JP2755114B2 - モータ駆動回路 - Google Patents
モータ駆動回路Info
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- JP2755114B2 JP2755114B2 JP5203691A JP20369193A JP2755114B2 JP 2755114 B2 JP2755114 B2 JP 2755114B2 JP 5203691 A JP5203691 A JP 5203691A JP 20369193 A JP20369193 A JP 20369193A JP 2755114 B2 JP2755114 B2 JP 2755114B2
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- pulse
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモータ駆動回路に関し、
特にコンデンサモータなどの単相誘導電動機の駆動回路
に関する。
特にコンデンサモータなどの単相誘導電動機の駆動回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来のモータ駆動回路を示す。同
図に示すように、モータ駆動回路は、交流電源14と、ダ
イオードブリッジ15と、コンデンサ16と、６相パルス発
生器24と、パワートランジスタ（以下「パワーＭＯＳＦ
ＥＴ」という）25〜30と、三相誘導電動機31とを備えて
いる。
図に示すように、モータ駆動回路は、交流電源14と、ダ
イオードブリッジ15と、コンデンサ16と、６相パルス発
生器24と、パワートランジスタ（以下「パワーＭＯＳＦ
ＥＴ」という）25〜30と、三相誘導電動機31とを備えて
いる。
【０００３】交流電源14と整流用のダイオードブリッジ
15と平滑用のコンデンサ16により、直流電源１を構成
し、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30により三相インバータを
構成している。また、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30のゲー
ト信号は、６相パルス発生器24より供給されている。
15と平滑用のコンデンサ16により、直流電源１を構成
し、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30により三相インバータを
構成している。また、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30のゲー
ト信号は、６相パルス発生器24より供給されている。
【０００４】図７にパワーＭＯＳＦＥＴ25〜30のゲート
信号波形を示す。６相パルス発生器24から６相のタイミ
ングで信号が出力され、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30にゲ
ート電圧を印加し、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30を各々導
通状態にしている。そして、図８の三相誘導電動機の電
圧波形に示すように、簡易的な三相交流電圧を三相誘導
電動機に与えている。
信号波形を示す。６相パルス発生器24から６相のタイミ
ングで信号が出力され、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30にゲ
ート電圧を印加し、パワーＭＯＳＦＥＴ25〜30を各々導
通状態にしている。そして、図８の三相誘導電動機の電
圧波形に示すように、簡易的な三相交流電圧を三相誘導
電動機に与えている。
【０００５】図９に６相パルス発生器24の詳細な回路図
を示す。６相パルス発生器24は、パルス発振回路32と、
６相リングカウンタ33と、出力パルス幅設定電圧34と、
タイマー回路35〜40とで構成され、パルス発振回路32か
ら三相交流周波数の６倍のクロック信号を６相リングカ
ウンタ33に与えることにより６相の基準信号を発生さ
せ、出力パルス幅設定電圧34からのデータに対応した出
力パルスをタイマー回路35〜40から得るものである。
を示す。６相パルス発生器24は、パルス発振回路32と、
６相リングカウンタ33と、出力パルス幅設定電圧34と、
タイマー回路35〜40とで構成され、パルス発振回路32か
ら三相交流周波数の６倍のクロック信号を６相リングカ
ウンタ33に与えることにより６相の基準信号を発生さ
せ、出力パルス幅設定電圧34からのデータに対応した出
力パルスをタイマー回路35〜40から得るものである。
【０００６】図１０に、三相誘導電動機31に正弦波状の
三相交流電圧を与えるための第２の従来の制御例を示
す。これは６相パルス発生器24の代わりに、図１０に示
す正弦波ＰＷＭ回路41を使用するもので、出力パルス幅
設定電圧34と、パルス発振回路32と、カウンタ35と、メ
モリ36〜38と、デジタル・アナログ変換器39〜41と、三
角波発生器８と、比較器42〜47とで構成されている。
三相交流電圧を与えるための第２の従来の制御例を示
す。これは６相パルス発生器24の代わりに、図１０に示
す正弦波ＰＷＭ回路41を使用するもので、出力パルス幅
設定電圧34と、パルス発振回路32と、カウンタ35と、メ
モリ36〜38と、デジタル・アナログ変換器39〜41と、三
角波発生器８と、比較器42〜47とで構成されている。
【０００７】出力パルス幅設定電圧34によりパルス発振
回路32の周波数（三相交流周波数に比例）を制御し、リ
ングカウントするカウンタ35の出力をメモリ36〜38のア
ドレスに入力し、メモリ36〜38に内蔵された三相の正弦
波デジタルデータをデジタル・アナログ変換器39〜41に
与えることにより正弦波を生成し、この正弦波と三角波
発生器８の出力波形とを比較器42〜47で比較し、図１１
に示す正弦波ＰＷＭ波形を出力するものである。
回路32の周波数（三相交流周波数に比例）を制御し、リ
ングカウントするカウンタ35の出力をメモリ36〜38のア
ドレスに入力し、メモリ36〜38に内蔵された三相の正弦
波デジタルデータをデジタル・アナログ変換器39〜41に
与えることにより正弦波を生成し、この正弦波と三角波
発生器８の出力波形とを比較器42〜47で比較し、図１１
に示す正弦波ＰＷＭ波形を出力するものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この従来のモータ駆動
回路では、三相誘導電動機を使用しているため、モータ
巻線が三相分必要であり、形状が大きく配線が複雑であ
るとともに、パワートランジスタが６個必要であり、且
つ６相分の制御回路が必要となる。
回路では、三相誘導電動機を使用しているため、モータ
巻線が三相分必要であり、形状が大きく配線が複雑であ
るとともに、パワートランジスタが６個必要であり、且
つ６相分の制御回路が必要となる。
【０００９】また、正弦波ＰＷＭ波形を得るためには、
256カウント程度のカウンタと、256×８ビット程度のメ
モリと、８ビット程度のデジタル・アナログ変換器が必
要であるため、制御回路が複雑になるという欠点があっ
た。
256カウント程度のカウンタと、256×８ビット程度のメ
モリと、８ビット程度のデジタル・アナログ変換器が必
要であるため、制御回路が複雑になるという欠点があっ
た。
【００１０】したがって、本発明は、単相誘導電動機を
用い制御回路を簡単な回路構成にしたモータ駆動回路を
提供することを目的とする。
用い制御回路を簡単な回路構成にしたモータ駆動回路を
提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、第１及び第２のトランジスタの直列接続体
と、第３及び第４のトランジスタの直列接続体と、２つ
の前記直列接続体を互いに並列に配し、前記第１及び第
２のトランジスタの接続点と、前記第３及び第４のトラ
ンジスタの接続点とに、その両端が接続された単相誘導
電動機と、活性（アクティブ）状態を接続する時間が互
いに重ならない２つのパルス信号を発生させるパルス発
生器と、交流電源と、前記交流電源から整流回路により
直流電源を生成する手段と、前記整流回路とは独立に設
けられ前記交流電源を整流する全波整流回路と、前記全
波整流回路の出力により前記第２のトランジスタもしく
は前記第４のトランジスタを選択し、前記２つのパルス
信号を供給する信号供給手段と、前記２つのパルス信号
の前記信号供給手段の出力に対応してそれぞれ活性とな
る２つのパルス幅変調信号を発生させるＰＷＭ発生器
と、を備え、前記ＰＷＭ発生器が、前記全波整流回路
と、三角波発生回路と、前記全波整流回路及び該三角波
発生回路の出力信号の振幅を比較する比較手段と、から
なり、―の前記パルス信号が活性状態の際に、該パルス
信号が印可された前記第１のトランジスタと前記パルス
幅変調信号が印可された前記第４のトランジスタは、前
記単相誘導電動機を介して―の方向に電流が流れ、他の
前記パルス信号が活性状態の際には、前記パルス信号が
前記第３のトランジスタ、前記パルス幅変調信号が前記
第２のトランジスタに印可され、該単相誘導電動機に逆
方向の電流が流れる構成とされることを特徴とするモー
タ駆動回路を提供する。
に本発明は、第１及び第２のトランジスタの直列接続体
と、第３及び第４のトランジスタの直列接続体と、２つ
の前記直列接続体を互いに並列に配し、前記第１及び第
２のトランジスタの接続点と、前記第３及び第４のトラ
ンジスタの接続点とに、その両端が接続された単相誘導
電動機と、活性（アクティブ）状態を接続する時間が互
いに重ならない２つのパルス信号を発生させるパルス発
生器と、交流電源と、前記交流電源から整流回路により
直流電源を生成する手段と、前記整流回路とは独立に設
けられ前記交流電源を整流する全波整流回路と、前記全
波整流回路の出力により前記第２のトランジスタもしく
は前記第４のトランジスタを選択し、前記２つのパルス
信号を供給する信号供給手段と、前記２つのパルス信号
の前記信号供給手段の出力に対応してそれぞれ活性とな
る２つのパルス幅変調信号を発生させるＰＷＭ発生器
と、を備え、前記ＰＷＭ発生器が、前記全波整流回路
と、三角波発生回路と、前記全波整流回路及び該三角波
発生回路の出力信号の振幅を比較する比較手段と、から
なり、―の前記パルス信号が活性状態の際に、該パルス
信号が印可された前記第１のトランジスタと前記パルス
幅変調信号が印可された前記第４のトランジスタは、前
記単相誘導電動機を介して―の方向に電流が流れ、他の
前記パルス信号が活性状態の際には、前記パルス信号が
前記第３のトランジスタ、前記パルス幅変調信号が前記
第２のトランジスタに印可され、該単相誘導電動機に逆
方向の電流が流れる構成とされることを特徴とするモー
タ駆動回路を提供する。
【００１２】また、本発明のモータ駆動回路は、一の前
記パルス信号が活性状態の際に、該パルス信号が印加さ
れた前記トランジスタと前記パルス幅変調信号が印加さ
れた前記トランジスタは、前記単相誘導電動機を介して
一の方向に電流が流れ、他の前記パルス信号が活性状態
の際には、該単相誘導電動機に逆方向の電流が流れる構
成であり、前記ＰＷＭ発生機が、前記全波整流回路と、
三角波発生回路と、前記全波整流回路及び該三角波発生
回路の出力信号の振幅を比較する比較手段と、から成る
ことを特徴とする。
記パルス信号が活性状態の際に、該パルス信号が印加さ
れた前記トランジスタと前記パルス幅変調信号が印加さ
れた前記トランジスタは、前記単相誘導電動機を介して
一の方向に電流が流れ、他の前記パルス信号が活性状態
の際には、該単相誘導電動機に逆方向の電流が流れる構
成であり、前記ＰＷＭ発生機が、前記全波整流回路と、
三角波発生回路と、前記全波整流回路及び該三角波発生
回路の出力信号の振幅を比較する比較手段と、から成る
ことを特徴とする。
【００１３】より詳細には、本発明は、第１及び第２の
トランジスタの直列接続体と、第３及び第４のトランジ
スタの直列接続体と、２つの前記直列接続体を互いに並
列に配し、前記第１及び第２のトランジスタの接続点
と、前記第３及び第４のトランジスタの接続点とに、そ
の両端が接続された単相誘導電動機と、を備え、前記第
１及び第３のトラジスタの接続点と前記第２及び第４の
トラジスタの接続点との間に直流電源電圧を印加し、さ
らに、正弦波発生器と、三角波発生器と、前記正弦波発
生器の出力の反転信号を正転入力端に入力し、前記三角
波発生器の出力を反転入力端に入力する第１の比較器
と、前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し、前
記三角波発生器の出力を反転入力端に入力する第２の比
較器と、前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し
基準電位を反転入力端に入力する第３の比較器と、前記
正弦波発生器の出力を反転入力端に入力し基準電位を正
転入力端に入力する第４の比較器と、を備え、前記第
１、第２の比較器の出力はそれぞれ第２、第４のトラン
ジスタの制御端子に接続し、前記第３、第４の比較器の
出力はそれぞれ第１、第３のトランジスタの制御端子に
接続し、前記第３、第４の比較器からは互いに重ならな
い２つのパルス信号が出力され、前記正弦波発生回路
と、前記三角波発生回路と、前記第１、第２の比較器と
がＰＷＭ発生器を構成し、前記第１、第２の比較器から
前記２つのパルス信号に対応してそれぞれ活性となる２
つのパルス幅変調信号を出力し、―の前記パルス信号が
活性状態の際に、該パルス信号が印可された前記第１の
トランジスタと前記パルス幅変調信号が印可された前記
第４のトランジスタは、前記単相誘導電動機を介して―
の方向に電流が流れ、他の前記パルス信号が活性状態の
際には、前記パルス信号が前記第３のトランジスタに、
前記パルス幅変調信号が前記第２のトランジスタに印可
され、該単相誘導電動機に逆方向の電流が流れる構成と
されることを特徴とする。
トランジスタの直列接続体と、第３及び第４のトランジ
スタの直列接続体と、２つの前記直列接続体を互いに並
列に配し、前記第１及び第２のトランジスタの接続点
と、前記第３及び第４のトランジスタの接続点とに、そ
の両端が接続された単相誘導電動機と、を備え、前記第
１及び第３のトラジスタの接続点と前記第２及び第４の
トラジスタの接続点との間に直流電源電圧を印加し、さ
らに、正弦波発生器と、三角波発生器と、前記正弦波発
生器の出力の反転信号を正転入力端に入力し、前記三角
波発生器の出力を反転入力端に入力する第１の比較器
と、前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し、前
記三角波発生器の出力を反転入力端に入力する第２の比
較器と、前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し
基準電位を反転入力端に入力する第３の比較器と、前記
正弦波発生器の出力を反転入力端に入力し基準電位を正
転入力端に入力する第４の比較器と、を備え、前記第
１、第２の比較器の出力はそれぞれ第２、第４のトラン
ジスタの制御端子に接続し、前記第３、第４の比較器の
出力はそれぞれ第１、第３のトランジスタの制御端子に
接続し、前記第３、第４の比較器からは互いに重ならな
い２つのパルス信号が出力され、前記正弦波発生回路
と、前記三角波発生回路と、前記第１、第２の比較器と
がＰＷＭ発生器を構成し、前記第１、第２の比較器から
前記２つのパルス信号に対応してそれぞれ活性となる２
つのパルス幅変調信号を出力し、―の前記パルス信号が
活性状態の際に、該パルス信号が印可された前記第１の
トランジスタと前記パルス幅変調信号が印可された前記
第４のトランジスタは、前記単相誘導電動機を介して―
の方向に電流が流れ、他の前記パルス信号が活性状態の
際には、前記パルス信号が前記第３のトランジスタに、
前記パルス幅変調信号が前記第２のトランジスタに印可
され、該単相誘導電動機に逆方向の電流が流れる構成と
されることを特徴とする。
【００１４】
【作用】
本発明のモータ駆動回路においては、トランジ
スタ４個と単相誘導電動機を用いてＨブリッジを構成
し、パルス発生器からは活性（アクティブ）状態を保持
する時間が互いに重ならない２つのパルス信号が出力さ
れる。
スタ４個と単相誘導電動機を用いてＨブリッジを構成
し、パルス発生器からは活性（アクティブ）状態を保持
する時間が互いに重ならない２つのパルス信号が出力さ
れる。
【００１５】また、ＰＷＭ発生器からは前記パルス信号
がアクティブ状態の際にパルス幅変調信号が出力され、
パルス信号及びパルス幅変調信号のこれら４つの制御信
号をそれぞれのトランジスタの制御端子に印加してい
る。
がアクティブ状態の際にパルス幅変調信号が出力され、
パルス信号及びパルス幅変調信号のこれら４つの制御信
号をそれぞれのトランジスタの制御端子に印加してい
る。
【００１６】そして、パルス信号が印加されたトランジ
スタとパルス幅変調信号が印加されたトランジスタは、
単相誘導電動機を介して一の方向に電流が流れ、次の異
なる活性状態の際には、単相誘導電動機に逆方向の電流
が流れるようにＨブリッジ型に構成されている。これに
より、簡単な回路構成でモータ駆動回路のパワー系回路
を実現できる。
スタとパルス幅変調信号が印加されたトランジスタは、
単相誘導電動機を介して一の方向に電流が流れ、次の異
なる活性状態の際には、単相誘導電動機に逆方向の電流
が流れるようにＨブリッジ型に構成されている。これに
より、簡単な回路構成でモータ駆動回路のパワー系回路
を実現できる。
【００１７】また、ＰＷＭ発生器が好適には、正弦波発
生回路と三角波発生回路と比較手段から構成されてい
る。
生回路と三角波発生回路と比較手段から構成されてい
る。
【００１８】さらに、交流電源から正弦波を得ることに
より、正弦波発生回路を簡単な回路で構成することがで
きる。
より、正弦波発生回路を簡単な回路で構成することがで
きる。
【００１９】そして、三角波振幅可変回路を備えること
によって、負荷変動に対して誘導電動機の回転速度を一
定に保つことが可能となる。
によって、負荷変動に対して誘導電動機の回転速度を一
定に保つことが可能となる。
【００２０】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して説明
する。
する。
【００２１】図１は本発明の一実施例を示すモータ駆動
回路である。
回路である。
【００２２】パワーＭＯＳＦＥＴ２のソース端子とパワ
ーＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子を接続し、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ４，５も同様に接続し、それぞれの接続点の間
にコンデンサモータ６を配し、コンデンサモータ６の両
端を前記接続点にそれぞれ接続して、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２〜５とコンデンサモータ６とでＨブリッジ型のパワ
ー系回路を構成する。
ーＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子を接続し、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ４，５も同様に接続し、それぞれの接続点の間
にコンデンサモータ６を配し、コンデンサモータ６の両
端を前記接続点にそれぞれ接続して、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ２〜５とコンデンサモータ６とでＨブリッジ型のパワ
ー系回路を構成する。
【００２３】そして、直流電源１の正電圧をパワーＭＯ
ＳＦＥＴ２，４のドレイン端子に印加し、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ３，５のソース端子をＧＮＤ電位に接続する。
ＳＦＥＴ２，４のドレイン端子に印加し、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ３，５のソース端子をＧＮＤ電位に接続する。
【００２４】正弦波発生器７の出力端子は、反転器71を
介して比較器９の非反転入力端子と、比較器10の非反転
入力端子と、比較器12の反転入力端子と、比較器13の非
反転入力端子の４個所に接続される。
介して比較器９の非反転入力端子と、比較器10の非反転
入力端子と、比較器12の反転入力端子と、比較器13の非
反転入力端子の４個所に接続される。
【００２５】比較器９，10のそれぞれの反転入力端子は
三角波発生器８の出力端子に接続され、比較器12の非反
転入力端子と比較器13の反転入力端子をＧＮＤ電位に接
続する。比較器９，10，12，13の出力端子は、それぞれ
パワーＭＯＳＦＥＴ３，５，４，２のゲート端子に接続
される。
三角波発生器８の出力端子に接続され、比較器12の非反
転入力端子と比較器13の反転入力端子をＧＮＤ電位に接
続する。比較器９，10，12，13の出力端子は、それぞれ
パワーＭＯＳＦＥＴ３，５，４，２のゲート端子に接続
される。
【００２６】次に本発明の動作について説明する。正弦
波発生器７から出力された正弦波と三角波発生器８から
出力された三角波は比較器９，10で比較される。
波発生器７から出力された正弦波と三角波発生器８から
出力された三角波は比較器９，10で比較される。
【００２７】図２には、この比較器10の入出力波形が示
されている。正弦波発生器７の出力電圧が三角波発生器
８の出力電圧よりも大きければ比較器10からは電圧が出
力されるため、図２に示すようなパルス波形の電圧が出
力される。比較器９の出力端子からは、入力側に反転器
71が配されているため、比較器10のパルス波形とは活性
状態の発生時刻が正弦波の半周期分ずれたパルス波形が
出力される。これらのパルス波形は、正弦波の電圧に応
じてデューティの変化するＰＷＭ波形である。
されている。正弦波発生器７の出力電圧が三角波発生器
８の出力電圧よりも大きければ比較器10からは電圧が出
力されるため、図２に示すようなパルス波形の電圧が出
力される。比較器９の出力端子からは、入力側に反転器
71が配されているため、比較器10のパルス波形とは活性
状態の発生時刻が正弦波の半周期分ずれたパルス波形が
出力される。これらのパルス波形は、正弦波の電圧に応
じてデューティの変化するＰＷＭ波形である。
【００２８】図３にパワーＭＯＳＦＥＴ２〜５の各ゲー
ト電圧波形及びコンデンサモータ６の電圧・電流波形を
示す。パワーＭＯＳＦＥＴ２，４のゲート端子には、比
較器12，13によって生成された正弦波発生器７と同じ周
期である正電位のパルス波形電圧が、それぞれの活性状
態が重ならないように印加されている。一方、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ３，５のゲート端子にはＰＷＭ波形が与えら
れる。
ト電圧波形及びコンデンサモータ６の電圧・電流波形を
示す。パワーＭＯＳＦＥＴ２，４のゲート端子には、比
較器12，13によって生成された正弦波発生器７と同じ周
期である正電位のパルス波形電圧が、それぞれの活性状
態が重ならないように印加されている。一方、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ３，５のゲート端子にはＰＷＭ波形が与えら
れる。
【００２９】パワーＭＯＳＦＥＴ２のゲートがＯＮして
いる時に、パワーＭＯＳＦＥＴ５のゲートにＰＷＭ信号
が印加されるので、コンデンサモータ６には図１の図面
において左から右へモータ電流が流れ、また、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ４がＯＮしている時には、図示右から左へモ
ータ電流が流れる。パワーＭＯＳＦＥＴ３，５のゲート
端子にＰＷＭ信号が与えられているため、コンデンサモ
ータ６には正弦波電流が流れ滑らかなモータ回転が得ら
れる。
いる時に、パワーＭＯＳＦＥＴ５のゲートにＰＷＭ信号
が印加されるので、コンデンサモータ６には図１の図面
において左から右へモータ電流が流れ、また、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ４がＯＮしている時には、図示右から左へモ
ータ電流が流れる。パワーＭＯＳＦＥＴ３，５のゲート
端子にＰＷＭ信号が与えられているため、コンデンサモ
ータ６には正弦波電流が流れ滑らかなモータ回転が得ら
れる。
【００３０】図４に本発明の第２の実施例を示す。第１
の実施例と同一の構成要素には同一の参照番号を付す。
の実施例と同一の構成要素には同一の参照番号を付す。
【００３１】同図において、交流電源14と全波整流用の
ダイオードブリッジ15と平滑用のコンデンサ16とによっ
て直流電源１を構成する。一方、交流電源14からダイオ
ード17，18を介して全波整流を構成し、ダイオード17，
18のカソード端子から抵抗19と抵抗20を直列に接続し、
抵抗19と抵抗20の接続点を比較器10の非反転入力端子に
接続し、比較器10の反転入力端子には三角波発生器８か
らの出力電圧が供給される。
ダイオードブリッジ15と平滑用のコンデンサ16とによっ
て直流電源１を構成する。一方、交流電源14からダイオ
ード17，18を介して全波整流を構成し、ダイオード17，
18のカソード端子から抵抗19と抵抗20を直列に接続し、
抵抗19と抵抗20の接続点を比較器10の非反転入力端子に
接続し、比較器10の反転入力端子には三角波発生器８か
らの出力電圧が供給される。
【００３２】抵抗20の他端はＮＰＮトランジスタ21のベ
ース端子に接続され、トランジスタ21のエミッタ端子は
ＧＮＤに、コレクタ端子は抵抗を介して電源に接続され
る。さらにコレクタ端子はＴ型フリップフロップ50のク
ロック入力端子に接続される。
ース端子に接続され、トランジスタ21のエミッタ端子は
ＧＮＤに、コレクタ端子は抵抗を介して電源に接続され
る。さらにコレクタ端子はＴ型フリップフロップ50のク
ロック入力端子に接続される。
【００３３】Ｔ型フリップフロップ50のＱ出力端子は２
入力ＡＮＤゲート22の入力とパワーＭＯＳＦＥＴ４のゲ
ート端子に接続され、反転Ｑ出力端子は２入力ＡＮＤゲ
ート23の入力とパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に接
続される。ＡＮＤゲート22，23の他方の入力端子は比較
器10の出力端子に接続され、ＡＮＤゲート22，23の出力
端子はそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴ３，５のゲート端子
に接続される。
入力ＡＮＤゲート22の入力とパワーＭＯＳＦＥＴ４のゲ
ート端子に接続され、反転Ｑ出力端子は２入力ＡＮＤゲ
ート23の入力とパワーＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に接
続される。ＡＮＤゲート22，23の他方の入力端子は比較
器10の出力端子に接続され、ＡＮＤゲート22，23の出力
端子はそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴ３，５のゲート端子
に接続される。
【００３４】第２の実施例の動作について説明する。交
流電源14の電圧をダイオード17，18で全波整流すること
により、抵抗19と抵抗20の接続点には分圧された全波整
流波形が得られる。この全波整流波形の電圧と三角波発
生器８の出力電圧を比較器10で比較することによって、
デューティの可変するＰＷＭ信号がつくられる。
流電源14の電圧をダイオード17，18で全波整流すること
により、抵抗19と抵抗20の接続点には分圧された全波整
流波形が得られる。この全波整流波形の電圧と三角波発
生器８の出力電圧を比較器10で比較することによって、
デューティの可変するＰＷＭ信号がつくられる。
【００３５】トランジスタ21は、印加された全波整流波
形の電圧により、全波整流波形と同じ周期の正のパルス
波形を出力する。このパルス波形の印加によってＴ型フ
リップフロップ50の出力は反転を繰り返し、ＡＮＤゲー
ト22，23においてＰＷＭ信号との論理和がとられてパワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲート信号が生成される。このゲート
信号は図３に示されている信号波形と同一であり、これ
によりコンデンサモータ６に正弦波状の電流が与えられ
る。
形の電圧により、全波整流波形と同じ周期の正のパルス
波形を出力する。このパルス波形の印加によってＴ型フ
リップフロップ50の出力は反転を繰り返し、ＡＮＤゲー
ト22，23においてＰＷＭ信号との論理和がとられてパワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲート信号が生成される。このゲート
信号は図３に示されている信号波形と同一であり、これ
によりコンデンサモータ６に正弦波状の電流が与えられ
る。
【００３６】一般に、誘導電動機の回転速度は、誘導電
動機の入力交流電圧と入力交流周波数と負荷トルクによ
って定まるが、コンデンサモータでは進相用の励磁電流
を固定したコンデンサで作っているため、周波数制御は
不向きである。したがってコンデンサモータ６の回転速
度は、負荷の変動により負荷トルクが予測できない場合
には、入力交流電圧を可変させて制御する必要がある。
動機の入力交流電圧と入力交流周波数と負荷トルクによ
って定まるが、コンデンサモータでは進相用の励磁電流
を固定したコンデンサで作っているため、周波数制御は
不向きである。したがってコンデンサモータ６の回転速
度は、負荷の変動により負荷トルクが予測できない場合
には、入力交流電圧を可変させて制御する必要がある。
【００３７】この入力交流電圧を制御する方法として、
発電機（タコジェネレータ）を接続し、入力交流電圧が
所望の電圧に達しない場合には三角波発生器８の出力電
圧を下昇させ、また所望の電圧以上の場合には三角波発
生器８の出力電圧を上昇させることにより、図２のよう
に比較器10によるＰＷＭ波形の出力のデューティを変化
させ、コンデンサモータ６への印加電圧を制御すること
が考えられる。
発電機（タコジェネレータ）を接続し、入力交流電圧が
所望の電圧に達しない場合には三角波発生器８の出力電
圧を下昇させ、また所望の電圧以上の場合には三角波発
生器８の出力電圧を上昇させることにより、図２のよう
に比較器10によるＰＷＭ波形の出力のデューティを変化
させ、コンデンサモータ６への印加電圧を制御すること
が考えられる。
【００３８】図５に三角波発生器における三角波出力の
振幅可変回路を示す。
振幅可変回路を示す。
【００３９】定電圧ダイオード102のカソード端子を直
流電源101に接続し、アノード端子を抵抗103を介してＧ
ＮＤに接続する。またアノード端子はＰＮＰトランジス
タ105のベース端子に接続され、トランジスタ105のエミ
ッタ端子は抵抗104を介して電源に接続され、コレクタ
端子はコンデンサ106を介してＧＮＤに接続されてい
る。
流電源101に接続し、アノード端子を抵抗103を介してＧ
ＮＤに接続する。またアノード端子はＰＮＰトランジス
タ105のベース端子に接続され、トランジスタ105のエミ
ッタ端子は抵抗104を介して電源に接続され、コレクタ
端子はコンデンサ106を介してＧＮＤに接続されてい
る。
【００４０】定電圧ダイオード102、抵抗103，104、及
びトランジスタ105によって定電流回路が構成され、コ
ンデンサ106に定電流の充電を行うことによって三角波
を生成している。
びトランジスタ105によって定電流回路が構成され、コ
ンデンサ106に定電流の充電を行うことによって三角波
を生成している。
【００４１】トランジスタ105のコレクタ端子は、例え
ば抵抗とコンデンサから成る遅延回路107を介して比較
器108の反転入力端子にも接続され、また比較器108の出
力端子とも接続している。比較器108の非反転入力端子
は、調整用可変抵抗109を介して直流発電機110に接続さ
れている。ここで、比較器108の出力型式はオープンコ
レクタタイプである。
ば抵抗とコンデンサから成る遅延回路107を介して比較
器108の反転入力端子にも接続され、また比較器108の出
力端子とも接続している。比較器108の非反転入力端子
は、調整用可変抵抗109を介して直流発電機110に接続さ
れている。ここで、比較器108の出力型式はオープンコ
レクタタイプである。
【００４２】電動機の回転数に応じた電圧が直流発電機
110から発生し、調整用可変抵抗109で分圧され、この分
圧された電圧に対して三角波電圧が大きいと、比較器10
8の出力はロウレベルになり、コンデンサ106を放電す
る。コンデンサ106の放電時間は遅延回路107によって設
定され、非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧よ
り大きくなると放電は終了する。
110から発生し、調整用可変抵抗109で分圧され、この分
圧された電圧に対して三角波電圧が大きいと、比較器10
8の出力はロウレベルになり、コンデンサ106を放電す
る。コンデンサ106の放電時間は遅延回路107によって設
定され、非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧よ
り大きくなると放電は終了する。
【００４３】この結果、直流発電機110の出力電圧に応
じて三角波電圧の振幅は変化することになり、比較器10
によるＰＷＭ波形のデューティは変化し、コンデンサモ
ータ６に印加される電圧が制御され、負荷変動に対して
電動機の回転数は一定に保たれる。
じて三角波電圧の振幅は変化することになり、比較器10
によるＰＷＭ波形のデューティは変化し、コンデンサモ
ータ６に印加される電圧が制御され、負荷変動に対して
電動機の回転数は一定に保たれる。
【００４４】なお、扇風機又はファンのように負荷変動
を無視できる場合には、三角波発生器８の出力電圧と回
転数の相関をあらかじめ設定しておくことにより、誘導
電動機の回転数を一定に保つことができる。
を無視できる場合には、三角波発生器８の出力電圧と回
転数の相関をあらかじめ設定しておくことにより、誘導
電動機の回転数を一定に保つことができる。
【００４５】本発明による実施例では、従来256程度の
カウンタと、256×８ビット程度のメモリ３個と、８ビ
ット程度のデジタル・アナログ変換器３個が必要であっ
たものが、ゲートクラスのＩＣ数個程度に置き換えるこ
とが可能となる。したがって本発明により制御系回路を
大幅に低減したモータ駆動回路を、１チップパワーＭＯ
ＳＩＣなどにすることが容易となり、ＩＣ化を行なうこ
とにより、制御系回路とパワー系回路との配線長等に起
因する制御性の向上や、装置の小形化を図ることができ
る。
カウンタと、256×８ビット程度のメモリ３個と、８ビ
ット程度のデジタル・アナログ変換器３個が必要であっ
たものが、ゲートクラスのＩＣ数個程度に置き換えるこ
とが可能となる。したがって本発明により制御系回路を
大幅に低減したモータ駆動回路を、１チップパワーＭＯ
ＳＩＣなどにすることが容易となり、ＩＣ化を行なうこ
とにより、制御系回路とパワー系回路との配線長等に起
因する制御性の向上や、装置の小形化を図ることができ
る。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、コ
ンデンサモータに代表される単相誘導電動機を用い、モ
ータ巻線として主巻線が一相、進相電流用の補助巻線が
一相ですむため、形状を小さくすることができ配線が容
易になると共に、パワートランジスタを６個から４個に
低減できる。また制御系回路においても、三相分の正弦
波発生回路が一相分に低減できるという効果がある。
ンデンサモータに代表される単相誘導電動機を用い、モ
ータ巻線として主巻線が一相、進相電流用の補助巻線が
一相ですむため、形状を小さくすることができ配線が容
易になると共に、パワートランジスタを６個から４個に
低減できる。また制御系回路においても、三相分の正弦
波発生回路が一相分に低減できるという効果がある。
【００４７】また、制御回路及びパワー系回路を大幅に
低減することにより、１チップＩＣ化が容易になり、配
線長に起因する耐ノイズ性又は耐クロストーク性の性能
の向上を図ることができる。
低減することにより、１チップＩＣ化が容易になり、配
線長に起因する耐ノイズ性又は耐クロストーク性の性能
の向上を図ることができる。
【００４８】さらに、ＰＷＭ信号を生成するために必要
となる正弦波を交流電源から得ることによって、正弦波
発生回路を簡単にすることができ、ＩＣ化の達成に多い
に貢献する。そして、三角波振幅可変回路を備えことに
よって、電動機の負荷変動に対して電動機の回転速度を
一定に保つことができ、モータ駆動回路の応用範囲を拡
大することが可能となる。
となる正弦波を交流電源から得ることによって、正弦波
発生回路を簡単にすることができ、ＩＣ化の達成に多い
に貢献する。そして、三角波振幅可変回路を備えことに
よって、電動機の負荷変動に対して電動機の回転速度を
一定に保つことができ、モータ駆動回路の応用範囲を拡
大することが可能となる。
【図１】本発明の実施例を示すモータ駆動回路の回路図
である。
である。
【図２】図１の比較器の入出力波形である。
【図３】図１のパワーＭＯＳＦＥＴの各ゲートの電圧波
形及びモータの電流・電圧波形である。
形及びモータの電流・電圧波形である。
【図４】本発明の第２の実施例を示すモータ駆動回路の
回路図である。
回路図である。
【図５】三角波の振幅可変回路である。
【図６】従来例を示すモータ駆動回路の回路図である。
【図７】従来例におけるパワーＭＯＳＦＥＴのゲート信
号波形である。
号波形である。
【図８】従来例における三相誘導電動機の電圧波形であ
る。
る。
【図９】従来例における６相パルス発生器の詳細な回路
図である。
図である。
【図１０】従来例の６相パルス発生器に置き換わる正弦
波ＰＷＭ回路の回路図である。
波ＰＷＭ回路の回路図である。
【図１１】図１０の正弦波ＰＷＭ回路における各部の電
圧波形である。
圧波形である。
１ 直流電源 ２〜５ パワーＭＯＳＦＥＴ ６ コンデンサモータ ７ 正弦波発生器 ８ 三角波発生器 ９〜10 比較器 11 ＰＷＭ発生器 12〜13 比較器 14 交流電源 15 ダイオードブリッジ 16 コンデンサ 17〜18 ダイオード 19〜20 抵抗 21 トランジスタ 22〜23 ＡＮＤゲート 24 ６相パルス発生器 25〜30 パワーＭＯＳＦＥＴ 31 三相誘導電動機
Claims (3)
- 【請求項１】第１及び第２のトランジスタの直列接続体
と、 第３及び第４のトランジスタの直列接続体と、 ２つの前記直列接続体を互いに並列に配し、前記第１及
び第２のトランジスタの接続点と、前記第３及び第４の
トランジスタの接続点とに、その両端が接続された単相
誘導電動機と、 活性（アクティブ）状態を接続する時間が互いに重なら
ない２つのパルス信号を発生させるパルス発生器と、交流電源と、前記交流電源から整流回路により直流電源
を生成する手段と、前記整流回路とは独立に設けられ前
記交流電源を整流する全波整流回路と 、前記全波整流回路の出力により前記第２のトランジスタ
もしくは前記第４のトランジスタを選択し、前記２つの
パルス信号を供給する信号供給手段と、 前記２つのパルス信号の前記信号供給手段の出力に対応
してそれぞれ活性となる２つのパルス幅変調信号を発生
させるＰＷＭ発生器と、 を備え、前記ＰＷＭ発生器が、前記全波整流回路と、三角波発生
回路と、前記全波整流回路及び該三角波発生回路の出力
信号の振幅を比較する比較手段と、からなり 、―の前記パルス信号が活性状態の際に、該パルス信号が
印可された前記第１のトランジスタと前記パルス幅変調
信号が印可された前記第４のトランジスタは、前記単相
誘導電動機を介して―の方向に電流が流れ、他の前記パ
ルス信号が活性状態の際には、前記パルス信号が前記第
３のトランジスタ、前記パルス幅変調信号が前記第２の
トランジスタに印可され、該単相誘導電動機に逆方向の
電流が流れる 構成とされることを特徴とするモータ駆動
回路。 - 【請求項２】第１及び第２のトランジスタの直列接続体
と、 第３及び第４のトランジスタの直列接続体と、 ２つの前記直列接続体を互いに並列に配し、前記第１及
び第２のトランジスタの接続点と、前記第３及び第４の
トランジスタの接続点とに、その両端が接続さ れた単相
誘導電動機と、を備え、 前記第１及び第３のトラジスタの接続点と前記第２及び
第４のトラジスタの接続点との間に直流電源電圧を印加
し、さらに、 正弦波発生器と、 三角波発生器と、前記 正弦波発生器の出力の反転信号を正転入力端に入力
し、前記三角波発生器の出力を反転入力端に入力する第
１の比較器と、 前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し、前記三
角波発生器の出力を反転入力端に入力する第２の比較器
と、 前記正弦波発生器の出力を正転入力端に入力し、基準電
位を反転入力端に入力する第３の比較器と、 前記正弦波発生器の出力を反転入力端に入力し、基準電
位を正転入力端に入力する第４の比較器と、 を備え、 前記第１、第２の比較器の出力はそれぞれ第２、第４の
トランジスタの制御端子に接続し、 前記第３、第４の比較器の出力はそれぞれ第１、第３の
トランジスタの制御端子に接続し、 前記第３、第４の比較器からは互いに重ならない２つの
パルス信号が出力され、 前記正弦波発生回路と、前記三角波発生回路と、前記第
１、第２の比較器とがＰＷＭ発生器を構成し、前記第
１、第２の比較器から前記２つのパルス信号に対応して
それぞれ活性となる２つのパルス幅変調信号を出力し、 ―の前記パルス信号が活性状態の際に、該パルス信号が
印可された前記第１のトランジスタと前記パルス幅変調
信号が印可された前記第４のトランジスタは、前記単相
誘導電動機を介して―の方向に電流が流れ、他の前記パ
ルス信号が活性状態の際には、前記パルス信号が前記第
３のトランジスタに、前記パルス幅変調信号が前記第２
のトランジスタに印可され、該単相誘導電動機に逆方向
の電流が流れる構成とされ ることを特徴とするモータ駆
動回路。 - 【請求項３】前記三角波発生回路が、 前記単相誘導電動機に設けられた発電機の出力値に応じ
て三角波信号の振幅を可変させる三角波振幅可変回路を
備えることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5203691A JP2755114B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | モータ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5203691A JP2755114B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | モータ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746886A JPH0746886A (ja) | 1995-02-14 |
| JP2755114B2 true JP2755114B2 (ja) | 1998-05-20 |
Family
ID=16478251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5203691A Expired - Lifetime JP2755114B2 (ja) | 1993-07-27 | 1993-07-27 | モータ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2755114B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102005004061A1 (de) * | 2005-01-21 | 2006-07-27 | E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH | Vorrichtung zur Steuerung eines Kondensatormotors und Lüftungsvorrichtung mit einer solchen Vorrichtung |
| JP5028631B2 (ja) * | 2006-03-14 | 2012-09-19 | 国立大学法人徳島大学 | 電源補償装置、電源補償設備、無停電電源装置、および無停電電源設備 |
| JP5408893B2 (ja) * | 2008-03-27 | 2014-02-05 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | モータ駆動回路 |
| WO2018047274A1 (ja) * | 2016-09-08 | 2018-03-15 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置、電動送風機、および電気掃除機 |
| CN111342735A (zh) * | 2018-12-19 | 2020-06-26 | 厦门市必易微电子技术有限公司 | 单相电机无级调速电路及调速方法 |
| CN110932613B (zh) * | 2019-12-20 | 2023-06-23 | 维沃移动通信有限公司 | 电机驱动电路和电子设备 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6168695U (ja) * | 1984-10-12 | 1986-05-10 | ||
| JPH0378494A (ja) * | 1989-08-17 | 1991-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機駆動制御装置 |
-
1993
- 1993-07-27 JP JP5203691A patent/JP2755114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746886A (ja) | 1995-02-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980203 |