JP3476654B2 - 交流モータ位相制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動工具に搭載さ
れている交流モータの位相制御回路に関するものであ
り、特に周波数の異なる交流電源でも同一操作で略同じ
回転数を得ることができるようにした位相制御回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来技術における交流モータ位相制御回
路１は、図６に示すように、交流モータＭと、電源用ス
イッチＳＷ１と、高速回転用スイッチＳＷ２と、サイリ
スタＳＣＲと、二方向性スイッチＤＩＡＣと、操作レバ
ーに連動した可変抵抗Ｒ１と、ダイオードＤと、コンデ
ンサＣとから構成され、その接続状態は次のようになっ
ている。

【０００３】交流モータＭの一方側に交流電源ＡＣの一
方側を接続し、交流モータＭの他方側に電源用スイッチ
ＳＷ１及び高速回転用スイッチＳＷ２を直列に接続して
交流電源ＡＣの他方側に接続されている。

【０００４】高速回転用スイッチＳＷ２には、サイリス
タＳＣＲと、直列に接続した可変抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃと、をそれぞれ並列に接続した構成となっている。

【０００５】又、直列に接続した可変抵抗Ｒ１及びコン
デンサＣとの間と、サイリスタＳＣＲのゲートとの間に
二方向性スイッチＤＩＡＣを接続し且つコンデンサＣと
並列にダイオードＤを接続した構成となっている。

【０００６】このような接続状態からなる交流モータ用
制御回路１を電動工具に搭載し、電源用スイッチＳＷ１
及び高速回転用スイッチＳＷ２が操作レバーの引き込み
具合に連動してオン／オフする。又、可変抵抗Ｒ１も操
作レバーの引き込み具合に連動してその抵抗値が変化
し、この可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって回転速度を制御
する構造となっている。以下、交流電源が５０Ｈｚと６
０Ｈｚの場合について説明する。

【０００７】先ず、図６及び図７（Ａ）に示すように、
交流電源ＡＣが５０Ｈｚの場合は、操作レバーを引くと
電源用スイッチＳＷ１がオンする。

【０００８】そうすると、操作レバーの引き込み具合に
連動している可変抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣに充電
される。

【０００９】コンデンサＣへの充電電圧が、二方向性ス
イッチＤＩＡＣをオンできるブレークオーバー電圧ＤＶ
（略３２ボルト〜３６ボルト）になるとサイリスタＳＣ
Ｒのアノード、カソード間の電圧が導通状態となり交流
モータＭに交流電源が供給される。このコンデンサＣへ
の充電電圧がブレークオーバー電圧ＤＶに到達する速度
は、可変抵抗Ｒ１の抵抗値によって制御される。即ち、
操作レバーの引込み量がおおければ充電電圧がブレーク
オーバー電圧ＤＶに到達する時間Ｔは早くなる。

【００１０】このようにして、コンデンサＣの充電特
性、即ち、操作レバーの引き具合によって可変抵抗Ｒ１
の抵抗値が変化することによってコンデンサＣへの充電
特性は変化し、サイリスタＳＣＲ間の導通角が大きくな
れば高速回転に制御し、少なくなれば低速回転に制御す
る。

【００１１】又、６０Ｈｚの交流電源の場合には、図７
（Ｂ）に示すように、可変抵抗Ｒ１とコンデンサＣによ
る時定数によってコンデンサＣが充電され、この充電電
圧によって交流モータＭに供給される交流電源が制御さ
れる。このコンデンサＣに充電され、且つ二方向性スイ
ッチＤＩＡＣがオンしてサイリスタＳＣＲによってモー
タＭをオンに制御する点に関しては上記説明した５０Ｈ
ｚの場合と同様である。

【００１２】図８は操作レバーの引込み量であるストロ
ークと交流モータの回転率との関係をグラフで示したも
のである。このグラフから明らかなように、５０Ｈｚ及
び６０Ｈｚからなる周波数の電圧が１００ボルトの場合
におけるストロークの差Ｗは略２ｍｍであり、その差が
顕著に相違することが容易に理解できる。

【００１３】又、初速におけるストロークの差は顕著で
あっても、序々に回転率が上昇してくると、ストローク
が略６．５ｍｍにおいて略８０パーセントの最高のモー
タ回転率になる。このモータ回転率において、ストロー
クに応じて回転し始める動作が遅い場合（図８において
６０Ｈｚの場合）にはその分急速な回転変化率となって
最高の回転率に到達する。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記説
明した位相制御回路において、交流電源の周波数が５０
Ｈｚ及び６０Ｈｚと異なる場合には、交流モータの回転
を同じ回転数にするのに、操作レバーを引き込むストロ
ークに差異が生じている。これは周波数の周期の相違に
起因するものであり、５０Ｈｚより６０Ｈｚの方の周期
が短いためである。即ち、図７（Ａ）、（Ｂ）を参照し
て説明すると、５０Ｈｚと６０Ｈｚの交流電源を使用し
てブレークオーバー電圧ＤＶに到達するためのコンデン
サＣの充電の時間Ｔは両者ともほぼ同じである。そうす
ると、５０Ｈｚの周期は６０Ｈｚの周期に比べて長いた
め、モータ駆動期間、即ち、交流モータに供給する電圧
は５０Ｈｚのほうが周期の長い分だけ多く交流モータに
供給できる。

【００１５】このように、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの交流
電源を使用して略同じ回転数を得るためには、操作レバ
ーのストローク差がどうしても発生してしまうのであ
る。

【００１６】具体的には、日本国内において、関東地区
（５０Ｈｚ）で制御特性を設定すると関西地区（６０Ｈ
ｚ）では、初速にて操作レバーの引き込み量が多くな
り、又、初速から高速回転まで急速に回転が変化するた
め、非常に使い勝手の悪い回転制御となってしまう。

【００１７】従って、異なる周波数からなる交流電源の
周期にとらわれないで操作レバーの一定の引き量、即
ち、一定のストロークで交流モータを同じような回転速
度で回転させることができる位相制御回路に解決しなけ
ればならない課題を有している。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る交流モータ位相制御回路は、所定の周
波数からなる交流電源の正相及び負相の両方で充電して
ベース電位を生成するベース電位生成手段と、該ベース
電位生成手段により生成されたベース電位を基準にして
交流電源の周期に基づいて充電する充電電圧を生成する
充電電圧生成手段と、該充電電圧生成手段により生成さ
れた充電電圧でオンするスイッチ手段と、該スイッチ手
段がオンすることにより前記交流電源が供給されて回転
する交流モータと、を備えたことを特徴とする。

【００１９】又、前記充電電圧のベース電位の変化は、
コンデンサの充電圧によること；前記コンデンサは、前
記充電電圧を発生させるコンデンサの容量よりも充分に
大きな容量であること；前記交流電源の周波数は、５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数である交流モータ位相制御回
路である。

【００２０】このように充電電圧のベース電位を交流電
源の周波数に対応させて変化させることにより、交流電
源の周波数が５０Ｈｚであっても６０Ｈｚであっても操
作レバーの引込み量を略同じくして交流モータの回転速
度を制御することができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】次に、本発明に係る交流モータ位
相制御回路の実施例について図面を参照して説明する。

【００２２】交流モータ位相制御回路２は、図１に示す
ように、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４と、サイリスタＳ
ＣＲと、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、図示しない操作レバ
ーに連動して動く可変抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、
二方向性スイッチＤＩＡＣと、電源用スイッチＳＷ１
と、高速回転用スイッチＳＷ２と、交流モータＭとから
構成されている。この中で、サイリスタＳＣＲと二方向
性スイッチＤＩＡＣとでスイッチ手段を構成する。

【００２３】この電源用スイッチＳＷ１及び高速回転用
スイッチＳＷ２は、電動工具の操作レバーの引き具合で
オン／オフするスイッチである。又、可変抵抗Ｒ１は、
操作レバーの引き具合に連動して抵抗値が増減する構成
となっている。

【００２４】この交流モータ位相制御回路を構成する上
記部品の接続状態は次のようになっている。

【００２５】交流電源ＡＣの一方側が交流モータＭの一
方の端子に接続し、交流電源ＡＣの他方側が電源用スイ
ッチＳＷ１を介してコンデンサＣ３の一方側に接続し、
交流モータＭの他方の端子がダイオードＤ４のアノード
側に接続し、ダイオードＤ４のカソード側がコンデンサ
Ｃ３の他方側に接続されている。

【００２６】この交流電源ＡＣに接続されている交流モ
ータＭには、高速回転用スイッチＳＷ２と、サイリスタ
ＳＣＲと、直列に接続した可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ３及
びコンデンサＣ１とが、交流電源ＡＣと電源用スイッチ
ＳＷ１を介して、それぞれ並列に接続されている。

【００２７】可変抵抗Ｒ１には抵抗Ｒ２が並列に接続さ
れている。直列に接続してある抵抗Ｒ３とコンデンサＣ
１の間（Ａ点）と、サイリスタＳＣＲのゲートとの間に
二方向性スイッチＤＩＡＣが接続されている。

【００２８】又、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１との間（Ａ
点）側がダイオードＤ１のカソード側になるようにし
て、コンデンサＣ１と並列にダイオードＤ１が接続され
ている。

【００２９】更に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１との間
（Ａ点）には、ダイオードＤ２を介したアノード側（Ｂ
点）にコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ４のそれぞれがコンデ
ンサＣ１に並列に接続され、ダイオードＤ２にはダイオ
ードＤ３が直列に接続され、ダイオードＤ３のアノード
側はダイオードＤ４とコンデンサＣ３との間に接続され
ている。このコンデンサＣ２は、コンデンサＣ１、Ｃ３
の容量に比べて充分に大きな容量のものが使用されてい
る。

【００３０】このような接続状態を有する交流モータ位
相制御回路２は、操作レバーを引くと、電源用スイッチ
ＳＷ１がオンして交流電源ＡＣがサイリスタＳＣＲに供
給されると共に可変抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２、Ｒ３及びコ
ンデンサＣ１からなる時定数回路の充電が開始する。

【００３１】同時に、図１において交流電源ＡＣのプラ
ス電圧（矢印Ｐ１方向；正相）の時は、ダイオードＤ４
を介してコンデンサＣ３が充電され、マイナス電圧（矢
印Ｐ２方向；負相）の時、即ち、放電時には、コンデン
サＣ３及び抵抗Ｒ４によって位相がずれ、ダイオードＤ
３を介してコンデンサＣ２に充電する。

【００３２】このようにして電源用スイッチＳＷ１がオ
ンすると、図１及び図２に示すように、コンデンサＣ２
に充電されたベース電位（Ｂ点）を基準にして時定数の
充電電圧（Ａ点）が序々に増加して、ブレークオーバ電
圧ＤＶに達すると二方向性スイッチＤＩＡＣが導通し、
サイリスタＳＣＲを導通させる。サイリスタＳＣＲが導
通状態になると、交流モータに交流電圧が供給され回転
する。

【００３３】この交流モータＭに供給される交流電圧
は、抵抗Ｒ１の可変抵抗値によってその回転速度が位相
制御される。この可変抵抗Ｒ１は、図示しない操作レバ
ーに連動しており、当該操作レバーの引き具合が大きく
なれば時定数で形成される充電電圧がブレークオーバー
電圧ＤＶに達する時間帯（Ｔ１）が短くなる。

【００３４】又、このコンデンサＣ２で充電された電圧
値Ｖ１は、二方向性スイッチＤＩＡＣのベース電位（Ｂ
点の電圧）、即ち、充電電圧（Ａ点の電圧）を形成する
時定数のベース電位となる。

【００３５】ここで、コンデンサＣ３からコンデンサＣ
２に充電される頻度は、交流電源ＡＣが５０Ｈｚの周波
数に比べて６０Ｈｚの周波数の方が多くなる。

【００３６】従って、位相がずれてコンデンサＣ３から
放電された電圧により充電されるコンデンサＣ２の電圧
（Ａ点のベース電位）は、５０Ｈｚのベース電位Ｖ１に
比べて６０Ｈｚのベース電位Ｖ２の方が高くなる。

【００３７】即ち、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３とコンデンサ
Ｃ１とで構成されている時定数の充電電圧による二方向
性スイッチＤＩＡＣの点弧は５０Ｈｚの方が早くなるは
ずであるが、６０Ｈｚのベース電位Ｖ２が、５０Ｈｚの
ベース電位Ｖ１よりも高くなっており、又、ブレークオ
ーバー電圧ＤＶに到達する時間帯Ｔ１、Ｔ２は略同じで
ある。従って、サイリスタＳＣＲの導通角が略同じくな
るため、操作レバーの引き具合が同じ位置の時の５０Ｈ
ｚ及び６０Ｈｚで発生するモータの回転数ＲＰＭ等は略
同じくなる。

【００３８】このように、操作レバーの引き具合を検出
する検出回路を別途設ける必要がなく簡素な回路構成で
５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに関するストロークの引き込み量
を略同じにして交流モータＭの略同じ回転率を得ること
ができるのである。

【００３９】図３は、操作レバーのストロークと交流モ
ータＭの回転率との関係を示したものであり、下記の表
１は図３における周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚの回転率
とストロークを従来技術の図８を参照にして対比して示
したものである。

【００４０】

【表１】

【００４１】この表の意味するところは、本発明におい
て周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚとの違いがあっても、モ
ータの初速における回転率は殆ど同じである。例えば、
ストロークが３ｍｍと引込まれても、引込み量に応じた
回転率は５０Ｈｚで２０パーセント、６０Ｈｚで１４パ
ーセントである。これに対して従来においては５０Ｈｚ
で２５パーセント、６０Ｈｚで０パーセントでありその
差が大きいことが容易に理解できる。

【００４２】図４及び図５は、５０Ｈｚ及び６０Ｈｚに
よるサイリスタＳＣＲ間の導通角を測定した測定結果で
あり、図４における５０Ｈｚの場合にはＡ点のベース電
位Ｖ１が６０ＨｚにおけるＡ点のベース電位Ｖ２（図５
参照）よりも少ない。

【００４３】従って、操作レバーの引き具合により時定
数が変化してもベース電位となる時定数の充電電圧が５
０Ｈｚと６０Ｈｚとで変化させることができ、結果的に
時定数の充電を開始してから二方向性スイッチＤＩＡＣ
が点弧する時間帯Ｔ１、Ｔ２は略同じであり、サイリス
タＳＣＲ間の導通角が略同じくなる。

【００４４】このように５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも交流
モータの回転率を操作レバーの引き具合で同じように制
御することができる位相制御回路は、例えば電動工具に
組み込めば日本国内でどこでも同じ様に使用することが
でき、又、同じ仕様のものを販売することができる。

【００４５】又、このような位相制御回路は、モータ回
転特性を、初期において緩やかにするように制御するこ
とが可能になる。

【００４６】更に、この位相制御回路は、例えば交流電
源をＤＣ化して補正する方法ではなく、直接に交流電源
を補正する構成となっているため、回路構成を複雑にし
ないで実現でき、小型のトリガースイッチには極めて有
効的である。

【００４７】さらに、図１に示すＡ点のベース電位は、
電圧変動に追従し、例え電圧は歪んでいてもそれに対応
することができ、ノイズ等が発生する環境が悪い場所で
あっても充分に対応できる。

【００４８】

【発明の効果】上記説明したように本発明に係る位相制
御回路は、時定数で発生する充電電圧のベース電位を交
流電源の周波数に基づいて変化させるようにしたため、
例え商用交流電源の周波数が異なっても、操作レバーの
引き具合によるストローク差をなくすことができる。

【００４９】又、時定数で発生する充電電圧のベース電
位を変化させる、いわゆるコンデンサ等を組み込んだ回
路構成でよいため、回路が複雑にならず小型化を図るこ
とができる。

【００５０】更に、コンデンサ等により時定数で発生す
る充電電圧のベース電位を変化させるようにしたことに
より、外部から供給される交流電源の電圧変動又は電圧
の歪みが生じても、その電圧変動に追従又は電圧の歪み
を平滑することができ、電圧変動又は電圧の歪みに対応
することができるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る位相制御回路図である。

【図２】同（イ）は５０Ｈｚ交流電源の場合のモータ駆
動期間を示し、（ロ）は６０Ｈｚの場合のモータ駆動期
間を示した説明図である。

【図３】同モータ回転率と操作レバーのストロークとの
関係をグラフで示した説明図である。

【図４】同５０Ｈｚ交流電源の場合の時定数で発生する
充電電圧の波形図と時定数で発生する充電電圧のベース
電位（Ａ点のベース電位）との関係を測定したグラフで
ある。

【図５】同６０Ｈｚ交流電源の場合の時定数で発生する
充電電圧の波形図と時定数で発生する充電電圧のベース
電位（Ａ点のベース電位）との関係を測定したグラフで
ある。

【図６】従来技術における位相制御回路図である。

【図７】従来技術におけるモータ駆動期間を示した説明
図であり、（イ）は５０Ｈｚの交流電源のグラフであ
り、（ロ）は６０Ｈｚの交流電源のグラフである。

【図８】従来技術におけるモータ回転率と操作レバーの
ストロークとの関係をグラフで示した説明図である。

【符号の説明】

２；交流モータ位相制御回路、Ｄ１〜Ｄ４；ダイオー
ド、ＳＣＲ；サイリスタ、Ｃ１〜Ｃ３；コンデンサ、Ｒ
１；抵抗（可変）、Ｒ２〜Ｒ４；抵抗、ＤＩＡＣ：二方
向性スイッチ、ＳＷ１；電源用スイッチ、ＳＷ２；高速
回転用スイッチ、Ｍ；交流モータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 昭63−90996（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/28 - 5/44 H02P 7/36 - 7/66

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の周波数からなる交流電源の正相及
   び負相の両方で充電してベース電位を生成するベース電
   位生成手段と、 該ベース電位生成手段により生成されたベース電位を基
   準にして交流電源の周期に基づいて充電する充電電圧を
   生成する充電電圧生成手段と、 該充電電圧生成手段により生成された充電電圧でオンす
   るスイッチ手段と、 該スイッチ手段がオンすることにより前記交流電源が供
   給されて回転する交流モータと、 を備えたことを特徴とする交流モータ位相制御回路。
2. 【請求項２】 前記充電電圧のベース電位の変化は、コ
   ンデンサの充電圧による請求項１に記載の交流モータ位
   相制御回路。
3. 【請求項３】 前記コンデンサは、前記充電電圧を発生
   させるコンデンサの容量よりも充分に大きな容量である
   請求項２に記載の交流モータ位相制御回路。
4. 【請求項４】 前記交流電源の周波数は、５０Ｈｚ又は
   ６０Ｈｚの周波数である請求項１に記載の交流モータ位
   相制御回路。