JP2840310B2 - 直流モータの駆動回路 - Google Patents
直流モータの駆動回路Info
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- JP2840310B2 JP2840310B2 JP1206154A JP20615489A JP2840310B2 JP 2840310 B2 JP2840310 B2 JP 2840310B2 JP 1206154 A JP1206154 A JP 1206154A JP 20615489 A JP20615489 A JP 20615489A JP 2840310 B2 JP2840310 B2 JP 2840310B2
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- Japan
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- voltage
- circuit
- power supply
- switching element
- output terminal
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明は直流ブラシレスモータ等の直流モータの駆
動回路に関する。
動回路に関する。
（ロ）従来の技術 近年、温風暖房機や給湯機では、例えば特公昭62−33
496号公報に開示されているように、負荷に応じて燃料
ポンプの運転周波数と、燃料用送風機の回転数とを制御
し、負荷に見合った燃料量が得られるようにしている。
また、燃料用送風機には直流ブラシレスモータ等の直流
モータが使用されるようになってきた。
496号公報に開示されているように、負荷に応じて燃料
ポンプの運転周波数と、燃料用送風機の回転数とを制御
し、負荷に見合った燃料量が得られるようにしている。
また、燃料用送風機には直流ブラシレスモータ等の直流
モータが使用されるようになってきた。
第３図は上述した直流モータの駆動回路の１例を示す
ものである。（１）は負荷の大きさに応じて目標回転数
を定めるとともに、実際の回転数信号を入力し、これら
に基づいてパルス幅変調（RWM）を行うことにより、目
標回転数に応じた矩形パルスの電圧信号を発するマイク
ロコンピュータ等の制御回路、（２）は交流電源、
（３）は交流電源（２）に接続された降圧用の電源トラ
ンス、（４）は電源トランス（３）の二次側に接続され
た全波整流器、（５）は全波整流器（４）の入力電圧を
制御する電圧レギュレータであり、半導体ICで作られて
いる。（６）は全波整流器（４）の出力側に設けられた
コンデンサであり、約30Vに充電されている。このコン
デンサ（６）には抵抗（７）（８）及びトランジスタ
（９）よりなる直列回路と、トランジスタ（10）、及び
直流ブラシレスモータ等の直流モータ（11）よりなる直
列回路とが並列に設けられ、トランジスタ（９）のベー
スには制御回路（１）は矩形のパルス電圧が供給されて
いる。（12）はトランジスタ（10）のコレクタ−ベース
間にダーリントン接続されたトランジスタ、（13）は抵
抗（７）（８）の接続点（14）とトランジスタ（12）の
ベースとの間に接続された抵抗、（15）はトランジスタ
（12）のベースとアースとの間に接続されたコンデン
サ、（16）はトランジスタ（10）の放熱用のヒートシン
クである。
ものである。（１）は負荷の大きさに応じて目標回転数
を定めるとともに、実際の回転数信号を入力し、これら
に基づいてパルス幅変調（RWM）を行うことにより、目
標回転数に応じた矩形パルスの電圧信号を発するマイク
ロコンピュータ等の制御回路、（２）は交流電源、
（３）は交流電源（２）に接続された降圧用の電源トラ
ンス、（４）は電源トランス（３）の二次側に接続され
た全波整流器、（５）は全波整流器（４）の入力電圧を
制御する電圧レギュレータであり、半導体ICで作られて
いる。（６）は全波整流器（４）の出力側に設けられた
コンデンサであり、約30Vに充電されている。このコン
デンサ（６）には抵抗（７）（８）及びトランジスタ
（９）よりなる直列回路と、トランジスタ（10）、及び
直流ブラシレスモータ等の直流モータ（11）よりなる直
列回路とが並列に設けられ、トランジスタ（９）のベー
スには制御回路（１）は矩形のパルス電圧が供給されて
いる。（12）はトランジスタ（10）のコレクタ−ベース
間にダーリントン接続されたトランジスタ、（13）は抵
抗（７）（８）の接続点（14）とトランジスタ（12）の
ベースとの間に接続された抵抗、（15）はトランジスタ
（12）のベースとアースとの間に接続されたコンデン
サ、（16）はトランジスタ（10）の放熱用のヒートシン
クである。
上述した従来のものでは、制御回路（１）の出力電圧
のパルス幅を変えることにより、コンデンサ（15）の電
圧、並びにトランジスタ（10）のエミッタ電圧を10〜20
Vに調整し、直列モータ（11）の回転数を制御してい
る。しかしながら、コンデンサ（６）の電圧を所定電圧
（約30V）に維持するために高価な電圧レギュレータを
必要とし、コスト高になるばかりでなく、NPNトランジ
スタ（10）のコレクタ損失（コレクタ−エミッタ間電
圧）が20〜10Vと大きく、熱損失が大きくなって大型の
ヒートシンク（16）を必要とするため、回路基板を小型
にできない欠点があった。
のパルス幅を変えることにより、コンデンサ（15）の電
圧、並びにトランジスタ（10）のエミッタ電圧を10〜20
Vに調整し、直列モータ（11）の回転数を制御してい
る。しかしながら、コンデンサ（６）の電圧を所定電圧
（約30V）に維持するために高価な電圧レギュレータを
必要とし、コスト高になるばかりでなく、NPNトランジ
スタ（10）のコレクタ損失（コレクタ−エミッタ間電
圧）が20〜10Vと大きく、熱損失が大きくなって大型の
ヒートシンク（16）を必要とするため、回路基板を小型
にできない欠点があった。
（ハ）発明が解決しようとする課題 この発明は上述した事実に鑑みてなされたものであ
り、高価な電圧レギュレータを用いたり、熱損失を増大
させることなく、回転数制御が行えるようにした直列モ
ータの駆動回路を提供することを目的とする。
り、高価な電圧レギュレータを用いたり、熱損失を増大
させることなく、回転数制御が行えるようにした直列モ
ータの駆動回路を提供することを目的とする。
（ニ）課題を解決するための手段 この発明では、交流電源に接続された電源トランス
と、交流電源に同期した三角波の電圧信号を発生する三
角波発生回路と、直列モータの目標回転数に応じた直流
の電圧信号を発生する制御信号発生手段と、この制御信
号発生手段の直流の電圧信号と三角波の電圧信号とを比
較する比較器と、前記電源トランスの一端に接続された
第１のスイッチング素子及び第１のダイオードの直列回
路と、前記電源トランスの他端に接続された第２のスイ
ッチング素子及び第２のダイオードの直列回路と、前記
両直列回路を介して充電され、直流モータに電源電圧を
供給するコンデンサと、前記電源トランスの一端と前記
比較器の出力端子との間に接続され、前記第１のスイッ
チング素子にバイアス電圧を供給する第１のバイアス回
路と、前記電源トランスの一端と前記比較器の出力端子
との間に接続され、前記第２のスイッチング素子にバイ
アス電圧を供給する第２のバイアス回路とを備えた構成
である。
と、交流電源に同期した三角波の電圧信号を発生する三
角波発生回路と、直列モータの目標回転数に応じた直流
の電圧信号を発生する制御信号発生手段と、この制御信
号発生手段の直流の電圧信号と三角波の電圧信号とを比
較する比較器と、前記電源トランスの一端に接続された
第１のスイッチング素子及び第１のダイオードの直列回
路と、前記電源トランスの他端に接続された第２のスイ
ッチング素子及び第２のダイオードの直列回路と、前記
両直列回路を介して充電され、直流モータに電源電圧を
供給するコンデンサと、前記電源トランスの一端と前記
比較器の出力端子との間に接続され、前記第１のスイッ
チング素子にバイアス電圧を供給する第１のバイアス回
路と、前記電源トランスの一端と前記比較器の出力端子
との間に接続され、前記第２のスイッチング素子にバイ
アス電圧を供給する第２のバイアス回路とを備えた構成
である。
（ホ）作 用 このように構成すると、交流電源の半サイクル毎に比
較器の出力が変わり、両直列回路の第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とが目標回転数に応じた
位相角で交互に導通する。そして、両直列回路からコン
デンサへ交互に充電電流が流れ、このコンデンサの電圧
に応じて直流モータの回転数が目標回転数になるように
制御される。このように、交流電源の半サイクル毎に両
直列回路のスイッチング素子が交互に位相制御され、そ
れに伴って直流モータに電源電圧を供給するコンデンサ
の電圧が調整されるようにしたので、従来のように高価
な電圧レギュレータを用いる必要がなく、スイッチング
素子の熱損失も極く僅かとなってヒートシンクも必要な
くなる。
較器の出力が変わり、両直列回路の第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とが目標回転数に応じた
位相角で交互に導通する。そして、両直列回路からコン
デンサへ交互に充電電流が流れ、このコンデンサの電圧
に応じて直流モータの回転数が目標回転数になるように
制御される。このように、交流電源の半サイクル毎に両
直列回路のスイッチング素子が交互に位相制御され、そ
れに伴って直流モータに電源電圧を供給するコンデンサ
の電圧が調整されるようにしたので、従来のように高価
な電圧レギュレータを用いる必要がなく、スイッチング
素子の熱損失も極く僅かとなってヒートシンクも必要な
くなる。
（ヘ）実施例 以下、この発明を図面に示す実施例について説明す
る。
る。
第１図において、（17）は第３図のものと同じPWM方
式の制御回路、（18）は交流電源、（19）は電源トラン
ス、（20）は電源トランス（19）の出力端子（191）（1
92）間に接続された全波整流器、（21）は全波整流器
（20）の出力側に設けられ、交流電源（18）に同期した
三角波の電圧信号を発する三角波発生回路、（22）は制
御回路（17）の出力電圧を平滑した直流電圧信号を発す
る波形成形回路であり、制御回路（17）とともに制御信
号発生手段を構成している。（23）は三角波発生回路
（21）の電圧信号と波形成形回路（22）の電圧信号を比
較する比較器、（24）は電源トランス（19）の一方の出
力端子（191）に接続された第１のトランジスタ（第１
のスイッチング素子）（25）及び第１のダイオード（2
6）の直列回路、（27）は電源トランス（19）の他方の
出力端子（192）に接続された第２のトランジスタ（第
２のスイッチング素子）（28）及び第２のダイオード
（29）の直列回路、（30）は両直列回路（24）（27）と
アースとの間に接続されたコンデンサ、（31）はコンデ
ンサ（30）から電源電圧が供給される直流ブラシレスモ
ータ等の直流モータ、（32）は電源トランス（19）の出
力端子（191）と比較器（23）の出力端子（231）の間に
直列接続された抵抗（33）、第３のダイオード（34）及
び抵抗（35）よりなり、第１のトランジスタ（25）にベ
ースバイアス電圧を供給するバイアス回路、（36）は電
源トランス（19）の出力端子（192）と比較器（23）の
出力端子（231）の間に直列接続された抵抗（37）、第
４のダイオード（38）及び抵抗（35）よりなり、第２の
トランジスタ（28）のベースバイアス電圧を供給するバ
イアス回路、（39）は電源トランス（19）の出力端子
（191）とアースとの間に設けられた第５のトランジス
タ、（40）は電源トランス（19）の出力端子（192）と
アースとの間に設けられた第６のトランジスタである。
式の制御回路、（18）は交流電源、（19）は電源トラン
ス、（20）は電源トランス（19）の出力端子（191）（1
92）間に接続された全波整流器、（21）は全波整流器
（20）の出力側に設けられ、交流電源（18）に同期した
三角波の電圧信号を発する三角波発生回路、（22）は制
御回路（17）の出力電圧を平滑した直流電圧信号を発す
る波形成形回路であり、制御回路（17）とともに制御信
号発生手段を構成している。（23）は三角波発生回路
（21）の電圧信号と波形成形回路（22）の電圧信号を比
較する比較器、（24）は電源トランス（19）の一方の出
力端子（191）に接続された第１のトランジスタ（第１
のスイッチング素子）（25）及び第１のダイオード（2
6）の直列回路、（27）は電源トランス（19）の他方の
出力端子（192）に接続された第２のトランジスタ（第
２のスイッチング素子）（28）及び第２のダイオード
（29）の直列回路、（30）は両直列回路（24）（27）と
アースとの間に接続されたコンデンサ、（31）はコンデ
ンサ（30）から電源電圧が供給される直流ブラシレスモ
ータ等の直流モータ、（32）は電源トランス（19）の出
力端子（191）と比較器（23）の出力端子（231）の間に
直列接続された抵抗（33）、第３のダイオード（34）及
び抵抗（35）よりなり、第１のトランジスタ（25）にベ
ースバイアス電圧を供給するバイアス回路、（36）は電
源トランス（19）の出力端子（192）と比較器（23）の
出力端子（231）の間に直列接続された抵抗（37）、第
４のダイオード（38）及び抵抗（35）よりなり、第２の
トランジスタ（28）のベースバイアス電圧を供給するバ
イアス回路、（39）は電源トランス（19）の出力端子
（191）とアースとの間に設けられた第５のトランジス
タ、（40）は電源トランス（19）の出力端子（192）と
アースとの間に設けられた第６のトランジスタである。
上述した実施例の動作を第２図を参照して説明する。
電源トランス（19）の一次側に交流電源（18）の交流電
圧が供給されると（第２図（ａ）参照）、全波整流器
（20）の出力側には第２図（ｂ）に示すように、正の全
波電圧が現れる。そして、この正の全波電圧を入力した
三角波発生回路（21）は第２図（ｃ）に示すように、交
流電源（18）に同期した三角波の電圧信号VAを発する。
比較器（21）はこの三角波の電圧信号VAと、制御回路
（17）の出力電圧を平滑した波形成形回路（22）の電圧
信号VBとを比較し、第２図（ｄ）に示すように、交流電
源（18）の半サイクル毎にVHとVLの出力電圧を交互に発
する。このため、交流電源（18）が正の半サイクルの場
合、比較器（21）の出力がVHからVLになると、電流は電
源トランス（19）の出力端子（191）、抵抗（33）、ダ
イオード（34）、抵抗（35）、及び比較器（23）の出力
端子（231）の順に流れてトランジスタ（25）を導通さ
せると同時に、出力端子（191）、トランジスタ（2
5）、ダイオード（26）、コンデンサ（30）、アース、
ダイオード（40）、及び電源トランス（19）の出力端子
（192）の順に流れてコンデンサ（30）を充電する。ま
た、交流電源（18）が負の半サイクルの場合、比較器
（21）の出力がVHからVLになると、電流は電源トランス
（19）の出力端子（192）、抵抗（37）、ダイオード（3
8）、抵抗（35）、及び比較器（23）の出力端子（231）
の順に流れてトランジスタ（28）を導通させると同時
に、出力端子（192）、トランジスタ（28）、ダイオー
ド（29）、コンデンサ（30）、アース、ダイオード（3
9）、及び電源端子（19）の出力端子（191）の順に流れ
てコンデンサ（30）を充電する。
電源トランス（19）の一次側に交流電源（18）の交流電
圧が供給されると（第２図（ａ）参照）、全波整流器
（20）の出力側には第２図（ｂ）に示すように、正の全
波電圧が現れる。そして、この正の全波電圧を入力した
三角波発生回路（21）は第２図（ｃ）に示すように、交
流電源（18）に同期した三角波の電圧信号VAを発する。
比較器（21）はこの三角波の電圧信号VAと、制御回路
（17）の出力電圧を平滑した波形成形回路（22）の電圧
信号VBとを比較し、第２図（ｄ）に示すように、交流電
源（18）の半サイクル毎にVHとVLの出力電圧を交互に発
する。このため、交流電源（18）が正の半サイクルの場
合、比較器（21）の出力がVHからVLになると、電流は電
源トランス（19）の出力端子（191）、抵抗（33）、ダ
イオード（34）、抵抗（35）、及び比較器（23）の出力
端子（231）の順に流れてトランジスタ（25）を導通さ
せると同時に、出力端子（191）、トランジスタ（2
5）、ダイオード（26）、コンデンサ（30）、アース、
ダイオード（40）、及び電源トランス（19）の出力端子
（192）の順に流れてコンデンサ（30）を充電する。ま
た、交流電源（18）が負の半サイクルの場合、比較器
（21）の出力がVHからVLになると、電流は電源トランス
（19）の出力端子（192）、抵抗（37）、ダイオード（3
8）、抵抗（35）、及び比較器（23）の出力端子（231）
の順に流れてトランジスタ（28）を導通させると同時
に、出力端子（192）、トランジスタ（28）、ダイオー
ド（29）、コンデンサ（30）、アース、ダイオード（3
9）、及び電源端子（19）の出力端子（191）の順に流れ
てコンデンサ（30）を充電する。
本実施例によれば、交流電源（18）の半サイクル毎
に、比較器（23）の出力によって両直列回路（24）（2
7）のトランジスタ（25）（28）が交互に位相制御さ
れ、第２図（ｅ）に示すように、両直列回路（24）（2
7）からコンデンサ（30）へ交互に充電電流が流れ、コ
ンデンサ（30）の電圧が目標回転数に応じた値になるよ
うにしたので、従来のように高価な電圧レギュレータを
用いることなく、直流モータ（31）の電源電圧を調整
し、回転数制御を行うことができる。しかも、導通時に
おけるトランジスタ（25）（28）のエミッタ−コレクタ
間電圧は約1.0Vと低く、熱損失も極く僅かであるので、
ヒートシンクが不要になり、回路基板を小型にして駆動
回路をコンパクトにまとめることができる。
に、比較器（23）の出力によって両直列回路（24）（2
7）のトランジスタ（25）（28）が交互に位相制御さ
れ、第２図（ｅ）に示すように、両直列回路（24）（2
7）からコンデンサ（30）へ交互に充電電流が流れ、コ
ンデンサ（30）の電圧が目標回転数に応じた値になるよ
うにしたので、従来のように高価な電圧レギュレータを
用いることなく、直流モータ（31）の電源電圧を調整
し、回転数制御を行うことができる。しかも、導通時に
おけるトランジスタ（25）（28）のエミッタ−コレクタ
間電圧は約1.0Vと低く、熱損失も極く僅かであるので、
ヒートシンクが不要になり、回路基板を小型にして駆動
回路をコンパクトにまとめることができる。
（ト）発明の効果 この発明は以上のように構成されているので、高価な
電圧レギュレータを用いることなく、直流モータの電圧
を目標回転数に応じた値に調整して直流モータの回転数
制御を行うことができ、しかも、スイッチング素子の熱
損失が小さく、ヒートシンクが不要となって回路基板を
小型にすることができるなど、経済性に優れ、駆動回路
のコンパクト化が図れるものである。
電圧レギュレータを用いることなく、直流モータの電圧
を目標回転数に応じた値に調整して直流モータの回転数
制御を行うことができ、しかも、スイッチング素子の熱
損失が小さく、ヒートシンクが不要となって回路基板を
小型にすることができるなど、経済性に優れ、駆動回路
のコンパクト化が図れるものである。
第１図はこの発明の一実施例を示す直流モータの駆動回
路の電気回路図、第２図は第１図の駆動回路の動作説明
図、第３図は従来の直流モータの駆動回路の１例を示す
電気回路図である。 （18）……交流電源、（19）……電源トランス、（21）
……三角波発生回路、（22）……波形成形回路（制御信
号発生手段）、（23）……比較器、（24）（27）……直
列回路、（25）（28）……トランジスタ（スイッチング
素子）、（26）（29）……ダイオード、（30）……コン
デンサ、（31）……直流モータ、（32）（36）……バイ
アス回路。
路の電気回路図、第２図は第１図の駆動回路の動作説明
図、第３図は従来の直流モータの駆動回路の１例を示す
電気回路図である。 （18）……交流電源、（19）……電源トランス、（21）
……三角波発生回路、（22）……波形成形回路（制御信
号発生手段）、（23）……比較器、（24）（27）……直
列回路、（25）（28）……トランジスタ（スイッチング
素子）、（26）（29）……ダイオード、（30）……コン
デンサ、（31）……直流モータ、（32）（36）……バイ
アス回路。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/00,7/00 H02M 7/00
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源に接続された電源トランスと、交
流電源に同期した三角波の電圧信号を発生する三角波発
生回路と、直流モータの目標回転数に応じた直流の電圧
信号を発生する制御信号発生手段と、この制御信号発生
手段の直流の電圧信号と三角波の電圧信号とを比較する
比較器と、前記電源トランスの一端に接続された第１の
スイッチング素子及び第１のダイオードの直列回路と、
前記電源トランスの他端に接続された第２のスイッチン
グ素子及び第２のダイオードの直列回路と、前記両直列
回路を介して充電され、直流モータに電源電圧を供給す
るコンデンサと、前記電源トランスの一端と前記比較器
の出力端子との間に接続され、前記第１のスイッチング
素子にバイアス電圧を供給する第１のバイアス回路と、
前記電源トランスの一端と前記比較器の出力端子との間
に接続され、前記第２のスイッチング素子にバイアス電
圧を供給する第２のバイアス回路とを備えたことを特徴
とする直流モータの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1206154A JP2840310B2 (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 直流モータの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1206154A JP2840310B2 (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 直流モータの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0370492A JPH0370492A (ja) | 1991-03-26 |
| JP2840310B2 true JP2840310B2 (ja) | 1998-12-24 |
Family
ID=16518694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1206154A Expired - Fee Related JP2840310B2 (ja) | 1989-08-09 | 1989-08-09 | 直流モータの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2840310B2 (ja) |
-
1989
- 1989-08-09 JP JP1206154A patent/JP2840310B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0370492A (ja) | 1991-03-26 |
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