JPH0334590A - レーザ電源装置 - Google Patents
レーザ電源装置Info
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- JPH0334590A JPH0334590A JP16965389A JP16965389A JPH0334590A JP H0334590 A JPH0334590 A JP H0334590A JP 16965389 A JP16965389 A JP 16965389A JP 16965389 A JP16965389 A JP 16965389A JP H0334590 A JPH0334590 A JP H0334590A
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- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 15
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01S—DEVICES USING THE PROCESS OF LIGHT AMPLIFICATION BY STIMULATED EMISSION OF RADIATION [LASER] TO AMPLIFY OR GENERATE LIGHT; DEVICES USING STIMULATED EMISSION OF ELECTROMAGNETIC RADIATION IN WAVE RANGES OTHER THAN OPTICAL
- H01S3/00—Lasers, i.e. devices using stimulated emission of electromagnetic radiation in the infrared, visible or ultraviolet wave range
- H01S3/09—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping
- H01S3/097—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping by gas discharge of a gas laser
- H01S3/09705—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping by gas discharge of a gas laser with particular means for stabilising the discharge
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、レーザ電源に係り、特にパルス出力時の出力
電流の過渡波形を改善したレーザ電源装置に関する。
電流の過渡波形を改善したレーザ電源装置に関する。
（従来の技術）
よく知られているように、ガスレーザは供給電源側から
みれば放電負荷であり、はぼ定電圧特性を示す。このた
め電源装置としては定電流特性を持つものが制御性もよ
く望ましい。
みれば放電負荷であり、はぼ定電圧特性を示す。このた
め電源装置としては定電流特性を持つものが制御性もよ
く望ましい。
第４図は、従来技術による定電流形電源装置の一例であ
−る。同図において、交流電圧源１はコンバータ２によ
って直流電圧源に変換され、さらにリアクトル３にて直
流電流源に変換され、レーザ放電部５に供給される。ス
イッチ４はパルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮに基づいて０
Ｎ１０ Ｆ Ｆ Ｌ、前記リアクトルの電流’ ＤＸを
バイパス、あるイハ負荷側への出力と切り換えている。
−る。同図において、交流電圧源１はコンバータ２によ
って直流電圧源に変換され、さらにリアクトル３にて直
流電流源に変換され、レーザ放電部５に供給される。ス
イッチ４はパルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮに基づいて０
Ｎ１０ Ｆ Ｆ Ｌ、前記リアクトルの電流’ ＤＸを
バイパス、あるイハ負荷側への出力と切り換えている。
電流の制御は、電流基準信号ＩＲと、前記リアクトルの
電流’ ＤＸを電流検出器６にて検出した電流帰還信号
１ｐとを加算器１１にて比較し、その偏差を電流制御回
路８にて増幅して電圧基準信号Ｖ＊としコンバータ制御
回路１０ａを介して前記コンバータ２の出力電圧を可変
することによって行っている。ここで、電流制御回路８
は一般に定常偏差をゼロとするために積分要素を含んだ
増幅器で構成されている。
電流’ ＤＸを電流検出器６にて検出した電流帰還信号
１ｐとを加算器１１にて比較し、その偏差を電流制御回
路８にて増幅して電圧基準信号Ｖ＊としコンバータ制御
回路１０ａを介して前記コンバータ２の出力電圧を可変
することによって行っている。ここで、電流制御回路８
は一般に定常偏差をゼロとするために積分要素を含んだ
増幅器で構成されている。
（発明が解決しようとする課題）
このような従来技術によるレーザ電源装置においては、
パルス出力を行うためにスイ２チ４をＯＮ１０ Ｆ Ｆ
することが電流制御系に対して極めて高速かつ大きな外
乱となり、前記リアクトルの電流’ＤＸは過渡的に大き
く変動する。
パルス出力を行うためにスイ２チ４をＯＮ１０ Ｆ Ｆ
することが電流制御系に対して極めて高速かつ大きな外
乱となり、前記リアクトルの電流’ＤＸは過渡的に大き
く変動する。
第２図はこの様子を示した波形の一例である。
リアクトルの電流ｉＤｘはパルスパターン信号ｐ。
ＰＴＨに従ってスイッチ４が０Ｎ１０ＦＦＬ、た瞬時か
ら過渡応答の間、波形ｉ のように変化すＤＸ−す る。ここで過渡変化量が相対的に大きくなっている理由
は、外乱であるスイッチ４の０Ｎ１０ＦＦに対応して電
流制御回路８の出力、すなわち電圧基準信号Ｖ本がゼロ
電圧相当から定格電圧相当までの大きな範囲を変化しな
ければならないのであるが、前述のように電流制御回路
８は積分要素を含むため急峻に変化できないからである
。さらに、ガスレーザの放電負荷では急峻な電流変化に
対してインダクティブな特性を示すため、より以上に広
範な電圧基準信号ｖｌの変化が４渡的に必要となり、上
述の過渡応答特性の悪化を助長することになる。
ら過渡応答の間、波形ｉ のように変化すＤＸ−す る。ここで過渡変化量が相対的に大きくなっている理由
は、外乱であるスイッチ４の０Ｎ１０ＦＦに対応して電
流制御回路８の出力、すなわち電圧基準信号Ｖ本がゼロ
電圧相当から定格電圧相当までの大きな範囲を変化しな
ければならないのであるが、前述のように電流制御回路
８は積分要素を含むため急峻に変化できないからである
。さらに、ガスレーザの放電負荷では急峻な電流変化に
対してインダクティブな特性を示すため、より以上に広
範な電圧基準信号ｖｌの変化が４渡的に必要となり、上
述の過渡応答特性の悪化を助長することになる。
同図において、負荷に供給されるのは出力電流ｉ で
あり、従来技術によるレーザ電源装置にＵＴ おいては波形ｉ のような電流が出力される。
あり、従来技術によるレーザ電源装置にＵＴ おいては波形ｉ のような電流が出力される。
ＵＴ−１
このような出力電流波形は当然レーザ出力にも影響を与
えることになり、レーザパルスの立ち上がり時間の遅れ
や、レーザ出力平均値の低下を招く。
えることになり、レーザパルスの立ち上がり時間の遅れ
や、レーザ出力平均値の低下を招く。
特にパルス運転の繰り返し周波数の高い領域では１パル
スに対する過渡応答期間の比率が大きくなり、上述の誤
差の影響が非常に大きくなる。
スに対する過渡応答期間の比率が大きくなり、上述の誤
差の影響が非常に大きくなる。
また、スイッチ４においても、ＯＮした瞬時には波形ｉ
のような過大電流が毎パルスごとにＷ−１ 流れるため、電流定格の大きなものが必要になる。
のような過大電流が毎パルスごとにＷ−１ 流れるため、電流定格の大きなものが必要になる。
本発明の目的は、定電流源をバイパススイッチの０Ｎ１
０ＦＦにてパルス出力する電源装置において制御電流の
過渡応答を補償し改善するためになされたものであって
、出力電流がパルス出力の指令値に対して速やかに、か
つ安定に追従するレーザ電源装置を提供することである
。
０ＦＦにてパルス出力する電源装置において制御電流の
過渡応答を補償し改善するためになされたものであって
、出力電流がパルス出力の指令値に対して速やかに、か
つ安定に追従するレーザ電源装置を提供することである
。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
第１図に、上記目的を実現するための手段と構成を示す
。同図において、主回路及び制御回路部分の基本構成は
従来技術の説明で用いた第４図と同一同符号につき省略
する。新たに付加された第一の手段は、スイッチ４の両
端の電圧を電圧検出器７で検出し、この出力の電圧検出
信号Ｖ、を加算器１２にて電流制御回路８の出力信号Δ
Ｖ＊に同極性で加算する回路である。第二の手段は、パ
ルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮを不完全微分する微分回路
９を介して得られる電圧基準補償信号信号ΔＶ本に同極
性で加算する回路である。
。同図において、主回路及び制御回路部分の基本構成は
従来技術の説明で用いた第４図と同一同符号につき省略
する。新たに付加された第一の手段は、スイッチ４の両
端の電圧を電圧検出器７で検出し、この出力の電圧検出
信号Ｖ、を加算器１２にて電流制御回路８の出力信号Δ
Ｖ＊に同極性で加算する回路である。第二の手段は、パ
ルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮを不完全微分する微分回路
９を介して得られる電圧基準補償信号信号ΔＶ本に同極
性で加算する回路である。
（作用）
上記第一の手段は、スイッチ４の０Ｎ１０ＦＦに対応し
て略ゼロから負荷電圧相当の範囲を変化する電圧検出信
号Ｖ、が電圧基準信号ｖｌの一部となってスイッチ４の
両端の電圧に等しい分のコンバータ電圧を出力するよう
に作用する。従って、電流制御出力信号ΔＶ本は電流を
変化させる際のリアクトル３にかかる電圧針のみを出力
すればよく、その変化範囲は著しく軽減される。つまり
、積分要素を含んだ電流制御回路の出力信号△Ｖ＊は定
常的には変化する必要がないため、スイッチ４の０Ｎ１
０ＦＦによるリアクトル電流ｌＤＸの過渡変化は非常に
小さくなる。
て略ゼロから負荷電圧相当の範囲を変化する電圧検出信
号Ｖ、が電圧基準信号ｖｌの一部となってスイッチ４の
両端の電圧に等しい分のコンバータ電圧を出力するよう
に作用する。従って、電流制御出力信号ΔＶ本は電流を
変化させる際のリアクトル３にかかる電圧針のみを出力
すればよく、その変化範囲は著しく軽減される。つまり
、積分要素を含んだ電流制御回路の出力信号△Ｖ＊は定
常的には変化する必要がないため、スイッチ４の０Ｎ１
０ＦＦによるリアクトル電流ｌＤＸの過渡変化は非常に
小さくなる。
上記第二の手段は、前記第一の手段での電圧検出遅れな
どに起因して残っているリアクトル電流’ ＤＸの過渡
変化をさらに小さくするように作用する。すなわち、パ
ルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮをネ 不完全微分した電圧基準補償信号Ｖ を電流ＰＮ 制御回路出力信号Δｖ本に加算することによってフィー
ドフォワード的にリアクトル電流’ ＤＸの過渡変化を
相殺するように動作する。
どに起因して残っているリアクトル電流’ ＤＸの過渡
変化をさらに小さくするように作用する。すなわち、パ
ルスパターン信号Ｐ、ＰＴＮをネ 不完全微分した電圧基準補償信号Ｖ を電流ＰＮ 制御回路出力信号Δｖ本に加算することによってフィー
ドフォワード的にリアクトル電流’ ＤＸの過渡変化を
相殺するように動作する。
上記二つの補償′により、各部の電流波形は第２図の波
形例において次のように改善される。前記第一の補償手
段のみを実施した場合は、リアクトル電流、出力電流、
スイッチ電流は、それぞれｉ Ｌ 、Ｌ
のように、さらに前記ＤＸ−２° ０υＴ−２９１
−２ 第二の補償手段を加えることによって、それぞれｉ
、ｉ のように過渡変化が小１ＤＸ−３’
０ＵＴ−３Ｓト３ さくなる。
形例において次のように改善される。前記第一の補償手
段のみを実施した場合は、リアクトル電流、出力電流、
スイッチ電流は、それぞれｉ Ｌ 、Ｌ
のように、さらに前記ＤＸ−２° ０υＴ−２９１
−２ 第二の補償手段を加えることによって、それぞれｉ
、ｉ のように過渡変化が小１ＤＸ−３’
０ＵＴ−３Ｓト３ さくなる。
第３図に本発明による実施例の構成を示す。
主回路においては、交流電圧源１をコンバータ２によっ
て直流電圧源に、さらにリアクトル３にて直流電流源に
変換し、インバータ回路２１、高周波変流器２２、整流
器２３を介してレーザ放電部５へ電流源にて電力を供給
している。スイッチ４はパルス運転のＯＦＦのタイミン
グにてリアクトル電流’ ＤＸをバイパスする機能を担
っている。
て直流電圧源に、さらにリアクトル３にて直流電流源に
変換し、インバータ回路２１、高周波変流器２２、整流
器２３を介してレーザ放電部５へ電流源にて電力を供給
している。スイッチ４はパルス運転のＯＦＦのタイミン
グにてリアクトル電流’ ＤＸをバイパスする機能を担
っている。
本実施例のコンバータは、整流器２ ａ ｓ平滑コンデ
ンサ２ｂ、電力用スイッチングトランジスタ２ ｃ ｓ
ダイオード２ｄから構成されている。なお、インバータ
回路２１、高周波変流器２２、整流器２３は、レーザ放
電部５とのインピーダンス整合のために交流化、昇圧、
再整流するものである。
ンサ２ｂ、電力用スイッチングトランジスタ２ ｃ ｓ
ダイオード２ｄから構成されている。なお、インバータ
回路２１、高周波変流器２２、整流器２３は、レーザ放
電部５とのインピーダンス整合のために交流化、昇圧、
再整流するものである。
制御回路においては、電流基準信号ＩＲと、リアクトル
の電流’ ＤＸを電流検出器６にて検出した電流帰還信
号１ｐとを加算器１１にて比較し、その偏差を電流制御
回路８にて増幅して電流制御出力信号ΔＶ本を得、これ
に電圧検出信号ＶＤと電基準信号Ｖ＊とし、ＰＷＭ制御
回路１０ｂを介してコンバータ２の出力電圧を可変制御
している。
の電流’ ＤＸを電流検出器６にて検出した電流帰還信
号１ｐとを加算器１１にて比較し、その偏差を電流制御
回路８にて増幅して電流制御出力信号ΔＶ本を得、これ
に電圧検出信号ＶＤと電基準信号Ｖ＊とし、ＰＷＭ制御
回路１０ｂを介してコンバータ２の出力電圧を可変制御
している。
本実施例での基本的な動作は、前述の第１図における作
用の説明と同様であるので詳細は省略する。ただし、本
実施例のように電流源電流を交流化するインバータを有
する場合は転流時に直流回路を短絡するバイパスペアモ
ードが存在するため、電圧検出器７にはフィルタ要素が
必要になり、電圧検出信号ＶＤによる第一の補償の効果
がやや低下する。これを補うために電圧基準補償信号Ｖ
＊ＣＰＮによる第二の補償を併用している。
用の説明と同様であるので詳細は省略する。ただし、本
実施例のように電流源電流を交流化するインバータを有
する場合は転流時に直流回路を短絡するバイパスペアモ
ードが存在するため、電圧検出器７にはフィルタ要素が
必要になり、電圧検出信号ＶＤによる第一の補償の効果
がやや低下する。これを補うために電圧基準補償信号Ｖ
＊ＣＰＮによる第二の補償を併用している。
上記実施例においては、パルス運転のためのスイッチ４
の０Ｎ１０ＦＦやガスレーザ放電負荷のインダクティブ
な特性による電圧変化に対応してコンバータ２の出力電
圧が電流制御系の応答遅れを介さずに自動的に補償され
るため、リアクトル電流’ ＤＸの過渡変化はきわめて
小さい値に制御される。従って、出力電流ｉ やスイ
ッチ電流ＵＴ ｌｓｗもきわめて歪の小さい方形波となり、レーザパル
スの立ち上がり時間の遅れや、レーザ出力平均値の低下
は実用上影響のない程度に改善される。
の０Ｎ１０ＦＦやガスレーザ放電負荷のインダクティブ
な特性による電圧変化に対応してコンバータ２の出力電
圧が電流制御系の応答遅れを介さずに自動的に補償され
るため、リアクトル電流’ ＤＸの過渡変化はきわめて
小さい値に制御される。従って、出力電流ｉ やスイ
ッチ電流ＵＴ ｌｓｗもきわめて歪の小さい方形波となり、レーザパル
スの立ち上がり時間の遅れや、レーザ出力平均値の低下
は実用上影響のない程度に改善される。
上記実施例では、出力電圧信号を電流制御回路の出力に
加算する第一の補償手段と、パルスパターンを不完全微
分した補償信号を電流制御回路の出力に加算する第二の
補償手段とを併用したが、どちらか一方のみを使用して
も過渡応答改善の効果は得られる。
加算する第一の補償手段と、パルスパターンを不完全微
分した補償信号を電流制御回路の出力に加算する第二の
補償手段とを併用したが、どちらか一方のみを使用して
も過渡応答改善の効果は得られる。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、レーザ放電負荷に定
電流源で電力を供給するレーザ電源装置において、バイ
パススイッチの０Ｎ１０ＦＦや負荷側のインダクティブ
な特性等に起因する出力電圧の急変による電流の過渡変
化をきわめて小さく抑制するかとができ、その結果出力
電流がパルス出力の指令値に対して速やかに、かつ安定
に追従するレーザ電源装置を実現することができる。
電流源で電力を供給するレーザ電源装置において、バイ
パススイッチの０Ｎ１０ＦＦや負荷側のインダクティブ
な特性等に起因する出力電圧の急変による電流の過渡変
化をきわめて小さく抑制するかとができ、その結果出力
電流がパルス出力の指令値に対して速やかに、かつ安定
に追従するレーザ電源装置を実現することができる。
図は本発明の実施例を示すレーザ電源装置の構成図、第
４図は従来技術によるレーザ電源装置の構成図である。 １・・・交流電圧源、２・・・コンバータ、３・・・リ
アクトル、４・・・スイッチ、５・・・レーザ放電部、
６・・・電流検出器、７・・・電圧検出器、８・・・電
流＃御回路、９・・・微分回路、１０ａ・・・コンバー
タ制御回路、１１．１２・・・加算器。
４図は従来技術によるレーザ電源装置の構成図である。 １・・・交流電圧源、２・・・コンバータ、３・・・リ
アクトル、４・・・スイッチ、５・・・レーザ放電部、
６・・・電流検出器、７・・・電圧検出器、８・・・電
流＃御回路、９・・・微分回路、１０ａ・・・コンバー
タ制御回路、１１．１２・・・加算器。
Claims (2)
- （１）交流電圧源を直流電圧源に変換するコンバータと
、前記直流電圧源を直流電流源に変換するリアクトルと
、パルス指令信号に応じて前記リアクトルの出力電流を
短絡するスイッチ手段と、前記リアクトルの電流を電流
指令値に一致させるようにフィードバック制御を行なう
電流制御手段と、該電流制御手段の出力に応じて前記コ
ンバータの出力電圧を可変するコンバータ制御手段を備
え、前記電流源電流をレーザ放電部へ供給するレーザ電
源装置において、前記リアクトルの出力側電圧を検出す
る電圧検出手段を有し、該電圧検出手段の出力を前記電
流制御手段の出力に加算することを特徴とするレーザ電
源装置。 - （２）交流電圧源を直流電圧源に変換するコンバータと
、前記直流電圧源を直流電流源に変換するリアクトルと
、パルス指令信号に応じて前記リアクトルの出力電流を
短絡するスイッチ手段と、前記リアクトルの電流を電流
指令値に一致させるょうにフィードバック制御を行なう
電流制御手段と、該電流制御手段の出力に応じて前記コ
ンバータの出力電圧を可変するコンバータ制御手段を備
え、前記電流源電流をレーザ放電部へ供給するレーザ電
源装置において、前記パルス指令信号を不完全微分する
微分手段を有し、該微分手段の出力を前記電流制御手段
の出力に加算することを特徴とするレーザ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16965389A JPH0334590A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | レーザ電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16965389A JPH0334590A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | レーザ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0334590A true JPH0334590A (ja) | 1991-02-14 |
Family
ID=15890457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16965389A Pending JPH0334590A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | レーザ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0334590A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5631817A (en) * | 1994-06-13 | 1997-05-20 | Fujitsu Limited | Load current control of pulse width modulated drive signal including calibration and correction coefficient |
-
1989
- 1989-06-30 JP JP16965389A patent/JPH0334590A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5631817A (en) * | 1994-06-13 | 1997-05-20 | Fujitsu Limited | Load current control of pulse width modulated drive signal including calibration and correction coefficient |
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