JP3967428B2

JP3967428B2 - 電気エネルギーを変換する電子装置

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Publication number: JP3967428B2
Application number: JP21437697A
Authority: JP
Inventors: フイリツプ・カレール; ジヤン−ポール・ラブイブイル; テイエリー・メナール; ジヤン−リユツク・トマ
Original assignee: ジエ・ウー・セー・アルストム・トランスポール・エス・アー
Priority date: 1996-08-09
Filing date: 1997-08-08
Publication date: 2007-08-29
Anticipated expiration: 2017-08-08
Also published as: UA46755C2; FR2752343B1; RU2182741C2; DE69716534D1; KR100438338B1; FR2752343A1; ATE226767T1; AU696590B2; ES2182007T3; CA2211620C; CN1175116A; JPH1098886A; KR19980018511A; BR9704297A; CN1087518C; AU3314397A; CA2211620A1; EP0823772A1; US5940285A; DE69716534T2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フランス特許出願２６７９７１５号に記載の種類の電気エネルギの電子変換装置、およびこれを使用する電源設備に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この特許出願に説明されている変換装置をたとえば添付の図１に示す。この変換装置は主に、電圧発生源ＳＥと電流発生源Ｃとの間に、それぞれが二つのスイッチＴ１、Ｔ’１；、Ｔ２、Ｔ’２；．．．、Ｔｎ、Ｔ’ｎを有する制御可能な複数の通信セルＣＬ１、ＣＬ２．．．、ＣＬｎを含み、各二つのスイッチの一方の極は一対の上流側極を構成し、各スイッチの他方の極は一対の下流側極を構成し、上流側セルの一対の下流側極は、下流側セルの一対の上流側極に接続され、第一セルＣＬ１の一対の上流側極は前記電流発生源Ｃに接続され、最後のセルＣＬｎの一対の下流極は前記電圧発生源ＳＥに接続される。この変換装置は、前記電圧発生源ＳＥがコンデンサの役割を果たすことができる場合には最終セルについては省くことができる、セルの一対の下流側局を構成する二つの極間に接続されている、各セルについてのコンデンサＣ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ、と、変換装置の公称動作を制御し、同一セルの二つのスイッチがそれぞれ反対の導通状態になる（これはｌｃ１などの制御結合によって示してある）ように連続するセルのスイッチに作用する（図示しない）制御手段とを含み、その結果、前記制御手段によって供給される制御信号に対する応答として、周期的に反復される変換装置の切断期間の間、同一セルの二つのスイッチのうちの一つが、連続的に第一導通状態になり、次に、第二導通状態になり、その結果、連続するセルのスイッチは、前記変換装置の周期の一部分に対応する時間だけ時間的にずれた同様なセルの制御信号に応答して、変換装置の周期の前記一部分に対応する時間だけ時間的にずれてそれぞれ同様に動作する。
【０００３】
前記期間の一部は、セル数ｎの逆数、すなわち２π／ｎに等しいことが好ましく、これは出力部に発生する高調波に関して最適であり、これにより変換装置のコンデンサの充電電圧の自然均衡ができる。しかしながら、他の変位、ならびに種々の段の間で変位を変えることも想定することができる。
【０００４】
このような変換装置では、連続するコンデンサＣ１、Ｃ２．．．、Ｃｎは、それぞれ次第に増加する平均充電電圧を有し、前記セルのそれぞれに結合されたコンデンサの平均充電電圧は、ｎ＝３、すなわち変換装置が三つしかセルをもたない時、前記電圧発生源ＳＥからの電圧ＶＥと、変換装置のセル数の逆数と、セルの列番号との積、ＶＥ／３、２ＶＥ／３、ＶＥとなる。
【０００５】
もちろん、上記の説明は、少なくとも二つ、とくに三つ以上のセルがある場合には、他のｎの値についても適用される。
【０００６】
以後、上記の説明に対応する変換装置を多段変換装置と呼ぶことにする。
【０００７】
本発明の目的の一つは、このような多段変換装置内で、公称動作条件に対する不可避な逸脱がある場合でも、各コンデンサの充電が前記の説明に適合するようにすることである。
【０００８】
前記の説明に適合する多段変換装置のコンデンサの充電が公称的にどのように変化するかをより簡単に検討するために、任意の切り換えセルＣＬＫと、スイッチＴｋ、Ｔ’ｋと、このセルに結合されたコンデンサＣｋ、および次のセルＣＬｋ＋１とそのスイッチＴｋ＋１、Ｔ’ｋ＋１を示す図２を参照する。
【０００９】
各セルのスイッチＴｋ、Ｔ’ｋ；Ｔｋ＋１、Ｔ’ｋ＋１間の結合を考慮すると、図２に示す二つの重なりセルのアセンブリＴｋ−Ｔｋ＋１は四つの状態を有する。
【００１０】
ａ）ＴｋおよびＴｋ＋１がブロックされ、Ｃｋの充電電圧が変化しない第一状態
ｂ）ＴｋおよびＴｋ＋１が導通し、Ｔ’ｋ、Ｔ’ｋ＋１がブロックされるため、Ｃｋの充電電圧が変化しない第二状態
ｃ）Ｔｋが導通し、Ｔｋ＋１がブロックされ、電流発生源Ｃにより、Ｉに等しい電流ＩｋがＴｋを通して印加されるが、Ｔ’ｋへの電流Ｉ’ｋは０である第三状態。
【００１１】
Ｔｋ＋１の状態により０の電流Ｉｋ＋１が印加されるが、電流Ｉ’ｋ＋１はＩに等しく、一方、コンデンサＣｋ内の電流Ｉ’ｃｋはＩに等しい。
【００１２】
ｄ）Ｔｋがブロックされ、Ｔｋ＋１が導通し、電流発生源Ｃにより、Ｉに等しい電流Ｉ’ｋがＴ’ｋを通して印加されるが、Ｔｋを通る電流Ｉｋは０である第四状態。
【００１３】
Ｔｋ＋１の状態によりＩに等しい電流Ｉｋ＋１が印加されるが、電流Ｉ’ｋ＋１は０であり、一方、コンデンサＣｋ内の電流ＩｃｋはＩに等しい。
【００１４】
電流Ｉ’ｃｋ＝Ｉ’K＋１およびＩｃｋ＝ＩK＋１は、上記の第三および第四状態において、反対の付加充電をコンデンサＣｋにもたらす。第一の充電は負であり第二の充電は正である。これらの二つの状態に対応する電流は、電流発生源によって印加される。他のことは別として、電流発生源が厳密に直流である場合、段階ｃ）およびｄ）で電流発生源によって印加される電流は、ＴｋおよびＴｋ＋１の導通間隔を通じて、いつでも同じであるが方向が反対である。（上記のように、公称上等しいが時間が変位している。）これにより、同じ量だけまず負の方向に修正され、次に正の方向に修正されたＣｋの充電量は、変換装置の切断期間中、変化しない。
【００１５】
理想的なシステム（完璧な電流発生源、インピーダンス無限大）では、電流ＩｃｋおよびＩ’ｃｋは電流発生源によって決定される。より具体的には、電流発生源のインピーダンスが無限大ではない時、電流発生源の電流は、その端子における電圧、したがって、コンデンサの電圧Ｖｃｋに依存する。たとえば充電電圧Ｖｃｋがその公称値ＶＥ．ｋ／ｎと比較して過度に高くなると、その理由の如何にかかわらず、放電電流Ｉ’ｃｋは公称値よりも大きくなる傾向を有し、充電電流Ｉｃｋは公称値よりも小さくなる傾向を有し、それによりコンデンサＣｋの充電は必要とされる値になる。このことは、多段変換装置の動作が安定しており、電圧発生源側でも電流発生源側でも両方向に振幅の変化が可能であることを説明している。しかしながらそのために動的に問題が生じることが下記により理解されるであろう。
【００１６】
図３は、ｎ＝３の場合の図１および図２による多段変換装置の動作例を示す。装置にＰＷＭ変調型の制御を適用して、電流発生源Ｃに正弦変調交流電圧を供給する。すなわち、変換装置の連続する動作周期ｐ１、ｐ２、ｐ３．．．の間（線ｔ）、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３は、以後、モジュラントと呼ぶ、出力電圧の変調波にしたがい長さが変化する間隔の間、次々に導通する。対応するスイッチＴ’１、Ｔ’２、Ｔ’３は各瞬間毎に反対の位置にある。
【００１７】
周知のように、スイッチの動作について他の変調モードによってももちろん、同じ結果が得られる。また、変換装置は、電流発生源Ｃに、他の波形または調整直流電圧を供給するようにすることもできる。
【００１８】
まず、変換装置の動作期間ｐ１を想定することにする。この期間中において、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３のうちの一つが導通している時には、他の二つはブロックされる。二つのセルから成る各アセンブリおよびこれらの二つのセルの間に含まれるコンデンサに関しては、これは上記の状態ｃ）およびｄ）に相当する。これらの状態においては、コンデンサは、負の付加充電と正の付加充電とを連続的に受け、合計値は名目上０である。また、重なりセルＣＬ１−ＣＬ２が状態ｄ）にある時には、重なりセルＣＬ２−ＣＬ３は状態ｃ）にあり、その結果コンデンサＣ１は、コンデンサＣ２に負の補償充電を供給する同じ電流により、正の補償充電を受けることに留意されたい。
【００１９】
図３は、周期ｐ２、ｐ３等における多段変換装置の動作を補償的かつ例示的に示したものであり、この周期中、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３の導通時間は短くなり、次に、周期の１／３を超過するまで長くなり重なり合うようになる。線ＶＩは、とくにコンデンサが、当該付加充電によってコンデンサの端子における電圧がほとんど変化しないような容量を持っていたと仮定した場合、電流発生源に送られるであろう電圧の理想値を示す。電圧ＶＩは、電圧発生源ＳＥの負の極を電圧の基準として、電圧発生源ＳＥの電圧ＶＥの分数で示す。この電圧ＶＩは、モジュラントの周波数における大きな基本波と、鋸歯状周波数または変換装置の動作周波数より高い周波数の振幅が小さな高調波とを含むことがわかる。高調波は低域フィルタにより簡単に除去することができる。この電流は変化するので、電流発生源内に含まれる任意の誘導性要素による積分により、周期が出力電圧の基本波の周期に等しい正弦波形の交流電流が電流発生源に供給されるようになる。
【００２０】
電流は正弦曲線にしたがって変化するので、上記の状態ｃ）およびｄ）によっては、変換装置のコンデンサに同じ付加充電がもたらされない。なぜなら電流は、これら二つの状態の間で変化する時間をもつからである。この変動は、スイッチの動作周期がモジュラントの周期よりもはるかに長い場合にのみ、無視することができる。
【００２１】
さらに、電流発生源に供給される交流電流は、厳密には正弦曲線ではなく非対称形にひずんでいることを予想しなければならない。同様に、制御信号内、またはこの信号を発生する信号内のレベルの差、または信号が通過する種々のスイッチ間の切り換え時間の差により、変換装置の動作周期におけるスイッチの導通時間は不可避的に異なってしまうか、時間的にスイッチの導通段階が変位するか、あるいは、コンデンサの充電および放電電流が不均衡になってしまう。その結果、一般的に、上記の種類の多段変換装置において、冒頭に説明したような公称動作条件を保証することは実際にはできない。ところで、残留する付加充電差により、一方向または他方向において、コンデンサの充電、すなわちコンデンサの平均充電電圧の充電の差が生じるとともに、変換装置の動作周波数において、電流発生源に供給される電圧のひずみが生じる。
【００２２】
この効果を図３の線分ＶＩ’で示す。図３は、コンデンサＣ１（図１）が、一定の振幅のパルスｖｉ１、ｖｉ２、ｖｉ３を供給する代わりに、公称充電電圧よりも低い電圧で充電されると仮定すると、コンデンサＣ１が特有の充電電圧を電流発生源Ｃに供給する時には、変換装置は、振幅の小さなｖｉ１’などのパルス（よりわかりやすくするため尺度は誇張してある）を供給し、電流発生源Ｃに供給される電圧からコンデンサＣ１がその特有の電圧を減じる場合には、振幅が大きいｖｉ２’などのパルスを供給し、コンデンサＣ１が断になっている時には、振幅の変化がないｖｉ３’などのパルスを供給し、コンデンサＣ１が断になっている時には、振幅の変化がないことを除けば、線分ＶＩと同様である。これにより、信号ＶＩ’では、変換装置の前記鋸歯状周波数に妨害要素がもたらされることが、容易にわかる。
【００２３】
コンデンサがそれぞれその公称電圧で充電される時には、このような妨害成分は存在しない。妨害成分が発生すると、一般的に有害である。
【００２４】
しかしながら、とくにスイッチがうける電圧は、隣接する二つのコンデンサの公称充電電圧の差、すなわち、電圧発生源の電圧を変換装置の段数で割った値にほぼ等しい値ではなくなる。そのため、これらのスイッチが危険な状態になることがある。
【００２５】
もちろん、前記のように、コンデンサの充電差は自然に吸収される傾向があるが、このプロセスは時間を要する。
【００２６】
この自然的なプロセスは電流発生源を経由して使用される。しがたって、電流発生源の電流が低いとこのプロセスの速度が遅くなる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、これらの確認事項を基にして、変換装置の各コンデンサの平均充電のその公称値での維持が最もよく行われる多段変換装置を提供する。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本文の冒頭で示した多段変換装置の定義を取り上げると、変換装置の公称動作は、変換装置の切断周期、あるいは、２πが変換装置の切断周期を示しｎが段数である時、好ましくは２π／ｎに等しいこの周期の一部の時間における変位を有する切断周期において、それぞれが同じ動作サイクルを行う複数の段を設けていることに留意すべきである。次に図３を参照すると、変換装置の切断周期（ｐ１、ｐ２、ｐ３．．．）中に、変換装置の段により、合計により一定値が供給される同じ電圧の段（ｖｉ１、ｖｉ２、ｖｉ３）が発生することがわかる。換言すれば、出力信号は変換装置の切断周期の基準を段数で割った値で標本化される。
【００２９】
使用するスイッチが、ＧＴＯなど比較的低速の高出力構成要素で作られている場合には、変換装置の切断周期は比較的長く、変換装置の動作の変更に関する突然の指令に対する応答においては、比較的長い時定数が入力される。この場合も本発明によりこのような時定数を小さくすることができる。
【００３０】
本発明によれば、多段変換装置は、指令があり次第、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更できるように調節された補助制御手段を含む。
【００３１】
本発明の第一形態によれば、単数または複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記変更は、変換装置のセルの動作順序を変更することなく、この第一導通状態の進みまたは遅れによって行われる。
【００３２】
このような措置により、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更して、前記電流発生源に印加する電圧の変動、すなわち電流発生源に移動されるエネルギーの変化を引き起こすだけでなく、対応する、電流発生源の電流の変動、およびその結果、この電流変化によって影響をうけた一つまたは複数のコンデンサの充電の変化をもたらすことができる。
【００３３】
本発明の第二形態によれば、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記変更は、同一方向の充電差を有する変換装置の段の動作を一まとめにするための変換装置の切断周期中の変換装置のセルの動作の順序における変更を含む。
【００３４】
このような変更により、同一方向の差が強くなるような全体的妨害成分が現われ、それにより、変換装置のコンデンサの充電差の自然吸収プロセスの効果が増大する。
【００３５】
本発明の付加的特徴によれば、上記再均衡充電は、変換装置の鋸歯状周波数に合わせられた直列インピーダンス回路の形態で、前記電流発生源に並列に接続される。これは前記全体的妨害成分の結果生じる電流を増大させるためである。
【００３６】
多段変換装置は、前記各コンデンサについて、評価された平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との間に差があった場合これを確認する手段と、確認の差が少なくなる方向に変換装置の一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間的位置を変更する補償制御手段とを含むのが好ましい。
【００３７】
本発明の前記第一形態によれば、多段変換装置は、前記各コンデンサについて、評価された平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との間に差があった場合これを確認する手段と、前記確認の差が少なくなる方向にこのコンデンサを含む変換装置のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更する補償制御装置とを含む。
【００３８】
この実施形態によれば、前記差を確認する手段は、電圧発生源の電圧値と段の等級と段数とを受信し、変換装置の動作周期内の各コンデンサの公称充電電圧がどのようになるかを決定する手段を含み、前記評価平均電圧をこのコンデンサの前記公称充電電圧から差し引く比較手段によって、変換装置の各コンデンサについて前記差が確認される。
【００３９】
有利には、コンデンサの前記評価平均電圧は、コンデンサの二つの端子間に接続される電圧測定網を含む評価手段によって供給される。
【００４０】
変形形態では、コンデンサの前記評価平均電圧は、このコンデンサを含むセルのスイッチの二つの端子間に接続される電圧測定網を含む評価手段によって供給される。
【００４１】
他の変形形態によれば、コンデンサの端子における電圧の前記評価手段は、電流発生源の二つの端子間に接続される電圧測定網を含む。
【００４２】
好ましくは、それぞれの補償制御装置は、前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電流の測定値および、この各装置に結合される前記コンデンサのうちの一つの容量を示す定数を受け取り、その結果、このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状態の時間における位置の変更を計算し、セルは、このコンデンサ内に、前記充電差を相殺するのに貢献する補償充電を発生する。
【００４３】
同じく好ましくは、それぞれの補償制御装置は、変調信号も受け取り、その結果、前記補償制御装置が全て同様に動作し、前記電流発生源が、前記変調信号に従い変調された平均電圧を受け取るように、このコンデンサに結合されるセルの第一導通状態の継続時間を変更する。
【００４４】
最後に、前記補償制御装置が、この後者のセルに結合されたコンデンサについて、隣接セル内にもたらされた前記変更の効果を相殺する方向にその装置に特有の第一導通状態の時間内に前記位置を変更するように、好ましくは、それぞれの前記補償制御装置は、隣接する補償制御装置から、この補償制御装置内で設定される信号であって、この装置に結合されるセルの第一導通状態の時間内に前記位置にこの装置がもたらす変更を定義する変更信号を受け取る。
【００４５】
補償的には、それぞれの補償制御装置は、前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電流の測定値、この各装置に結合される前記コンデンサのうちの一つの容量を示す定数、及び変換装置の動作の変化指令を受け取り、その結果、このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状態の時間における位置の変更を計算し、セルは、前記電流発生源の端子に、前記制御を満たす平均電圧変化を発生する。
【００４６】
本発明の種々の目的および特徴は、添付の図面を参照して行う非限定的例として示した本発明の以下の説明において明らかになろう。
【００４７】
【発明の実施の形態】
多段変換装置については再度説明しない。図１、図２、図３の略図は、フランス特許出願２−６９７７１５号に記載の種類の変換装置に相当する。詳細な説明についてはこの出願を参照されたい。
【００４８】
図４は、図１の変換装置のコンデンサＣ１、Ｃ２．．．、Ｃｎのみを示す図である。
【００４９】
本発明によれば、これらの各コンデンサには、各コンデンサの平均充電電圧を評価することができる手段を含む評価装置ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎが結合される。この目的のため、この装置は、コンデンサの二つの端子に結合される。この装置は、コンデンサの端子に存在する平均充電電圧を示す評価信号ＶＯ１、ＶＯ２．．．、ＶＯｎを供給する。
【００５０】
本発明によれば、各コンデンサには、対応する評価装置から受け取る測定平均充電電圧と、このコンデンサの公称平均充電電圧との間に万一差があった場合、この差を確認することができる手段を含む、差ＶＥ１、ＶＥ２．．．、ＶＥｎを確認するための装置も結合される。この差を確認する装置はそれ自体で、このコンデンサの公称平均充電電圧を計算する。これは電圧源ＳＥの電圧ＶＥを段の列番号Ｒで乗じたものの１／ｎであり、ｎは、変換装置の段数である。したがってこの装置は値ＶＥを受け取るが、定数である値ｎおよびＲは各装置内に固有である。各装置は、公称平均充電電圧ＶＥ．Ｒ／ｎを分流し、この電圧を、これら二つの電圧の差を特徴付ける差信号ＶＥＣ１、ＶＥＣ２．．．、ＶＥＣｎを供給するために評価平均充電電圧と比較する。
【００５１】
この差信号は、制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎに含まれる補償制御手段に作用するためのものである。この制御モジュールは、変換装置の切り換えセルの変位制御のため、クロックＢＴによって変位してｐ１（図３）などの各周期で供給される起動信号ｓｄ１、ｓｄ２．．．、ｓｄｎに応答して動作する。このモジュールの一次機能は、各周期中に、公称継続時間が動作制御装置ＤＣから出される変調信号すなわちモジュラントＭの値によって決められる制御パルスを発生することである。このようにしてモジュールは、図３の線分Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３によって図示されるようにして幅が変調される制御パルスＣＴ１、ＣＴ２．．．ＣＴｎを発生する。前記補償制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎは第二に、差信号ＶＥＣ１、ＶＥＣ２．．．、ＶＥＣｎの値、ならびに電流発生源によって印加される電流Ｉに依存するこのパルスの時間内の位置に変更をもたらす。前記補償制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎはさらに、隣接する制御モジュールによってその固有の制御パルスにもたらされ、且つ制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎが発生する変更信号ＳＭ１、ＳＭ２．．．、ＳＭｎに従うパルスに依存するパルスの時間内の位置に変更をもたらすのが好ましい。図４の例では、信号ＳＭ１は制御モジュールＭＣＣ２から出され、信号ＳＭ２は、図示しないモジュールＭＣＣ３から出される。統一性の理由から制御モジュールＭＣＣｎに対する信号ＳＭｎを図示したが、制御モジュールＭＣＣｎ＋１が存在しない限りこの信号は存在しない。最後に補償制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎは、それ自体も動作制御ＣＣをうける動作制御装置ＤＣから出される動作制御信号ＣＣ１、ＣＣ２．．．、ＣＣｎに依存するパルスの時間内の位置に変更をもたらす。この最後の態様については後述する。得られる信号ＣＴ１、ＣＴ２．．．ＣＴｎにより、対応する切り換えセルＣＬ１、ＣＬ２．．．、ＣＬｎ内のスイッチの状態が制御される。
【００５２】
より正確には、差信号は、起動信号ｓｄ１、ｓｄ２．．．、ｓｄｎの公称位置を基にして定義した公称位置に対し、対応するスイッチＴ１、Ｔ２．．．、Ｔｎ（図１を参照のこと）の状態「１」を遅らせる（または進ませる）。さらに正確には、本発明のこの実施形態では、変換装置の段の動作時間のこのような位置の変更は、変換装置の段が連続して動作する順序を変えることなく行われる。スイッチの制御パルスの時間内のこの位置の変更は、補正すべき充電差、および電流発生源とともに直列に挿入された従来型の電流センサによって測定される電流発生源内の電流Ｉ、ならびに補償制御モジュール内の配線定数であるコンデンサの容量に依存する。
【００５３】
位置の変更はまた、たとえば「コンデンサＣ１は、コンデンサＣ２に負の補償充電を供給する同じ電流によって正の付加充電をうける」という上記の説明を適用することにより、隣接する制御パルスに付与された時間内の位置にも依存する。したがって、たとえば、スイッチＴ２を導通する制御パルスＣＴ２の進みは、コンデンサＣ１を正に充電し、コンデンサＣ２を負に充電し、好ましい負の付加充電をコンデンサＣ２にもたらし、同時にコンデンサＣ１に好ましくない正の付加充電をもたらす。したがって、この進みは、上述の好ましくない正の付加充電が（これが発生する前に）補償される方向に制御信号ＣＴ１の時間内の位置を補償するために使用される信号ＳＭ１によって制御モジュールＭＣＣ１に示される。
【００５４】
もちろん、このような近似補償の方向は、他のコンデンサへのあるコンデンサの充電の変化の影響が反対方向に発生する場合には、反転する。
【００５５】
図５は、上記手法実施形態である。図３の動作例にならって、変換装置によって電流発生源に印加される電圧をＶＳで示す。この電圧は、それぞれが三段変換装置のうちの一つから出され、対応する制御パルスによって規定される三つのパルスｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３をそれぞれ含む、周期的に反復される変換装置の周期ｐｃ１、ｐｃ２．．．、がある。ＣＣには、電流発生源内部、したがって変換装置内部の電流を示した。ここでは、電流発生源に印加される電圧のため、電流がゆっくりと変化する誘導電流発生源の場合を想定することにする。もちろん図上では、この変化を見やすくするために、拡大してある。
【００５６】
図の左側部分の変換装置ｐｃ１の切断周期内では、パルスｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３は周期の初めの部分、最初の１／３および２／３のところに位置するが、これはそれぞれの公称位置に相当する。パルスが短く重なることがない動作例では、たとえば変換装置の出力部の電流発生源の端子で見たこのパルスの振幅はＶＥ／３に等しい。点線で示す供給平均電圧はｖｍに等しい。電流発生源内の電流ｃｉは出力電圧のパルス中では増加し、パルス間では減少し、点線で示すその平均値ｃｍｓは一定である。
【００５７】
図５の右側部分の変換装置ｐｃ２の切断周期内では、第一パルスｉｃ１および第三パルスｉｃ３はそれぞれその公称位置を保持しているが、パルスｉｃ２はその公称位置から進められている。このため、出力電圧の平均値は一時的増加ａｃｍを示す。同様に、電流ｃｉは一時的増加ａｃｍを示す。
【００５８】
スイッチＴ２（図１を参照のこと）が導通している期間中は、この電流の一時的増加により、平均値ｃｍｓに維持されている電流ｃｉが発生する量と比べ、コンデンサＣ１の充電は増加し、コンデンサＣ２の充電は減少する。したがってこのような動作により、過大であると推定されるコンデンサＣ２の充電を減らすことができる。
【００５９】
したがって、ここで想定する動作の場合、この動作は０ではない差信号ＶＥＣ２によって引き起こされたものである。その結果、制御モジュールＭＣＣ２は制御パルスＣＴ２を変位させ、図に示す周期ｐｃ２のパルスｉｃ２の移動を生じさせた。この移動は、その原因である充電差を実質的に減少させる、さらには完全になくすような方向および振幅である。
【００６０】
またこの動作の結果、コンデンサＣ１の充電が対応して増加する。それには、スイッチＴ１の制御パルスの変位による、このコンデンサに関する補償動作が必要である。この補償動作は、変換装置の後の動作周期時に発生することがある。好ましい実施形態によれば、各制御モジュールは隣接モジュールから、このモジュールによって実行され、そのモジュールの直前のモジュールがその動作を相殺するための反対の補償を提供することができるような補償の特徴となる補償信号ＳＭ１、ＳＭ２．．．ＳＭｎを受け取るので、この動作は変換装置の同じ切断周期内に入力される。
【００６１】
もちろん、図５に示し、変換装置によって供給される比較的短く各々が切り離されている制御パルスまたは電圧パルスの場合で説明したことは、図３の右側に示すような長いパルスの場合にも適用される。
【００６２】
また、変形形態によれば、コンデンサの充電差の補償は、全制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎの機能を行う集中制御装置内に設けることができる。このような集中制御装置ＭＣＣを、図４と同一の図９に示す。変形形態では内部接続およびモジュール間の調整手段を加え、変換装置の一つまたは複数の段の動作にもたらすべき一つまたは複数の初期補償、及び対応する以後の補償を準備することができる全制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎを集めた装置を設けることができる。
【００６３】
単純な実施例では、このような装置は、たとえばスイッチの第一段の制御パルスの時間内の位置を維持し、上記の説明にしたがい、他の段の制御パルスの時間内の位置を変更することにより、認められたあらゆる差を補償することになる。最終段の制御パルスの公称位置を維持するようにすることもできる。
【００６４】
このような条件においては、当業者は、上記の機構にしたがい、一つを除く全段に影響する全体的補償を行うことにより、最終制御を調整することができ、その結果、補償のすべてが電流発生源に作用するようにはならなくなり、電流発生源に供給される平均電圧は一定のままであり、電圧発生源から抽出されるエネルギーを増加または減少させ、次に上述の補償機構により種々の段に分配することにより、そのエネルギーのみが変えられる。
【００６５】
このように、上述の装置により、スイッチＴｋの制御パルスの時間内の位置を変調することができ、その結果、各コンデンサＣｋの平均電圧は常にその公称充電電圧に可能な限り近い状態になる。
【００６６】
この公称充電電圧は、上述の如く、段の列ｋに依存する電圧発生源（図１を参照のこと）の電圧ＶＥの一部分に相当する。
【００６７】
したがってコンデンサの平均充電電圧は、観測装置ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎ、すなわち一般的にＶＭＯｋにおいて、上記説明に沿った方法により評価される。
【００６８】
上記説明に基き図６を参照する。実施形態によれば、この装置は、コンデンサＣｋの端子間に直列に接続され、このコンデンサの端子の電圧の所与の部分を、各パルスｆｋ毎に電圧の数値を平均値計算回路ＳＣｋに供給するアナログ−デジタル変換器ＣＡＮに供給するインピーダンスｐｔｋ１およびｐｔｋ２から成り、この装置は、信号ｇｋによって起動されるゲート回路ＰＶｋによって変換装置の１サイクル毎に読まれる。信号ｆｋおよびｇｋはクロックＢＫ（図４）によって発生するのが有利であり、変換装置の動作周期内の信号の位置は、変換器の動作周期内の電圧のｍ回の測定およびこの測定の結果の平均値の計算後、対応するセルの適当な導通（前記の説明ではスイッチＴｋの導通）状態の時間内における位置について、図４を参照して説明した変更を、制御モジュールＭＭＣ１、ＭＭＣ２．．．、ＭＭＣｎにおいて決定するのに最適なタイミングで、観測平均充電電圧の値が、変換装置の１サイクルにつき１回、回路ＳＣｋの出力部ＶＯｋ上で利用できるようになる。
【００６９】
コンデンサＣｋの観測平均充電は他の手段によって得ることができることは明らかである。
【００７０】
図７に示す第一の変形形態によれば、コンデンサＣｋの端子における電圧を測定する代わりに、電圧発生源の電圧ＶＥおよび各セルのスイッチのうちの一つの端子間の電圧を測定し、減算および近似により、多段変換装置の各コンデンサの平均充電電圧を求める。したがって図７は、図１の多段変換装置のスイッチのうちの一つを示し、これに電圧評価回路ＶＩｋが結合される。回路は、当業者にとって可能な適合を行うことにより、図６の回路と適合するようにすることができ、この回路は、スイッチＴｋの端子における電圧を特徴付ける信号Ｖｋを計算回路ＶＣＣに供給し、同時にこの計算回路はこのスイッチＴｋから制御信号ＶＣｋを受け取る。これにより計算回路は、評価回路ＶＩｋから供給される値を、スイッチがブロックされている周期の間のみ考慮する。計算回路は電圧ＶＥを直接受け取る。電圧自体も、適切に簡素化した図６のような回路により直接得ることができる。回路は減算を行い、図４の信号ＶＯ１、ＶＯ２．．．、ＶＯｎを供給する。
【００７１】
図３から容易に推定できる別の変形形態によれば、電流発生源Ｉに供給されるパルスの振幅の測定値は、パルスを発生するコンデンサの端子における電圧を示す。電流発生源Ｃの端子に接続され、ｐ１などの各周期中に図３の曲線ＶＩの種々の点において電圧を評価する、図６の装置など単一の装置には、各コンデンサから出された段ｖｉ１、ｖｉ２、Ｖｉ３が出現する。当業者であれば、多段変換装置の各コンデンサの評価平均充電を示す図３の信号ＶＯ１、ＶＯ２．．．、ＶＯｎを分離できる方法を容易に理解できよう。
【００７２】
再度、図４の説明、とくに動作制御装置ＤＣに戻る。この装置は、動作指令ＣＣに応答して、動作制御信号ＣＣ１、ＣＣ２．．．、ＣＣｎを供給する。この信号は、各制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎ内で、制御パルスＣＴ１、ＣＴ２．．．、ＣＴｎの時間内の位置に変更をもたらす。
【００７３】
図３を参照して、本発明による変換装置は、モジュラントＭに応答して、正弦曲線形の出力電圧を電流発生源に供給することができることがわかった。もちろん、本発明による変換装置は、少なくともある範囲内では、異なる形状の出力電圧を供給することができる。実際、図３に関して説明したように、本変換装置の公称動作モードは、変換装置の種々の段がそれぞれパルスを発生する変換装置の切断周期を設けており、これらの段のパルスは等間隔で全て同一の長さである。図５を参照して説明した変換装置のコンデンサの充電の調整装置はパルスの位置に作用する。この機構を考慮しなければ、コンデンサの充電の偏流は実際には緩慢であって、これに対し素早く応答ができることから、パルスの位置に対する作用は通常適度である。したがって、次の変換装置の切断周期の最初にモジュラントＭの新しい値が考慮されることにより、動作変更指令に対する変換装置の応答は遅れて起こることがわかる。もっともこれは好ましいことである。なぜなら、周期中に動作が変化すると、たとえば図３のパルスｖｉ２が著しく長くなり、スイッチに対し有害となりうるコンデンサの充電の不均衡がすぐ発生することがあるからである。
【００７４】
したがって本発明により、次の変換装置の切断周期の最初を待たずに、すなわち、図８を参照することにより、上記説明に対応する動作の場合よりも速く動作変更指令に応答することが可能であることも以下から明らかである。
【００７５】
図８は、全ての点において図５の変換装置ｐｃ１の切断周期と同一の変換装置ｐｃ３の切断周期を示す図である。この後者の切断周期には、公称位置を有するパルスｉｃ１によって図５の変換装置ｐｃ２の切断周期のように開始する変換装置ｐｃ４の切断周期が続き、動作制御装置ＤＣによって供給される動作制御信号ＣＣ１はオフの状態である。ただし、動作指令ＣＣが突然変化することにより、動作制御装置はモジュラントＭを変えるだけでなく、信号ＣＣ２．．．、ＣＣｎ、すなわち図８の動作例におけるＣＣ２およびＣＣ３をオンにする。この図で示す場合、信号ＣＣ２およびＣＣ３および制御モジュールＭＭＣ１ないしＭＭＣｎの動作は、充電に供給されるパルスｉｃ２およびｉｃ３を時間において同じ継続時間だけ進ませるようになっている。このような場合、制御モジュールは補正信号ＳＭ１、ＳＭ２．．．、ＳＭｎを考慮しない。
【００７６】
発生する効果を図８に示す。変換装置の出力部に供給される平均電圧は、パルスｉｃ１およびｉｃ２の接近により一時的に増加ＶＭＣし、次に周期の終了時に一時的に低下し、その直後に、モジュラントの値の変化により恒常的な増加が生じる。平均電流は増加ａｃｓを示し、その後は恒常的に増大した値に留まる。全体としては、充電における電圧および電流は周期ｐｃ４からすぐ、すなわち次の変換装置の切断周期を待つことなく増加する。これにより、求める動作変更指令に対する応答時間の節約がはかられる。
【００７７】
もちろん、上記の例の場合、多くの変形形態が可能である。制御装置ＤＣは、動作変更命令に対する応答について多少なりともよく考えられたプログラムを含むことができる。たとえば、動作指令ＣＣの時間内の各動きに、変換装置の切断周期の残りの制御パルスの適当な移動を対応させることができる。実際、変換装置から任意のアクチュエータに供給される場合には、変換装置の出力部の電圧および電流は動作トルクを供給するため、動作制御装置ＤＣの応答は、動作変更指令を最もよく満たすことができる電源をアクチュエータに供給するために、アクチュエータの特性を考慮しなければならない。
【００７８】
次に、図１０ないし図１３を参照して、本発明の第二の実施形態について説明する。後に詳述するように、一つまたは複数のセルの第一導通状態の時間内の位置の指令に対する変更はもはやこの第一導通状態の進みまたは遅れに限定されず、変換装置のセルの動作順序における変更もない。コンデンサの充電電圧が自然に再び釣り合うのを促進するために、変換装置のセルの動作順の変更を行う。この処理を、変換装置の段の動作の順序を変えることなくその時間内の位置を変更する処理の代わりとすること、あるいはその措置に付加することができることを理解されたい。
【００７９】
図１０は、上述の動作例にならって、動作により、変換装置の段の数の順序にしたがいパルスが同時に発生する時に７段の変換装置の連続する段から出されるパルスＩＣ１ないしＩＣ７を、現象をよく理解させるために差を誇張して、示した図であり、これらのパルスは、これら連続する段のコンデンサの充電差によって変調される。前に説明したように、Ｖｓと呼ぶことにする、変換装置の出力電圧は、時間において等間隔で変位しているこれらのパルスの和である。パルスが全て等しければ、出力電圧Ｖｓは一定になる。図１０は、変換装置ｐｃｅの切断周期中、変換装置の動作周波数の二倍の周波数（これをｆｃと呼ぶことにする。これは周期ｐｃｅの逆数である）で変調が行われることを特徴とするこれに関する例を示す。もちろんこの変調は、多くの他の形態をとり、変換装置ｆｃの鋸歯状周波数の倍数の周波数において高調波を発生することもできる。より一般的には、種々の段から出される電圧パルスの和をフーリエ級数展開により分析することにより、図１２に示すベクトルのように、変換装置のパルスの倍数のパルスを有するベクトルの和が得られることがわかる。この和は第一の倍数、すなわちｆｃに相当する倍数に関するものである。これらのベクトルＶｓ１の和は振幅が比較的小さい。そのことは、変動電圧差は周波数ｆｃにおいて相殺される傾向をもつこと示している。
【００８０】
図１０は、変換装置の下位スイッチの端子における電圧を示す図であり、仮に全パルスが振幅Ｅ／７をもっているとすると、これらは、公称点においてＥ／７、すなわち変換装置に供給される電圧Ｅの１／７に等しい。これらは、図示する期間のパルスに関しては、平均電圧Ｖｓである電圧ＲＥである。
【００８１】
また、図１１は図１０のパルスを示す図であり、パルスの順序は、同一方向の充電差を有する変換装置の段の動作を一まとめにすることをねらいとする再調整によって変更される。その結果、図１１でわかるように、変換装置ｆｃの動作周波数を有する波によって出力電圧Ｖｓの変調が効果として発生する。
【００８２】
また、図１３は、図１２のベクトルを示す図であり、ベクトルの順序は、モジュールが隣接するベクトルを一まとめにすることをねらいとする再調整によって変更される。その結果、図１３でわかるように、上述の場合と比べ振幅が増大した合計電圧Ｖｓ２が効果として発生する。
【００８３】
図１２および図１３においてベクトルＶｓ１またはＶｓ２が存在するのと全く同様に、図１０および図１１における出力電圧Ｖｓの波動は、変換装置のコンデンサの充電差を原因とする妨害電圧を有する。図１１および図１３の再調整を行うことにある本発明は、とくに変換装置ｆｃの鋸歯状周波数ｆｃにおいて、この妨害電圧を増加させる。この電圧により電流が生じる限り、この電流は、電流を生じさせる充電差が自然に散逸する方向に、コンデンサの充電に作用する。また、再調整が、妨害出力電圧の振幅を拡大することにある限り、そのことは、この散逸を加速する、すなわち充電差を減少させるのに貢献する。
【００８４】
図１０ないし図１３により説明してきた再調整は、図９に示す装置のような集中制御装置内でコンデンサの充電電圧または差を使用して、これを比較、選択することにより、適切な制御アルゴリズムにより簡単に実施することができる。
【００８５】
これらの処理の効果は、直列のインダクタ、抵抗およびコンデンサであり、変換装置の鋸歯状周波数ｆｃにおいて低いインピーダンスを有するあるいはほとんどインピーダンスをもたない、合わせられた負荷ＬＣＲを、図１４に示すような図１の変換装置に加えることにより、さらに増大する。負荷Ｃの如何にかかわらず、合わせられた負荷ＬＣＲにより、変換装置の周波数ｆｃにおける妨害電圧から出される電流に対し、微弱インピーダンス路が提供され、したがって、変換装置のコンデンサの充電電圧の再均衡化が促進されることを理解されたい。
【００８６】
また、変換装置の周波数ｆｃの倍数の周波数の妨害電圧の成分に関しても同じ処理を適用することができることは言うまでもない。これらの成分は、図１３のベクトル線図と同様のベクトル線図で表わすことができ、とくに、図１４の適合負荷ＬＣＲのかたわらに補償適合負荷を設けることにより、これらの成分に関しても本発明を適用することができる。
【００８７】
前記の説明は非限定的例として示したものであり、とくに数値は各適用毎に変わり得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】公知の多段変換装置の原理略図である。
【図２】図１の多段変換装置の二段積み重ねアセンブリの原理略図である。
【図３】図１および図２の多段変換装置が３段を含む場合の変換装置の動作を説明する波形の図である。
【図４】本発明を実施することができるように配置された図１、図２および図３の種類の多段変換装置の制御手段の原理略図である。
【図５】変換装置のコンデンサを平均充電の維持に適用する場合において、図２に示すような任意の多段変換装置のセルについての、図４の配置による本発明の実施を示す曲線である。
【図６】図４の装置内で使用することができるコンデンサの充電電圧を評価する手段の原理図である。
【図７】多段変換装置の各コンデンサの平均充電電圧が、スイッチが開いている時の各スイッチの端子における電圧を知ることが可能である場合の、図４の手段の一部の変形形態の原理図である。
【図８】変換装置の時定数の短縮に適用する場合において、図２に示すような任意の多段変換装置のセルについての、図４の配置による本発明の実施を示す図５の曲線と同様の曲線である。
【図９】集中制御装置を内蔵する本発明を実施することができるように配置された、図１、図２および図３の種類の多段変換装置の制御手段の、図４と同様の略図である
【図１０】変換装置の切断期間において、コンデンサの充電の大小によって変換装置の鋸歯状周波数の二倍の周波数の出力電圧の波動が発生する場合において７段変換装置の段が発生するパルスの、図５と同様の図である。
【図１１】種々の段の動作の再調整により、コンデンサの充電の大小によって発生する波動の周波数が変換装置の鋸歯状周波数と等しくなる、図１０と同様の図である。
【図１２】変換装置の鋸歯状周波数において結果として得られる電圧が比較的小さい振幅であることを示す図１０に示す変換装置の動作モードのベクトル図である。
【図１３】変換器の種々の段の動作のシーケンスの再調整により、変換装置の鋸歯状周波数において結果として得られる電圧が比較的大きな振幅であることを示す図１１に示す変換装置の動作モードのベクトル図である。
【図１４】図１３に示す動作の場合の変換装置のコンデンサの電圧の再均衡を促進するために許可充電ＣＲが付加される図１の変換装置の略図である。
【符号の説明】
Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎコンデンサ
ＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎ補償制御手段
ＳＭ１、ＳＭ２．．．、ＳＭｎ変更信号
ＶＥ電圧
ＶＥＣ１、ＶＥＣ２．．．、ＶＥＣｎ差信号
ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎ平均電圧を評価する手段

Claims

電圧発生源（ＳＥ）と電流発生源（Ｃ）との間に、それぞれが二つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ’１；、Ｔ２、Ｔ’２；．．．、Ｔｎ、Ｔ’ｎ）を有する制御可能な複数の通信セル（ＣＬ１、ＣＬ２．．．、ＣＬｎ）を含み、各二つのスイッチの一方の極が一対の上流側極を構成し、各スイッチの他方の極が一対の下流側極を構成し、上流側セルの一対の下流側極は、下流側セルの一対の上流側極に接続され、第一セル（ＣＬ１）の一対の上流側極が前記電流発生源（Ｃ）に接続され、最後のセル（ＣＬｎ）の一対の下流極が前記電圧発生源（ＳＥ）に接続される多段変換装置であって、該多段変換装置は、前記電圧発生源（ＳＥ）がコンデンサの役割を果たすことができる場合には最終セルについては省くことができる、セルの一対の下流側極を構成する二つの極の間に接続されている、各セルについてのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ）と、変換装置の公称動作を制御し、同一セルの二つのスイッチがそれぞれ常に反対の導通状態となるように連続するセルのスイッチに作用する制御手段とを含み、前記制御手段によって供給されるセルの制御信号（ＣＴ１、ＣＴ２．．．、ＣＴｎ）に対する応答として、周期的に反復される変換装置の周期の間、同一セルの二つのスイッチのうちの一方が、連続的に第一導通状態になり、次に、第二導通状態になり、連続するセルのスイッチは、前記変換装置の周期の一部分に対応する時間だけ時間的にずれた同様なセルの制御信号に応答して、変換装置の周期の前記一部分に対応する時間だけ時間的にずれてそれぞれ同様に動作し、連続するコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ）がそれぞれ次第に増加する平均充電電圧を有し、前記セルのそれぞれに結合されたコンデンサの公称平均充電電圧は、前記電圧発生源（ＳＥ）からの電圧（ＶＥ）と、セル数の逆数と、セルの列番号との積に等しく、該多段変換装置は更に、各コンデンサの端子間の平均充電電圧を評価し、評価された平均充電電圧と公称平均充電電圧との差を測定する手段と、指令が有り次第、平均充電電圧と公称平均充電電圧との前記測定された差が少なくなる方向に、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更することができるように構成された補償制御手段を含むことを特徴とする多段変換装置。
一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記変更が、変換装置のセルの動作順序を変更することなく、該第一導通状態の進みまたは遅れによって行われることを特徴とする請求項１に記載の多段変換装置。
一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記変更が、評価された平均充電電圧と公称平均充電電圧との前記差が同じ符号である変換装置のセルの動作を一まとめにするように、変換装置の周期中の変換装置のセルの動作順序を変更することを含むことを特徴とする請求項１に記載の多段変換装置。
妨害電圧による電流を増加させるために、再均衡負荷が、変換装置の動作周波数の倍数の周波数において低いインピーダンスを有する少なくとも直列インピーダンス回路の形態で、前記電流発生源に並列に接続されることを特徴とする請求項３に記載の多段変換装置。
前記各コンデンサについて、評価された平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との間に差があった場合これを測定する手段と、前記測定された差が少なくなる方向に変換装置の一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更する補償制御手段とを含むことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の多段変換装置。
前記各コンデンサについて、評価された平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との間に差があった場合これを測定する手段と、前記測定された差が少なくなる方向にこのコンデンサを含む変換装置のセルの前記第一導通状態の時間における位置を変更する補償制御手段とを含むことを特徴とする請求項５に記載の多段変換装置。
前記差を測定する手段が、電圧発生源の電圧値とセル数とセルの列番号とを受信し、変換装置の動作周期内の各コンデンサの公称充電電圧がどのようになるかを決定する手段を含み、各コンデンサの端子における前記評価平均電圧をこのコンデンサの前記公称充電電圧から差し引く比較手段によって、変換装置の各コンデンサについて前記差が測定されることを特徴とする請求項５に記載の多段変換装置。
前記各コンデンサの端子における電圧の評価手段が、コンデンサの二つの端子間に接続される電圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載の多段変換装置。
前記各コンデンサの端子における電圧の評価手段が、各セルのスイッチの二つの端子間に接続される電圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載の多段変換装置。
前記各コンデンサの端子における電圧の評価手段が、電流発生源の二つの端子間に接続される電圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載の多段変換装置。
それぞれの前記補償制御手段が、前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電流の測定値および、この各装置に結合される前記コンデンサのうちの一つの容量を示す定数を受け取り、その結果、このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状態の時間における位置の変更を計算し、セルが、このコンデンサ内に、前記充電差を相殺するのに貢献する補償充電を発生することを特徴とする請求項６から１０のいずれか一項に記載の多段変換装置。
それぞれの前記補償制御手段が、変調信号も受け取り、その結果、前記補償制御手段が全て同様に動作し、前記電流発生源が、前記変調信号に従い変調された平均電圧を受け取るように、このコンデンサに結合されるセルの第一導通状態の継続時間を変更することを特徴とする請求項６から１１のいずれか一項に記載の多段変換装置。
それぞれの補償制御手段が、前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電流の測定値、この各手段に結合される前記コンデンサのうちの一つの容量を示す定数、および変換装置の動作の変化指令を受け取り、その結果、このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状態の時間における位置の変更を計算し、セルが、前記電流発生源の端子に、前記制御を満たす平均電圧変化を発生することを特徴とする請求項６から１２のいずれか一項に記載の多段変換装置。