JP3354003B2 - パルス幅制御を用いた駆動装置及び駆動方法 - Google Patents

パルス幅制御を用いた駆動装置及び駆動方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、光ディスク装置、コン
パクトディスク装置等で使用しているアクチュエータの
駆動装置に関し、特に、指示データに応じたデューティ
比のパルス信号を作成して負荷を駆動するパルス幅制御
を用いた駆動装置及び駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、光ディスク装置やコンパクトディ
スク装置等が開発されているが、これらの装置には、種
々のサーボ機構が用いられている。例えば書替え可能な
光磁気媒体を用いた光ディスク装置には、ディスク媒体
の面振れにレーザビームを追従させるフォーカスサーボ
機構、偏心を補正し記録再生用のガイド溝にレーザビー
ムを追従させるトラックサーボ機構、ディスク媒体の記
録再生トラックへ光ヘッドをシークするキャリッジ制御
機構、データの消去、記録時に外部バイアス磁場を与え
る永久磁石の回転移動あるいは電磁石の極性切替えを行
う外部磁界制御機構、更には、カートリッジに収められ
た記録媒体のローディング及びイジェクトを行うロード
・イジェクト制御機構などが設けられている。
【０００３】このようなサーボ機構のアクチュエータと
しては、モータやソレノイドコイルなどの誘導性の負荷
が使用され、例えばソレノイドコイルに電流を流すこと
で直線移動、回転移動といった機械的な動きを得てい
る。これらモータやソレノイドコイルなどのアクチュエ
ータの駆動には、パワーアンプを用いたパワーアンプ回
路が用いられる。このパワーアンプ回路は、電圧駆動
型、電流駆動型、又はパルス幅変調駆動型に分類でき
る。
【０００４】図１７は電圧駆動型のパワーアンプ回路を
示す。電圧駆動型パワーアンプ回路２０４には、オペア
ンプを用いた非反転増幅器２０６、反転増幅器２０８、
抵抗Ｒ１，Ｒ２が設けられ、増幅器出力端子をアクチュ
エータコイル２１０の両端に接続している。サーボ回路
部２００からの電流指示データはＤＡ変換器２０２で制
御電圧に変換され、非反転増幅器２０６と反転増幅器２
０８に入力する。入力電圧が中点電位から見てプラス極
性にあるとき反転増幅器２０６からアクチュエータコイ
ル２１０を通って反転増幅器２０８に実線２１２で示す
駆動電流が流れ、アクチュエータを正方向に駆動する。
【０００５】また入力電圧が中点電位から見てマイナス
極性にあるとき反転増幅器２０８からアクチュエータコ
イル２１０を通って非反転増幅器２０６に点線２１４で
示す駆動電流が流れ、アクチュエータを逆方向に駆動す
る。図１８は電流駆動型のパワーアンプ回路を示す。電
流駆動型パワーアンプ回路２１６には、オペアンプを用
いて反転増幅器２１８、反転増幅器２２０、抵抗Ｒ３〜
Ｒ９が設けられ、増幅器出力端子をアクチュエータコイ
ル２１０の両端に接続している。抵抗Ｒ９は抵抗値の小
さい電流検出抵抗であり、アクチュエータコイル２１０
に流れる電流を検出する。
【０００６】抵抗Ｒ９による負荷電流の検出電圧は、反
転増幅器２１８及び反転増幅器２２０に帰還され、ＤＡ
コンバータ２０２からの変換電圧に検出電圧が一致する
ように負荷電流が定電流制御され、サーボ回路部２００
の電流指示データに対応した一定電流が得られる。図１
９はパルス幅変調駆動型のパワーアンプ回路を示す。パ
ルス幅変調回路２２２は、ブリッジ型ドライバ２２４と
組合せて使用される。サーボ回路部２００からの電流指
示データは、パルス幅変調回路２２２に入力される。パ
ルス幅変調回路２２２は電流指示電圧に応じたデューテ
ィ比をもつパルス信号を出力する。具体的には正方向Ｐ
ＷＭ信号Ｅ１，逆方向ＰＷＭ信号Ｅ２、更に、イネーブ
ル信号Ｅ０を出力する。
【０００７】ブリッジ型ドライバ２２４は、ＦＥＴ２２
８，２３０，２３２，２３４をブリッジ結合し、ＦＥＴ
２２８，２３２及びＦＥＴ２３０，２３４の間にアクチ
ュエータコイル２１０を接続している。イネーブル信号
Ｅ０が有効となった状態で正方向ＰＷＭ信号Ｅ１が供給
されると、ＦＥＴ２２８，２３４がオンオフ制御され、
実線２１２で示す正方向の電流がアクチュエータコイル
２１０に流れる。
【０００８】またイネーブル信号Ｅ０が有効となった状
態で逆方向ＰＷＭ信号Ｅ２が供給されると、ＦＥＴ２３
０，２３２がオンオフ制御され、点線２１４で示す逆方
向の電流がアクチュエータコイル２１０に流れる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、電圧駆動型の
パーワアンプ回路は、回路構成が簡単であるが、温度変
化に伴ってコイル負荷の抵抗値が変化し、これにより負
荷電流が変動してサーボゲインが変り、サーボ外れやサ
ーボ系の発振を起す恐れがあった。同様に電源電圧の変
動に対しても負荷電流が変化してサーボゲインが変って
しまう問題があった。
【００１０】また電流駆動型のパワーアンプ回路は、温
度変化や電源変動があっても定電流制御により高い精度
が得られるが、負荷電流を検出して帰還制御する分だけ
回路構成が複雑になり、特に多数のサーボ機構を設けて
いるた場合には、全体としての回路規模がかなり大型化
する。更に、パルス幅変調駆動型のパワーアンプ回路
は、誘導性のコイル負荷のもつエネルギの蓄積作用を利
用したデューティ制御により消費電力が節減され、高い
効率が得られる。しかし、パルス幅変調駆動型は基本的
には電圧駆動型であり、温度によるコイル負荷の抵抗変
化による負荷電流の変動、および電源電圧の変動に伴う
負荷電流の変動によりサーボゲインが変動し、サーボ外
れ、サーボ系の発振などが生じる。
【００１１】勿論、負荷電流を検出してデューティ比の
調整により負荷電流を帰還制御する電流駆動型と同等な
機能を備えたパルス幅変調駆動型の回路も考えられてい
る。しかし、パルス幅変調回路に加えて電流を帰還制御
するためのＡＤコンバータやアナログコンパレータなど
が必要となって回路が複雑化し、特に多数のサーボ機構
を設けている場合には、全体としての回路規模がかなり
大型化する。
【００１２】更に光ディスク装置等にあっては、多数の
サーボ機構の制御を行うため、近年、デジタル・シグナ
ル・プロセッサ（ＤＳＰ）が使われ始めている。デジタ
ル・シグナル・プロセッサは、センサ等で検出した外部
からのアナログ信号をデジタル信号に変換してプロセッ
サに取り込み、プログラム制御による演算処理でサーボ
制御データ（電流指示データ）を作成し、これをアナロ
グ信号又はパルス幅変調信号に変換してコイル負荷を駆
動する。またこの処理は、デジタル・シグナル・プロセ
ッサ２３６の代替として高速なマイクロプロセッサでも
よい。これ以後の説明では、デジタル・シグナル・プロ
セッサ２３６には高速なマイクロプロセッサでもよい。
【００１３】また図２０に示すように、デジタル・シグ
ナル・プロセッサ２３６には、ＣＰＵ２３８、ＲＯＭ２
４０、ＲＡＭ２４２に加え、ＡＤ変換器２４４、ＤＡ変
換器２４８、更にはパルス幅変調信号を出力するＰＷＭ
出力回路２４６を標準仕様として備えているものが多
い。この内、ＰＷＭ出力回路２４６のデジタル・シグナ
ル・プロセッサのＬＳＩチップに占める面積は少なく、
コストパフォーマンスの高い回路である。
【００１４】従ってＰＷＭ出力回路を標準装備したデジ
タル・シグナル・プロセッサ２３６にブリッジ型ドライ
バ２２４を組合せて光ディスク装置のサーボ制御に用い
ることは、回路簡略化、コストダウン、精度向上等の観
点から有効な形態といえる。しかし、デジタル・シグナ
ル・プロセッサ２３６に標準装備されたＰＷＭ出力回路
２４６も基本的には電圧駆動型であり、温度によるコイ
ル負荷の抵抗変化による負荷電流の変動、および電源電
圧の変動に伴う負荷電流の変動によりサーボゲインが変
動し、サーボ外れ、サーボ系の発振などが生じる。そこ
で、負荷電流を検出してデューティ比の調整により負荷
電流を帰還制御する電流駆動型と同等な機能とすること
も考えられるが、ＡＤコンバータやアナログコンパレー
タなどを必要として回路が複雑化する。
【００１５】このためデジタル・シグナル・プロセッサ
２３６のＬＳＩチップに全て内蔵することが困難とな
り、デジタル・シグナル・プロセッサ２３６とブリッジ
型ドライバ２２４との間にディスクリート回路が別途必
要となり、デジタル・シグナル・プロセッサを使用する
メリットが十分に生かせない問題がある。本発明の目的
は、電圧駆動型のパルス幅変調回路を内蔵したプロセッ
サであっても、電流駆動型と同等の制御制度を簡単な外
付け回路で実現できるパルス幅制御を用いた駆動装置及
び駆動方法を提供する。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。まず本発明は、ディスク媒体の媒体面に光ビ
ームを照射する光ディスク装置を対象とする。
【００１７】このような光ディスク装置につき本発明
は、校正手段７０と補正手段７５を設けたことを特徴と
する。校正手段７０は、校正処理の指示を受けた際に、
予め定めた基準電流Ｉｒに対応した基準電流指示値Ｄｒ
を駆動手段４０に出力して負荷１６の駆動電流Ｉｓを測
定する。この測定電流Ｉｓが基準電流Ｉｒに一致してい
ない場合は、駆動手段４０に対する電流指示値を調整す
る。この調整によって基準負荷電流Ｉｒに一致する測定
電流Ｉｓとなる電流指示値Ｄｓが求められたならば、こ
の測定結果から電流指示値の補正係数Ｋを決定する。補
正係数Ｋは、測定電流指示値Ｄｓを基準電流指示値Ｄｒ
で除算した値である。
【００１８】補正手段７５は、制御手段４４の出力する
電流指示値Ｄを、校正手段７０で求めた補正係数Ｋによ
り補正してパルス幅変調手段６０に出力する。即ち、電
流指示値Ｄに補正係数Ｋを乗算して求めた電流指示値
（Ｋ・Ｄ）をパルス幅変調手段６０に出力する。制御手
段４４、パルス幅変調手段６０、校正手段７０および補
正手段７５はプロセッサ手段で実現される。プロセッサ
手段は、少なくともＡＤコンバータ及びＤＡコンバータ
を内蔵したデジタル・シグナル・プロセッサと、少なく
ともＡＤコンバータ及びＤＡコンバータを内蔵した１チ
ップ・マイクロプロセッサが含まれる。
【００１９】プロセッサ手段、例えばデジタル・シグナ
ル・プロセッサは、パルス幅変調手段６０に相当するパ
ルス幅変調出力部と、制御手段４４、校正手段７０およ
び補正手段７５の各々をプログラム制御により実現する
中央処理部と、負荷電流の検出値を中央処理ユニットに
取り込むＡＤ変換部とを備える。またデジタル・シグナ
ル・プロセッサは、制御手段４４、校正手段７０および
補正手段７５の各々をプログラム制御により実現する中
央処理部と、負荷電流の検出値を中央処理部に取り込む
ＡＤ変換部とを内蔵し、一方、パルス幅変調手段６０を
構成するパルス幅変調部は外部回路として設ける。
【００２０】複数の負荷を駆動する場合、デジタル・シ
グナル・プロセッサは、複数の負荷に対応した数のパル
ス幅変調出力部および負荷電流の検出値をデジタル信号
に変換するＡＤ変換部とを内蔵する。また複数の負荷を
駆動する場合、デジタル・シグナル・プロセッサは、複
数の負荷電流の検出値の内の１つ選択部（マルチプレク
サ）で選択し、単一のＡＣ変換器でデジタル信号に変換
し、選択部で負荷電流を選択しながら校正処理を行うよ
うにしてもよい。
【００２１】本発明は、更に装置の電源投入時に校正手
段７０に測定調整処理を指示する初期化手段を設ける。
また定期的に校正手段７０に測定調整処理を指示するタ
イマ等のスケジュール手段７７を設けてもよい。更に、
装置の環境温度を測定する温度測定手段８２を設け、校
正手段７０は校正処理の指示を受けた際に、温度検出手
段８２の検出温度と前回の検出温度を比較し、所定値を
越える温度差を判別したときに校正処理を行う。
【００２２】
【作用】このような本発明のパルス幅制御を用いた駆動
装置によれば、電流駆動型と同等なパルス幅変調回路を
用いた負荷駆動であっても、電源投入時及び定期的に、
規定の電流指示値に対しどのような負荷電流が流れるか
を測定する。もし、測定した負荷電流が規定電流値から
外れていた場合には、電流指示値を規定電流値が得られ
るように調整する。この調整により実際に規定負荷電流
が得られる指示電流値が測定できる。そして、この測定
結果から温度や電源変動により変動したサーボゲインを
正しい値に調整するための補正係数を算出することがで
きる。
【００２３】そして通常のサーボ制御では、負荷に対す
る電流指示値に補正係数を掛け合わせて補正した指示電
流値を用いてデューティ比率を制御することで、電源変
動や温度変化によるサーボゲインが保証されたパルス変
調による負荷駆動ができる。ここでパルス変換幅変調回
路及びＡＤ変換器を内蔵したデジタル・シグナル・プロ
セッサを使用した場合、負荷電流の検出抵抗を外付けし
て検出電圧をＡＤ変換器の入力端子に接続するという簡
単な回路構成で、定電流駆動型と同等な高い精度の制御
が実現できる。
【００２４】また複数の負荷を駆動する場合には、マル
チプレクサ付きのＡＤ変換器を内蔵したデジタル・シグ
ナル・プロセッサを使用することで、各負荷電流を選択
的にＡＤ変換して校正処理を行うことができ、この場合
にも外付け回路は電流検出抵抗のみで済む。これによっ
てローコストと高い精度が両立して負荷駆動装置が実現
できる。
【００２５】
【実施例】図２は本発明の駆動方法が適用される光ディ
スク装置の実施例を示す。図２において、記録媒体とし
ての光ディスク１０はスピンドルモータ１２の回転軸に
装着され、回転駆動されている。光ディスク１０として
は、読み書き可能な光磁気ディスクが用いられる。ま
た、光磁気ディスク１０はカートリッジ１５に収納され
ており、スピンドルモータ１２の回転軸に対し、図示し
ないローディング、アンローディング機構によって装着
または取外し可能である。
【００２６】光ディスク１０に対しては光ヘッド部１４
が設けられている。光ヘッド部１４は、ボイスコイルモ
ータ（ＶＣＭ）１６により光ディスク１０の記録媒体面
の半径方向に移動自在に設けられている。光ヘッド１４
には対物レンズ１８が搭載され、レーザビームを光ディ
スク１０の媒体面に照射する。対物レンズ１８によるレ
ーザビームとしては、ライト動作の際にはデータビット
により変調されたライトビームを照射する。また、リー
ドビームの際にはリードビームを照射する。更に、イレ
ーズ動作の際にはイレーズビームを照射する。
【００２７】対物レンズ１８に対してはトラッキングコ
イル２０とフォーカッシングコイル２２が設けられてい
る。トラッキングコイル２０は、光ディスク１０の媒体
面のビームスポットを半径方向に微小範囲で移動するよ
うに対物レンズ１８を駆動する。フォーカッシングコイ
ル２２は、レーザビームのスポットが光ディスク１０の
媒体面に結像するように光軸方向に微小距離移動させ
る。
【００２８】対物レンズ１８の位置はレンズ位置検出器
２４で検出される。また、対物レンズ１８を介して光デ
ィスク１８の媒体面に照射したレーザビームの反射光
は、２分割受光器２６および例えばフーコーユニットを
経由して４分割受光器２８に結像される。レンズ位置検
出器２４の検出信号はＡＧＣアンプ３０に与えられ、対
物レンズ１８の中立位置で０、トラッキングコイル２０
による移動方向に応じてプラスまたはマイナスの極性を
もって直線的に変化するレンズ位置検出信号を出力す
る。
【００２９】２分割受光器２６の受信信号はＡＧＣアン
プ３２に与えられ、トラッキングエラー信号が検出され
る。４分割受光器２８の受光信号はフーコーユニットに
より媒体の焦点ずれに応じた出力信号であり、ＡＧＣア
ンプ３４に与えられてフォーカッシングエラー信号が作
成される。デジタル・シグナル・プロセッサ３６は、光
ヘッド部１４に設けたボイスコイルモータ１６のサーボ
制御部、トラッキンゴコイル２０およびフォーカッシン
グコイル２２の各サーボ制御部をプログラム制御により
実現する。デジタル・シグナル・プロセッサ３６で実現
される各サーボ制御部による駆動信号は、ブリッジ型ド
ライバ４０−１，４０−２，４０−３のそれぞれに与え
られる。
【００３０】ブリッジ型ドライバ４０−１はボイスコイ
ルモータ１６を駆動し、光ヘッド部１４を光ディスク１
０の半径方向に移動する。ブリッジ型ドライバ４０−２
はトラッキングコイル２０を駆動し、対物レンズ１８に
よりレーザビームを光ディスク１０の媒体面のトラック
に追従させる。更に、ブリッジ型ドライバ４０−３はフ
ォーカッシングコイル２２を駆動し、レーザビームを光
ディスク１０の媒体面で結像するように対物レンズ１８
の自動焦点制御を行う。
【００３１】デジタル・シグナル・プロセッサ３６は主
にサーボ制御部としての機能を実現し、光ディスク装置
におけるリード動作、ライト動作、更に外部の上位コン
トロールユニットとのやり取りは別に設けられた上位の
プロセッサで行われる。図３は図２に示した本発明の駆
動装置で使用されるデジタル・シグナル・プロセッサ３
６のハードウェア構成を示す。
【００３２】図３において、デジタル・シグナル・プロ
セッサ３６にはＣＰＵ４４が設けられ、ＣＰＵ４４から
のバス６２に、プログラムを格納したＲＯＭ４６、各種
の情報の一時的な記憶に使用されるＲＡＭ４８、不揮発
性メモリとして機能するＥ2ＰＲＯＭ５０、上位プロセ
ッサとの間のやり取りを行う通信インタフェース部５２
を設けている。
【００３３】また、外部から入力したアナログ信号をＣ
ＰＵ４４で処理するデジタル信号に変換するため、ＡＤ
変換部５４−１〜５４−４を設けている。この実施例に
あっては、ＡＤ変換部５４−１にはＡＧＣアンプ３０の
出力が接続され、ＡＤ変換部５４−２にはＡＧＣアンプ
３２の出力が接続され、ＡＤ変換部５４−３にはＡＧＣ
アンプ３４の出力が接続される。更に、ＡＤ変換部５４
−４には、装置に設けている温度センサ６５からの信号
ラインが接続される。
【００３４】一方、外部に設けたブリッジ型ドライバ４
０−１，４０−２，４０−３をパルス幅変調により駆動
するため、パルス幅変調出力部（ＰＷＭ出力部）６０−
１，６０−２，６０−３を設けている。例えば、パルス
幅変調出力部６０−１を例にとると、ボイスコイルモー
タ１６を駆動するブリッジ型ドライバ４０−１に対し、
イネーブル信号Ｅ１０、正方向駆動信号Ｅ１１、逆方向
駆動信号Ｅ１２の各信号ラインを接続している。この点
はブリッジ型ドライバ４０−２，４０−３に対するパル
ス幅変調出力部６０−２，６０−３についても同様であ
る。
【００３５】本発明で使用するブリッジ型ドライバ４０
−１，４０−２，４０−３は、それぞれが負荷に流す電
流を検出するため電流検出抵抗４２−１，４２−２，４
２−３を接続している。電流検出抵抗４２−１，４２−
２，４２−３の検出電圧を処理するため、デジタル・シ
グナル・プロセッサ３６には、マルチプレクサ５６を備
えたＡＤ変換部５８が設けられている。マルチプレクサ
５６の入力端子には電流検出抵抗４２−１〜４２−３の
各検出電圧が入力される。ＣＰＵ４４は、検出電圧の処
理が必要となった際にマルチプレクサ５６を順次切り替
えてＡＤ変換部５８でデジタル信号に変換する。
【００３６】尚、図３のデジタル・シグナル・プロセッ
サ３６にあっては、ＡＤ変換部を４つ、パルス幅変調出
力部を３つ設けた場合を例にとっているが、必要に応じ
てそれぞれ適宜の数が設けられる。図４は図３のデジタ
ル・シグナル・プロセッサ３６に内蔵されているパルス
幅変調出力部６０−１〜６０−３の一例を示す。ここで
図４は図３のパルス幅変調出力部６０−１を代表して示
すもので、アナログ処理により駆動信号を作成する場合
を例にとっている。
【００３７】図４において、ＣＰＵ４４からのイネーブ
ル信号Ｅ１はドライバ７２−１により変換され、外部に
イネーブル信号Ｅ１０として出力される。また、ＣＰＵ
４４からのサーボ制御に基づくボイスコイルモータ１６
に対する電流指示データ信号Ｅ２は、ＤＡ変換器７４で
アナログ電圧信号Ｅ６に変換され、比較器７８のプラス
入力端子に与えられている。
【００３８】比較器７８のマイナス入力端子には鋸歯発
生器７６で一定周期のクロック信号Ｅ３に同期して発生
した鋸歯信号Ｅ５が入力されている。比較器７８はＤＡ
変換器７４からの電流指示データに対応した指示電圧信
号Ｅ６と鋸歯発生器７６からの鋸歯信号Ｅ５とを比較
し、電流指示データに対応したデューティ比をもつＰＷ
Ｍパルスを発生する。
【００３９】図５は図４におけるＰＷＭパルスの発生動
作を示している。図５（Ａ）のクロック信号Ｅ３は、予
め定めた一定周期Ｔで繰り返しており、このクロック信
号Ｅ３に同期して、図５（Ｂ）に示す鋸歯信号Ｅ５が発
生する。いまＤＡ変換器７４からの指示電流値に対応し
た電圧信号Ｅ６が実線の信号Ｅ６−１であったとする。
【００４０】この鋸歯信号Ｅ５と電圧信号Ｅ６−１を入
力した比較器７８は、電圧信号Ｅ６−１が鋸歯信号Ｅ５
を上回っている間、Ｈレベル出力となり、鋸歯信号Ｅ５
が電圧信号Ｅ６−１を上回ると逆にＬレベルとなる、図
５（Ｃ）に示すＰＷＭパルスを発生する。ここで、電圧
信号Ｅ６−１は中点電圧であったとすると、図５（Ｃ）
のＰＷＭパルスのデューティ比は５０％となる。
【００４１】一方、図５（Ｂ）の電圧信号Ｅ６−２に示
すように電流指示データが増加したとすると、図５
（Ｄ）に示すようにデューティ比が増加したＰＷＭパル
スとなる。逆に、図５（Ｂ）の電圧信号Ｅ６−３に示す
ように電流指示値が低下した場合には、図５（Ｅ）に示
すデューティ比が減少したＰＷＭパルスを発生する。図
６は図３のパルス幅変調出力部６０−１〜６０−３の他
の例を示したもので、デジタル的にＰＷＭパルスを発生
する場合を例にとっている。
【００４２】図６において、ＣＰＵ４４からの電流指示
データＥ２はレジスタ１６０に保持される。一方、カウ
ンタ１６２は所定周期のクロック信号Ｅ７を計数してい
る。一致判別回路１６４はカウンタ１６２の計数値が予
め定めたパルス周期に一致するごとに、ＲＳ−ＦＦ１６
６に対しセット信号Ｅ８を出力する。また、カウンタ１
６２の計数値がレジスタ１６０の保持値に一致するごと
に、ＲＳ−ＦＦ１６６に対しリセット信号Ｅ９を出力す
る。
【００４３】ＲＳ−ＦＦ１６６は一致判別回路１６４か
らのセット信号Ｅ８でセットされたＱをＨレベルとし、
リセット信号Ｅ９でリセットされた出力ＱをＬレベルと
し、このＱ出力としてＰＷＭパルスを出力する。また、
Ｑ出力はカウンタ１６２および一致判別回路１６４に帰
還され、一定のパルス周期ごとにそれぞれのリセット動
作を行う。
【００４４】図７は図６によるＰＷＭパルスの発生動作
を示している。図７（Ａ）に示すクロック信号Ｅ７はＰ
ＷＭパルスのパルス周期に対し十分短いクロック周期を
もった信号であり、このクロック信号Ｅ７をカウンタ１
６２が計数し、図７（Ｂ）に示すカウント値の変化をパ
ルス周期Ｔで繰り返している。一方、レジスタ１６０に
はそのときの電流指示データＥ２がセットされる。
【００４５】例えば実線で示す電流指示データＥ２−１
がセットされていたとすると、パルス周期ＴでＲＳ−Ｆ
Ｆ１６６をセットし、続いてカウント値が電流指示デー
タＥ２−１に一致したタイミングでリセットする。この
ため、図７（Ｃ）に示すＰＷＭパルスが出力される。こ
のＰＷＭパルスは電流指示データＥ２−１が中点データ
であり、従ってデューティ比が５０％となっている。
【００４６】また、図７（Ｂ）の電流指示データＥ２−
２に示すように電流指示値が増加した場合には、図７
（Ｄ）に示す５０％よりデューティ比が大きくなったＰ
ＷＭパルスを発生する。更に、図７（Ｂ）の電流指示デ
ータＥ２−３に示すように電流指示値が減少した場合に
は、図７（Ｅ）に示す５０％よりデューティ比が小さく
なったＰＷＭパルスを発生する。
【００４７】尚、電流指示データに基づくデューティ比
をもったＰＷＭパルスの発生は、図４のアナログ方式、
図６のデジタル方式に限定されず、適宜の回路構成が使
用可能である。再び図４を参照すると、ＰＷＭパルスを
作成する比較器７８に続いては、ＡＮＤ回路８０，８２
が設けられる。ＡＮＤ回路８０，８２には比較器７８か
らのＰＷＭパルスが入力され、同時に他方の入力にＣＰ
Ｕ４４からの方向判別信号Ｅ４が入力され、この方向判
別信号Ｅ４につき、ＡＮＤ回路８２は反転入力としてい
る。
【００４８】方向判別信号Ｅ４は正方向の駆動の際にＨ
レベルとなり、ＡＮＤ回路８０を許容状態として比較器
７８からのＰＷＭパルスをドライバ７２−２に供給し、
正方向の駆動信号Ｅ１１として外部に出力する。また、
方向判別信号Ｅ４は逆方向の場合はＬレベルとなり、こ
のときＡＮＤ回路８２が許容状態となって比較器７８か
らのＰＷＭパルスをドライバ７２−３に供給し、逆方向
駆動信号Ｅ１２として外部に出力する。尚、このＡＮＤ
回路８０，８２、ドライバ７２−１〜７２−３の回路部
は、図６のデジタル方式についても同様に設けられるこ
とになる。
【００４９】図８は、図３のデジタル・シグナル・プロ
セッサ３６の外部回路として設けられるブリッジ型ドラ
イバ４０−１〜４０−３の実施例を示す。図８は、ボイ
スコイルモータ１６を駆動するブリッジ型ドライバ４０
−１を例にとっている。ブリッジ型ドライバ４０−１に
はイネーブル信号Ｅ１０を入力する入力端子１１０、正
方向駆動信号Ｅ１１を入力する入力端子１１２、逆方向
駆動信号Ｅ１２を入力する入力端子１１４、ボイスコイ
ルモータ１６を接続する出力端子１１６，１１８、電源
を供給する電源端子１２０、電流検出抵抗４２−１を接
続する電流検出端子１２２が設けられている。
【００５０】ブリッジ型ドライバ４０−１の内部には、
４つのＦＥＴ８６，８８，９０，９２を備えたブリッジ
回路が設けられている。即ち、ＦＥＴ８６，９０を直列
接続し、またＦＥＴ８８，９２を直列接続し、これらを
並列接続して電源ライン間に接続している。そしてＦＥ
Ｔ８６とＦＥＴ９０の接続間を出力端子１１６に引き出
し、ＦＥＴ８８とＦＥＴ９２の接続間を出力端子１１８
に引き出している。
【００５１】ＦＥＴ８６のゲート側にはＡＮＤ回路９４
とドライバ９６が設けられ、ＦＥＴ８８のゲート側にも
ＡＮＤ回路９８とドライバ１００が設けられる。また、
ＦＥＴ９０のゲート側には１つを反転入力としたＡＮＤ
回路１０２とドライバ１０４が設けられ、ＦＥＴ９２の
ゲート側にも同様に１つの入力を反転入力としたＡＮＤ
回路１０６とドライバ１０８が設けられる。
【００５２】ＡＮＤ回路９４，９８，１０２，１０６の
入力の１つには入力端子１１０からのイネーブル信号Ｅ
１０が供給されている。したがって、イネーブル信号Ｅ
１０がＨレベルとなると全てのＡＮＤ回路９４，９８，
１０２および１０６が許容状態となる。正方向駆動信号
Ｅ１０はＡＮＤ回路９４の他方の入力とＡＮＤ回路１０
２の反転入力に与えられている。また、逆方向駆動信号
Ｅ１２はＡＮＤ回路９８の他方の入力とＡＮＤ回路１０
６の反転入力に与えられている。
【００５３】このため、イネーブル信号Ｅ１０がＨレベ
ルとなった状態で正方向駆動信号Ｅ１０にＰＷＭパルス
が供給されてデューティ比に応じた期間だけＨレベルに
なると、ＡＮＤ回路９４がＨレベル出力を生じ、ドライ
バ９６によりＦＥＴ８６をオンする。このとき逆方向駆
動信号Ｅ１２はＬレベルにあるため、ＡＮＤ回路１０６
がＨレベル出力を生じ、ドライバ１０８によりＦＥＴ９
２が同時にオン状態を保っている。このため、正方向駆
動信号Ｅ１１としてのＰＷＭパルスによりＦＥＴ８６が
オンオフし、デューティ比に応じて電源ＶddからＦＥＴ
８６、ボイスコイルモータ１６、ＦＥＴ９２、更に外部
の電流検出抵抗４２−１となる経路で駆動電流が流れ
る。
【００５４】一方、逆方向駆動信号Ｅ１２としてのＰＷ
Ｍパルスが供給された場合には、ＡＮＤ回路９８および
ドライバ１００によりＦＥＴ８８がオンオフされ、この
とき正方向駆動信号Ｅ１１はＬレベルにあることから、
ＡＮＤ回路１０２およびドライバ１０４によってＦＥＴ
９０がオン状態となる。したがって、逆方向駆動信号Ｅ
１２としてのＰＷＭパルスによりＦＥＴ８８がオンオフ
し、電源＋Ｖdd、ＦＥＴ８８、ボイスコイルモータ１
６、ＦＥＴ９０、外部接続した電流検出抵抗４２−１と
なる経路で駆動電流が逆方向に流れる。
【００５５】図８に示すブリッジ型ドライバとしては、
例えばＳＧＳ−ＴＨＯＭＳＯＮ製のＬ６２０２「０．３
Ω ＤＭＯＳ ＦＵＬＬ ＢＲＩＤＧＥ ＤＲＩＶＥ
Ｒ」を使用することができる。図９は図３に示したデジ
タル・シグナル・プロセッサ３６のＣＰＵ４４のプログ
ラム制御で実現される本発明の駆動装置としての機能を
示す。
【００５６】図９において、デジタル・シグナル・プロ
セッサ３６に設けたＣＰＵ４４によって、ＶＣＭサーボ
制御部６４、トラックサーボ制御部６６およびフォーカ
スサーボ制御部６８の各機能が実現される。電圧駆動型
のパルス幅変調出力部６０−１〜６０−３を使用してい
ても電流駆動型と同等な高い精度を実現するため、負荷
電流校正処理部７０と、負荷電流校正処理部７０で求め
られた補正係数を使用して電流指示値を補正するための
補正処理部７５−１，７５−２，７５−３を、ＶＣＭサ
ーボ制御部６４、トラックサーボ制御部６６およびフォ
ーカスサーボ制御部６８のそれぞれに設けている。
【００５７】また、負荷電流構成処理部７０の初期化以
降に、タイマ割込みにより処理を指示するスケジュール
手段としてのタイ部７７を設けている。更に、デジタル
・シグナル・プロセッサ３６により多チャネル化した制
御には、コイル駆動系以外、スピンドルモータ、ディス
クローディング機構、バイアス磁石等も含まれる。ここ
で、ＤＳＰ３６に設けた負荷電流校正処理部７０の処理
機能を説明する。図１０はサーボ制御部から指示する電
流指示値Ｄと、この電流指示値Ｄに基づくパルス幅変調
出力部によるＰＷＭパルスのデューティ比Ｒの関係を示
している。サーボ制御部からの電流指示値Ｄが０〜Ｄma
x の範囲にあったとすると、ＰＷＭパルスのデューティ
比はこれに対応して０％〜１００％の範囲で直線的に変
化する。
【００５８】本発明の負荷電流校正処理部７０にあって
は、例えば電流指示値Ｄのセンタ値を校正モードにおい
て検証のために負荷に流している基準電流指示値Ｄｒと
している。このため、校正モードの際の負荷電流の検証
のために基準電流指示値Ｄｒを指示することで、５０％
のデューティ比をもつＰＷＭパルスが出力されることに
なる。
【００５９】図１１はＰＷＭパルスのデューティ比Ｒに
対する負荷電流Ｉの関係を示している。この例ではＰＷ
Ｍパルスの０％〜１００％に対し、負荷電流Ｉを０〜Ｉ
maxと直線関係に対応させた場合を例にとっている。校
正モードにおけるセンタ値としての基準電流指示値Ｄｒ
に対し５０％のデューティ比をもつＰＷＭパルスが出力
されることから、負荷抵抗および電源電圧に変動がなけ
れば基準負荷電流Ｉｒが理想的には得られることにな
る。
【００６０】したがって、デューティ比５０％のＰＷＭ
パルスを出力したときの負荷電流が基準負荷電流Ｉｒに
一致するか否かで、温度や電源変動によるサーボゲイン
の変動の有無を認識することができる。図１２は、電流
指示値Ｄおよびデューティ比Ｒを横軸にとり、負荷電流
Ｉを縦軸にとって、校正値の処理を示している。いま校
正のために電流指示値Ｄとして基準電流指示値Ｄｒをパ
ルス幅変調出力部に供給したとすると、デューティ比Ｒ
が５０％となるＰＷＭパルスが出力される。このとき負
荷の抵抗および電源電圧が予め予定した値となっていれ
ば、理想特性１４０に従い、動作点１４２に対応した基
準負荷電流Ｉｒが得られる。
【００６１】しかし実際には、温度変化や電源変動によ
り基準負荷電流Ｉｒが得られない場合がある。例えば、
デューティ比５０％のＰＷＭパルスによって基準電流値
Ｉｒより高い負荷電流Ｉｓが得られたとする。この場合
には理想特性１４０とはなっておらず、動作点１５２を
もつ実特性１５０に変化している。したがって、実特性
１５０では、予め予定した電流指示値に基づくデューテ
ィ比Ｒでは理想特性１４０に従った負荷電流Ｉは得られ
ず、サーボゲインが予定したものと異なってしまってい
る。
【００６２】このような場合には、本発明にあっては、
電流指示値Ｄをデューティ比５０％の基準電流指示値Ｄ
ｒを中心に増加または減少させる調整を行い、基準電流
値Ｉｒに一致する負荷電流が得られる電流指示値を求め
る。図１２の場合にはデューティ比５０％に対する負荷
電流Ｉｓは基準電流Ｉｒより増加していることから、デ
ューティ比Ｒを下げるために電流指示値も基準電流指示
値Ｄｒから順次減少させる。そして、実特性１５０にお
ける動作点１５４で負荷電流が基準電流Ｉｒに一致した
ときの電流指示値Ｄｓを求める。
【００６３】このように、基準電流値Ｉｒに一致する電
流指示値Ｄｓが求められたならば、 Ｋ＝Ｄｓ／Ｄｒ として補正係数Ｋを求める。このようにして補正係数Ｋ
が求まれば、基準電流指示値Ｄｒに補正係数Ｋを掛け合
わせると電流指示値はＤｓとなり、したがって、補正し
た電流指示値Ｄｓのデューティ比をもつＰＷＭパルスの
出力で、理想とする特性１４０に従った基準電流値Ｉｒ
に一致する負荷電流を得ることができる。図１３は図９
の負荷電流構成処理部７０による処理および各サーボ制
御部に設けている補正処理部７５−１〜７５−３による
補正処理を含む全体的な処理動作を示している。
【００６４】図１３において、装置の電源を投入する
と、まずステップＳ１で、デジタル・シグナル・プロセ
ッサ３６が所定の初期化処理を行う。初期化処理が終了
するステップＳ２に進み、負荷電流校正処理部７０を起
動して負荷電流の校正処理を行う。この負荷電流の校正
処理は各サーボ系ごとに順次行われ、それぞれの補正処
理部７５−１〜７５−３で使用する補正係数Ｋが求めら
れ、図３に示したＥ2 ＰＲＯＭ５０に記憶される。
【００６５】パワーオンスタートに伴う負荷電流の校正
処理が済むと、ステップＳ３で、装置の運用中における
負荷電流の校正処理を起動するスケジュール手段として
設けたタイマ部７７のタイムスケジュールに従ったタイ
マ割込みの有無をチェックし、ステップＳ４で、装置の
通常処理を行う。タイマ部７７によるタイムスケジュー
ルとしては、所定時間球はアクセス頻度などに応じたカ
ウントによるタイムスケジュールを作成し、タイマ割込
みを行うことになる。
【００６６】ステップＳ４における装置の通常処理で、
任意のサーボ系で負荷の駆動処理が成立した場合には、
この負荷駆動処理をステップＳ５で判別し、ステップＳ
６で、処理を開始したサーボ系で電流指示値Ｄが決定さ
れる。この電流指示値Ｄの決定に対し、そのサーボ系に
設けている補正処理部が、ステップＳ７で、自己の補正
係数Ｋで補正した電流指示値を決定し、これをステップ
Ｓ８でパルス幅変調出力部に供給し、ＰＷＭパルスの出
力による負荷駆動を行う。
【００６７】装置の使用中に負荷電流の校正処理のため
のタイマ割込みが発生すると、ステップＳ３でタイマ割
込みを判別し、ステップＳ２の負荷電流の校正処理を再
度行うようになる。この結果、タイムスケジュールに従
ったタイマ割込みで負荷電流の校正処理が定期的に行わ
れることになる。図１４は図１３のステップＳ２に示し
た負荷電流の校正処理の詳細をサブルーチンとして示し
ている。
【００６８】図１４において、パワーオンスタートまた
はタイムスケジュールのタイマ割込みに基づいて、図９
に示した負荷電流構成処理部７０が起動され、負荷電流
の校正処理を開始する。まずステップＳ１で、Ｅ2 ＰＲ
ＯＭ５０を用いた不揮発性メモリから現在保持している
電流補正係数Ｋを読み取る。初期状態で電流補正係数Ｋ
はＫ＝１となっている。
【００６９】続いてステップＳ２に進み、予め定めた基
準負荷電流Ｉｒを得るための基準電流指示値Ｄｒを出力
し、例えば負荷を５０％のデューティ比をもつＰＷＭパ
ルスで電流駆動する。この状態で、ステップＳ３におい
て電流値Ｉｓを測定する。具体的には、マルチプレクサ
５６により現在校正を行っているサーボ系のブリッジ型
ドライバに設けている電流検出抵抗４２の検出値を選択
してＡＤ変換部５８でデジタル信号に変換して、負荷電
流校正処理部７０に取り込む。
【００７０】次にステップＳ４で、測定電流値Ｉｓが基
準電流値Ｉｒに一致するか否か判別する。一致していれ
ば電流補正係数Ｋを更新する必要がないことから、ステ
ップＳ１６で補正係数Ｋをそのままメモリに書き込み、
図１４のメインルーチンにリターンする。ステップＳ４
で測定電流値Ｉｓが基準電流値Ｉｒに一致していなかっ
た場合には、ステップＳ５に進み、両者の大小関係を判
別する。測定電流値Ｉｓが基準電流値Ｉｒより大きかっ
た場合には、ステップＳ６に進み、基準電流指示値Ｄｒ
をＤｓとして所定ステップずつ下げて負荷電流を減少す
る。所定ステップ下げるごとに、ステップＳ７で電流可
変限界か否かチェックし、可変限界に達していなけれ
ば、ステップＳ８で電流値Ｉｓを測定する。
【００７１】続いてステップＳ９で、基準電流値Ｉｒに
一致するか否かチェックする。このステップＳ６〜Ｓ９
の処理を測定電流値Ｉｓが基準電流値Ｉｒに一致するま
で繰り返し、測定電流値Ｉｓが基準電流値Ｉｒに一致す
る指示電流値Ｄｓを求める。このようにして基準電流値
Ｉｒに一致する測定電流値Ｉｓが得られる基準電流値Ｄ
ｓが求められたならば、ステップＳ１５に進み、補正係
数Ｋを計算してメモリに書き込み、図１３のメインルー
チンにリターンする。
【００７２】一方、ステップＳ５で測定電流値Ｉｓが基
準電流値Ｉｒより小さかった場合には、ステップＳ１１
に進み、指示電流値Ｉｓを基準電流値Ｄｒから所定ステ
ップずつ上げながら負荷電流を増加し、ステップＳ２で
電流可変限界に達していなければ、ステップＳ１３で、
そのときの電流値Ｉｓを測定して、ステップＳ１４で、
基準電流値Ｉｒに一致するか否か判別し、一致するまで
ステップＳ１１〜Ｓ１４の処理を繰り返す。
【００７３】したがって、このステップＳ１１〜Ｓ１４
の処理により、指示電流値を上げながら基準電流値Ｉｒ
に一致する電流値Ｉｓとなる指示電流値Ｄｓを求めるこ
とができ、ステップＳ１５で最終的に補正係数Ｋを計算
してメモリに書き込み、メインルーチンにリターンす
る。図１５は本発明の負荷伝電流正部７０による負荷電
流の校正処理の第２実施例を示し、この実施例にあって
は温度センサの検出温度に応じて校正処理を行うように
したことを特徴とする。
【００７４】図１５において、まずパワーオンスタート
時のステップＳ１の初期化処理およびパワーオンスター
トに伴うステップＳ２の負荷電流の校正処理は、図１４
の実施例と同じである。通常の運用状態にあっては、ス
テップＳ３でタイムスケジュールに基づくタイマ割込み
をもって負荷電流の校正処理が行われることになるが、
第２実施例にあっては、ステップＳ３でタイマ割込みを
判別した場合にはステップＳ４に進み、温度センサ８２
の検出温度を読み取り、ステップＳ５で今回の読取値が
前回の読取値より予め定めた所定範囲±α℃以上変化し
たか否かチェックする。
【００７５】温度変化が前回に対し±α℃以上変化して
いた場合には、負荷電流にも変動が起きていることが予
想されるため、ステップＳ２に進み、負荷電流の校正処
理を実行する。一方、変化が±α℃に収まっていた場合
には負荷電流の校正処理は行わない。ステップＳ６以降
の負荷駆動に伴う校正処理については、図１４の場合と
同じである。
【００７６】このように負荷電流の校正処理の際に周囲
温度の変化をチェックすることで、大きな温度変化があ
った場合にのみ校正処理が行われ、温度変化のない安定
した状態では校正処理を不要とし、必要以上にデジタル
・シグナル・プロセッサの処理負担が増加することを防
止している。また、図１５の実施例にあっては、タイマ
割込みに基づいて温度変化をチェックしているが、温度
変化のチェックを優先し、例えば一定周期ごとの温度セ
ンサの読取りで±α℃以上変化した場合には、タイマ割
込みを待たず強制的に負荷電流校正処理を行うようにし
てもよい。このようなタイマ割込みと温度変化の判別す
る負荷電流の校正処理は、必要に応じて適宜の組合せを
とることができる。
【００７７】また割込みを行うタイマとしては、ＣＰＵ
内蔵でもよいし、外付けタイマでもよい。図１６はデジ
タル・シグナル・プロセッサにパルス幅変調出力回路を
内蔵していない場合の実施例を示す。図１６において、
この実施例のデジタル・シグナル・プロセッサ３６は、
図３の実施例のようにパルス幅変調出力部６０−１〜６
０−３を内蔵しておらず、その代わりにＤＡ変換部１８
２−１〜１８２−３を内蔵している。このようなデジタ
ル・シグナル・プロセッサ３６の場合には、ＰＷＭ回路
部１８０を外部回路として設ける。
【００７８】ＰＷＭ回路部１８０にはディスクリート回
路として作られたパルス幅変調出力回路１８０−１，１
８０−２，１８０−３が内蔵されている。パルス幅変調
出力回路１８０−１〜１８０−３としては、デジタル・
シグナル・プロセッサ３６に内蔵したＤＡ変換部１６２
−１〜１６２−３からの電流指示電圧を入力してＰＷＭ
パルスを発生する例えば、図４に示したＤＡ変換器７４
を除いたアナログ型の回路を用いることができる。それ
以外の構成は図３の実施例と同じである。
【００７９】更に、デジタル・シグナル・プロセッサに
よっては、マルチプレクサ５６付きのＡＤ変換部５８を
内蔵しない場合があることから、このような場合にはマ
ルチプレクサ５６を外部回路として設ければよい。尚、
上記の実施例はデジタル・シグナル・プロセッサを例に
とるものであったが、制御するサーボ機構の数が少なく
処理に余裕がある場合には、通常の１チップ・マイクロ
プロセッサを使用しても本発明を実現することができ
る。マイクロプロセッサを使用した場合には、望ましく
はパルス幅変調出力部およびマルチプレクサ付きのＡＤ
変換部を内蔵していることが望ましい。
【００８０】上記の実施例は光ディスク装置を例にとる
ものであったが、これに限定されず、磁気ディスク装
置、コンパクトディスク装置など多数のコイル負荷を駆
動するサーボ機構を備えた装置につき、そのまま適用で
きる。
【００８１】更に本発明は実施例に示した数値による限
定は受けない。
【００８２】
【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、トラッキングサーボ制御、フォーカッシングサーボ
制御の際に誤動作を起すと、これがサーボ系の発振を引
き越し、処理性能が低下するが、本発明によって高速引
き込みが可能となり、安定した制御を行うことができ、
また、温度、電源変動、経年変化などの影響を受け易い
電圧駆動型であるパルス幅変調型の駆動装置であって
も、簡単な回路構成によって電流駆動型の駆動装置と同
等の高い精度を低コストで得ることができる。
【００８３】また、パルス幅変調回路部を内蔵したデジ
タル・シグナル・プロセッサを使用することで、ブリッ
ジ型ドライバと負荷の電流検出抵抗を外付けするだけで
済み、デジタル・シグナル・プロセッサで多数のサーボ
機構を制御する場合の回路構成の大幅な簡略化とコスト
ダウンを図ることができ、効率的で安定したサーボ制御
の実現が可能となる。
【００８４】また、デジタル・シグナル・プロセッサに
マルチプレクサ付きのＡＤ変換部を内蔵したものを使用
することで、マルチプレクサで負荷電流の検出値を順次
切り替えながら各サーボ系で使用する電流指示値の補正
係数を求めるための校正処理が実行でき、これによって
も多数のサーボ機構を駆動する場合の装置構成の簡略化
と大幅なコストダウンが達成される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図
【図２】本発明が適用される光ディスク装置の説明図
【図３】図２のデジタル・シグナル・プロセッサの実施
例を示したブロック図
【図４】図２のパルス幅変調出力部の実施例を示したブ
ロック図
【図５】図４のパルス幅変調動作を示したタイミングチ
ャート
【図６】図２のパルス幅変調出力部の他の実施例を示し
たブロック図
【図７】図６のパルス幅変調動作を示したタイミングチ
ャート
【図８】図２のブリッジ型ドライバの実施例を示した回
路ブロック図
【図９】本発明の機能構成を示したブロック図
【図１０】電流指示値とデューティ比の関係を示した特
性図
【図１１】デューティ比と負荷電流の関係を示した特性
図
【図１２】本発明の校正処理を示した特性図
【図１３】本発明の駆動処理を示したフローチャート
【図１４】図１３の校正処理をサブルーチンとして示し
たフローチャート
【図１５】本発明の駆動処理の他の実施例を示したフロ
ーチャート
【図１６】本発明の他の実施例を示したブロック図
【図１７】電圧駆動型のパワーアンプ回路を示した説明
図
【図１８】電流駆動型のパワーアンプ回路を示した説明
図
【図１９】パルス幅変調駆動型のパワーアンプ回路を示
した説明図
【図２０】デジタル・シグナル・プロセッサを用いた従
来装置の説明図
【符号の説明】
１０：光ディスク １２：スピンドルモータ １４：光ヘッド部 １５：カートリッジケース １６：ボイスコイルモータ（ＶＣＭ、負荷） １８：対物レンズ ２０：トラッキングコイル ２２：フォーカッシングコイル ２４：レンズ位置検出器 ２６：４分割受光器 ２８：レーザ受光器 ３０，３２，３４：ＡＧＣアンプ ３６：デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ） ４０：駆動手段 ４０−１〜４０−３：ブリッジ型ドライバ ４２，４２−１〜４２−３：電流検出抵抗 ４４：ＣＰＵ（制御手段） ４６：ＲＯＭ ４８：ＲＡＭ ５０：Ｅ2 ＰＲＯＭ ５２：通信インタフェース部 ５４−１〜５４−４：ＡＤ変換部 ５６：マルチプレクサ（選択手段） ５８：ＡＤ変換部 ６０：パルス幅変調手段 ６０−１〜６０−３：パルス幅変調出力部 ６２：バス ６４：ＶＣＭサーボ制御部 ６５：温度センサ（温度検出手段） ６６：トラックサーボ制御部 ６８：フォーカスサーボ制御部 ７０：負荷電流校正処理部（校正処理手段） ７２−１〜７２−３，９６，１００，１０４，１０８：
ドライバ ７４：ＤＡ変換器 ７６：鋸歯発生器 ７７：タイマ部（スケジュール手段） ７８：比較器 ８０，８２，９４，９８，１０２，１０６：ＡＮＤ回路 ８６，８８，９０，９２：ＦＥＴ １１０，１１２，１１４：入力端子 １１６，１１８：出力端子 １２０：電源端子 １２２：電流検出端子 １６０：レジスタ １６２：カウンタ １６４：一致判別回路 １６６：ＲＳ−ＦＦ １８０：ＰＷＭ回路部 １８０−１〜１８０−３：パルス幅変調出力回路 １８２−１〜１８２−３：ＡＤ変換部

Claims (14)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ディスク媒体の媒体面に光ビームを光軸方
    向に移動させるフォーカスアクチュエータを有する光デ
    ィスク装置に於いて、前記フォーカスアクチュエータを駆動する第１の駆動手
    段を有し、 該第１の駆動手段は、 コイル を制御する電流指示値を出力するフォーカスサー
    ボ制御部と、前記フォーカスサーボ制御部の電流指示値
    （Ｄ）を入力し、該電流指示値（Ｄ）に応じたデューテ
    ィ比のパルス信号を生成して出力するパルス幅変調手段
    と、 前記パルス幅変調手段の出力パルス信号によりフォーカ
    ッシングコイルを電流駆動する駆動手段と、 校正処理の指示を受けた際に、予め定めた第１の基準電
    流（Ｉｒ）に対応した基準電流指示値（Ｄｒ）を前記パ
    ルス幅変調手段に出力して前記フォーカッシングコイル
    の駆動電流（Ｉｓ）を測定し、該測定電流（Ｉｓ）が前
    記第１の基準電流（Ｉｒ）に一致していない場合は、前
    記パルス幅変調手段に対する電流指示値を調整して前記
    第１の基準電流（Ｉｒ）に一致する測定電流（Ｉｓ）と
    なる電流指示値（Ｄｓ）を求め、該測定結果から電流指
    示値の補正係数（Ｋ）を決定する校正手段と、 前記フォーカスサーボ制御部の出力する前記電流指示値
    （Ｄ）を、前記校正手段で求めた補正係数（Ｋ）により
    補正して前記パルス幅変調手段に出力する補正手段とを
    設けたことを特徴とする光ディスク装置。
  2. 【請求項２】請求項１記載の光ディスク装置に於いて、
    前記校正手段は、前記測定電流指示値（Ｄｓ）を基準電
    流指示値（Ｄｒ）で除算して補正係数（Ｋ）を算出する
    ことを特徴とする光ディスク装置。
  3. 【請求項３】請求項１又は２記載の光ディスク装置に於
    いて、前記補正手段は、前記電流指示値（Ｄ）に前記補
    正係数（Ｋ）を乗算して求めた電流指示値（Ｋ・Ｄ）を
    前記パルス幅変調手段に出力することを特徴とする光デ
    ィスク装置。
  4. 【請求項４】請求項１記載の光ディスク装置に於いて、
    更に、装置の電源投入時に、前記校正手段に校正処理を
    指示する初期化手段を設けたことを特徴とする光ディス
    ク装置。
  5. 【請求項５】請求項１記載の光ディスク装置に於いて、
    定期的に前記校正手段に構成処理を指示するスケジュー
    ル手段を設けたことを特徴とする光ディスク装置。
  6. 【請求項６】請求項５記載の光ディスク装置に於いて、
    更に装置の環境温度を測定する温度検出手段を設け、前
    記校正手段は校正処理の指示を受けた際に、前記温度検
    出手段の検出温度と前回の検出温度を比較し、所定値を
    越える温度差を判別したときに校正処理を行うことを特
    徴とする光ディスク装置。
  7. 【請求項７】請求項１記載の光ディスク装置に於いて、さらに、光ビームをディスク媒体の半径方向へ自在に移
    動する移動手段および該移動手段を駆動する第２の駆動
    手段を有し、 前記第２の駆動手段は、 ＶＣＭコイルを制御する電流指示値を出力するＶＣＭサ
    ーボ制御部と、前記ＶＣＭサーボ制御部の電流指示値
    （Ｄ）を入力し、該電流指示値（Ｄ）に応じたデューテ
    ィ比のパルス信号を生成して出力するパルス幅変調手段
    と、 前記パルス幅変調手段の出力パルス信号によりＶＣＭコ
    イルを電流駆動する駆動手段と、 校正処理の指示を受けた際に、予め定めた第２の基準電
    流（Ｉｒ）に対応した 基準電流指示値（Ｄｒ）を前記パ
    ルス幅変調手段に出力して前記ＶＣＭコイルの駆動電流
    （Ｉｓ）を測定し、該測定電流（Ｉｓ）が前記第２の基
    準電流（Ｉｒ）に一致していない場合は、前記パルス幅
    変調手段に対する電流指示値を調整して前記第２の基準
    電流（Ｉｒ）に一致する測定電流（Ｉｓ）となる電流指
    示値（Ｄｓ）を求め、該測定結果から電流指示値の補正
    係数（Ｋ）を決定する校正手段と、 前記ＶＣＭサーボ制御部の出力する前記電流指示値
    （Ｄ）を、前記校正手段で求めた補正係数（Ｋ）により
    補正して前記パルス幅変調手段に出力する補正手段とを
    設けたことを特徴とする光ディスク装置 。
  8. 【請求項８】ディスク媒体の媒体面に光ビームを半径方
    向に微小範囲で移動させるトラッキングアクチュエータ
    を有する光ディスク装置に於いて、前記トラッキングアクチュエータを駆動する第１の駆動
    手段を有し、 該第１の駆動手段は、 トラッキングコイル を制御する電流指示値を出力するト
    ラッキングサーボ制御部と、前記トラッキングサーボ制
    御部の電流指示値（Ｄ）を入力し、該電流指示値（Ｄ）
    に応じたデューティ比のパルス信号を生成して出力する
    パルス幅変調手段と、 前記パルス幅変調手段の出力パルス信号によりトラッキ
    ングコイルを電流駆動する駆動手段と、 校正処理の指示を受けた際に、予め定めた第１の基準電
    流（Ｉｒ）に対応した基準電流指示値（Ｄｒ）を前記パ
    ルス幅変調手段に出力して前記トラッキングコイルの駆
    動電流（Ｉｓ）を測定し、該測定電流（Ｉｓ）が前記第
    １の基準電流（Ｉｒ）に一致していない場合は、前記パ
    ルス幅変調手段に対する電流指示値を調整して前記第１
    の基準電流（Ｉｒ）に一致する測定電流（Ｉｓ）となる
    電流指示値（Ｄｓ）を求め、該測定結果から電流指示値
    の補正係数（Ｋ）を決定する校正手段と、 前記トラッキングサーボ制御部の出力する前記電流指示
    値（Ｄ）を、前記校正手段で求めた補正係数（Ｋ）によ
    り補正して前記パルス幅変調手段に出力する補正手段と
    を設けたことを特徴とする光ディスク装置。
  9. 【請求項９】請求項８記載の光ディスク装置に於いて、
    前記校正手段は、前記測定電流指示値（Ｄｓ）を基準電
    流指示値（Ｄｒ）で除算して補正係数（Ｋ）を算出する
    ことを特徴とする光ディスク装置。
  10. 【請求項１０】請求項８又は９記載の光ディスク装置に
    於いて、前記補正手段は、前記電流指示値（Ｄ）に前記
    補正係数（Ｋ）を乗算して求めた電流指示値（Ｋ・Ｄ）
    を前記パルス幅変調手段に出力することを特徴とする光
    ディスク装置。
  11. 【請求項１１】請求項１記載の光ディスク装置に於い
    て、更に、装置の電源投入時に、前記校正手段に校正処
    理を指示する初期化手段を設けたことを特徴とする光デ
    ィスク装置。
  12. 【請求項１２】請求項８記載の光ディスク装置に於い
    て、定期的に前記校正手段に構成処理を指示するスケジ
    ュール手段を設けたことを特徴とする光ディスク装置。
  13. 【請求項１３】請求項１２記載の光ディスク装置に於い
    て、更に装置の環境温度を測定する温度検出手段を設
    け、前記校正手段は校正処理の指示を受けた際に、前記
    温度検出手段の検出温度と前回の検出温度を比較し、所
    定値を越える温度差を判別したときに校正処理を行うこ
    とを特徴とする光ディスク装置。
  14. 【請求項１４】請求項８記載の光ディスク装置に於い
    て、さらに、光ビームをディスク媒体の半径方向へ自在に移
    動する移動手段および該移動手段を駆動する第２の駆動
    手段を有し、 前記第２の駆動手段は、 ＶＣＭコイルを制御する電流指示値を出力するＶＣＭサ
    ーボ制御部と、前記ＶＣＭサーボ制御部の電流指示値
    （Ｄ）を入力し、該電流指示値（Ｄ）に応じたデューテ
    ィ比のパルス信号を生成して出力するパルス幅変調手段
    と、 前記パルス幅変調手段の出力パルス信号によりＶＣＭコ
    イルを電流駆動する駆動手段と、 校正処理の指示を受けた際に、予め定めた第２の基準電
    流（Ｉｒ）に対応した基準電流指示値（Ｄｒ）を前記パ
    ルス幅変調手段に出力して前記ＶＣＭコイルの駆動電流
    （Ｉｓ）を測定し、該測定電流（Ｉｓ）が前記第２の基
    準電流（Ｉｒ）に一致していない場合は、前記パルス幅
    変調手段に対する電流指示値を調整して前記第２の基準
    電流（Ｉｒ）に一致する測定電流（Ｉｓ）となる電流指
    示値（Ｄｓ）を求め、該測定結果から電流指示値の補正
    係数（Ｋ）を決定する校正手段と、 前記ＶＣＭサーボ制御部の出力する前記電流指示値
    （Ｄ）を、前記校正手段で求めた補正係数（Ｋ）により
    補正して前記パルス幅変調手段に出力する補正手段とを
    設けたことを特徴とする光ディスク装置 。
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