JP3389675B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3389675B2 JP3389675B2 JP08694794A JP8694794A JP3389675B2 JP 3389675 B2 JP3389675 B2 JP 3389675B2 JP 08694794 A JP08694794 A JP 08694794A JP 8694794 A JP8694794 A JP 8694794A JP 3389675 B2 JP3389675 B2 JP 3389675B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- current
- power supply
- switching element
- connection point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高圧放電灯を用いた自
動車用ヘッドライト装置に適する電源装置に関するもの
である。
動車用ヘッドライト装置に適する電源装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の放電灯点灯装置の回路図
である。以下、その回路構成について説明する。直流電
源Ｅの正極はトランスＴの１次巻線の一端に接続されて
おり、１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ 1 を介して
直流電源Ｅの負極に接続されている。直流電源Ｅの負極
は接地されている。トランスＴの２次巻線の一端はダイ
オードＤのアノードに接続されており、ダイオードＤの
カソードはコンデンサＣの一端に接続されている。コン
デンサＣの他端は、トランスＴの２次巻線の他端に接続
されると共に、接地されている。コンデンサＣの両端に
は、電流検出用の抵抗Ｒを介して、トランジスタＱ2 と
Ｑ4 の直列回路と、トランジスタＱ3 とＱ5 の直列回路
が並列的に接続されている。トランジスタＱ2 とＱ4 の
接続点と、トランジスタＱ3 とＱ5 の接続点の間には、
イグナイタＩＧを介して放電灯ＤＬが接続されて、フル
ブリッジ型のインバータ回路を構成している。各トラン
ジスタＱ2 〜Ｑ5 は、フリップフロップＦＦと発振器Ｏ
ＳＣよりなる矩形波信号発生回路により駆動されてお
り、トランジスタＱ2 とＱ5 がオン、トランジスタＱ3
とＱ4 がオフである状態と、トランジスタＱ2 とＱ5 が
オフ、トランジスタＱ3とＱ4 がオンである状態とが低
周波で切り替わる。
である。以下、その回路構成について説明する。直流電
源Ｅの正極はトランスＴの１次巻線の一端に接続されて
おり、１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ 1 を介して
直流電源Ｅの負極に接続されている。直流電源Ｅの負極
は接地されている。トランスＴの２次巻線の一端はダイ
オードＤのアノードに接続されており、ダイオードＤの
カソードはコンデンサＣの一端に接続されている。コン
デンサＣの他端は、トランスＴの２次巻線の他端に接続
されると共に、接地されている。コンデンサＣの両端に
は、電流検出用の抵抗Ｒを介して、トランジスタＱ2 と
Ｑ4 の直列回路と、トランジスタＱ3 とＱ5 の直列回路
が並列的に接続されている。トランジスタＱ2 とＱ4 の
接続点と、トランジスタＱ3 とＱ5 の接続点の間には、
イグナイタＩＧを介して放電灯ＤＬが接続されて、フル
ブリッジ型のインバータ回路を構成している。各トラン
ジスタＱ2 〜Ｑ5 は、フリップフロップＦＦと発振器Ｏ
ＳＣよりなる矩形波信号発生回路により駆動されてお
り、トランジスタＱ2 とＱ5 がオン、トランジスタＱ3
とＱ4 がオフである状態と、トランジスタＱ2 とＱ5 が
オフ、トランジスタＱ3とＱ4 がオンである状態とが低
周波で切り替わる。
【０００３】図５は矩形波信号発生回路の各部ｃ，ｄ，
ｅの動作波形を示している。フリップフロップＦＦのデ
ータ入力端子は反転出力端子に接続されて分周回路を構
成しており、クロック入力端子には、発振器ＯＳＣから
出力される低周波信号ｃが入力されている。フリップフ
ロップＦＦの非反転出力端子から出力される第１の矩形
波信号ｄは、低電位側のトランジスタＱ5 の制御極に入
力されると共に、信号伝達用のドライブ回路ＤＲ１を介
して高電位側のトランジスタＱ2 の制御極に入力されて
いる。また、フリップフロップＦＦの反転出力端子から
出力される第２の矩形波信号ｅは、低電位側のトランジ
スタＱ4 の制御極に入力されると共に、信号伝達用のド
ライブ回路ＤＲ２を介して高電位側のトランジスタＱ 3
の制御極に入力されている。これにより、放電灯ＤＬに
供給される電圧は、低周波の矩形波電圧となる。
ｅの動作波形を示している。フリップフロップＦＦのデ
ータ入力端子は反転出力端子に接続されて分周回路を構
成しており、クロック入力端子には、発振器ＯＳＣから
出力される低周波信号ｃが入力されている。フリップフ
ロップＦＦの非反転出力端子から出力される第１の矩形
波信号ｄは、低電位側のトランジスタＱ5 の制御極に入
力されると共に、信号伝達用のドライブ回路ＤＲ１を介
して高電位側のトランジスタＱ2 の制御極に入力されて
いる。また、フリップフロップＦＦの反転出力端子から
出力される第２の矩形波信号ｅは、低電位側のトランジ
スタＱ4 の制御極に入力されると共に、信号伝達用のド
ライブ回路ＤＲ２を介して高電位側のトランジスタＱ 3
の制御極に入力されている。これにより、放電灯ＤＬに
供給される電圧は、低周波の矩形波電圧となる。
【０００４】放電灯に流れるランプ電流は、電流検出用
の抵抗Ｒにより検出される。抵抗Ｒの両端に得られる電
圧は、増幅器Ａにより増幅されて、ランプ電流の検出値
として誤差増幅器ＥＡの正入力端子に入力される。誤差
増幅器ＥＡの負入力端子には、ランプ電流の基準値とし
て基準電圧Ｖｋが入力されている。誤差増幅器ＥＡの出
力電圧は、ＰＷＭ制御回路２に入力されて、パルス幅可
変の高周波パルス信号に変換されて、トランジスタＱ1
の制御極に入力される。図４はＰＷＭ制御回路２に入力
される誤差増幅器ＥＡの出力ａの電圧と、ＰＷＭ制御回
路２から出力される高周波パルス信号ｂのデューティの
関係を示している。この回路では、放電灯ＤＬのランプ
電流が基準電圧Ｖｋで示される所定の電流値となるよう
に制御される。つまり、実際に流れるランプ電流が基準
電圧Ｖｋで決められた所定値よりも大きければ、トラン
ジスタＱ1 のオン・デューティを小さくして電流値を減
らし、実際に流れるランプ電流が基準電圧Ｖｋで決めら
れた所定値よりも小さければ、トランジスタＱ1 のオン
・デューティを大きくして電流値を増やすように制御す
る。
の抵抗Ｒにより検出される。抵抗Ｒの両端に得られる電
圧は、増幅器Ａにより増幅されて、ランプ電流の検出値
として誤差増幅器ＥＡの正入力端子に入力される。誤差
増幅器ＥＡの負入力端子には、ランプ電流の基準値とし
て基準電圧Ｖｋが入力されている。誤差増幅器ＥＡの出
力電圧は、ＰＷＭ制御回路２に入力されて、パルス幅可
変の高周波パルス信号に変換されて、トランジスタＱ1
の制御極に入力される。図４はＰＷＭ制御回路２に入力
される誤差増幅器ＥＡの出力ａの電圧と、ＰＷＭ制御回
路２から出力される高周波パルス信号ｂのデューティの
関係を示している。この回路では、放電灯ＤＬのランプ
電流が基準電圧Ｖｋで示される所定の電流値となるよう
に制御される。つまり、実際に流れるランプ電流が基準
電圧Ｖｋで決められた所定値よりも大きければ、トラン
ジスタＱ1 のオン・デューティを小さくして電流値を減
らし、実際に流れるランプ電流が基準電圧Ｖｋで決めら
れた所定値よりも小さければ、トランジスタＱ1 のオン
・デューティを大きくして電流値を増やすように制御す
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際
に、この回路を使用したヘッドライト装置が自動車に搭
載された場合には、万が一、地絡事故が生じたときに、
過大な電流が流れる恐れがあった。図６は、自動車に搭
載されたヘッドライト装置の等価回路である。自動車に
おいては、蓄電池Ｂから各種の電装品（例えば、ヘッド
ライトやラジオ等）に電力を供給するが、蓄電池の陰極
を車体Ｆ（フレーム）に接地し、陽極側のみを電線Ｗに
より配線する。すなわち、車体Ｆは蓄電池Ｂの陰極側の
電位と略等しいのである。万が一、点灯装置ＩＶの出力
線が車体Ｆに接した場合には、図７に示すように、地絡
電流が流れることになる。そのときの地絡電流はトラン
スＴの出力端を短絡したことになるから、点灯時に比べ
て大きな電流となる。点灯装置ＩＶは放電灯ＤＬの始動
直後の光束を急激に増加させるために、短時間は大きな
電流を流す能力があるが、長時間流れ続けた場合には、
トランジスタＱ1 〜Ｑ5やトランスＴの過熱等が起こ
り、回路が破損することがある。そこで、トランスＴの
１次巻線と２次巻線の一端が接続されていたのを、図８
に示すように切断することで地絡電流の流れを止めるこ
とが考えられる。ところが、トランスＴの両側にはトラ
ンジスタＱ1 〜Ｑ5 を制御する回路があり、それを１次
側と２次側とで絶縁する必要が生じる。また、２次側の
制御回路には、１次側と絶縁した電源を供給する必要が
生じる。これは部品点数の増加や、コストの上昇につな
がるという問題があった。
に、この回路を使用したヘッドライト装置が自動車に搭
載された場合には、万が一、地絡事故が生じたときに、
過大な電流が流れる恐れがあった。図６は、自動車に搭
載されたヘッドライト装置の等価回路である。自動車に
おいては、蓄電池Ｂから各種の電装品（例えば、ヘッド
ライトやラジオ等）に電力を供給するが、蓄電池の陰極
を車体Ｆ（フレーム）に接地し、陽極側のみを電線Ｗに
より配線する。すなわち、車体Ｆは蓄電池Ｂの陰極側の
電位と略等しいのである。万が一、点灯装置ＩＶの出力
線が車体Ｆに接した場合には、図７に示すように、地絡
電流が流れることになる。そのときの地絡電流はトラン
スＴの出力端を短絡したことになるから、点灯時に比べ
て大きな電流となる。点灯装置ＩＶは放電灯ＤＬの始動
直後の光束を急激に増加させるために、短時間は大きな
電流を流す能力があるが、長時間流れ続けた場合には、
トランジスタＱ1 〜Ｑ5やトランスＴの過熱等が起こ
り、回路が破損することがある。そこで、トランスＴの
１次巻線と２次巻線の一端が接続されていたのを、図８
に示すように切断することで地絡電流の流れを止めるこ
とが考えられる。ところが、トランスＴの両側にはトラ
ンジスタＱ1 〜Ｑ5 を制御する回路があり、それを１次
側と２次側とで絶縁する必要が生じる。また、２次側の
制御回路には、１次側と絶縁した電源を供給する必要が
生じる。これは部品点数の増加や、コストの上昇につな
がるという問題があった。
【０００６】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、トランスの１次
側にスイッチング素子を介して直流電源を接続され、２
次側にダイオードを介してコンデンサを接続された電源
装置において、１次側と２次側を絶縁しなくても、地絡
が生じたときに、過大な地絡電流が流れないように電流
を制限して、回路の破損を防止することにある。
ものであり、その目的とするところは、トランスの１次
側にスイッチング素子を介して直流電源を接続され、２
次側にダイオードを介してコンデンサを接続された電源
装置において、１次側と２次側を絶縁しなくても、地絡
が生じたときに、過大な地絡電流が流れないように電流
を制限して、回路の破損を防止することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明にあって
は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ1 を介してトランスＴ
の１次巻線を接続し、前記トランスＴの２次巻線にダイ
オードＤを介してコンデンサＣを接続した電源装置にお
いて、コンデンサＣとトランスＴの２次巻線の接続点
と、スイッチング素子Ｑ1 と直流電源Ｅの接続点とを電
流検出用の第１の抵抗Ｒ 1 を介して接続し、スイッチン
グ素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの接続点に電流検出用の第２の
抵抗Ｒ 2 の一端を接続し、第２の抵抗Ｒ 2 の他端と、ダ
イオードＤとコンデンサＣの接続点との間に負荷回路を
接続し、第１の抵抗Ｒ 1 に流れる電流値と、第２の抵抗
Ｒ 2 に流れる電流値のうち、大きい方の電流値が所定値
となるようにスイッチング素子Ｑ 1 の動作を行う制御手
段を備えることを特徴とするものである。また、請求項
２の発明にあっては、同じ課題を解決するために、図２
に示すように、直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ 1 を介
してトランスＴの１次巻線を接続し、前記トランスＴの
２次巻線にダイオードＤを介してコンデンサＣを接続し
た電源装置において、コンデンサＣとトランスＴの２次
巻線の接続点と、スイッチング素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの
接続点とを電流検出用の第１の抵抗Ｒ 1 を介して接続
し、スイッチング素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの接続点に電流
検出用の第２の抵抗Ｒ 2 の一端を接続し、第２の抵抗Ｒ
2 の他端と、ダイオードＤとコンデンサＣの接続点との
間に負荷回路を接続し、第１の抵抗Ｒ 1 と第２の抵抗Ｒ
2 の直列接続回 路の両端電圧を検出する検出回路を備
え、前記検出回路による検出値が所定値となるようにス
イッチング素子Ｑ 1 の動作を行う制御手段を備えること
を特徴とするものである。
は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ1 を介してトランスＴ
の１次巻線を接続し、前記トランスＴの２次巻線にダイ
オードＤを介してコンデンサＣを接続した電源装置にお
いて、コンデンサＣとトランスＴの２次巻線の接続点
と、スイッチング素子Ｑ1 と直流電源Ｅの接続点とを電
流検出用の第１の抵抗Ｒ 1 を介して接続し、スイッチン
グ素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの接続点に電流検出用の第２の
抵抗Ｒ 2 の一端を接続し、第２の抵抗Ｒ 2 の他端と、ダ
イオードＤとコンデンサＣの接続点との間に負荷回路を
接続し、第１の抵抗Ｒ 1 に流れる電流値と、第２の抵抗
Ｒ 2 に流れる電流値のうち、大きい方の電流値が所定値
となるようにスイッチング素子Ｑ 1 の動作を行う制御手
段を備えることを特徴とするものである。また、請求項
２の発明にあっては、同じ課題を解決するために、図２
に示すように、直流電源Ｅにスイッチング素子Ｑ 1 を介
してトランスＴの１次巻線を接続し、前記トランスＴの
２次巻線にダイオードＤを介してコンデンサＣを接続し
た電源装置において、コンデンサＣとトランスＴの２次
巻線の接続点と、スイッチング素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの
接続点とを電流検出用の第１の抵抗Ｒ 1 を介して接続
し、スイッチング素子Ｑ 1 と直流電源Ｅの接続点に電流
検出用の第２の抵抗Ｒ 2 の一端を接続し、第２の抵抗Ｒ
2 の他端と、ダイオードＤとコンデンサＣの接続点との
間に負荷回路を接続し、第１の抵抗Ｒ 1 と第２の抵抗Ｒ
2 の直列接続回 路の両端電圧を検出する検出回路を備
え、前記検出回路による検出値が所定値となるようにス
イッチング素子Ｑ 1 の動作を行う制御手段を備えること
を特徴とするものである。
【０００８】
【作用】本発明によれば、負荷回路で地絡が生じた場合
には、直流電源の接地極が陽極・陰極のどちらであって
も地絡電流が負荷電流を検出するための第１または第２
の抵抗を介して流れることになるので、これらの抵抗に
流れる負荷電流を所定値に制御するための手段を利用し
て、地絡電流を制限することができ、過大な電流により
スイッチング素子やトランスが破損することを防止でき
るものである。
には、直流電源の接地極が陽極・陰極のどちらであって
も地絡電流が負荷電流を検出するための第１または第２
の抵抗を介して流れることになるので、これらの抵抗に
流れる負荷電流を所定値に制御するための手段を利用し
て、地絡電流を制限することができ、過大な電流により
スイッチング素子やトランスが破損することを防止でき
るものである。
【０００９】
【実施例】
図１は本発明の第１実施例の回路図である。
図１に示した第１実施例では、検出用の抵抗を１つ追加
し、２つの検出抵抗Ｒ1 とＲ2 により地絡電流を確実に
検出できるようにしたものである。抵抗Ｒ1 に発生する
電圧は増幅器Ａ１により反転増幅し、抵抗Ｒ2 に発生す
る電圧は増幅器Ａ２により非反転増幅する。このように
検出された電流値を、ダイオードで構成された最大値回
路３に入力し、その出力と基準電圧Ｖｋを誤差増幅器Ｅ
Ａにおいて誤差増幅し、トランジスタＱ1 のオン・デュ
ーティを調節する。これにより、通常の動作時において
は、抵抗Ｒ1とＲ2 に流れる電流は略等しく、誤差増幅
器ＥＡに入力される電流検出値は放電灯に流れるランプ
電流を正しく検出することができる。また、図１に示す
ように、直流電源Ｅの陽極が接地されていて、出力が地
絡した場合には、抵抗Ｒ2 に地絡電流が流れ、直流電源
Ｅの陰極が接地されている場合には、抵抗Ｒ1 に地絡電
流が流れる。これにより、どちらの場合でも地絡電流を
基準電圧Ｖｋで規定された電流値に制限することが可能
となり、回路を保護することができる。
図１に示した第１実施例では、検出用の抵抗を１つ追加
し、２つの検出抵抗Ｒ1 とＲ2 により地絡電流を確実に
検出できるようにしたものである。抵抗Ｒ1 に発生する
電圧は増幅器Ａ１により反転増幅し、抵抗Ｒ2 に発生す
る電圧は増幅器Ａ２により非反転増幅する。このように
検出された電流値を、ダイオードで構成された最大値回
路３に入力し、その出力と基準電圧Ｖｋを誤差増幅器Ｅ
Ａにおいて誤差増幅し、トランジスタＱ1 のオン・デュ
ーティを調節する。これにより、通常の動作時において
は、抵抗Ｒ1とＲ2 に流れる電流は略等しく、誤差増幅
器ＥＡに入力される電流検出値は放電灯に流れるランプ
電流を正しく検出することができる。また、図１に示す
ように、直流電源Ｅの陽極が接地されていて、出力が地
絡した場合には、抵抗Ｒ2 に地絡電流が流れ、直流電源
Ｅの陰極が接地されている場合には、抵抗Ｒ1 に地絡電
流が流れる。これにより、どちらの場合でも地絡電流を
基準電圧Ｖｋで規定された電流値に制限することが可能
となり、回路を保護することができる。
【００１０】図２は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例においても、第１実施例と同様に、２つの
検出抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を設けてあり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直
列接続回路の両端電圧を増幅器Ａにより検出し、誤差増
幅器ＥＡにより基準電圧Ｖｋと比較して、上記各実施例
と同様にランプ電流を制御するものである。これによ
り、通常の動作時においては、ランプ電流は抵抗Ｒ1 と
Ｒ2 の両端に発生する電圧が検出値となり、基準電圧Ｖ
ｋで設定される電流値に制御される。一方、地絡時にお
いては、蓄電池の接地極により異なるが、どちらか一方
の抵抗に大きな電流が流れることになる。これにより、
基準電圧Ｖｋで規定された電流よりも大きくなるが、過
大な電流は制御することが可能である。例えば、Ｒ1 ＝
Ｒ2 とした場合は、地絡電流は最大でも基準電圧Ｖｋで
規定される電流の２倍以内に抑えることができる。この
ように構成することで、検出回路が１つであっても、地
絡電流を検出し、抑制することができ、回路を保護する
ことが可能となる。
る。本実施例においても、第１実施例と同様に、２つの
検出抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を設けてあり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直
列接続回路の両端電圧を増幅器Ａにより検出し、誤差増
幅器ＥＡにより基準電圧Ｖｋと比較して、上記各実施例
と同様にランプ電流を制御するものである。これによ
り、通常の動作時においては、ランプ電流は抵抗Ｒ1 と
Ｒ2 の両端に発生する電圧が検出値となり、基準電圧Ｖ
ｋで設定される電流値に制御される。一方、地絡時にお
いては、蓄電池の接地極により異なるが、どちらか一方
の抵抗に大きな電流が流れることになる。これにより、
基準電圧Ｖｋで規定された電流よりも大きくなるが、過
大な電流は制御することが可能である。例えば、Ｒ1 ＝
Ｒ2 とした場合は、地絡電流は最大でも基準電圧Ｖｋで
規定される電流の２倍以内に抑えることができる。この
ように構成することで、検出回路が１つであっても、地
絡電流を検出し、抑制することができ、回路を保護する
ことが可能となる。
【００１１】なお、トランスＴの２次側の極性のみが異
なっている回路を用いても良い。これは、エネルギーの
伝達方式が異なるだけであって、地絡電流の検出原理
や、電流抑制の効果には全く影響がなく、同様の効果が
得られる。なお、トランジスタＱ1 の制御方法について
も、ＰＷＭ制御である必要はなく、ランプ電流を一定化
する制御であれば、任意の制御方式を採用することがで
きることは言うまでもない。
なっている回路を用いても良い。これは、エネルギーの
伝達方式が異なるだけであって、地絡電流の検出原理
や、電流抑制の効果には全く影響がなく、同様の効果が
得られる。なお、トランジスタＱ1 の制御方法について
も、ＰＷＭ制御である必要はなく、ランプ電流を一定化
する制御であれば、任意の制御方式を採用することがで
きることは言うまでもない。
【００１２】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源にスイッチン
グ素子を介してトランスの１次巻線を接続し、前記トラ
ンスの２次巻線にダイオードを介してコンデンサを接続
して成る電源装置において、コンデンサとトランスの２
次巻線の接続点と、スイッチング素子と直流電源の接続
点とを電流検出用の第１の抵抗を介して接続し、スイッ
チング素子と直流電源の接続点に電流検出用の第２の抵
抗の一端を接続し、第２の抵抗の他端と、ダイオードと
コンデンサの接続点との間に負荷回路を接続したので、
負荷回路で地絡が生じた場合には、直流電源の接地極が
陽極・陰極のどちらであっても地絡電流が負荷電流を検
出するための第１または第２の抵抗を介して流れること
になるので、第１の抵抗に流れる電流値と、第２の抵抗
に流れる電流値のうち、大きい方の電流値が所定値とな
るように、または、第１の抵抗と第２の抵抗の直列接続
回路の両端電圧の検出値が所定値となるようにスイッチ
ング 素子の動作を制御することで地絡電流を制限するこ
とができ、過大な電流によりスイッチング素子やトラン
スが破損することを防止できるという効果がある。した
がって、トランスの１次側と２次側を絶縁する必要もな
くなり、２次側の制御回路の電源回路を１次側とは別に
用意する必要もなくなるので、コストを抑えることがで
きるという効果がある。
グ素子を介してトランスの１次巻線を接続し、前記トラ
ンスの２次巻線にダイオードを介してコンデンサを接続
して成る電源装置において、コンデンサとトランスの２
次巻線の接続点と、スイッチング素子と直流電源の接続
点とを電流検出用の第１の抵抗を介して接続し、スイッ
チング素子と直流電源の接続点に電流検出用の第２の抵
抗の一端を接続し、第２の抵抗の他端と、ダイオードと
コンデンサの接続点との間に負荷回路を接続したので、
負荷回路で地絡が生じた場合には、直流電源の接地極が
陽極・陰極のどちらであっても地絡電流が負荷電流を検
出するための第１または第２の抵抗を介して流れること
になるので、第１の抵抗に流れる電流値と、第２の抵抗
に流れる電流値のうち、大きい方の電流値が所定値とな
るように、または、第１の抵抗と第２の抵抗の直列接続
回路の両端電圧の検出値が所定値となるようにスイッチ
ング 素子の動作を制御することで地絡電流を制限するこ
とができ、過大な電流によりスイッチング素子やトラン
スが破損することを防止できるという効果がある。した
がって、トランスの１次側と２次側を絶縁する必要もな
くなり、２次側の制御回路の電源回路を１次側とは別に
用意する必要もなくなるので、コストを抑えることがで
きるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第２実施例の回路図である。
【図３】従来例の回路図である。
【図４】従来例に用いるＰＷＭ制御回路の動作説明図で
ある。
ある。
【図５】従来例に用いる矩形波信号発生回路の動作説明
図である。
図である。
【図６】従来の車載用ヘッドライト装置の概略構成を示
す説明図である。
す説明図である。
【図７】従来例の地絡時における地絡電流の経路を示す
回路図である。
回路図である。
【図８】トランスの１次側と２次側を絶縁した従来例の
回路図である。
回路図である。
【符号の説明】
２ ＰＷＭ制御回路
３ 最大値回路
Ｅ 直流電源
Ｑ1 スイッチング素子
Ｔ トランス
Ｄ ダイオード
Ｃ コンデンサＲ 1 第１の抵抗 Ｒ 2 第２の抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 神原 隆
大阪府門真市大字門真1048番地 松下電
工株式会社内
(72)発明者 中村 俊朗
大阪府門真市大字門真1048番地 松下電
工株式会社内
(72)発明者 濱田 英毅
大阪府門真市大字門真1048番地 松下電
工株式会社内
(56)参考文献 実開 昭59−104214（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H05B 41/282
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源にスイッチング素子を介して
トランスの１次巻線を接続し、前記トランスの２次巻線
にダイオードを介してコンデンサを接続して成る電源装
置において、コンデンサとトランスの２次巻線の接続点
と、スイッチング素子と直流電源の接続点とを電流検出
用の第１の抵抗を介して接続し、スイッチング素子と直
流電源の接続点に電流検出用の第２の抵抗の一端を接続
し、第２の抵抗の他端と、ダイオードとコンデンサの接
続点との間に負荷回路を接続し、第１の抵抗に流れる電
流値と、第２の抵抗に流れる電流値のうち、大きい方の
電流値が所定値となるようにスイッチング素子の動作を
行う制御手段を備えることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 直流電源にスイッチング素子を介して
トランスの１次巻線を接続し、前記トランスの２次巻線
にダイオードを介してコンデンサを接続して成る電源装
置において、コンデンサとトランスの２次巻線の接続点
と、スイッチング素子と直流電源の接続点とを電流検出
用の第１の抵抗を介して接続し、スイッチング素子と直
流電源の接続点に電流検出用の第２の抵抗の一端を接続
し、第２の抵抗の他端と、ダイオードとコンデンサの接
続点との間に負荷回路を接続し、第１の抵抗と第２の抵
抗の直列接続回路の両端電圧を検出する検出回路を備
え、前記検出回路による検出値が所定値となるようにス
イッチング素子の動作を行う制御手段を備えることを特
徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08694794A JP3389675B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08694794A JP3389675B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07298613A JPH07298613A (ja) | 1995-11-10 |
| JP3389675B2 true JP3389675B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=13901071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08694794A Expired - Lifetime JP3389675B2 (ja) | 1994-04-25 | 1994-04-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389675B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6452345B1 (en) | 1999-09-14 | 2002-09-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Discharge lamp operating device |
| JP4655988B2 (ja) * | 2006-04-20 | 2011-03-23 | パナソニック電工株式会社 | 電力変換装置および点灯装置、灯具、車両 |
| JP5349905B2 (ja) | 2008-10-27 | 2013-11-20 | パナソニック株式会社 | 放電灯点灯装置、及びこれを用いた車両用前照灯点灯装置 |
| JP2013251187A (ja) * | 2012-06-01 | 2013-12-12 | Panasonic Corp | 放電灯点灯装置、およびこれを用いた車載用高輝度放電灯点灯装置、車載用前照灯装置、車両 |
-
1994
- 1994-04-25 JP JP08694794A patent/JP3389675B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07298613A (ja) | 1995-11-10 |
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