JPH0633709Y2 - パルス高電圧発生装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は電気集じん装置（以下EPと略す）等に適用され
るパルス高電圧発生装置に関する。

〔従来の技術〕

第４図は本件出願人が昭和61年１月30日に出願した特願
昭61−16741号の願書に添付された明細書に記載された
発明の構成を示す図であり、第４図において、１は交流
電源で、この交流電源１はサイリスタ４を介して高圧変
圧器２の一次側に供給される。この高圧変圧器２の二次
側は全波整流器３に接続される。この全波整流器３の出
力は、直流リアクトル10を介してパルス形成コンデンサ
５に供給される。このパルス形成コンデンサ５の一端は
機械式回転火花ギャップを介して端子13に接続される。
この火花ギャップは、入力電極6,出力電極8,共通な軸に
90°ずつの角度で４つの電極を装着した回転電極７とこ
の回転電極７を交流電源の周波数で決まる同期速度で回
転させる同期モータ９で構成される。そして、上記端子
13とアース側端子14間にEP15が接続される。

ところで、高圧変圧器２の一次側には一次側電流を検出
するための電流検出器24が設けられており、この電流検
出器24により検出された検出値はコントローラ23に供給
される。また、上記パルス形成コンデンサ５の両端の電
圧V_cは電圧検出器11により検出され、その検出された電
圧V_cは上記コントローラ23に供給される。さらに、上記
端子13と14間の電圧V_ESPは電圧検出器12により検出さ
れ、その電圧V_ESPは上記コントローラ23に供給される。
このコントローラ23は上記検出器24,11,12から出力され
る信号及び手動あるいは任意の外部指令26により入力さ
れるパルス高電圧発生頻度に基づいて上記低電圧側電力
調整器であるサイリスタ４の調節信号（点弧角制御信
号）を出力するようになされている。

第４図において、パルス形成コンデンサ５を充電し、機
械式回転火花ギャップが導通するタイミングに合わせて
パルス高電圧をEP15に供給する。この際火花ギャップが
導通するタイミングはパルス形成コンデンサ５を充電す
るタイミング、すなわちサイリスタ４が点弧するタイミ
ングを外した時期、すなわちサイリスタ４の非導通時に
同期させて導通する様にしているため、直流高圧発生装
置からEP15への突入電流を防止している。

第５図はその一連の動作における電圧の変化例を示した
ものであり、EP15が容量性負荷と抵抗性負荷を並列に合
成した特性を有することから、EP15では機械式火花ギャ
ップが導通時にパルス状の高電圧が印加され、非導通時
において徐々に電圧が低下してゆく、 また第５図は直流高電圧発生装置のサイリスタ４の点弧
角を間引き運転することにより、充電タイミングを調整
しパルス頻度を変化させた時の電圧の例を示したもので
あり、正常時には間引きしたサイクルではパルス形成コ
ンデンサ５に充電しないため、機械式火花ギャップが本
来であれば導通するタイミングであっても、パルス形成
コンデンサ５とEP15の間の電圧差V_c−V_ESPが少ないため
導通せず、従ってパルス頻度をサイリスタ４の点弧の間
引のサイクルに応じて可変とすることが可能である。

〔考案が解決しようとする問題点〕

上記第４図に示す様な電源装置の場合、EP側の電流電圧
特性によっては、サイリスタ４の点弧頻度を調整しても
パルス頻度が調整出来ないという欠点があった。

すなわちEPの捕集ダストが高抵抗の場合、EPで消費させ
る電流が高くなるとEP内のダスト層内で逆電離現象とい
う異常現象を生じEP空間内で無効電流が流れるため見掛
のEPの抵抗負荷要素が大幅に小さくなり、EPは低電圧、
高電流運転となって集じん性が低下する。

従って上記のパルス電源装置において逆電離を抑制した
運転を行なう場合、高いパルスピーク電圧を維持しつつ
平均電流を下げる必要があるがそのためにはパルス頻度
を下げることにより対応が可能である。

しかしながら第４図の様な装置では高抵抗ダストの場合
逆電離を生じだすとEP側の電気抵抗が大幅に落込むた
め、コンデンサの充電を行なわなくとも第５図の電圧波
形にも示される様にコンデンサの電圧とEP間の電圧差V_c
−V_ESPが時間の経過とともに大きくなり、機械式回転火
花ギャップが導通するタイミング毎にコンデンサとEPが
導通してしまい、結果としてパルス頻度が下がらず、EP
へ大電流が流れてしまい逆電離状態が接続される。

第５図ではサイリスタの導通を1/3に間引いた例を示す
が、コンデンサの電圧はEPとの電圧差があるレベル以下
になる迄放電してしまうため結果として間引いたサイク
ルの全部で機械式回転火花ギャップが導通した例を示
す。

本考案は上記の問題点を解消し、高抵抗ダストに対して
も確実にパルス頻度を変化させることができるパルス高
電圧発生装置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本考案によるパルス高電圧発生装置は、交流電圧発生源
と、この交流電圧発生源から出力される交流電圧を昇圧
する昇圧用変圧器と、上記交流電圧発生源と上記昇圧用
変圧器の一次側との間に接続され上記交流電圧発生源か
ら出力される交流電圧を点弧角制御するサイリスタと、
上記昇圧用変圧器の二次側に接続される整流器と、この
整流器の出力側に接続されるパルス形式コンデンサと、
このコンデンサに発生する電圧を出力端子に供給する機
械式回転火花ギャップと、上記サイリスタの電流阻止時
間に上記回転火花ギャップにおいて火花放電が発生する
ように上記回転火花ギャップの回転を周波数変換装置を
介して接続される同期モータにて制御する制御手段とを
具備したことを特徴とする。

〔作用〕

本考案によれば、機械式回転火花ギャップの回転を直流
高電圧発生装置と同一の交流電源により周波数交換装置
を介して駆動される同期モータにて制御し、サイリスタ
の間引き運転に連動して、その間引き率（あるいは間欠
荷電率）の周波数に合わせ、上記同期モータの回転数を
周波数変化により変化させ、また電圧波形の信号等をフ
ィードバックすることによってサイリスタの非導通時に
機械式回転火花ギャップが導通する様に制御装置によっ
て周波数変換装置の周波数を設定周波数を基準として微
小に増減させることによって、サイリスタの間欠的な運
転に応じて回転火花ギャップにて負荷への突入電流を生
じることなく高抵抗ダストに対しても確実にパルス頻度
を変化させることが出来る。

〔実施例〕

第１図は本考案の一実施例の構成を示す図で、第４図に
示すものと同一部分には同一符号を付して説明する。

第１図において、第４図に示すものと異なるところは、
交流電源の周波数で決まる同期速度で回転させることの
できる同期モータ９と、この同期モータ９の入力電源周
波数を整数分の一に低減することのできる周波数変換装
置（例えばインバータ等）28とを設け、かつこれらをコ
ントローラ23により制御できるように構成されているこ
とであり、その他の各部の構成および作用は第４図につ
いて説明したものと同一である。

第２図（ａ）は全波整流器３の出力電圧V_r波形のうち周
波数を変化させない場合を示す。ここでＴは交流電源
周波数の半周期を示し、Tsはサイリスタ４のサイリス
タ点弧間すなわち低圧側電流阻止時間を示す。火花ギャ
ップの回転電極７を同期モータ９の出力軸に対し適当な
位置角で取付けると回転電極７が入力電極6,出力電極８
とそれぞれ最接近するタイミングを第２図Tsで示す時間
内に設定することができる。

本考案で用いる機械式回転火花ギャップは、入力電極６
と出力電極８を結ぶ軸線と回転電極７の対向する２局を
結ぶ軸線とがほぼ一致し、入力電極６と出力電極８と回
転電極７が最接近したときに、パルス形成コンデンサ５
がギャップ間に火花が発生するのに充分な電圧に充電さ
れていると、このタイミングでギャップが火花放電によ
り導通される。すなわちスイッチされる。

本実施例では同期モータ９として４極モータを使用し
（例えば周波数＝50/60Hzであれば1500rpm/1800rpmの
回転速度となる。）交流電源の２周期でモータ出力軸及
びロータは１回転する。すなわち、ロータが１回転する
うちに上記のギャップのスイッチタイミングは４回ある
ので最大交流電源半周期に１回火花ギャップが完全に交
流電源の周波数に同期してスイッチすることになる。

高圧充電電源をパルス形成コンデンサ５が電源周波数の
反周期で所要の電圧Vcまで充電されるのに充分な容量に
選定すると前述の第２図のTsで示す低圧側電力調節器の
電流阻止時間を生じさせることができるので、前述の様
に火花ギャップのスイッチタイミングをこの電流阻止時
間に調整，設定すれば、交流電源の周波数に完全に同期
し、しかも高圧充電電源から負荷への突入電流が流れる
ことなく、安定したパルス高電圧の発生を繰返すことが
できる。このとき高圧充電電源からの電流Icは第２図
（ｂ）に示す様に火花ギャップのスイッチタイミング以
前に０となり、スイッチ時に続流となって負荷側へ突入
することはない。

第２図（ｄ）にEPの電圧波形を示すが機械式回転火花ギ
ャップが導通すると、EPの電圧V_ESPは瞬間的にパルス状
のピーク電圧V_PESPに達した後、コンデンサと同電位Vd
に落ちつき、その後EP内の抵抗要素にて電圧が低下して
ゆく。

第３図はサイリスタの点弧サイクルを1/n（ｎは整数で
同図ではｎ＝３）に間引きした例を示す。

この場合、充電するタイミング周期はＴ＝n/2であ
り、同期モータの回転数を周波数変換装置にて変換し回
転火花ギャップが導通するタイミング周期Ｔ′をＴ
′＝Ｔなる様に設定すれば、該回転ギャップをサイ
リスタの非導通期間Tsに設定することにより常に直流高
電圧の充電電流がEP側に突入することなく運転すること
が可能となる。

なお、周波数変換装置が直流高圧電源の交流電源と完全
同期の場合上記充電タイミング周期Ｔと火花ギャップ
の導通タイミング周期Ｔ′はＴ＝Ｔ′なる関係に
あるが、周波数変換装置として汎用のインバータを使用
し、同期モータの代わりに汎用の交流モータを使用した
場合、Ｔ′＝Ｔなる設定をしても完全に同期するこ
とはできない。

しかしこの場合でも第３図（ｅ）に示す様にコンデンサ
電圧の波形の監視を制御装置で行なうことによって充電
開始より放電するまでの時間サイクルTcをTcmin≦Tc≦T
cmaxと設定する様に制御装置よりまた、コントローラ23
により充電タイミング周期Ｔを増減することにより、
周波数変換装置に信号を与えＴ′を増減することによ
り、火花ギャップの導通時期をサイリスタの非導通時期
Tsに設定することが出来る。

〔考案の効果〕

本考案によれば、機械式回転火花ギャップの駆動回転数
を電源のサイリスタの点弧する周波数と同期させて低減
することにより、パルス電源をEPに直結した方式におけ
るパルス発生装置のパルス頻度をEPの負荷特性に拘らず
確実に低減することが出来ることにより、高抵抗ダスト
に対してパルスピーク電圧を下げることなく低い平均電
流にて運転出来るため、逆電離現象が抑制出来、集じん
効率を高めることが出来る等の優れた効果が奏せられ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例の構成を示す図、第２図およ
び第３図は第１図における各部の動作を示すタイミング
図、第４図および第５図はそれぞれ先願明細書に添付さ
れたパルス高電圧発生装置の回路図と動作のタイミング
図を示す。 ９……同期モータ、23……コントローラ、28……周波数
変換装置。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧発生源と、この交流電圧発生源か
   ら出力される交流電圧を昇圧する昇圧用変圧器と、上記
   交流電圧発生源と上記昇圧用変圧器の一次側との間に接
   続され上記交流電圧発生源から出力される交流電圧を点
   弧角制御するサイリスタと、上記昇圧用変圧器の二次側
   に接続される整流器と、この整流器の出力側に接続され
   るパルス形成コンデンサと、このコンデンサに発生する
   電圧を出力端子に供給する機械式回転火花ギャップと、
   上記サイリスタの電流阻止時間に上記回転火花ギャップ
   において火花放電が発生するように上記回転火花ギャッ
   プの回転を周波数変換装置を介して接続される同期モー
   タにて制御する制御手段とを具備したことを特徴とする
   パルス高電圧発生装置。