JP3401084B2 - ディジタルスイッチング段 - Google Patents
ディジタルスイッチング段Info
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- JP3401084B2 JP3401084B2 JP16592394A JP16592394A JP3401084B2 JP 3401084 B2 JP3401084 B2 JP 3401084B2 JP 16592394 A JP16592394 A JP 16592394A JP 16592394 A JP16592394 A JP 16592394A JP 3401084 B2 JP3401084 B2 JP 3401084B2
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- Japan
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- transistor
- diode
- resistor
- supply potential
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0416—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/04166—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in bipolar transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/66—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will
- H03K17/665—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only
- H03K17/666—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only the output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor
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- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、第1および第2の差動
増幅器分岐を有する差動増幅器と、第1の差動増幅器分
岐中に接続されており、また第1の供給電位に対する端
子を有する第1の端子と第2の端子とを有する第1の抵
抗と、第1の抵抗の第2の端子に関してエミッタホロワ
回路中に接続されており、またそのエミッタが出力端子
と接続されている第1のバイポーラトランジスタとを有
するディジタルスイッチング段に関する。
増幅器分岐を有する差動増幅器と、第1の差動増幅器分
岐中に接続されており、また第1の供給電位に対する端
子を有する第1の端子と第2の端子とを有する第1の抵
抗と、第1の抵抗の第2の端子に関してエミッタホロワ
回路中に接続されており、またそのエミッタが出力端子
と接続されている第1のバイポーラトランジスタとを有
するディジタルスイッチング段に関する。
【0002】
【従来の技術】このようなスイッチング段は文献ジョー
ジ・アール・ワトソン(George R.Watson )著「バイポ
ーラVLSIにおける進歩(Advances in Bipolar VLS
I) 」米国電気電子学会論文集、第78巻、第11号、
第1706〜1719頁に記載されている。スイッチン
グ段の出力端は接続されている接続導線により主として
容量性に負荷されている。出力信号の正に向けられたエ
ッジにおいて、出力側で作用する寄生的キャパシタンス
の充放電のために必要とされる電流がエミッタホロワト
ランジスタを経て流れる。負に向けられた出力信号エッ
ジにおいては充放電電流は追加的な電流源を経て、また
は出力側に接続されている別のスイッチング段の入力端
を経て流れる。電流はその際に高抵抗に別の供給電位源
から供給される。
ジ・アール・ワトソン(George R.Watson )著「バイポ
ーラVLSIにおける進歩(Advances in Bipolar VLS
I) 」米国電気電子学会論文集、第78巻、第11号、
第1706〜1719頁に記載されている。スイッチン
グ段の出力端は接続されている接続導線により主として
容量性に負荷されている。出力信号の正に向けられたエ
ッジにおいて、出力側で作用する寄生的キャパシタンス
の充放電のために必要とされる電流がエミッタホロワト
ランジスタを経て流れる。負に向けられた出力信号エッ
ジにおいては充放電電流は追加的な電流源を経て、また
は出力側に接続されている別のスイッチング段の入力端
を経て流れる。電流はその際に高抵抗に別の供給電位源
から供給される。
【0003】高い動作速度を達成するためには、スイッ
チング段は十分なドライバ能力を有していなければなら
ない。従って、追加的な電流源または後段に接続されて
いるスイッチング段を通って大きい持続電流が流れる。
これにより損失電力が相対的に大きくなる。
チング段は十分なドライバ能力を有していなければなら
ない。従って、追加的な電流源または後段に接続されて
いるスイッチング段を通って大きい持続電流が流れる。
これにより損失電力が相対的に大きくなる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、冒頭
に記載した種類のディジタルスイッチング段であって、
小さい損失電力において高い動作速度を有するディジタ
ルスイッチング段を提供することにある。
に記載した種類のディジタルスイッチング段であって、
小さい損失電力において高い動作速度を有するディジタ
ルスイッチング段を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明によれば、第1のスイッチングトランジスタ
を含む第1の差動増幅器分岐及び第2のスイッチングト
ランジスタを含む第2の差動増幅器分岐からなる差動増
幅器と、第1の差動増幅器分岐中に接続され第1の供給
電位に対する第1の端子及び第2の端子を有する第1の
抵抗と、第1の抵抗の第2の端子に関してエミッタホロ
ワ回路中に接続されエミッタが出力端子と接続されてい
る第1のバイポーラトランジスタと、出力端子をコレク
タ−エミッタ区間を介して第2の供給電位に接続する第
2のバイポーラトランジスタと、出力端子と接続された
第1の端子及び第2のバイポーラトランジスタのベース
と接続された第2の端子を有し第2の差動増幅器分岐中
に接続された第2の抵抗とを備えたディジタルスイッチ
ング段において、第2のスイッチングトランジスタのベ
ースが供給電位の間に接続された分圧器を介して参照電
位と接続され、分圧器が、陽極で第1の供給電位に対す
る端子と接続された第1のダイオードと陰極で第2の供
給電位に対する端子と接続された第2のダイオードと、
第1のダイオードの陰極と第2のスイッチングトランジ
スタのベースとの間に接続された第1の抵抗と、第2の
スイッチングトランジスタのベースと第2のダイオード
の陽極との間に接続された第2の抵抗とを含み、分圧器
の第1及び第2の抵抗が互いに等しい第1の抵抗値を有
し、差動増幅器の第1及び第2の抵抗が第1の抵抗値の
2倍の互いに等しい第2の抵抗値を有する。
め、本発明によれば、第1のスイッチングトランジスタ
を含む第1の差動増幅器分岐及び第2のスイッチングト
ランジスタを含む第2の差動増幅器分岐からなる差動増
幅器と、第1の差動増幅器分岐中に接続され第1の供給
電位に対する第1の端子及び第2の端子を有する第1の
抵抗と、第1の抵抗の第2の端子に関してエミッタホロ
ワ回路中に接続されエミッタが出力端子と接続されてい
る第1のバイポーラトランジスタと、出力端子をコレク
タ−エミッタ区間を介して第2の供給電位に接続する第
2のバイポーラトランジスタと、出力端子と接続された
第1の端子及び第2のバイポーラトランジスタのベース
と接続された第2の端子を有し第2の差動増幅器分岐中
に接続された第2の抵抗とを備えたディジタルスイッチ
ング段において、第2のスイッチングトランジスタのベ
ースが供給電位の間に接続された分圧器を介して参照電
位と接続され、分圧器が、陽極で第1の供給電位に対す
る端子と接続された第1のダイオードと陰極で第2の供
給電位に対する端子と接続された第2のダイオードと、
第1のダイオードの陰極と第2のスイッチングトランジ
スタのベースとの間に接続された第1の抵抗と、第2の
スイッチングトランジスタのベースと第2のダイオード
の陽極との間に接続された第2の抵抗とを含み、分圧器
の第1及び第2の抵抗が互いに等しい第1の抵抗値を有
し、差動増幅器の第1及び第2の抵抗が第1の抵抗値の
2倍の互いに等しい第2の抵抗値を有する。
【0006】本発明によるスイッチング段では、上昇す
る出力信号エッジに対しても下降する出力信号エッジに
対しても出力側で作用する寄生的キャパシタンスの充放
電電流が低抵抗で供給電位源から供給される。入力およ
び出力信号レベルは供給電位に対して対称である。供給
電圧は従来のスイッチング段と比較して低く、それによ
り損失電力が一層減ぜられる。
る出力信号エッジに対しても下降する出力信号エッジに
対しても出力側で作用する寄生的キャパシタンスの充放
電電流が低抵抗で供給電位源から供給される。入力およ
び出力信号レベルは供給電位に対して対称である。供給
電圧は従来のスイッチング段と比較して低く、それによ
り損失電力が一層減ぜられる。
【0007】
【実施例】以下、図面に示されている実施例により本発
明を一層詳細に説明する。
明を一層詳細に説明する。
【0008】図1によるスイッチング段はスイッチング
トランジスタ1、2、4を有する差動増幅器を含んでお
り、それらのエミッタは結合されており、また電流源ト
ランジスタ3のコレクタ‐エミッタ区間を介して供給電
位VEEに対する端子と接続されている。トランジスタ
1、4は、それらのベース端子に与えられている入力信
号D1、D2の間でオア論理演算が行われるように、そ
れらのコレクタ‐エミッタ区間に関して並列に接続され
ている。差動増幅器分岐の各々のなかに負荷抵抗5また
は9が位置している。負荷抵抗5は、供給電位VEEに
関して正の極性を有する別の供給電位VCCに対する端
子と接続されている。抵抗5の他方の端子はエミッタホ
ロワトランジスタ6のベース‐エミッタ区間を介して出
力端子8と接続されている。トランジスタ6のコレクタ
は供給電位VCCに対する端子と接続されている。出力
端子8は別のトランジスタ7のコレクタ‐エミッタ区間
を介して供給電位VEEと接続されている。トランジス
タ7のコレクタとベースとの間に抵抗9が接続されてい
る。
トランジスタ1、2、4を有する差動増幅器を含んでお
り、それらのエミッタは結合されており、また電流源ト
ランジスタ3のコレクタ‐エミッタ区間を介して供給電
位VEEに対する端子と接続されている。トランジスタ
1、4は、それらのベース端子に与えられている入力信
号D1、D2の間でオア論理演算が行われるように、そ
れらのコレクタ‐エミッタ区間に関して並列に接続され
ている。差動増幅器分岐の各々のなかに負荷抵抗5また
は9が位置している。負荷抵抗5は、供給電位VEEに
関して正の極性を有する別の供給電位VCCに対する端
子と接続されている。抵抗5の他方の端子はエミッタホ
ロワトランジスタ6のベース‐エミッタ区間を介して出
力端子8と接続されている。トランジスタ6のコレクタ
は供給電位VCCに対する端子と接続されている。出力
端子8は別のトランジスタ7のコレクタ‐エミッタ区間
を介して供給電位VEEと接続されている。トランジス
タ7のコレクタとベースとの間に抵抗9が接続されてい
る。
【0009】トランジスタ6、7は供給電位VCC、V
EEの間のトーテム‐ポール回路として作用する。抵抗
5、9は、それぞれ付設されているトランジスタ6また
は7が飽和に入るのを防止する。電流源トランジスタ3
のスイッチング電流が抵抗5、9の1つを通って流れる
と、相応のトランジスタ6または7のベース電位が、ト
ランジスタが遮断された状態となるまで下げられる。抵
抗5、9のそれぞれ他方を通って、付設されているトラ
ンジスタのベース電流のみが流れ、従ってこのトランジ
スタのコレクタ‐エミッタ区間は主としてダイオードと
して作用する。こうしてHレベルはダイオードバスの電
圧だけ正の供給電位VCCよりも低く、Lレベルはダイ
オードバスの電圧だけ負の供給電位VEEよりも高い。
従って信号レベルは供給電位VCC、VEEに関して、
また供給電位VCC、VEEの中心に関して対称であ
る。
EEの間のトーテム‐ポール回路として作用する。抵抗
5、9は、それぞれ付設されているトランジスタ6また
は7が飽和に入るのを防止する。電流源トランジスタ3
のスイッチング電流が抵抗5、9の1つを通って流れる
と、相応のトランジスタ6または7のベース電位が、ト
ランジスタが遮断された状態となるまで下げられる。抵
抗5、9のそれぞれ他方を通って、付設されているトラ
ンジスタのベース電流のみが流れ、従ってこのトランジ
スタのコレクタ‐エミッタ区間は主としてダイオードと
して作用する。こうしてHレベルはダイオードバスの電
圧だけ正の供給電位VCCよりも低く、Lレベルはダイ
オードバスの電圧だけ負の供給電位VEEよりも高い。
従って信号レベルは供給電位VCC、VEEに関して、
また供給電位VCC、VEEの中心に関して対称であ
る。
【0010】端子8に接続されるキャパシタンスに対す
る充放電電流は出力端8におけるLからHへの切換の間
はトランジスタ6のコレクタ‐エミッタ区間を介して供
給電位VCCから供給される。HからLへの切換の間
は、端子8に接続されているキャパシタンスに対する充
電電流は供給電位VEEからトランジスタ7のコレクタ
‐エミッタ区間を介して供給される。これらの電流経路
は低抵抗である。
る充放電電流は出力端8におけるLからHへの切換の間
はトランジスタ6のコレクタ‐エミッタ区間を介して供
給電位VCCから供給される。HからLへの切換の間
は、端子8に接続されているキャパシタンスに対する充
電電流は供給電位VEEからトランジスタ7のコレクタ
‐エミッタ区間を介して供給される。これらの電流経路
は低抵抗である。
【0011】スイッチングトランジスタ2のベースには
参照電位が与えられている。参照電位が供給電位VC
C、VEEから分圧により発生されると有利である。ダ
イオード10、等しい抵抗値を有する2つの抵抗12、
13および別のダイオード11から成り供給電位端子の
間に接続されている電流経路による実現は特に有利であ
る。ダイオード10、11は流れ方向に接続されてお
り、その際にダイオード10は正の供給電位に、またダ
イオード11は負の供給電位に接続されている。参照電
圧発生器は多くの、たとえば4つの電流スイッチに対し
て共通に使用され得る。電流源トランジスタ3のベース
はその際にダイオード11の陽極端子と接続される。こ
うして参照電流経路および電流源トランジスタ3のコレ
クタ‐エミッタ区間は電流ミラーを形成する。
参照電位が与えられている。参照電位が供給電位VC
C、VEEから分圧により発生されると有利である。ダ
イオード10、等しい抵抗値を有する2つの抵抗12、
13および別のダイオード11から成り供給電位端子の
間に接続されている電流経路による実現は特に有利であ
る。ダイオード10、11は流れ方向に接続されてお
り、その際にダイオード10は正の供給電位に、またダ
イオード11は負の供給電位に接続されている。参照電
圧発生器は多くの、たとえば4つの電流スイッチに対し
て共通に使用され得る。電流源トランジスタ3のベース
はその際にダイオード11の陽極端子と接続される。こ
うして参照電流経路および電流源トランジスタ3のコレ
クタ‐エミッタ区間は電流ミラーを形成する。
【0012】抵抗5、9および12、13の値の選定は
下記のように行われるのが有利である。抵抗12、13
は前記のように等しい抵抗値Rを有する。第1の場合に
は抵抗5、9はそれぞれ2倍の抵抗値2・Rの等しい大
きさに選定される。その場合、休止状態ではトランジス
タ6、7のトーテム‐ポール段を通ってスイッチング電
流のオーダーの電流が電流源トランジスタ3を通って、
または参照電流経路を通って流れる。第2の場合には抵
抗5は抵抗9よりもわずかに大きく選定される。その場
合、抵抗6、7のトーテム‐ポール段を通る電流は小さ
くなる。抵抗5を2.4Rに、また抵抗9を2.2Rに
選定すると特に有利であることが判明している。その理
由は、休止状態でトランジスタ6、7の1つが遮断され
ており、従って横断電流がほぼ流れないことである。ト
ランジスタがいずれも飽和状態に入らないように、供給
電圧が約2Vであると好適である。信号レベルが供給電
位に対して対称であるので、供給電位VEEも供給電位
VCCも基準電位(接地)として選ばれ得る。
下記のように行われるのが有利である。抵抗12、13
は前記のように等しい抵抗値Rを有する。第1の場合に
は抵抗5、9はそれぞれ2倍の抵抗値2・Rの等しい大
きさに選定される。その場合、休止状態ではトランジス
タ6、7のトーテム‐ポール段を通ってスイッチング電
流のオーダーの電流が電流源トランジスタ3を通って、
または参照電流経路を通って流れる。第2の場合には抵
抗5は抵抗9よりもわずかに大きく選定される。その場
合、抵抗6、7のトーテム‐ポール段を通る電流は小さ
くなる。抵抗5を2.4Rに、また抵抗9を2.2Rに
選定すると特に有利であることが判明している。その理
由は、休止状態でトランジスタ6、7の1つが遮断され
ており、従って横断電流がほぼ流れないことである。ト
ランジスタがいずれも飽和状態に入らないように、供給
電圧が約2Vであると好適である。信号レベルが供給電
位に対して対称であるので、供給電位VEEも供給電位
VCCも基準電位(接地)として選ばれ得る。
【0013】図2には本発明によるスイッチング段がマ
スター‐スレーブ‐フリップフロップの出力段として示
されている。記憶すべき信号Dは入力段20に供給され
る。入力段20の後にクロック信号CLKにより制御さ
れるマスター‐スレーブ段21が接続されている。マス
ター‐スレーブ段21の出力信号はスイッチング段22
により増幅され、また相応の出力論理レベルに変換され
る。マスター‐スレーブ段21はその出力端26、27
に差動信号を供給する。従って、回路節点28は回路状
態に無関係に常に等しい電位にとどまる。こうして差動
増幅器に対するスイッチング電流を供給する電流源は電
流源トランジスタとしても、図示されているように抵抗
29としても実現され得る。負荷抵抗30、31と電流
源抵抗29との比は、出力端32における出力信号Aに
対して図1と関連して説明された出力信号レベルが生ず
るように設定される。
スター‐スレーブ‐フリップフロップの出力段として示
されている。記憶すべき信号Dは入力段20に供給され
る。入力段20の後にクロック信号CLKにより制御さ
れるマスター‐スレーブ段21が接続されている。マス
ター‐スレーブ段21の出力信号はスイッチング段22
により増幅され、また相応の出力論理レベルに変換され
る。マスター‐スレーブ段21はその出力端26、27
に差動信号を供給する。従って、回路節点28は回路状
態に無関係に常に等しい電位にとどまる。こうして差動
増幅器に対するスイッチング電流を供給する電流源は電
流源トランジスタとしても、図示されているように抵抗
29としても実現され得る。負荷抵抗30、31と電流
源抵抗29との比は、出力端32における出力信号Aに
対して図1と関連して説明された出力信号レベルが生ず
るように設定される。
【0014】出力段22のなかのマスター‐スレーブ段
21の差動出力端26、27の評価により段20、21
は減ぜられた、目的にかなった仕方で半減された信号レ
ベルにより作動し得る。加えて入力段20およびマスタ
ー‐スレーブ段21のスイッチング段は抵抗23、2
4、25を介して供給電位VCCに接続される。さらに
入力段20の参照電流分岐32中に、参照電流分岐32
中の抵抗23に関してエミッタホロワとして接続されて
いるバイポーラトランジスタ33が設けられている。段
20、21のすべての抵抗と、マスター‐スレーブ段2
1の出力端26、27に供給される電流が流れる抵抗3
4、35との値が等しい大きさに選定されると有利であ
る。
21の差動出力端26、27の評価により段20、21
は減ぜられた、目的にかなった仕方で半減された信号レ
ベルにより作動し得る。加えて入力段20およびマスタ
ー‐スレーブ段21のスイッチング段は抵抗23、2
4、25を介して供給電位VCCに接続される。さらに
入力段20の参照電流分岐32中に、参照電流分岐32
中の抵抗23に関してエミッタホロワとして接続されて
いるバイポーラトランジスタ33が設けられている。段
20、21のすべての抵抗と、マスター‐スレーブ段2
1の出力端26、27に供給される電流が流れる抵抗3
4、35との値が等しい大きさに選定されると有利であ
る。
【図1】本発明によるオア‐スイッチング段の結線図。
【図2】本発明によるオア‐スイッチング段を有するマ
スター‐スレーブ‐フリップフロップの結線図。
スター‐スレーブ‐フリップフロップの結線図。
1、2 スイッチングトランジスタ
3 電流源トランジスタ
5 第1の抵抗
6 第1のバイポーラトランジスタ
7 第2のバイポーラトランジスタ
8 出力端子
9 第2の抵抗
10 第1のダイオード
11 第2のダイオード
12 第1の抵抗
13 第2の抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ヨーゼフ ヘルツレ
ドイツ連邦共和国 86825 バート ウ
エリスホーフエン ジユートヴエーク
8
(56)参考文献 米国特許4347446(US,A)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H03K 17/00,19/00
Claims (3)
- 【請求項1】 第1のスイッチングトランジスタ(1)
を含む第1の差動増幅器分岐及び第2のスイッチングト
ランジスタ(2)を含む第2の差動増幅器分岐からなる
差動増幅器と、第1の差動増幅器分岐中に接続され第1
の供給電位(VCC)に対する第1の端子及び第2の端
子を有する第1の抵抗(5)と、第1の抵抗(5)の第
2の端子に関してエミッタホロワ回路中に接続されエミ
ッタが出力端子(8)と接続されている第1のバイポー
ラトランジスタ(6)と、出力端子(8)をコレクタ−
エミッタ区間を介して第2の供給電位(VEE)に接続
する第2のバイポーラトランジスタ(7)と、出力端子
(8)と接続された第1の端子及び第2のバイポーラト
ランジスタ(7)のベースと接続された第2の端子を有
し第2の差動増幅器分岐中に接続された第2の抵抗
(9)とを備えたディジタルスイッチング段において、 第2のスイッチングトランジスタ(2)のベースが供給
電位(VCC、VEE)の間に接続された分圧器を介し
て参照電位と接続され、 分圧器が、陽極で第1の供給電位(VCC)に対する端
子と接続された第1のダイオード(10)と陰極で第2
の供給電位(VEE)に対する端子と接続された第2の
ダイオード(11)と、第1のダイオード(10)の陰
極と第2のスイッチングトランジスタ(2)のベースと
の間に接続された第1の抵抗(12)と、第2のスイッ
チングトランジスタ(2)のベースと第2のダイオード
(11)の陽極との間に接続された第2の抵抗(13)
とを含み、 分圧器の第1及び第2の抵抗(12、13)が互いに等
しい第1の抵抗値を有し、 差動増幅器の第1及び第2の抵抗(5、9)が第1の抵
抗値の2倍の互いに等しい第2の抵抗値を有する ことを特徴とするディジタルスイッチング段。 - 【請求項2】 スイッチングトランジスタ(1、2)の
エミッタが結合され、電流源トランジスタ(3)のコレ
クタ−エミッタ区間を介して第2の供給電位(VEE)
に対する端子と接続されていることを特徴とする請求項
1記載のディジタルスイッチング段。 - 【請求項3】 電流源トランジスタ(3)のベースが第
2のダイオード(11)の陽極と接続されていることを
特徴とする請求項2記載のディジタルスイッチング段。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4321482.7 | 1993-06-28 | ||
DE4321482A DE4321482C1 (de) | 1993-06-28 | 1993-06-28 | Digitale Schaltstufe mit Stromschalter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0758617A JPH0758617A (ja) | 1995-03-03 |
JP3401084B2 true JP3401084B2 (ja) | 2003-04-28 |
Family
ID=6491426
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16592394A Expired - Fee Related JP3401084B2 (ja) | 1993-06-28 | 1994-06-24 | ディジタルスイッチング段 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
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