CN1087518C - 多级变换器 - Google Patents

Abstract

一种多级转换器特别是其每个单元都包括一个电容器，以及一些控制装置，这类控制装置包括：可估算出每个电容器两端子间平均电压的估算器；一些测量装置用来测定上述每个电容器的估算平均充电电压与标称充电电压之间的偶然偏差，以及一些附加控制装置，它们按照减少所述检测偏差的方向改变转换器的控制信号在时间轴上的位置。

Description

多级变换器

本发明涉及FR-2679 715 A1法国专利申请中描述的那种类型的转换电能的电子电路，还涉及所使用的电源装置。

在该专利申请中描述的转换器作为例子通过附图1加以说明。在电压源SE与电流源C之间，有多个可控开关单元CL1，CL2，…，CLn，每个单元有两个开关T1，T′1；T2，T′2；…；Tn，T′n，每个开关的一极构成一对上游电极，每个开关的另一极构成一对下游电极，一个上游单元的下游电极对与一个下游单元的上游电极对连接，第一个CL1单元的上游电极对与上述电源C连接，而最后一个单元CLn的下游电极对与上述电压源SE连接，这种转换器的每个单元还分别包括电容器C1，C2…，Cn，除了当上述电压源SE适于起到最后一个单元的电容器所起到的作用时最后一个单元的电容器可以省略外，每一个电容器都被连接到构成下游电极对的两个电极之间。本转换器还包括控制装置(未示出)，这些控制装置作用于一系列的单元的诸开关上，使得任何一个单元的两个开关总是分别处于相反的导电状态(诸如LC1那样的控制联系来表示)，并使得在响应由所述控制装置提供的单元控制信号时，在一个给定单元中的两个开关中的一个，在一个循环地重复的转换器斩波周期中，相继地先进入第一种导电状态，然后进入第二种导电状态。还使得在响应相同的但在时间上错开一个斩波周期的几分之一的单元控制信号时，相继的诸单元中的诸开关分别地以同一方式工作，但在时间上错开一个周期的所述的几分之一。

所述的一周期的几分之一最好等于单元数量n的倒数，即2π/n，这是着眼于输出端产生的谐波并能使转换器的电容器充电电压自然地平衡的最佳值。然而另外的时间错开也是可以想象的，正如在不同级之间的不同的时间错开。

在这样一种转换器中，序列电容器C1，C2…，Cn具有分别增加的平均充电电压，这种与上述单元连接的电容器平均充电电压等于来自上述电压源SE给出的电压VE乘以单元数量的倒数再乘以单元的序号所得到的乘积，当n等于3，也就是转换器只有3个单元时，它们分别是VE/3，2VE/3，VE。

当然，上述结果也适用于其他的n值，假设n不小于2，尤其是n大于3。

下面使用“多级转换器”这个术语来表示满足上述要求的转换器。

本发明的目的之一是，在这样一个多级转换器中，不管对标称工作状态的不可避免的偏离，使每个电容器的充电情况跟上述要求保持一致。

为了便于观察上述多级转换器的电容器之一的充电应当如何变化，参照图2中介绍的任意开关单元CLK及其开关TK和T′K，与该单元连接的电容器CK，以及随后的带有开关TK+1，T′K+1的单元CLK+1。

考虑到每个单元内的开关，TK，T′K；TK+1，T′K+1之间的耦合，图2所示的两个交迭排列的单元TK-TK+1拥有四种状态：

a)第一状态，其中当TK和TK+1闭锁时，CK上的充电电压不变；

b)第二状态，当TK和TK+1导通时，CK充电电压同样不变，因为当时T′K和T′K+1是闭锁的；

c)第三状态，当TK导通，TK+1闭锁时，电流源C驱使电流IK等于I通过TK，而通过T′K的电流I′K为零。状态TK+1使电流IK+1为零，电流I′K+1等于I，而通过电容器CK的电流I′CK等于I；

d)第四状态，当TK闭锁，TK+1导通时，电流源C驱使电流I′K等于I通过T′K，而通过TK的电流IK是零。当状态T′K+1使电流IK+1等于I时，而电流I′K+1是零，然而通过电容器CK的电流ICK等于I。

在上述第三和第四状态中，电流I′CK＝I′K+1和ICK＝IK+1为电容器CK带来反向附加电荷；人们将说第一状态是负的而第二状态是正的。电流源强制产生与这两种状态相应的电流。如果电流源驱动的是精确的直流，而其余各项保持相等，那么在阶段c)和d)，由电流源所驱动的电流，在TK和TK+1导通周期的全部时间内(如上所述，它们在名义上是相等的，并且在时间上错开)，大小相等而方向相反。这就意味着CK上的电荷，以相等的数额先负后正地发生变化，因此，在转换器的一个斩波周期内，它并不发生变化。

在一个理想的系统(精确的电流源、无限大的阻抗)中，电流ICK和I′CK由电流源确定。更具体地说，当电流源阻抗不是无限大时，通过电流源的电流取决于其端电压和电容器上的电压VCK。如果突然发生充电电压VCK与其标称值VE.K/n相比显得太高这种情况，无论是何原因，将导致放电电流I′CK趋于更强，充电电流ICK与标称值相比趋于更弱，使电容器CK上的电荷回复到它本应具有的数据。这说明多级转换器运行稳定，并能适应无论是来自电压源方面，还是来自电流源方面的双向幅度变化。下面将说明这仍然会在动态方面引出一些问题。

图3给出的是，当n＝3的情况下，根据图1和图2的多级转换器运行例子；人们将脉冲宽度调制(PWM)型控制用于这方面，以便向电流源C提供正弦调制的交流电压，也就是说，在转换器运行(t线)的相继的周期P1，P2，P3…内，开关T1，T2，T3在随着调制输出电压的一种波形而改变的时间间隔内相继导通。这种波形在后面称为“调制”波形。而相应的开关T′1，T′2，T′3则在每一个瞬时都处于相反状态。

当然开关运行的其它调制方式，正象人们所熟知的那样，可获得同样的结果。转换器当然还同样可以向电流源C提供其它任何波形或稳定的直流电压。

人们将首先考虑转换器运行中的P1周期。在此周期内，诸开关T1，T2，T3中的一个开关导通，其它两个开关闭锁；对于每组两个单元以及介于它们之间的电容器来说，这相应于上面描述的C)和d)状态，在这些状态中，电容器相继地接收正负交替的附加电荷，其总值名义上为零。人们还将发现，当交迭排列的单元CL1-CL2处于状态d)时，相邻的单元CL2-CL3处于状态c)，使得电容器C1从电流中接收附加的正电荷，而同一电流向电容器C2提供附加的负电荷。

作为例子，图3说明在P2，P3，等周期中多级转换器是如何工作的，在其运行过程中，诸开关T1，T2，T3的导通时间缩短，然后延长，直到它们超过一周期的1/3，在这种情况下它们互相重叠。V1线表示能理想地传送到电流源的电压，特别是如果电容器的电容量(很小)，使得被考虑的附加电荷不足以显著地改变电容器的端电压时，更是如此。取电压源SE的负极作为电压参考点，将电压VI表示为来自电压源SE的电压VE的一部分。人们可以看出，电压VI包括两部分，其一是频率与调制波形相同的大振幅基波，其二是频率高于斩波频率或转换器工作频率的低振幅谐波，通过低通滤波器很容易把后者消除。由于该电流是可变的，通过包括在电流源中的任何电感元件对它进行积分导致转换器向电流源提供正弦交流，其周期等于输出电压的基波周期。

上面提到的状态c)和d)的正弦电流，没给转换器的电容器带来等量的附加电荷，因为这两种状态之间，电流要有发生变化的时间。只有当开关工作周期明显地高于调制波形频率，这种变化才可被忽略。

另一方面，应预计到向电流源提供的交流电不是严格的正弦波，而是以不对称的形式发生畸变。在控制信号或它们所产生的信号中的电平误差，或者所涉及的不同开关之间的切换时间的差异，将不可避免地使得在转换器的一个工作周期内，开关的导通时间不相等，或使开关导电阶段在时间上发生移动，还会使电容器的充电和放电电流失去平衡。因此，一般来说，在所述的那种多级转换器中，实际上人们不能保证满足如起初描述的标称工作条件。另外，持续性附加电荷的偏差导致电容器上的电荷沿一个方向或另一方向发生误差，从而使它的平均充电电压也沿一个方向或另一方向发生误差，在向电流源提供的电压中，也出现频率等于转换器工作频率的畸变。

图3中通过迹线V1′说明这种效应，与迹线V1相类似，所不同的是，当电容器C1向电流源C提供它本身的充电电压时，假定电容器C1(图1)的实际充电电压低于其标称充电电压，以避免转换器提供等幅脉冲Vi1，Vi2，Vi3，而代之以振幅较小的脉冲，例如vi1′(为了使它易于辨认，在比例尺上有所夸大)。当电容器C1从向电流源C提供的电压中减去它本身的电压时，代之以振幅较大的脉冲，例如Vi1′。最后，当电路中没有电容器C1时，代之以振幅相等的脉冲，例如Vi3′。因此，人们不难看出，这就给信号VI′引入了一种干扰成分，其频率等于转换器的斩波频率。

当诸电容器按各自的标称电压充电时，就不存在这种干扰成分。当它出现时，一般说它是有害而无益的。

尤其开关所承受的电压将不再大体上等于两个相邻电容器标称充电电压之差，即电压源的电压值除以转换器级数所得的商。这样会使开关处于危险状态之中。

当然，正象前面所述，电容器充电偏差自发地趋向消除，但这一过程需要时间。

这一自发过程将通过电流源实施。当流经电流源的电流减少时，这一过程也就放慢。

在上述观察的基础上，本发明提出一种多级转换器，在本转换器中，每个电容器上的平均充电(电压)能很好地保持在其标称值上。

现在参照本文开始时提出的多级转换器的定义，必须强调转换器在低于标称工作条件下运行，是为了让转换器中的每一级都执行相同的工作循环，即按转换器的斩波周期或“斩波器周期”进行工作，但在时间上错开所述周期的一部分，所述的一部分最好等于2π/n，这里2π表示转换器的斩波周期，而n是级的数目。然后再回到图3，人们看到在转换器斩波周期中(P1，P2，P3…)，转换器各级产生相同的电压阶梯(Vi1，Vi2，Vi3)，其总和提供一个恒定值。换句话说，转换器的输出信号被采样，采样周期等于斩波器周期除以级的数目。

在使用的诸开关借助于低速大电容量元件来实现时(例如GTO闸流管)，转换器的斩波周期比较长，在响应任何一种要求瞬间改变转换器的工作空度比的命令时，引入了一个比较长的时间常数。在这种情况下本发明同样有可能缩减这一时间常数。

根据本发明，多级转换器包括附加的控制装置，以便能按指令改变一个或多个单元的所述第一种导通状态在时间轴上的位置。

在本发明的第一个实施例中，通过所述第一种导通状态的提前或错后，可以影响一个或多个单元的第一种导通状态在时间轴上的位置变化，而不改变转换器中诸单元的工作顺序。

通过改变一个或多个单元的所述第一种导电状态在时间轴上的位置，本发明的配置有可能使加到所述电流源的电压，即转移到电流源的能量发生变化，也使得流过电流源的电流发生相应的变化，受到所述电流变化的影响，诸电容器上的电荷也因而发生变化。

在本发明的第二个实施例中，在一个或多个单元的所述的第一种导通状态在时间轴上的位置的所述变化，包括了在转换器的一个斩波周期内，转换器诸单元工作顺序的变化，其目的在于，将转换器中出现同方向充电差异的各级组合在一起进行工作。

这样一种改变导致一种总的干扰成分的出现，其中同向偏差增强，这样就提高了转换器中电容器充电偏差自发的再吸收过程的有效性。

根据本发明的附加特点，在所述电流源上并联连接了一个再平衡负载，采取调谐于转换器的斩波频率的串联(谐振)阻抗的形式，这样为的是提高来自总干扰成分的电流。

多级转换器最好包括测量每一个所述电容器的估算平均充电电压和标称平均充电电压间任何偏差的误差测量装置，以及按照减小所述误差的方向改变转换器中一个或多个单元第一种导通状态在时间轴上位置的附加控制装置。

根据本发明第一个实施例的变种形式，多级转换器包括用以测量每一个所述电容器的估算平均充电电压和标称平均充电电压之间任何偏差的误差测量装置，以及按照减小所述误差的方向改变转换器中该电容器所在单元第一种导通状态在时间轴上位置的附加控制装置。

根据这种变种形式，上述每一个误差测量装置包括接收电压源的电压值、级的序号和级的数目的装置，以便在转换器的一个工作周期内确定每个电容器的标称充电电压，对于转换器的每个电容器来说，借助于比较器，从该电容器的标称充电电压中，减去从每个电容器两端子上所估算出的所述平均电压，就能把误差测量出来。

通过连接在电容器两端之间的含有电压表网络的估算装置，提供电容器上的估算平均电压。

在一个变种形式中，在含有该电容器的单元的开关两端，连接含有电压表网络的估算装置，提供上述电容器的估算平均电压。

在另一种变种形式中，每个电容器两端电压的估算装置含有一个跨接于电流源两端之间的电压表网络。

最佳方式是，上述每个附加控制装置除接收上述偏差信号之外，还要接收由上述电流源驱动的电流测量值和表示与它连接的所述电容器电容量的常数，并计算与这一电容器相连的单元的第一种导通状态在时间轴上的位置变化，由于这种变化，使电容器产生附加的电荷以补偿上述充电偏差。

另外一个最佳方式是，上述每个附加控制装置也接收一个调制信号，并相应地改变与这个电容器连接的单元处于第一导通状态的时间宽度，以便使上述所有附加控制装置产生相似的动作，同时，上述电流源接收根据上述调制信号进行调制的平均电压。

最后一个最佳方式是，上述每个附加控制装置从相邻的一个附加控制装置中接收一个在其中建立的变化的信号，并确定该相邻的附加控制装置带给与它联接的单元的第一导通状态在时间轴上的位置的改变，以便上述附加控制装置相应地改变它专指的单元第一导电状态在时间轴上的位置，改变的方向是使得与该单元联接的电容器，因受相邻单元的影响而发生的所述变化得以补偿。

而且，上述每个附加控制装置除接收上述偏差信号外，还接收上述电流源所驱动的电流的测量值和表示上述电容器电容量的常数，以及改变转换器的传号-空号比的指令，并相应地计算与该电容器相连的单元第一导通状态在时间轴上位置的改变，这种改变使得它在所述电流源的两端产生满足上述指令要求的平均电压变化。

本发明各种目的和特点将在下面实施例的叙述中借助于不加限制的例子并结合附图进行更清楚的说明，附图如下：

图1，如上所述，是一种已知多级转换器电路图；

图2，如上所述，是图1的多级转换器中两个互相重叠的级的电路图；

图3，如上所述，是图1和图2的多级(三级)转换器中的工作波形图；

图4是图1，图2和图3中本发明实施的那种类型的多级转换器控制装置电路图；

图5说明实施本发明的曲线图，按照图4中的配置和有关任何多级转换器单元，例如图2所示的单元，在一项应用中用以维持转换器的电容器的平均充电(电压)；

图6是图4电路中用于估算电容器充电电压的装置电路图；

图7是图4所示装置部分修改的电路图，通过了解处于打开状态的每个开关的两端电压，可得出多级转换器的每个电容器的平均充电电压。

图8示出类似于图5的曲线，按照图4中的配置去说明本发明是如何实施的，并且在一个应用中，联系一个任意的多级转换器单元，例如图2所示的单元，说明如何降低转换器的时间常数。

图9类似图4，是图1，图2和图3中那种多级转换器控制装置电路图，该控制装置使本发明得以实施，其中包括一个集中控制电路；

图10类似于图5，表示一个7级转换器中的各级产生的脉冲序列，在转换器的一个斩波周期中，电容器上不均等的电荷在输出电压上产生纹波，其频率是转换器斩波频率的两倍。

图11类似于图10，但在图11中，由于各级工作的重新安排，由于电容器同样的不均等充电而产生的纹的波频率将等于转换器斩波频率，

图12是图10中说明的转换器工作方式的矢量图，表明转换器输出电压中，频率为斩波频率的成分的振幅相当小。

图13已在图11中说明的转换器工作方式的矢量图，表明通过重新安排转换器各级的工作顺序，转换器输出电压中频率为斩波频率的成分的振幅相当大；并且

图14是图1中转换器的电路图，在图14中，增加了一个调谐负载CR，当它按照图13所示那样工作时，有助于重新平衡转换器的电容器两端的电压。

这里将不再说明多级转换器。图1，图2和图3中的示意图与法国专利文献FR-2697 715A1中描述的那种转换器相同，在这篇文献中，读者可读到更详细的内容。

图4只示出图1中转换器的电容器C1，C2…Cn。

根据本发明，这些电容器中的每一个都联接到各自的估算电路vm01，vm02…，vm on，这些估算电路含有对每个电容器上的平均充电电压进行估算的装置。出于这种目的，每一个这样的电路都连接到相关的电容器两端。它提供表示电容器两端的平均充电电压的估算信号V01，V02…，V0n。

根据本发明，这些电容器中的每一个都联接到各自的偏差测量电路VE1，VE2，…，VEn，用以测量从相应的估算电路接收的观察到的平均充电电压与该电容器标称平均充电电压之间能出现的偏差。这种偏差测量电路自动计算该电容器标称平均充电电压，该电压等于电压源SE的电压VE的1/n乘以该级的序号R，n是转换器中级的数目。该电路就这样接收VE值，而数值n和R在每个电路中是恒定的，取决于硬件接线情况。该电路由此得出标称平均充电电压VE·R/n，并将其与估算的平均充电电压相比较，以便提供偏差信号VEC1，VEC2…，VECn，表示所述两种电压之间的差值。

这种偏差信号作用于控制模块MCC1，MCC2…，MCCn中所包括的附加控制装置。这些控制模块按照触发信号sd1、sd2，…，sdn进行工作，上述触发信号按照例如P1(图3)那样的周期，并且按照时基BT，以错开的方式向它们提供，以便以错开的方式控制转换器的开关单元。每个控制模块的主要功能是在每一个周期产生一个控制脉冲，控制脉冲的标称宽度取决于调制信号或调制波形M的数值，后者由传号-空号比控制电路DC提供。它们产生控制脉冲CT1，CT2…，CTn，其脉冲宽度的调制情况如图3中的波形图T1，T2和T3所示。上述控制模块mcc1，mcc2…，mccn中的附加装置也引起这些脉冲时间位置的改变，其变化量是偏差信号VEC1，VEC2…，VECn以及电流源所驱动的电流I的函数。上述控制模块mcc1，mcc2…，mccn中的每一个附加装置还给这种取决于由相邻控制模块带给它本身的控制脉冲和由每个控制模块mcc1，mcc2…，mccn产生的修正信号Sm1，Sm2…，Smn指示的脉冲时间位置的变化。在图4的例子中，用mcc2控制模块产生信号sm1，用mcc3(未示出)模块产生信号sm2，用mccn控制模块产生信号smn，这只是出于保持一致，其实根本不存在这种可能，实际上不存在控制模块mccn+1。上述控制模块mcc1，mcc2…，mccn中的每一个附加装置最后给这种取决于来自传号-空号比控制电路DC的传号-空号比控制信号cc1，cc2…，ccn的脉冲时间位置带来改变，而这种传号-空号比控制电路受传号-空号比指令CC的支配。这方面的问题将在本说明书最后一部分加以讨论。产生的信号CT1，CT2〕，CTn控制着相应的诸开关单元CL1，CL2…，CLn中诸开关的状态。

准确地说，偏差信号与触发信号sd1，sd2…，sdn所确定的标称位置相比，使相应的开关T1、T2、…、Tn(见图1)的“1”状态推迟(或提前)。更准确地说，在本发明的第一个实施例中，转换器各级工作的时间位置的这种改变将不改变转换器各级的工作顺序。开关控制脉冲时间位置的这种改变取决于待校正的充电偏差，同样取决于通过电流源的电流I，后者由与电流源串联的传统型电流传感器进行测量，还取决于电容器的电容量，它是在附加控制模块中由硬件接线决定的一个常数。

它还取决于相邻的控制脉冲所确定的时间位置，正如前面所解释的那样，这就是“电容器C1从电流源那里接收附加的正电荷，而该电流源向电容器C2提供附加的负电荷”。因此，比如，令控制脉冲CT2前移，使转换开关T2导通，这就对电容器C1进行正向充电而对电容器C2进行负向充电，这样就对电容器C2施加了所希望的附加负电荷，同时对电容器C1也施加了所不希望的附加正电荷。因而该前移由信号SM1指示给控制模块MCC1，该信号是用来校正控制信号CT1的时间位置的，其方向是使上述所不希望的附加正电荷(在其发生之前)得以校正。

当然，这类逐步的校正方向在这样一些情况下将换向，即，一个电容器的电荷变化对另一个电容器的影响发生在另一方面时就是这样。

图5示出了上述的配置是如何动作的。如同图3所示的工作实例那样，图5中以VS表示由转换器加到电流源上的电压，其中可看到循环重复的转换器周期pc1、pc2…，每个周期含有三个脉冲，ic1、ic2、ic3，其中每一个都是来自三级转换器中相应的一级，并且由一个相应的控制脉冲所限定的。通过电流源、因而也通过转换器这一级的电流表示为CC，因此在转换器的各级中也是如此。在本例中，考虑电感性电流源的情况，在该电流源中，电流按照加到电流源上的电压而缓慢地发生变化。为了看的更清楚，这些变化在图上理所当然地被放大了。

图的左面部分包含了转换器的斩波周期pc1，诸脉冲ic1、ic2、ic3分别处于周期的一开始、三分之一和三分之二的地方，这对应于其各自的标称位置。在所考虑的工作实例中，这些脉冲都是比较短的而且互不重叠，这些脉冲的振幅，例如在转换器的输出端、即电流源的端子处所观察到的，这些脉冲的振幅等于VE/3。所提供的平均电压，用虚线表示，就等于vm。电流源中的电流ci在输出电压脉冲作用期间增加，而在各脉冲之间则减少，其平均值cms用虚线表示，保持恒定。

在图5的右部，包含了转换器的斩波周期pc2，虽然第一个脉冲ic1和第三个脉冲ic3都已经保持在它们的各自标称位置，脉冲ic2就已相对于其标称位置有所前移。因此，输出电压的平均值呈现出暂时增加，用acm表示。同样电流ci也呈同出暂时增加acm。

在开关T2导通的时间内(参见图1)，该电流的暂时性增加使电容器C1上的电荷增加，并且使电容器C2的电荷减小，这是相对于保持在其平均值cms的电流ci而言的。这种作用因而可减少电容C2中可能过份的电荷。

在本例中所考虑的工作状态下，这种作用就是由于非零偏差信号VEC2所引起的。控制模块MCC2也就相应地移动了控制脉冲CT2，以便引起图中所示的那种周期PC2中的脉冲ic2的移位。所涉及的脉冲移位涉及到方向和振幅，即，该移位实质上能减小甚至是完全抵消它赖以产生的电荷偏差。

此外，这种作用还有一个结果就是相应地增加了电容器C1的电荷。这就需要一种与该电容器有关的校正作用，方法是通过移动转换开关T1的控制脉冲。这种校正作用将在转换器后一个工作周期内发生。根据一种优选的实施例，它发生在转换器的同一个斩波周期中，因为每个控制模块都从相邻模块接收一个校正信号SM1、SM2…SMn表示校正所用由所述的相邻模块产生，并且可使在其前面的模块准备施加反向校正，以便使它达到反向平衡。

当然，正如由图5所说明的上述例子那样，当转换器提供的控制脉冲或电压脉冲相当短而且彼此分开的情况下所描述的一切，也同样适用于如图3右部所表示的那些宽脉冲的情况。

另外，在一个变种的实施例中，电容器电荷偏差的校正可在一种集中控制电路内实现，该电路起到所有控制模块MCC1、MCC2…、MCCn的作用。这样一种集中控制电路MCC示于图9，与图4也可以说是相同的。在另一个变种的实施例中，也可以设计成把各个控制模块MCC1、MCC2…、MCCn都集中到一个电路中去，所有这些模块都补充有一些模块间的互连及协调装置，因而这种电路就能对转换器的一级或多级的工作实施初始校正以及相应的后续校正。

在一种简单的实施例中，这种电路能保持第一级诸开关控制脉冲的时间位置，例如，如前所述，通过改变其他各级控制脉冲的时间位置，就能校正所观察到的各种偏差。同样可以考虑保持最后一级控制脉冲的标称位置。

在这些条件下，本技术领域专业技术人员很容易就会理解到：根据上面所述机理，在实施对所有各级(除了其中一个之外)都有影响的整体校正的同时，就有可能调节最后的控制命令，以使整体校正对电流源不发生影响，向电流源提供的电压保持恒定，并且仅仅是从电压源上提取的能量发生改变，方式是增加或减少所提取的能量，然后借助于上述的校正机理把能量分配到各个不同的级。

上述电路有可能调制开关TK的控制脉冲的时间位置，为的是每个电容器CK上的平均电压时时刻刻尽可能接近其标称充电电压。

该标称充电电压，如上所述，相应于电压源的电压VE的一部分(参考图1)，它取决于所考虑的级的位序K。

因而电容器的平均充电电压可采用与前面相关的方法加以估算，是在一种观测电路VM01、VM02…、VM0n，即通称为VM0k中进行的。

基于上述情况，并参考图6，在一个实施例中，该电路由串接在电容器CK端子之间的阻抗ptk1和ptk2组成，这些阻抗(分压器)可向模拟-数字转换器ADC提供该电容器端电压的确定分量，而模-数转换器在每个脉冲fk作用下，向平均值计算电路SCK提供一个数字电压值，计算电路通过由信号gk触发的门电路，每个转换周期将平均值电路的输出读出一次。信号fk和gk由时基BT产生比较有利(图4)而且它们在转换器工作周期中的位置是这样，即，在转换器工作周期内对电压进行m次测量以后，并对所述测量结果进行平均值计算以后，在电路SCK的输出端VOk，每个转换周期得到一次平均充电电压的数值。以便在控制模块MMC1、MMC2…、MMCn，中确定参照图4所描述的相应单元的适宜导通状态的时间位置(前述的开关TK导通)。

很明显：所观察到的电容器CK的平均充电(电压)也可用其它方法得到。

根据第一个变种实施例，如图7所示用不着测量电容器CK两端的电压，而是测量电压源的电压VE，即每个单元诸开关中的一个开关两端之间的电压，以使用减法逐步地求出多级转换器中每个电容器的平均充电电压。图7示出了图1中多级转换器的诸开关TK中的一个，它与电压估算电路VIK相连接，该电路如图6所示，借助于与专业技术人员的能力相配合，该电路可提供一个表示开关TK两端电压的信号VK，把它加到计算电路CC，与此同时该计算电路也接收到该开关TK的控制信号VCK，这就使计算电路只在开关闭锁的期间内处理估算电路VIK提供的数值。计算电路直接收电压VE，该电压也可以由图6那样的电路得到，该电路已合理地简化了，而且它进行的是减法计算，可提供图4的信号VO1、VO2…、VOn。

在另一个变种实施例中(很容易从图3推断出来)，提供给电流源I的脉冲振幅测量值表示该电容器端电压(可产生脉冲)；如图6所示那样的单独电路与电流源C的端子连接，并且在每个周期，例如p1，沿着图3中曲线VI在不同点上估算电压值，可看到由每个电容器产生的诸电平Vi1、Vi2、Vi3。本技术领域的专业人员可很容易地理解到如何由此得出图3中的诸信号VO1、VO2…、VOn，这些信号表示多级转换器中每个电容器的估算平均充电电压。

再来看看图4的说明，特别是其中的传号-空号比控制电路。该电路响应传号-空号比控制命令CC，提供传号-空号比控制信号CC1、CC2…、CCn，这些信号在相应的控制模块MCC1、MCC2…、MCCn中都可以改变控制脉冲CT1、CT2…、CTn的时间位置。

在参照图3的同时，大家可看到：本发明的转换器通过向电流源输送正弦波输出电压，可对调制波形M作出响应。当然，本发明的转换器可在某些限定范围内提供一种不同波形的输出电压。事实上，正如图3所作的说明那样在，转换器的标称工作状态下，转换器的每一级都分别产生一个脉冲，这些脉冲都是等距而且是等宽的，用以提供转换器的斩波周期。参照图5所述的转换器电容器电荷的调节机理，是基于脉冲的位置而起作用的。如果撇开该机理不谈，其对脉冲位置的影响一般都应该是适度的，因为电容器上的电荷移动实际上应是较缓慢的，并且能够对其进行快速响应，因此可看到转换器对改变传号-空号比的命令的响应是延迟发生的，要考虑到在转换器下一个斩波周期一开始时调制波形M将取一个新值。况且这也是所希望的，因为在一个周期内的传号-空号比的改变会使图3中的脉冲Vi2大为展宽，这会直接地造成电容器电荷失衡，这可能对诸开关是不利的。

因此本发明也可以对改变传号-空号比的命令作出响应，无需等到转换器下一个斩波周期的开始，也就是说比前面所说的运行情况更快速，正如下面参照图8所作的解释那样。

图8表示出了转换器的斩波周期pc3，其各方面都与图5中所示的转换器的斩波周期pc1相同，其后是转换器的斩波周期pc4，此周期如同图5中转换器斩波周期pc2一样，是以处于其标称位置的脉冲ic1开始的，由传号-空号比控制电路DC所提供的传号-空号比控制信号CC1是无效的。不过，在传号-空号比控制命令CC发生突然改变之后，传号-空号比控制电路不仅改变了调制波形M，而且还使例如在图8工作实例中信号CC2…、CCn也就是CC2和CC3有效。在该图所描述的情况下，信号CC2和CC3以及控制模块MMC1至MMCn的工作性能是这样的：它们都令向负载提供的脉冲ic2和ic3前移同一段时间。在这种情况下，控制模块不考虑校正信号SM1、SM2…、SMn。

图8说明了所产生的效果。提供到转换器输出端的平均电压由于脉冲ic1和ic2相互靠近而暂时增大vmc，随后是周期结束时暂时减小，正好发生在因调制波形的改变而引起所述平均电压持续增长之前。平均电流也增加了acs，这是在其没有持续性地形成一个增加值之前。总的说来，从周期pc4起，也就是转换器下一个斩波周期尚未到来之前，负载中的电压和电流就增加了。这就达到了所希望的缩短在响应改变传号-空号比命令时的响应时间。

当然，以上所举出的例子允许有很多变种。传号-空号比控制电路在响应改变传号-空号比命令时，可以含有各种复杂性水平传号-空号比命令的每一种波形都可以的程序；例如，对于每种CC运行对应于转换器斩波周期剩余控制脉冲的一些适当位移。事实上，在转换器向任何一个起动器供电的情况下，转换器的输出电压和输出电流达到起动耦合，对传号-空号比控制电路DC的响应就应该考虑起动器的特性以便向其提供尽可能好地满足改变传号-空号比命令的供电。

现在再回到本发明的第二种实施例，参照图10至13。正如将要更加详细叙述的那样，对一个或几个单元所述第一导通状态的时间位置的改变不限于所述第一导通状态的提前或滞后，而不去改变转换器诸单元的工作顺序。改变转换器工作顺序是为了使电容器充电电压的自发再平衡更易于实现。它应该被理解为：这种措施可以或者替代或者补充到在不改变其顺序的情况下改变转换器各级工作的时间位置。

图10，在为了便于对现象的理解而大大夸大了偏差的同时，示出了来自7级转换器相继的各级的脉冲IC1至IC7，同时，当这些脉冲是由按照数字顺序运行的转换器各级所产生时，如同前面所举出的那些运行实例那样，其脉冲都是由相继的各级的电容器电荷偏差所调制的。正如前面所解释的那样，转换器输出电压Vs是这些有规律地在时间上错开的脉冲的总和。如果这些脉冲都是相等的，则输出电压Vs将是恒定的。图10表示的是这方面的一个实例，其特征在于，在转换器斩波周期pce内，发生调制的次数等于转换器的工作频率的2倍(人们称其为“fc”，它是周期pce的倒数)。当然这种调制完全可以采取其它形式，并且产生频率为转换器斩波频率fc的整数倍的谐波。更加普遍的是，用傅立叶(Fourier)级数展开来分析总的来自各级的脉冲可显示出，人们面对的是具有转换器整数倍角频率的矢量之和，如图12所表示的那样，它与一级倍频有关，也就是说它对应的是fc。这些矢量的总和Vs1幅度相当小，这表明的是这样一种事实，即不规则的电压偏差，在频率fc上趋向于互相补偿(抵消)。

图10示出了转换器的下部开关端子上的电压，在标称点上，该电压等于E/7，即转换器供电电压E的七分之一，而且，如果所有的脉冲振幅都为E/7，则对那些所述宽度的脉冲来说，电压RE就是平均电压Vs。

同样地，图11也表示图10中的那些脉冲，其顺序经重新排列而有所变化，该重新排列的目的是将转换器中具有同一方向充电偏差的各级组合在一起工作。因而正如在图11上所看到的那样，其作用就是用具有转换器工作频率fc的波形，对输出电压Vs进行调制。

还是同样地，图13示出图12中的诸矢量，其顺序由于重新排列而改变了，其目的是把那些模数相近的矢量组合在一起。因而其效果就如同图13所示的那样，合矢量Vs2的幅度比前一种情况有所增加。

然而，在图10和11中，输出电压Vs上的纹波，如同在图12和13中出现的矢量Vs1或Vs2一样，显示一种来源于转换器中电容器电荷偏差的扰动电压。本发明主要就在于进行图11和13的重新安排增加了这种扰动电压，特别是在转换器斩波频率fc上。在该电压产生电流的范围内，这种电流将按照这样一个方向对电容器电荷起作用，即，使它赖以产生的电荷偏差自行消失。但，如果重新安排是增强了扰动输出电压幅度的话，这就可加速这种消失，因而就减少了电荷偏差。

借助图10至13所描述的安排，可以很容易地通过适当的控制算法而实施，在对那些图加以比较和分选的同时，利用了各电容器的电压或电荷偏差，这是在例如图9所示的那种集中控制电路中进行的。

在图1的转换器中连接一个可调谐负载，还能进一步增加这些措施的作用。，如图14所示，调谐负载、是将一个电感、一个电阻和一个电容器串联起来，在转换器斩波频率fc上阻抗很低-几乎为零。可这样理解：不管负载C如何，调谐负载CR始终会给频率为转换器斩波频率fc的扰动电压所产生的电流提供一个低阻抗通路，因而对转换器中电容器的充电电压再平衡很有好处。

此外，当然：同样的措施都可应用到频率为转换器斩波频率fc的整数倍的扰动电压分量。这些分量可用与图13相类似的矢量图来表示，当然人们也可把本发明应用到这个方面，尤其是在图14的匹配负载CR旁边设置了一种附加的匹配负载。

很明显：前面的一些说明都只是作为非限定性的实例而给出的，尤其是在数值方面可以根据每种应用而有所改变。

Claims (8)

1.一种多级转换器，它在电压源(SE)和电流源(C)之间包括有一系列可控制的开关单元(CL1、CL2…、CLn)，其中每一个可控单元都有两个开关(T1、T′1；T2、T′2…；Tn、T′n)，其中，每个开关中的一个电极构成上游电极对，而每个开关中的另一个电极则构成下游电极对，上游单元的下游电极对与下游单元的上游电极对连接，并且第一个单元(CL1)的上游电极对与所述的电流源(C)连接，而最后个单元(CLn)的下游电极对与上述电压源(SE)连接，该转换器的每一个单元都分别含有电容器(C1、C2…、Cn)，除了当所述电压源(SE)能起到最后一个单元的电容器所起的作用时最后一个单元的电容器可被省略之外，所有电容器都连接在构成相应单元下游电极对的两个电极之间，该转换器还包括一些控制装置(控制器)，这些控制装置作用于相继的各单元中的开关，使得在响应由上述控制装置所提供的开关单元控制信号(CT1、CT2…、CTn)时，在一个循环地重复的转换器周期内，在一个给定单元中的两个开关中的每一个，都相继地先进入第一种导电状态，然后进入第二种导电状态，并且还使得：在响应那些相同但在时间上错开所述周期的几分之一的单元控制信号时，相继的单元中的诸开关分别地以同一方式工作，但在时间上也分别地错开一周期的所述的几分之一，相继的诸电容器(C1、C2、…、Cn)都有分别增加的标称平均充电电压，每一个所述单元中的电容上的标称平均充电电压等于来自所述电压源(SE)的电压乘以单元数目的倒数再乘以单元的序号所得到的乘积，转换器的特征在于，它含有附加的控制装置，用以根据命令去控制一个或多个单元进入所述的第一种导电状态的时间(在时间轴上的位置)。

2.根据权利要求1所述的多级转换器，其特征在于：一个再平衡负载并联到上述电流源上，其形式是一个串联阻抗调谐到该转换器的斩波频率上。

3.根据权利要求1或2所述的多级转换器，其特征在于：它包括偏差测量装置，所述偏差测量装置可以测量出每个所述电容器的估算的平均充电电压与该电容器的标称平均充电电压之间的偏差，还包括一些附加的控制装置，用以沿着使上述测出的偏差减小的方向改变转换器中一个或多个单元的上述第一导电状态在时间轴上的位置。

4.根据权利要求3所述的多级转换器，其特征在于：它包括偏差测量装置，用以测量上述电容器中的一个的估算平均负载电压与标称平均负载电压之间的任何偏差，还有一个补充的控制电路，用以沿着使上述测出的偏差减小的方向改变转换器的单元中所述第一导电状态在时间轴上的位置。

5.根据权利要求3所述的多级转换器，其特征在于：每一个偏差测量装置都包括一些用于接收电压源电压值、级的序号和级数的装置，以便相应地测定每个电容器在转换器运行周期中最终应达到的标称充电电压，为了检测到转换器每个电容器的所述偏差，要采用被包括在所述多级转换器中的比较器，所述比较器可以从电容器的所述标称充电电压中减去该电容器的所述两个端子之间的平均估算电压。

6.根据权利要求3所述的多级转换器，其特征在于：测量出该电容器的估算的平均充电电压与标称平均充电电压之间的偏差的所述偏差测量装置包括一个连接在电容器两个端子间的电压表网络。

7.根据权利要求3所述的多级转换器，其特征在于：测量出该电容器的估算的平均充电电压与标称平均充电电压之间的偏差的所述偏差测量装置还包括一个连接在每个单元开关两个端子之间的电压表网络。

8.根据权利要求3所述的多级转换器，其特征在于：测量出该电容器的估算的平均充电电压与标称平均充电电压之间的偏差的所述偏差测量装置还包括一个连接在电流源两端子的电压表网络。

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