なるものに
取替えなければならないので、異なる種類の常用電源に
兼用し得なくなるという欠点があった。
電源回路においては、前記昇圧トランスＴ2 の２次コイ
ルに誘起する高電圧の周波数が高くなって小さいリアク
タンスのみを要し、昇圧トランスＴ2 の容積を縮小し得
ると共に高電圧コンデンサーＣ1 の容量も小さくなるの
で鉄共振トランスを使用した回路に比べ、その重さを1/
4 まで減らして軽量及び小型化を図り得るが、常用電源
ＡＣの電圧１１０Ｖ／２２０Ｖに従いその昇圧トランス
Ｔ2 及び高電圧コンデンサーＣ1 を容量の異なるものに
取替えなければならないので、異なる種類の常用電源に
兼用し得なくなるという欠点があった。
【０００９】それで、このような問題点を解決するた
め、本発明者達は研究を重ねた結果、次のようなマグネ
トロン駆動電源回路を提供しようとするものである。本
発明の目的は、異なる種類の常用電源に設計の変更をせ
ずに兼用することができるマグネトロン駆動電源回路を
提供しようとするものである。又、本発明の他の目的
は、共振トランス及び高圧コンデンサー等の各部品を特
別に改良せずに、通常の標準化した部品そのままを使用
し得るマグネトロン駆動電源回路を提供しようとするも
のである。
め、本発明者達は研究を重ねた結果、次のようなマグネ
トロン駆動電源回路を提供しようとするものである。本
発明の目的は、異なる種類の常用電源に設計の変更をせ
ずに兼用することができるマグネトロン駆動電源回路を
提供しようとするものである。又、本発明の他の目的
は、共振トランス及び高圧コンデンサー等の各部品を特
別に改良せずに、通常の標準化した部品そのままを使用
し得るマグネトロン駆動電源回路を提供しようとするも
のである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような本発明の目的
は、常用電源の雑音を除去し整流する入力電源整流部
と、該入力電源整流部の出力電源をリレースイッチの切
換状態により異なる平滑容量に平滑する可変平滑部と、
該可変平滑部の出力電源を高速のスイッチング動作によ
り高電圧に昇圧させマグネトロンを駆動させるマグネト
ロン駆動部と、低圧トランスで降圧され出力する常用電
源を整流する低圧整流部と、該低圧整流部の出力電源を
リレースイッチの切換状態により異なる平滑容量に平滑
する低圧平滑部と、前記低圧トランスの出力電圧大きさ
により前記リレースイッチの開放／短絡を制御するリレ
ー駆動部と、前記マグネトロン駆動部の入力電流大きさ
を検出する電流大きさ検出部と、前記低圧平滑部の出力
電圧大きさを検出する電圧大きさ検出部と、前記低圧平
滑部の出力電圧を定電圧に出力する定電圧部と、該定電
圧部の出力電圧を駆動電圧として受け前記電流大きさ検
出部及び電圧大きさ検出部の検出信号によりスイッチン
グ駆動制御信号を出力する制御回路部と、該制御回路部
のスイッチング駆動制御信号により前記マグネトロン駆
動部の高速スイッチング動作を制御する高速スイッチン
グ部とによりマグネトロン駆動電源回路を構成すること
により達成される。
は、常用電源の雑音を除去し整流する入力電源整流部
と、該入力電源整流部の出力電源をリレースイッチの切
換状態により異なる平滑容量に平滑する可変平滑部と、
該可変平滑部の出力電源を高速のスイッチング動作によ
り高電圧に昇圧させマグネトロンを駆動させるマグネト
ロン駆動部と、低圧トランスで降圧され出力する常用電
源を整流する低圧整流部と、該低圧整流部の出力電源を
リレースイッチの切換状態により異なる平滑容量に平滑
する低圧平滑部と、前記低圧トランスの出力電圧大きさ
により前記リレースイッチの開放／短絡を制御するリレ
ー駆動部と、前記マグネトロン駆動部の入力電流大きさ
を検出する電流大きさ検出部と、前記低圧平滑部の出力
電圧大きさを検出する電圧大きさ検出部と、前記低圧平
滑部の出力電圧を定電圧に出力する定電圧部と、該定電
圧部の出力電圧を駆動電圧として受け前記電流大きさ検
出部及び電圧大きさ検出部の検出信号によりスイッチン
グ駆動制御信号を出力する制御回路部と、該制御回路部
のスイッチング駆動制御信号により前記マグネトロン駆
動部の高速スイッチング動作を制御する高速スイッチン
グ部とによりマグネトロン駆動電源回路を構成すること
により達成される。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例に対し図面を用いて詳
細に説明する。図１は本発明に係るマグネトロン駆動電
源回路図である。図面に示したように、常用電源ＡＣを
雑音除去用コイルＬ1 を通して受けブリッジダイオード
ＢＤ11で整流する入力電源整流部１１と、リレースイッ
チＲＹ11切換状態によりコンデンサーＣ11、Ｃ12の容量
を可変して前記入力電源整流部１１の出力電源を平滑さ
せる可変平滑部１２と、該可変平滑部１２で平滑した直
流電源を過電流防止用コイルＬ2 を通って共振コンデン
サーＣ3 及び高圧トランスＴ11の１次コイルＮ11に印加
し、該高圧トランスＴ11の２次コイルＮ13に誘起する高
電圧の電源を高圧コンデンサーＣ1 及び高圧ダイオード
Ｄ1 を通って半波倍電圧しマグネトロンＭＧＴを駆動す
るマグネトロン駆動部１３と、前記高圧トランスＴ11の
１次側コイルＮ11及び共振コンデンサーＣ3 に供給され
る直流電源をスイッチングトランジスター駆動部１４ａ
の出力信号によりスイッチングトランジスターＱ1 で高
速スイッチングする高速スイッチング部１４と、前記常
用電源ＡＣの入力を受け降圧する低圧トランスＴ 22と、
該低圧トランスＴ22の２次コイルＮ22で出力する電源を
ブリッジダイオードＢＤ12で整流する低圧整流部１６
と、リレースイッチＲＹ12の切換状態によりコンデンサ
ーＣ13、Ｃ14の容量を可変し前記低圧整流部１６の出力
電源を平滑する低圧平滑部１７と、前記低圧トランスＴ
22の２次コイルＮ23で出力する電源をダイオードＤ11及
びコンデンサーＣ15を通ってツエナーダイオードＺＤ11
に印加してリレーＲＹ1 の駆動を制御し該リレーＲＹ1
の駆動に従い前記リレースイッチＲＹ11、ＲＹ12を開放
／短絡させるリレー駆動部１９と、前記低圧平滑部１７
で出力する電源をダイオードＤ12及びコンデンサーＣ17
を通した後可変抵抗ＶＲ 1 及び抵抗Ｒ12により分圧し該
分圧電圧を電圧検出部２０ａで検出する電圧大きさ検出
部２０と、前記高速スイッチング部１４により、スイッ
チングして流れる電流を電流変流器ＣＴ及び電流検出部
１５ａにより検出する電流大きさ検出部１５と、前記低
圧平滑部１７の出力電源を抵抗Ｒ11、ツエナーダイオー
ドＺＤ12、トランジスターＱ11及びコンデンサーＣ16に
より定電圧出力する定電圧部１８と、該定電圧部１８の
出力電圧を動作電圧として受け前記電圧大きさ検出部２
０及び電流大きさ検出部１５の検出信号により前記高速
スイッチング部１４のスイッチングトランジスター駆動
部１４ａにスイッチング駆動制御信号を印加する制御回
路部２１とにより本発明に係るマグネトロン駆動電源回
路が構成されている。
細に説明する。図１は本発明に係るマグネトロン駆動電
源回路図である。図面に示したように、常用電源ＡＣを
雑音除去用コイルＬ1 を通して受けブリッジダイオード
ＢＤ11で整流する入力電源整流部１１と、リレースイッ
チＲＹ11切換状態によりコンデンサーＣ11、Ｃ12の容量
を可変して前記入力電源整流部１１の出力電源を平滑さ
せる可変平滑部１２と、該可変平滑部１２で平滑した直
流電源を過電流防止用コイルＬ2 を通って共振コンデン
サーＣ3 及び高圧トランスＴ11の１次コイルＮ11に印加
し、該高圧トランスＴ11の２次コイルＮ13に誘起する高
電圧の電源を高圧コンデンサーＣ1 及び高圧ダイオード
Ｄ1 を通って半波倍電圧しマグネトロンＭＧＴを駆動す
るマグネトロン駆動部１３と、前記高圧トランスＴ11の
１次側コイルＮ11及び共振コンデンサーＣ3 に供給され
る直流電源をスイッチングトランジスター駆動部１４ａ
の出力信号によりスイッチングトランジスターＱ1 で高
速スイッチングする高速スイッチング部１４と、前記常
用電源ＡＣの入力を受け降圧する低圧トランスＴ 22と、
該低圧トランスＴ22の２次コイルＮ22で出力する電源を
ブリッジダイオードＢＤ12で整流する低圧整流部１６
と、リレースイッチＲＹ12の切換状態によりコンデンサ
ーＣ13、Ｃ14の容量を可変し前記低圧整流部１６の出力
電源を平滑する低圧平滑部１７と、前記低圧トランスＴ
22の２次コイルＮ23で出力する電源をダイオードＤ11及
びコンデンサーＣ15を通ってツエナーダイオードＺＤ11
に印加してリレーＲＹ1 の駆動を制御し該リレーＲＹ1
の駆動に従い前記リレースイッチＲＹ11、ＲＹ12を開放
／短絡させるリレー駆動部１９と、前記低圧平滑部１７
で出力する電源をダイオードＤ12及びコンデンサーＣ17
を通した後可変抵抗ＶＲ 1 及び抵抗Ｒ12により分圧し該
分圧電圧を電圧検出部２０ａで検出する電圧大きさ検出
部２０と、前記高速スイッチング部１４により、スイッ
チングして流れる電流を電流変流器ＣＴ及び電流検出部
１５ａにより検出する電流大きさ検出部１５と、前記低
圧平滑部１７の出力電源を抵抗Ｒ11、ツエナーダイオー
ドＺＤ12、トランジスターＱ11及びコンデンサーＣ16に
より定電圧出力する定電圧部１８と、該定電圧部１８の
出力電圧を動作電圧として受け前記電圧大きさ検出部２
０及び電流大きさ検出部１５の検出信号により前記高速
スイッチング部１４のスイッチングトランジスター駆動
部１４ａにスイッチング駆動制御信号を印加する制御回
路部２１とにより本発明に係るマグネトロン駆動電源回
路が構成されている。
【００１２】又、図２は図１に示した制御回路部の詳細
回路図である。図面に示したように、電流大きさ検出部
１５及び電圧大きさ検出部２０の検出信号がマイクロプ
ロセッサー２１ａの入力端子Ｉ1 、Ｉ2 に印加されるよ
うに接続する。その出力端子Ｐ1 −Ｐ3 を、抵抗Ｒ12−
Ｒ14を夫々通ってトランジスターＱ12−Ｑ14のベースる
接続し、該トランジスターＱ12−Ｑ14のコレクターを抵
抗Ｒ16−Ｒ18を夫々通って電源端子Ｖccに接続された抵
抗Ｒ15及び比較器ＣＰ11の反転入力端子に接続する。そ
して前記トランジスターＱ12−Ｑ14のオン状態により比
較器ＣＰ11の反転入力端子に互いに異なる基準電圧が印
加するようにする。
回路図である。図面に示したように、電流大きさ検出部
１５及び電圧大きさ検出部２０の検出信号がマイクロプ
ロセッサー２１ａの入力端子Ｉ1 、Ｉ2 に印加されるよ
うに接続する。その出力端子Ｐ1 −Ｐ3 を、抵抗Ｒ12−
Ｒ14を夫々通ってトランジスターＱ12−Ｑ14のベースる
接続し、該トランジスターＱ12−Ｑ14のコレクターを抵
抗Ｒ16−Ｒ18を夫々通って電源端子Ｖccに接続された抵
抗Ｒ15及び比較器ＣＰ11の反転入力端子に接続する。そ
して前記トランジスターＱ12−Ｑ14のオン状態により比
較器ＣＰ11の反転入力端子に互いに異なる基準電圧が印
加するようにする。
【００１３】次いで、三角波発生器２１ｂの出力信号が
前記比較器ＣＰ11の非反転入力端子に比較信号として印
加されるように接続し、該比較器ＣＰ11の出力信号であ
る高周波の矩形波信号が前記高速スイッチング部１４の
スイッチングトランジスター駆動部１４ａにスイッチン
グ駆動制御信号として印加されるように本発明に係る制
御回路部が構成されている。このように構成された本発
明に係るマグネトロン駆動電源回路の作用を説明すると
次のようである。
前記比較器ＣＰ11の非反転入力端子に比較信号として印
加されるように接続し、該比較器ＣＰ11の出力信号であ
る高周波の矩形波信号が前記高速スイッチング部１４の
スイッチングトランジスター駆動部１４ａにスイッチン
グ駆動制御信号として印加されるように本発明に係る制
御回路部が構成されている。このように構成された本発
明に係るマグネトロン駆動電源回路の作用を説明すると
次のようである。
【００１４】先ず、常用電源ＡＣが入力されると、該常
用電源ＡＣは雑音防止用コイルＬ1を通って雑音が除去
され、ブリッジダイオードＢＤ11により半波整流され
る。次いでその整流電源は、可変平滑部１２で平滑され
た後過電流防止用チョークコイルＬ2 を通って共振コン
デンサーＣ3 及び高圧トランスＴ11の１次コイルＮ11に
印加される。このとき、高速スイッチング部１４のスイ
ッチングトランジスター駆動部１４ａで出力されるスイ
ッチング駆動信号により、スイッチングトランジスター
Ｑ1 が高速にオン／オフを反復してスイッチング動作す
る。
用電源ＡＣは雑音防止用コイルＬ1を通って雑音が除去
され、ブリッジダイオードＢＤ11により半波整流され
る。次いでその整流電源は、可変平滑部１２で平滑され
た後過電流防止用チョークコイルＬ2 を通って共振コン
デンサーＣ3 及び高圧トランスＴ11の１次コイルＮ11に
印加される。このとき、高速スイッチング部１４のスイ
ッチングトランジスター駆動部１４ａで出力されるスイ
ッチング駆動信号により、スイッチングトランジスター
Ｑ1 が高速にオン／オフを反復してスイッチング動作す
る。
【００１５】該高速スイッチング部１４の高速スイッチ
ングにより高圧トランスＴ11の２次コイルＮ13に約２０
００Ｖの高電圧が誘起し、高電圧コンデンサーＣ4 及び
高電圧ダイオードＤ2 を通って半波倍電圧され約４００
０Ｖの高電圧となる。該高電圧はマグネトロンＭＧＴを
駆動させ、高圧トランスＴ11の２次コイルＮ 12で出力さ
れ誘起電圧は前記マグネトロンＭＧＴにフィラメント加
熱電圧として供給される。且つ、この場合、前記常用電
源ＡＣは低圧トランスＴ22で降圧されその２次コイルＮ
22、Ｎ23に出力され、該２次コイルＮ22で出力した電源
はブリッジダイオードＢＤ12で整流される。
ングにより高圧トランスＴ11の２次コイルＮ13に約２０
００Ｖの高電圧が誘起し、高電圧コンデンサーＣ4 及び
高電圧ダイオードＤ2 を通って半波倍電圧され約４００
０Ｖの高電圧となる。該高電圧はマグネトロンＭＧＴを
駆動させ、高圧トランスＴ11の２次コイルＮ 12で出力さ
れ誘起電圧は前記マグネトロンＭＧＴにフィラメント加
熱電圧として供給される。且つ、この場合、前記常用電
源ＡＣは低圧トランスＴ22で降圧されその２次コイルＮ
22、Ｎ23に出力され、該２次コイルＮ22で出力した電源
はブリッジダイオードＢＤ12で整流される。
【００１６】次いで、２次コイルＮ23で出力した電源
は、ダイオードＤ11で整流されコンデンサーＣ15で平滑
されてツエナーダイオードＺＤ11に印加される。然る
に、常用電源ＡＣが２２０Ｖの場合該ツエナーダイオー
ドＺＤ11のツエナー電圧をコンデンサーＣ15で平滑され
る電圧よりもやや低く設定して置くと、常用電源ＡＣが
２２０ＶのときツエナーダイオードＺＤ11が導通してリ
レーＲＹ1 が駆動するのでそのリレースイッチＲＹ11、
ＲＹ12が開放される。一方、常用電源ＡＣが１１０Ｖの
場合はツエナーダイオードＺＤ11が遮断してリレーＲＹ
1 が駆動しないので、リレースイッチＲＹ11、ＲＹ12は
短絡される。このように常用電源ＡＣの電圧２２０Ｖ／
１１０Ｖに従いリレースイッチＲＹ11、ＲＹ12が開放／
短絡して可変平滑部１２及び低圧平滑部１７の平滑容量
が決定される。
は、ダイオードＤ11で整流されコンデンサーＣ15で平滑
されてツエナーダイオードＺＤ11に印加される。然る
に、常用電源ＡＣが２２０Ｖの場合該ツエナーダイオー
ドＺＤ11のツエナー電圧をコンデンサーＣ15で平滑され
る電圧よりもやや低く設定して置くと、常用電源ＡＣが
２２０ＶのときツエナーダイオードＺＤ11が導通してリ
レーＲＹ1 が駆動するのでそのリレースイッチＲＹ11、
ＲＹ12が開放される。一方、常用電源ＡＣが１１０Ｖの
場合はツエナーダイオードＺＤ11が遮断してリレーＲＹ
1 が駆動しないので、リレースイッチＲＹ11、ＲＹ12は
短絡される。このように常用電源ＡＣの電圧２２０Ｖ／
１１０Ｖに従いリレースイッチＲＹ11、ＲＹ12が開放／
短絡して可変平滑部１２及び低圧平滑部１７の平滑容量
が決定される。
【００１７】又、図３（Ａ）乃至（Ｃ）は本発明に係る
平滑用コンデンサー容量に従う平滑コンデンサー両端電
圧波形図である。図３（Ａ）は平滑用コンデンサー容量
が小さい場合の平滑コンデンサー両端電圧波形図であ
り、図３（Ｂ）は平滑用コンデンサー容量が中間大きさ
の場合の平滑コンデンサー両端電圧波形図であり、図３
（Ｃ）は平滑用コンデンサー容量が大きい場合の平滑コ
ンデンサー両端電圧波形図である。
平滑用コンデンサー容量に従う平滑コンデンサー両端電
圧波形図である。図３（Ａ）は平滑用コンデンサー容量
が小さい場合の平滑コンデンサー両端電圧波形図であ
り、図３（Ｂ）は平滑用コンデンサー容量が中間大きさ
の場合の平滑コンデンサー両端電圧波形図であり、図３
（Ｃ）は平滑用コンデンサー容量が大きい場合の平滑コ
ンデンサー両端電圧波形図である。
【００１８】即ち、入力電源が低い電圧（実線；１１０
Ｖの倍電圧）と高い電圧（点線；２２０Ｖの倍電圧）と
の倍電圧差は、平滑用コンデンサー容量が小さいと図３
（Ａ）に示したように大きくなり、平滑用コンデンサー
容量が大きいと図３（Ｃ）に示したように小さくなる。
従って、常用電圧ＡＣが低い電圧１１０Ｖの場合は、前
記したようにリレースイッチＲＹ11が短絡し、よって入
力電源の上位半週期間はブリッジダイオードＢＤ11、平
滑用コンデンサーＣ11及びリレースイッチＲＹ 11を通る
ループが形成されて異なる平滑用コンデンサーＣ12は作
用されない。入力電源の下位半週期間はリレースイッチ
ＲＹ11を通って平滑用コンデンサーＣ12に充電する電位
がブリッジダイオードＢＤ11を通って平滑用コンデンサ
ーＣ11の他方側に到達するが、この場合、該平滑用コン
デンサーＣ11の一方側は平滑用コンデンサーＣ12の充電
電位がかかるので電位差がブリッジダイオードＢＤ11の
一つのダイオード導通電位だけ逆方向電位差となり、そ
のコンデンサーＣ11は作用しなくなる。
Ｖの倍電圧）と高い電圧（点線；２２０Ｖの倍電圧）と
の倍電圧差は、平滑用コンデンサー容量が小さいと図３
（Ａ）に示したように大きくなり、平滑用コンデンサー
容量が大きいと図３（Ｃ）に示したように小さくなる。
従って、常用電圧ＡＣが低い電圧１１０Ｖの場合は、前
記したようにリレースイッチＲＹ11が短絡し、よって入
力電源の上位半週期間はブリッジダイオードＢＤ11、平
滑用コンデンサーＣ11及びリレースイッチＲＹ 11を通る
ループが形成されて異なる平滑用コンデンサーＣ12は作
用されない。入力電源の下位半週期間はリレースイッチ
ＲＹ11を通って平滑用コンデンサーＣ12に充電する電位
がブリッジダイオードＢＤ11を通って平滑用コンデンサ
ーＣ11の他方側に到達するが、この場合、該平滑用コン
デンサーＣ11の一方側は平滑用コンデンサーＣ12の充電
電位がかかるので電位差がブリッジダイオードＢＤ11の
一つのダイオード導通電位だけ逆方向電位差となり、そ
のコンデンサーＣ11は作用しなくなる。
【００１９】このように入力電源が１１０Ｖの常用電源
ＡＣの場合は、リレースイッチＲＹ 11が短絡して平滑用
コンデンサーＣ11又は平滑用コンデンサーＣ12を通って
平滑される。然るに、入力電源が２２０Ｖの常用電源Ａ
Ｃである場合は、リレースイッチＲＹ11が開放されるの
で平滑用コンデンサーＣ11、Ｃ12が全て平滑作用Ｃ11＋
Ｃ12をするようになる。従って、平滑用コンデンサーＣ
11、Ｃ12の平滑容量を夫々中間大きさにすると、可変平
滑部１２で平滑され出力する電圧は常用電源ＡＣの電圧
１１０Ｖ／２２０に関係なく殆ど同様になる。そして、
低圧平滑部１７も前記可変平滑部１２と同様に常用電源
ＡＣの電圧が１１０Ｖ／２２０Ｖであるに従い、リレー
スイッチＲＹ12が短絡／開放されて平滑容量が可変され
平滑作用をするようになる。
ＡＣの場合は、リレースイッチＲＹ 11が短絡して平滑用
コンデンサーＣ11又は平滑用コンデンサーＣ12を通って
平滑される。然るに、入力電源が２２０Ｖの常用電源Ａ
Ｃである場合は、リレースイッチＲＹ11が開放されるの
で平滑用コンデンサーＣ11、Ｃ12が全て平滑作用Ｃ11＋
Ｃ12をするようになる。従って、平滑用コンデンサーＣ
11、Ｃ12の平滑容量を夫々中間大きさにすると、可変平
滑部１２で平滑され出力する電圧は常用電源ＡＣの電圧
１１０Ｖ／２２０に関係なく殆ど同様になる。そして、
低圧平滑部１７も前記可変平滑部１２と同様に常用電源
ＡＣの電圧が１１０Ｖ／２２０Ｖであるに従い、リレー
スイッチＲＹ12が短絡／開放されて平滑容量が可変され
平滑作用をするようになる。
【００２０】該低圧平滑部１７の出力電圧はダイオード
Ｄ12を通って整流され、コンデンサーＣ17で平滑されて
可変抵抗ＶＲ11及び抵抗Ｒ12で分圧される。該分圧電圧
の大きさは電圧検出部２０ａで検出された後、制御回路
部２１のマイクロプロセッサー２１ａ入力端子Ｉ2 に印
加されるが、これは、前記可変平滑部１２で平滑される
電圧を類推しスイッチング速度を制御するためである。
且つ、前記低圧平滑部１７の出力電圧はトランジスター
Ｄ11のコレクターに印加すると共に抵抗Ｒ11を通ってツ
エナーダイオードＺＤ12及び該トランジスターＱ11のベ
ースに印加される。よって、ツエナーダイオードＺＤ12
のツエナー電圧による一定電圧が定電圧部１８で出力さ
れて制御回路部２１の電源端子Ｖccに駆動電圧として印
加される。
Ｄ12を通って整流され、コンデンサーＣ17で平滑されて
可変抵抗ＶＲ11及び抵抗Ｒ12で分圧される。該分圧電圧
の大きさは電圧検出部２０ａで検出された後、制御回路
部２１のマイクロプロセッサー２１ａ入力端子Ｉ2 に印
加されるが、これは、前記可変平滑部１２で平滑される
電圧を類推しスイッチング速度を制御するためである。
且つ、前記低圧平滑部１７の出力電圧はトランジスター
Ｄ11のコレクターに印加すると共に抵抗Ｒ11を通ってツ
エナーダイオードＺＤ12及び該トランジスターＱ11のベ
ースに印加される。よって、ツエナーダイオードＺＤ12
のツエナー電圧による一定電圧が定電圧部１８で出力さ
れて制御回路部２１の電源端子Ｖccに駆動電圧として印
加される。
【００２１】又、高速スイッチング部１４によりスイッ
チングされ高圧トランスＴ11の１次コイルに流れる電流
は、電流変流器ＣＴを通って電流検出部１５ａで検出さ
れた後、該検出信号が制御回路部２１のマイクロプロセ
ッサー２１ａ入力端子Ｉ1 に印加される。このようにマ
イクロプロセッサー２１ａの入力端子Ｉ1 、Ｉ2 に印加
される検出信号により出力端子Ｐ1 −Ｐ3 を選択して高
電位信号を出力すると、トランジスターＱ12−Ｑ14中一
つが導通して比較器ＣＰ11の反転入力端子に印加され基
準電圧が決定される。例えば、抵抗Ｒ16−Ｒ18の抵抗値
をＲ16＜Ｒ17＜Ｒ18となるように設定して置けば、比較
器ＣＰ11の反転入力端子に印加する基準電圧はトランジ
スターＱ13が導通するとき中間大きさになり、トランジ
スターＱ 12が導通するときその中間大きさよりも低くな
り、トランジスターＱ14が導通するときその中間大きさ
より高くなる。
チングされ高圧トランスＴ11の１次コイルに流れる電流
は、電流変流器ＣＴを通って電流検出部１５ａで検出さ
れた後、該検出信号が制御回路部２１のマイクロプロセ
ッサー２１ａ入力端子Ｉ1 に印加される。このようにマ
イクロプロセッサー２１ａの入力端子Ｉ1 、Ｉ2 に印加
される検出信号により出力端子Ｐ1 −Ｐ3 を選択して高
電位信号を出力すると、トランジスターＱ12−Ｑ14中一
つが導通して比較器ＣＰ11の反転入力端子に印加され基
準電圧が決定される。例えば、抵抗Ｒ16−Ｒ18の抵抗値
をＲ16＜Ｒ17＜Ｒ18となるように設定して置けば、比較
器ＣＰ11の反転入力端子に印加する基準電圧はトランジ
スターＱ13が導通するとき中間大きさになり、トランジ
スターＱ 12が導通するときその中間大きさよりも低くな
り、トランジスターＱ14が導通するときその中間大きさ
より高くなる。
【００２２】このように比較器ＣＰ11の反転入力端子に
印加する基準電圧が決定され、三角波発生器２１ｂの三
角波と比較されるため、該比較器ＣＰ11で出力する矩形
波信号の高電圧区間及び低電位区間が前記基準電圧の大
きさにより決定される。そして、このように出力する矩
形波信号はスイッチングトランジスター駆動部１４ａを
通ってスイッチングトランジスターＱ1 のオン／オフを
制御するため、該オン／オフ時間は前記基準電圧の大き
さにより決定される。
印加する基準電圧が決定され、三角波発生器２１ｂの三
角波と比較されるため、該比較器ＣＰ11で出力する矩形
波信号の高電圧区間及び低電位区間が前記基準電圧の大
きさにより決定される。そして、このように出力する矩
形波信号はスイッチングトランジスター駆動部１４ａを
通ってスイッチングトランジスターＱ1 のオン／オフを
制御するため、該オン／オフ時間は前記基準電圧の大き
さにより決定される。
【００２３】又、図４は本発明に係る各部波形を示した
図面であり、スイッチングトランジスターＱ1 のベース
バイアスを決定するスイッチングトランジスター駆動部
１４ａの出力、即ち、スイッチングトランジスターＱ1
のベース−エミッター間電圧ＶBEによる各部電圧電流波
形図を示したものである。図４（Ａ）は、スイッチング
トランジスターＱ1 がターンオフしそのコレクターエミ
ッター間電位ＶCE差が０であり、スイッチングトランジ
スターＱ1 がオフの際、共振コンデンサーＣ3 及び高圧
トランスＴ11の１次コイルＮ11により共振される波形を
示したものである。このときのスイッチングはコレクタ
ーエミッター間電位差ＶCEが０の場合を探してスイッチ
ングさせるので、波形の歪曲又はスイッチングの損失を
減少することができる。
図面であり、スイッチングトランジスターＱ1 のベース
バイアスを決定するスイッチングトランジスター駆動部
１４ａの出力、即ち、スイッチングトランジスターＱ1
のベース−エミッター間電圧ＶBEによる各部電圧電流波
形図を示したものである。図４（Ａ）は、スイッチング
トランジスターＱ1 がターンオフしそのコレクターエミ
ッター間電位ＶCE差が０であり、スイッチングトランジ
スターＱ1 がオフの際、共振コンデンサーＣ3 及び高圧
トランスＴ11の１次コイルＮ11により共振される波形を
示したものである。このときのスイッチングはコレクタ
ーエミッター間電位差ＶCEが０の場合を探してスイッチ
ングさせるので、波形の歪曲又はスイッチングの損失を
減少することができる。
【００２４】更に、図４（Ｂ）は、１次コイルＮ11を通
ってスイッチングトランジスターＱ 1 のコレクターに流
入する電流ｉｃを示した波形で、該スイッチングトラン
ジスターＱ1 のオン時に指数関数的な増加を表わし、ス
イッチングがオフの時は０になる。又、図４（Ｃ）は、
スイッチングのオフ時に、高圧トランスＴ11の２次コイ
ルＮ13に約２０００ＶACが誘起され、高圧コンデンサー
Ｃ1 及び高圧ダイオードＤ 1 により半波倍電圧されて約
−４０００ＶDCの電圧がマグネトロンＭＧＴに供給され
るものを示した波形図である。
ってスイッチングトランジスターＱ 1 のコレクターに流
入する電流ｉｃを示した波形で、該スイッチングトラン
ジスターＱ1 のオン時に指数関数的な増加を表わし、ス
イッチングがオフの時は０になる。又、図４（Ｃ）は、
スイッチングのオフ時に、高圧トランスＴ11の２次コイ
ルＮ13に約２０００ＶACが誘起され、高圧コンデンサー
Ｃ1 及び高圧ダイオードＤ 1 により半波倍電圧されて約
−４０００ＶDCの電圧がマグネトロンＭＧＴに供給され
るものを示した波形図である。
【００２５】図４（Ｄ）は、マグネトロンＭＧＴのアノ
ードとカソードとの両方側に−４０００ＶDCがかかると
き流れる電流波形を示したもので陽極電流と称してい
る。更に、図４（Ｅ）は、制御回路部２１から出力する
スイッチング駆動制御信号によりスイッチングトランジ
スター駆動部１４ａで出力され、スイッチングトランジ
スターＱ1 のベースに印加されるバイアス電圧の波形図
を示したものであり、周波数は約２０ＫHz−４０ＫHzで
ある。
ードとカソードとの両方側に−４０００ＶDCがかかると
き流れる電流波形を示したもので陽極電流と称してい
る。更に、図４（Ｅ）は、制御回路部２１から出力する
スイッチング駆動制御信号によりスイッチングトランジ
スター駆動部１４ａで出力され、スイッチングトランジ
スターＱ1 のベースに印加されるバイアス電圧の波形図
を示したものであり、周波数は約２０ＫHz−４０ＫHzで
ある。
【００２６】
【発明の効果】以上、説明したように、本発明に係るマ
グネトロン駆動電源回路においては、一般にインバータ
ー型電子レンジマグネトロン駆動回路の利点である小型
及び軽量化をそのまま実現させながら、出力の制御を容
易にし電子レンジの出力を線形的に可変し得るようにな
るという効果がある。
グネトロン駆動電源回路においては、一般にインバータ
ー型電子レンジマグネトロン駆動回路の利点である小型
及び軽量化をそのまま実現させながら、出力の制御を容
易にし電子レンジの出力を線形的に可変し得るようにな
るという効果がある。
【００２７】又、世界の全ての電源（１００Ｖ、１１０
Ｖ、１２０Ｖ、２００Ｖ、２２０Ｖ、２４０Ｖ、２５０
Ｖ：５０Ｖ／６０Hz）に対し設計の変更をせずに使用す
ることができると共に、所要部品の改良（例えば、共振
トランス、高圧コンデンサー）をせずに通常の標準化さ
れた部品をそのまま使用し得るのでセットの開発（製
造）期間が画期的に短縮される効果がある。
Ｖ、１２０Ｖ、２００Ｖ、２２０Ｖ、２４０Ｖ、２５０
Ｖ：５０Ｖ／６０Hz）に対し設計の変更をせずに使用す
ることができると共に、所要部品の改良（例えば、共振
トランス、高圧コンデンサー）をせずに通常の標準化さ
れた部品をそのまま使用し得るのでセットの開発（製
造）期間が画期的に短縮される効果がある。
【００２８】更に、一般にインバーター型関連機器の電
源回路にも適用し得る効果がある。
源回路にも適用し得る効果がある。
【図１】本発明に係るマグネトロン駆動電源回路図であ
る。
る。
【図２】図１に示した制御回路部の詳細回路図、
【図３】図３（Ａ）−（Ｃ）は平滑用コンデンサー容量
による平滑コンデンサー両方側端電圧波形図である。
による平滑コンデンサー両方側端電圧波形図である。
【図４】図４（Ａ）−（Ｅ）は図３の各部波形図であ
る。
る。
【図５】従来鉄共振トランスを使用したマグネトロン駆
動電源回路図である。
動電源回路図である。
【図６】従来インバーター型マグネトロン駆動電源回路
図である。
図である。
１１ 入力電源整流部 １２ 可変平滑部 １３ マグネトロン駆動部 １４ 高速スイッチング部 １５ 電源大きさ検出部 １６ 低圧整流部 １７ 低圧平滑部 １８ 定電圧部 １９ リレー駆動部 ２０ 電圧大きさ検出部 ２１ 制御回路部 ２１ａ マイクロプロセッサー ２１ｂ 三角波発生器 ＲＹ11、ＲＹ12 リレースイッチ Ｔ22 低圧トランス
Claims (2)
- 【請求項１】 常用電源の雑音を除去し整流する入力電
源整流部（１１）と、該入力電源整流部（１１）の出力
電源をリレースイッチ（ＲＹ11）の切換状態により異な
る平滑容量に平滑する可変平滑部（１２）と、該可変平
滑部（１２）の出力電源を高速のスイッチング動作によ
り高電圧に昇圧してマグネトロンを駆動させるマグネト
ロン駆動部（１３）と、低圧トランス（Ｔ22）で降圧さ
れ出力する常用電源を整流する低圧整流部（１６）と、
該低圧整流部（１６）の出力電流をリレースイッチ（Ｒ
Ｙ2 ）の切換状態により異なる平滑容量に平滑する低圧
平滑部（１７）と、前記低圧トランス（Ｔ22）の出力電
圧大きさに従い前記リレースイッチ（ＲＹ11）（Ｒ
Ｙ12）の開放／短絡を制御するリレー駆動部（１９）
と、前記マグネトロン駆動部（１３）の入力電流大きさ
を検出する電流大きさ検出部（１５）と、前記低圧平滑
部（１７）の出力電圧大きさを検出する電圧大きさ検出
部（２０）と、前記低圧平滑部（１７）の出力電圧を定
電圧に出力する定電圧部（１８）と、該定電圧部（１
８）の出力電圧を駆動電圧として受け前記電流大きさ検
出部（１５）及び電圧大きさ検出部（２０）の検出信号
によりスイッチング駆動制御信号を出力する制御回路部
（２１）と、該制御回路部（２１）のスイッチング駆動
制御信号により前記マグネトロン駆動部（１３）の高速
スイッチング動作を制御する高速スイッチング部（１
４）とにより構成されてなるマグネトロン駆動電源回
路。 - 【請求項２】 前記制御回路部（２１）は、電流大きさ
検出部（１５）及び電圧大きさ検出部（２０）の検出信
号によりマイクロプロセッサー（２１ａ）で基準電圧の
電位を決定し、三角波発生器（２１ｂ）の出力信号を前
記基準電圧と比較してスイッチング駆動制御信号を出力
するように構成された請求項（１）記載のマグネトロン
駆動電源回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR4546/1990 | 1990-04-14 | ||
| KR2019900004546U KR920003586Y1 (ko) | 1990-04-14 | 1990-04-14 | 마그네트론 구동 전원회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0831330A JPH0831330A (ja) | 1996-02-02 |
| JP2529481B2 true JP2529481B2 (ja) | 1996-08-28 |
Family
ID=19297642
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3082699A Expired - Lifetime JP2529481B2 (ja) | 1990-04-14 | 1991-04-15 | マグネトロン駆動電源回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5208432A (ja) |
| JP (1) | JP2529481B2 (ja) |
| KR (1) | KR920003586Y1 (ja) |
| GB (1) | GB2243036B (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5321235A (en) * | 1991-06-04 | 1994-06-14 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Half-bridge converter switching power supply for magnetron |
| JP2500580B2 (ja) * | 1992-01-30 | 1996-05-29 | 日本電気株式会社 | 電源回路 |
| FR2687514A1 (fr) * | 1992-02-14 | 1993-08-20 | Cableco Sa | Dispositif-variateur de l'intensite du courant electrique dans un recepteur. |
| SE470120B (sv) * | 1992-04-03 | 1993-11-08 | Whirlpool Int | Förfarande för styrning av mikrovågsenergin i en mikrovågsugn och mikrovågsugn för genomförande av förfarandet |
| CA2097449C (en) * | 1992-06-05 | 1998-09-15 | Satosi Sakuragi | Telephone line power utility circuit |
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- 1991-04-12 GB GB9107764A patent/GB2243036B/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-12 US US07/684,227 patent/US5208432A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-04-15 JP JP3082699A patent/JP2529481B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2243036B (en) | 1994-10-26 |
| JPH0831330A (ja) | 1996-02-02 |
| KR920003586Y1 (ko) | 1992-05-30 |
| KR910019247U (ko) | 1991-11-29 |
| GB2243036A (en) | 1991-10-16 |
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