CN113302826A - 多级dc-dc转换器 - Google Patents

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CN113302826A CN202080009258.1A CN202080009258A CN113302826A CN 113302826 A CN113302826 A CN 113302826A CN 202080009258 A CN202080009258 A CN 202080009258A CN 113302826 A CN113302826 A CN 113302826A
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Abstract

准许包括区域边界附近和区域边界处的全范围输出电压的多级DC至DC转换器电路和方法。实施方式在相邻或邻近区域之间交替，在第一区域中操作达选定时间，并且然后在第二区域中操作达选定时间。实施方式可以包括并联电容器电压平衡电路，该并联电容器电压平衡电路将电容器连接至源电压以对该电容器充电，或者将两个或更多个电容器耦接在一起以转移电荷，这些都是在实时电容器电压测量的控制下。实施方式可以包括无损电压平衡解决方案，在该无损电压平衡解决方案中，允许无序状态转变，从而增加或减小特定电容器两端的电压以防止转换器主开关上的电压过应力。可以对状态转变的整个序列施加限制以减少或避免转变状态切换，从而允许每个电容器有机会根据需要使其电压被引导以进行平衡。

Description

多级DC-DC转换器
相关申请的交叉引用和要求优先权
本申请要求以下专利申请的优先权，所有以下专利申请均已转让给本发明的受让人，所有以下专利申请的全部内容通过引用并入：
·于2019年1月16日提交的题为“Multi-Level DC-DC Converter with BoundaryTransition Control”的美国专利申请第16/249,794号；
·于2019年1月16日提交的题为“Multi-Level DC-DC Converter with LossyVoltage Balancing”的美国专利申请第16/249,796号；以及
·于2019年1月16日提交的题为“Multi-Level DC-DC Converter with LosslessVoltage Balance”的美国专利申请第16/249,805号。
背景
(1)技术领域
本发明涉及电子电路，并且更具体地涉及多级DC至DC转换器电路。
(2)背景技术
许多电子产品，特别是移动计算和/或通信产品和部件(例如，笔记本电脑、超级本电脑、平板设备、LCD和LED显示器)需要多个电压电平。例如，无线电发射机功率放大器可能需要相对高的电压(例如，12V或更高)，而逻辑电路系统可能需要相当低的电压电平(例如，1V至2V)。还有其他电路系统可能需要中间电压电平(例如，5V至10V)。此外，一些电子部件例如LCD和LED显示器可能需要可变电压电平以允许不同的光强度水平，例如从暗到亮。
通常使用DC至DC转换器从DC电源例如电池生成较低或较高的DC电压。从较高电压DC电源生成中间和/或低电压电平的DC至DC转换器通常称为降压转换器，之所以这么称呼是因为VOUT小于VIN，因此转换器使输入电压“降压”。生成比DC电源高的电压电平的DC至DC转换器通常称为升压转换器，因为VOUT大于VIN。一些DC至DC转换器电路可以输出多个输出电压，并且可以被配置为降压转换器或升压转换器二者，其中操作模式能够通过控制电路系统选择。
例如，图1是一种基于电感器的现有技术两级反相降压-升压转换器电路100的示意图。由其各自的时钟信号
Figure BDA0003162583990000021
和
Figure BDA0003162583990000022
指定的两个开关串联耦接在具有电压V1的DC输入与具有电压V2的DC输出之间。电感器L1以并联配置耦接在开关
Figure BDA0003162583990000023
和
Figure BDA0003162583990000024
之间。开关可以是例如电子开关，例如场效应晶体管，特别是MOSFET。时钟信号
Figure BDA0003162583990000025
和
Figure BDA0003162583990000026
是互补的并且由时钟/控制电路(未示出)以已知方式提供。时钟占空比——时钟信号
Figure BDA0003162583990000027
导通(ON)与断开(OFF)的比率——确定电感器L1两端的瞬时电压，并且因此确定电路的输出处的平均电压V2(未示出的其他电路系统可以用于平滑V2)。输出电压V2可以用V1和占空比DC表示为：
V2＝-V1×[DC/(1–DC)] [公式1]
例如，如果Vl为5V并且占空比为40％(.4)，则V2等于-3.33V，而如果占空比为60％(.6)，则V2等于-7V。图1的反相降压-升压转换器的电感器L1因此暴露于两个电压电平(V1和V2)并具有两个开关状态(
Figure BDA0003162583990000028
导通(ON)并且
Figure BDA0003162583990000029
断开(OFF)，或者
Figure BDA00031625839900000210
断开(OFF)并且
Figure BDA00031625839900000211
导通(ON))，并且通常被认为是“2级转换器”。
图1的电路配置的问题在于，最小电感器大小受到V1与V2之间的差的最大值以及电感器L1的最低开关频率的限制。电压差越大并且频率越低，电感器就需要越大。此外，对于某些技术(例如，低电压CMOS)，每个开关
Figure BDA00031625839900000212
承受断开(OFF)状态电压的能力是输入电压范围的限制因素。
因此，需要允许较小的最小电感器大小同时准许全范围的输出电压的DC至DC转换器电路和相关方法。还需要避免开关晶体管的电压过应力的相关电路和方法。本发明解决了这些以及更多的需求。
发明内容
本发明包含准许跨所有操作区域的全范围输出电压的多级DC至DC转换器电路和相关方法。实施方式允许生成非常接近每个区域的边界以及在每个区域的边界处的输出电压。一些实施方式包括在启动时和操作期间允许平衡电容器电压并且避免转换器电路开关晶体管的电压过应力的电路和方法。
更具体地，为了生成非常接近每个区域的边界以及在每个区域的边界处的输出电压，本发明的实施方式基本上在相邻(或甚至邻近)区域之间交替(切换)。因此，根据本发明的该方面的多级DC至DC转换器电路将在第一区域中操作达选定时间，并且然后在转变回第一区域之前在第二区域中操作达选定时间。因此，两个区域被视为单个“超区域”(“super-zone”)。
多级DC至DC转换器电路的一些实施方式包括并联“影子”电容器电压平衡电路，该并联“影子”电容器电压平衡电路将电容器连接至源电压以对该电容器充电，或者将两个或更多个电容器耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷，这些均是在实时电容器电压测量的控制之下。电容器电压被实时恢复到目标电压，从而防止FET开关看到过高的电压。另外，“影子”电容器电压平衡电路可以用于以相对缓慢且均匀的速率对DC至DC转换器电容器预充电，使得电容器电压成比例上升，从而防止DC至DC转换器的主开关上的电压过应力。
一些实施方式使用无损电压平衡解决方案，在该无损电压平衡解决方案中，允许在正常操作期间发生多级DC至DC转换器电路的无序状态转变。无序状态转变的净效应是增加或减小特定电容器两端的电压，从而防止DC至DC转换器的主开关上的电压过应力。在一些实施方式中，对状态转变的整个序列施加限制以减少或避免转变状态切换，从而允许每个电容器有机会根据需要使其电压被引导，而不是使得一个电容器进行电压平衡然后对另一个电容器进行电压平衡。
本发明的一个或更多个实施方式的细节在附图和以下描述中阐述。根据说明书和附图以及根据权利要求，本发明的其他特征、目的和优点将是明显的。
附图说明
图1是一种基于电感器的现有技术两级反相降压-升压转换器电路的示意图。
图2A是克服了图1的两级转换器的许多限制的一种基于电感器的多级反相降压-升压转换器电路的示意图。
图2B是可以被配置为降压-升压转换器、或降压转换器、或升压转换器的通用类型的基于电感器的多级转换器电路的示意图。
图3A是示出了在两个操作区域中3级转换器的开关的状态转变的状态转变图。
图3B是示出了与图3A对应的相对于输入电压V1的区域输出电压V2范围的图。
图4A是示出了在三个操作区域中4级转换器的开关的状态转变的状态转变图。
图4B是示出了与图4A对应的区域电压范围的图。
图5A是示出了在四个操作区域中5级转换器的开关的状态转变的状态转变图。
图5B是示出了与图5A对应的区域电压范围的图。
图6是5级DC至DC反相降压-升压转换器电路的示意图。
图7A是针对图6的5级DC至DC转换器电路的用于区域1与区域2之间的边界区域的一种可能的边界区域转变模式的状态转变图。
图7B是针对图6的5级DC至DC转换器电路的用于区域2与区域3之间的边界区域的一种可能的边界区域转变模式的状态转变图。
图7C是针对图6的5级DC至DC转换器电路的用于区域3与区域4之间的边界区域的一种可能的边界区域转变模式的状态转变图。
图7D是一组时序图，其示出了针对图7A中示出的状态转变在表4A和表4B中描述的与区域1、子区域区域1-2_低和子区域区域1-2_高以及区域2对应的占空比。
图7E是示出第一实施方式的极性反转边界附近的占空比的混合的图。
图7F是示出第二实施方式的极性反转边界附近的占空比的混合的图。
图8是根据本发明的包括电容器电压平衡电路的多级DC至DC转换器电路的第一实施方式的示意图。
图9是示出了5级多级DC至DC转换器电路的根据时间(以毫秒为单位)的电容器电压(以相对伏特为单位)的时序图。
图10是用于图6的5级DC至DC转换器电路的一种可能的无损电容器电压平衡转变模式的状态转变图。
图11是用于图6中所示类型的多级DC至DC转换器电路的时钟和控制电路系统的一个实施方式的示意图。
图12是示出由图11的生成器电路生成的三个三角波形加上根据误差电压VEAOut和各种偏置电压的区域转变的时序图。
图13是可能用在无线设备例如蜂窝电话中的典型的现有技术收发器的框图。
图14是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中生成全范围输出电压的一种方法的过程流程图。
图15是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的第一方法的过程流程图。
图16是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的第二方法的过程流程图。
各图中相似的附图标记指示相似的元件。
具体实施方式
本发明包含准许跨所有操作区域的全范围输出电压的多级DC至DC转换器电路和相关方法。实施方式允许生成非常接近每个区域的边界和在每个区域的边界处的输出电压。一些实施方式包括允许平衡电容器电压和避免转换器电路开关晶体管的电压过应力的电路和方法。
多级DC至DC转换器
基于电感器的多级DC至DC转换器在至少三种状态之间切换，至少三种状态中的每种状态限定呈现给电感器的至少三个不同电压中的一个电压(相比之下，图1的转换器电路仅在两种状态之间切换)。在针对特定输入电压和输出电压的正常操作期间，多级转换器电路在两种状态之间(例如，在0V与V1/2之间)来回切换。然而，在输入电压和/或输出电压变化时，可能需要改变为不同的状态对(例如，V1/2和V1)。基于电感器的多级DC至DC转换器可以被配置为仅降压转换器、仅升压转换器或降压-升压转换器，并且可以是反相的或非反相的。
作为一个示例，图2A是克服了图1的两级转换器的许多限制的一种类型的基于电感器的多级反相降压-升压转换器电路200的示意图。多级转换器200通过主动切换两个或更多个串联连接的开关(通常为MOSFET)来将输入电压V1转换为输出电压V2。开关的状态转变模式确定操作区域和对应的V2范围。
在图2A的示例中，多级转换器电路200包括由两组(V1组、V2组)串联连接的开关包围(bracket)的分流电感器L1，这些串联连接的开关由其相应的时钟信号(例如，
Figure BDA0003162583990000061
和
Figure BDA0003162583990000062
其中x＝1至N，并且N为≥2的整数)指定。串联连接的开关包括以下开关路径：该开关路径具有被配置成耦接至电压源的电压输入和被配置成耦接至电负载的电压输出。第一组串联耦接的开关和第二组串联耦接的开关中的每对开关由相应的节点分隔开。一组中的每对开关(例如，
Figure BDA0003162583990000063
和
Figure BDA0003162583990000064
)之间的节点通过电容器Cx耦接至另一组中的每对开关(例如，
Figure BDA0003162583990000065
和
Figure BDA0003162583990000066
)之间的对应节点。因此，开关
Figure BDA0003162583990000067
与
Figure BDA0003162583990000068
之间的节点A1通过电容器C1耦接至开关
Figure BDA0003162583990000069
与
Figure BDA00031625839900000610
之间的节点A2。同样，用于每个V1、V2开关组的时钟信号
Figure BDA00031625839900000611
和
Figure BDA00031625839900000612
是互补的并且由控制电路(未示出)提供。
图2B是可以被配置为降压-升压转换器、或降压转换器、或升压转换器的通用类型的基于电感器的多级转换器电路250的示意图。虽然在大多数方面类似于图2A的多级转换器电路200，但是电感器L1可以被认为具有不同的电路节点C，该不同的电路节点C可以以多种不同配置连接。
例如，将电路节点C连接至电路接地线252并且将电路节点A和D用于DC输入并将端子B和E用于DC输出产生图2A的多级反相降压-升压转换器电路200。在另一种配置中，如果电路节点B连接至电路接地线252并且在电路节点A和D处施加输入电压，则电路节点C和E处的输出电压将是输入电压的分数，产生降压转换器配置。在又一配置中，如果电路节点B连接至电路接地线252并且在电路节点C和E处施加输入电压，则电路节点A和D处的输出电压将是输入电压的倍数，产生升压配置。因此，虚线框254内的电路系统可以被认为是具有电路节点或端子A、B和C的三端子核心设备。
对于任何允许的N值，多级转换器200、250的电感器Ll暴露于多于两个电压电平并且具有多于两个状态。通过增加电平的数目，电感器L1两端的电压降低，从而降低了所需的电感。
例如，如果图2A的转换器电路被配置成使得N＝2，则电路将用作包括两组两个开关(总共四个开关)、一个电容器C1和电感器L1的3级转换器。开关将由2相时钟模式驱动。例如，图3A是示出了在两个操作区域中3级转换器的开关的状态转变的状态转变图，并且图3B是示出了与图3A对应的相对于输入电压V1的区域输出电压V2范围的图。不同的开关模式确定哪个区域可操作以及开关状态，并且通过控制转换器200在每个状态转变STx中停留的时间(类似于传统的2级转换器的可变占空比)来调节输出电压V2。区域的占空比是在第一状态转变(例如ST1)中花费的时间量相对于在第二状态转变(例如ST2)中花费的时间量。例如，3级转换器的区域1的占空比33％/67％意味着ST1中的比特序列被启用达周期的33％，并且ST2中的比特序列被启用达周期的67％。
在图3A的示例中，区域1中的操作允许输出电压V2的范围从大约0至大约-1/1V1(即-1V1，在等效的2级转换器电路占空比为50％处；参见上面的等式1)。区域2中的操作允许V2输出电压的范围从大约-1V1至接近负无穷大的某值(在等效的2级转换器电路占空比为100％处)。每个状态转变STx的二进制值代表图2A的V1开关组中的对应开关(本该示例中为
Figure BDA0003162583990000071
和
Figure BDA0003162583990000072
)的导通(ON)状态或断开(OFF)状态；V2开关组中的开关的状态将是恰好互补的。在以下示例中，每个状态转变STx的最低有效位映射到开关
Figure BDA0003162583990000073
而下一较高有效位映射到开关
Figure BDA0003162583990000074
每个附加有效位映射到线路中的下一个开关，并且因此最高有效位N映射到开关
Figure BDA0003162583990000075
因此，在图3A中，当在区域1中操作时，开关
Figure BDA0003162583990000076
和
Figure BDA0003162583990000077
二者最初均为断开(OFF)(第一行中的ST1＝00)，并且然后分别转变为导通(ON)和断开(OFF)(第一行中的ST2＝10)。(相应地，V2组中的互补开关
Figure BDA0003162583990000078
和
Figure BDA0003162583990000079
二者最初均为导通(ON)，并且然后分别转变为断开(OFF)和导通(ON)。区域1中的下一转变将开关
Figure BDA00031625839900000710
和
Figure BDA00031625839900000711
二者均设置为断开(OFF)(第二行中的ST1＝00)，并且然后分别转变为断开和导通(第二行中的ST2＝01)。下一转变是从第二行中的ST2＝01到第三行中的ST1＝00。这完成了当在区域1中操作时3级转换器电路的一个开关周期，并且该周期重复。当在区域2中操作时，开关
Figure BDA00031625839900000712
和
Figure BDA00031625839900000713
最初分别为导通和断开(第一行中的ST2＝10)，并且然后二者均转变为导通(第一行中的ST3＝11)。区域2中的下一转变将开关
Figure BDA00031625839900000714
和
Figure BDA00031625839900000715
分别设置为断开和导通(第二行中的ST2＝01)，并且然后二者均转变为导通(第二行中的ST3＝11)。下一转变是从第二行中的ST3＝11到第三行中的ST2＝10。这完成了当在区域2中操作时3级转换器电路的一个开关周期，并且该周期重复。
如图3B近似地指示，区域1中的操作实现反向降压电压的范围(0至大约-1V1)，而区域2中的操作实现反向升压电压的范围(大约-1V1至接近负无穷大的某值)，在两种情况下均取决于针对状态转变STx的选定占空比。与2级转换器的电感器相比，3级转换器的电感器L1看到两倍(2×)的基频以及不超过1/2的电压。因此，电感器L1经历的较低电压和较高频率允许使用较小的电感器。
作为另一示例，如果图2A的转换器电路被配置成使得N＝3，则该电路将用作包括两组三个开关(总共六个开关)、两个电容器C1、C2和电感器L1的4级转换器。开关将由三相时钟模式驱动。例如，图4A是示出了在三个操作区域中4级转换器的开关的状态转变的状态转变图，并且图4B是示出了与图4A对应的区域电压范围的图。同样，不同的开关模式确定哪个区域可操作。在图4A的示例中，区域1中的操作允许V2输出电压的范围从大约0至大约-1/2V1(在等效的2级转换器电路占空比为大约33％处)。区域2中的操作允许V2输出电压的范围从大约-1/2V1至大约-4/2V1(即-2V1，在等效的2级转换器电路占空比为大约67％处)。区域3中的操作允许V2输出电压的范围从大约-2V1至接近负无穷大的某值(在等效的2级转换器电路占空比为100％处)。每个状态转变STx的二进制值代表V1开关组(在本示例中为
Figure BDA0003162583990000081
和
Figure BDA0003162583990000082
)中的对应开关的导通状态或断开状态；同样，V2开关组中的开关的状态将是恰好互补的。与2级转换器的电感器相比，4级转换器的电感器L1看到三倍(3×)的基频并且经历不超过1/3的电压，因此可以使用显著更小的电感器。
作为又一示例，如果图2A的转换器电路被配置成使得N＝4，则该电路将用作包括三组三个开关(总共八个开关)、三个电容器C1、C2、C3和电感器L1的5级转换器。开关将由4相时钟模式驱动。例如，图5A是示出了在四个操作区域中5级转换器的开关的状态转变的状态转变图，并且图5B是示出了与图5A对应的区域电压范围的图。同样，不同的开关模式确定哪个区域可操作。在图5A的示例中，区域1中的操作允许V2输出电压的范围从大约0至大约-1/3V1(在等效的2级转换器电路占空比为25％处)。区域2中的操作允许V2输出电压的范围从大约-1/3V1至大约-3/3V1(即-1V1，在等效的2级转换器电路占空比为50％处)。区域3中的操作允许V2输出电压的范围从大约-1V1至大约-9/3V1(即-3V1，在等效的2级转换器电路占空比为75％处)。区域4中的操作允许V2输出电压的范围从大约-3V1至接近负无穷大的某值(在等效的2级转换器电路占空比为100％处)。每个状态转变STx的二进制值代表V1开关组中的对应开关(本示例中为
Figure BDA0003162583990000083
和
Figure BDA0003162583990000084
)的导通状态或断开状态；同样，V2开关组中的开关的状态将是恰好互补的。
与2级转换器的电感器相比，5级转换器的电感器Ll看到四倍(4×)的基频并且经历不超过1/4的电压，因此允许使用显著更小的电感器。例如，表1针对相同的V1和V2电压电平将传统2级反相降压-升压架构的电感器L1两端的电压与5级反相降压-升压架构的电感器L1两端的电压进行了比较。
Figure BDA0003162583990000091
表1
多级DC至DC转换器设计挑战
尽管与2级转换器相比有许多优点，但是多级转换器更复杂且难以控制。一个显著的问题是，虽然生成在每个区域内的V2输出电压相对简单，但生成非常接近每个区域的边界以及在每个区域的边界处的V2通常是不可能的，因为时钟信号的有限脉冲宽度以及占空比实际上不能是0％或100％。例如，在5级转换器中生成恰好为-1/3V1的V2输出将需要电容器C2的100％占空比状态，这是不可能的。更一般地，最小占空比由电路可以处理的最小脉冲宽度确定。例如，如果最小脉冲宽度为12ns并且电感器L1看到的频率为5MHz(200ns周期)，则最小占空比将为6％。在图3B、图4B和图5B中，每个区域的边界处的宽黑带是“边界区域”，“边界区域”代表使用常规的多级DC至DC转换器电路无法获得的输出电压V2。例如，参考图3B，区域1和区域2理论上应该邻接-V1，但实际电路不能生成非常接近(例如，±6-10％)每个区域的理论边界或在每个区域的理论边界处的输出电压。
另一个挑战是确保电容器电压完全平衡，使得所有FET开关经受相似的VDS电压。然而，存在可能导致电容器电压失去平衡的非理想情况，例如不匹配的电容、电容器等效串联电阻(ESR)、FET开关导通电阻(RON)和不对称电容器充电/放电(例如，由于状态之间开关和电容器的不同串联组合)。由于暴露于过高的电压，不平衡的电容器可以引起FET开关的击穿。
相关的问题是，在转换器电路启动时，电容器的过高充电速率可能导致开关晶体管的电压过应力。
为了生成非常接近每个区域的边界以及在每个区的边界处的输出电压，本发明的实施方式基本上在相邻(或甚至邻近)区域之间交替(切换)。因此，根据本发明的该方面的多级DC至DC转换器电路将在第一区域中操作达选定时间，并且然后在转变回第一区域之前在第二区域中操作达选定时间。因此，这两个区域被视为单个“超区域”。
多级DC至DC转换器电路的一些实施方式包括并联“影子”电容器电压平衡电路，该并联“影子”电容器电压平衡电路将电容器Cx连接至源电压以对该电容器充电，或者将两个或更多个电容器Cx耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷，这些都是在实时电容器电压测量的控制下。电容器电压被实时恢复到目标电压，从而防止FET开关看到过高的电压。另外，“影子”电容器电压平衡电路可以用于以相对缓慢且均匀的速率对DC至DC转换器电容器预充电，使得电容器电压成比例上升，从而防止DC至DC转换器的主开关上的电压过应力。
一些实施方式使用无损电压平衡解决方案，在该无损电压平衡解决方案中，允许在正常操作期间发生多级DC至DC转换器电路的无序状态转变。无序状态转变的净效应是增加或减小特定电容器两端的电压，从而防止DC至DC转换器的主开关上的电压过应力。在一些实施方式中，对状态转变的整个序列施加限制以减少或避免转变状态切换，从而允许每个电容器有机会根据需要使其电压被引导，而不是使得对一个电容器进行电压平衡然后再对另一个电容器进行电压平衡。
5级DC至DC转换器电路示例
为了易于理解，本说明书中阐述的示例利用5级DC至DC转换器电路。例如，图6是5级DC至DC反相降压-升压转换器电路600的示意图。然而，不失一般性，本发明的创造性方面可以应用于其他多级DC至DC转换器电路，其包括非反相版本、仅降压版本和仅升压版本。
在图6中，时钟和控制电路602向V1开关组提供可变占空比时钟脉冲
Figure BDA0003162583990000111
并且向V2开关组提供可变占空比时钟脉冲
Figure BDA0003162583990000112
其中，对于该示例，x＝1至4。用于V2开关组的时钟脉冲与用于V1开关组的对应时钟脉冲互补。时钟脉冲本质上是脉宽调制(PWM)开关电压。
对于正常操作，时钟脉冲以图5A中所示的区域模式施加至5级DC至DC转换器电路600，以生成图5A中所示的区域范围内的输出电压V2。因此，为了选择特定的输出电压V2，确定应该选择哪个区域作为操作区域(从而确定状态转变比特序列的模式)和对应占空比(从而确定V2相对于V1的特定值)。例如，如果V1＝3V，则对于-0.922V的期望V2(因此，V2将小于-1/3V1)，将选择图5A中的区域1，并且在ST1状态下占空比可能是周期时间的6％，并且在ST2状态下占空比可能是周期时间的94％。在ST1状态下超过周期时间的6％的占空比以及在ST2状态下小于周期时间的94％的占空比，将使V2具有更接近于零的值。在一些实施方式中，时钟和控制电路602可以包括根据区域和周期时间值的V2(相对于V1)的映射，其可以通过建模、计算和/或经验校准来针对特定电路确定。该映射可以以查找表(LUT)或以组合逻辑来实现。
图6中的开关
Figure BDA0003162583990000113
可以是例如场效应晶体管(特别是MOSFET)，并且可以实现在集成电路“芯片”上。虽然针对每个开关
Figure BDA0003162583990000114
示出了单个开关符号，但是开关
Figure BDA0003162583990000115
中的一个或更多个可以包括例如晶体管(特别是MOSFET)的串联堆叠，以处理较高的电压。
三个电容器C1至C3优选地具有相同的值，并且典型地相对于开关
Figure BDA0003162583990000116
在芯片外。电感器L1也将典型地在芯片外。作为用于1.25MHz开关频率的值的一个示例，电容器C1至C3可以是大约2微法拉或更高，并且电感器L1可以是大约110毫微亨。对于示出的配置，电容器电压VCx在理想的成比例平衡条件下如表2中所阐述。
电容器电压
V<sub>C1</sub>＝1/4(V<sub>1</sub>–V<sub>2</sub>)
V<sub>C2</sub>＝1/2(V<sub>1</sub>–V<sub>2</sub>)
V<sub>C3</sub>＝3/4(V<sub>1</sub>–V<sub>2</sub>)
表2
边界区域转变
为了生成边界区域内的输出电压，本发明的实施方式通过以边界区域转变模式设置转换器电路开关的状态来基本上在相邻(或者甚至邻近)区域之间交替(切换)。对于5级DC至DC转换器电路，在区域1与区域2之间、区域2与区域3之间以及区域3与区域4之间存在三个边界区域；例如，参见图5B。因此，在一个示例实施方式中，为了生成在区域2与区域3之间的理论边界附近或在区域2与区域3之间的理论边界处(即，在该示例中，在-V1附近或在-V1处)的输出电压V2，开关将在状态转变ST2、ST3和ST4之间切换(参见图7B，下面进一步描述)。因此，对于该特定示例，5级DC至DC转换器电路600将在区域2中操作达选定时间并且在相邻区域3中操作达选定时间。因此，区域2和区域3被视为单个“超区域”。更一般地，在某些情况下，使用非相邻区域或使用多于两个区域(相邻和/或非相邻)创建超区域可能是有用的。
根据本发明，许多不同的边界区域转变模式可以用于在区域之间交替地切换。例如，图7A至图7C是用于图6的5级DC至DC转换电路600的边界区域的可能的边界区域转变模式的状态转变图。每个区域内以及每个区域之间的转变状态优选地遵循反射二进制码(也称为格雷码)比特序列，使得每次转变仅改变一个比特位置，从而降低了开关损耗和电压瞬变的大小。虽然在图7A至图7C中示出了特定的反射二进制码，但是可以使用其他反射二进制码比特序列。
图7A是针对图6的5级DC至DC转换器电路600的用于区域1与区域2之间的边界区域的一个可能的边界区域转变模式的状态转变图。在所示的示例中，以ST1 0000开始，5级转换器电路600首先转变至ST2 1000，与常规的5级转换器相同的区域1转变。然而，第二转变是从ST2 1000到ST3 1100——即，转变到区域2(相比之下，在常规的转换器中，第二转变将从ST2 1000到ST1 0000，都在区域1中)。第三转变是从ST3 1100到ST2 0100(在区域2中)，第四转变是从ST2 0100到ST1 0000(返回到区域1，由第二行中的“顶部”左箭头指示)，第五转变是从ST1 0000到ST2 0100(在区域1中，由第二行中的“底部”右箭头指示)，并且第六转变是从ST2 0100到ST3 0110(返回到区域2)。在超区域1-2的区域1与区域2内以及在超区域1-2的区域1与区域2之间的剩余转变是类似的。存在在图7A的超区域1-2中构成一个重复周期的总共16个转变，而常规的单个区域模式具有8个转变(作为一个示例参见图5A)。图7A中的转变状态的比特序列用于控制图6中的V1开关组；用于控制图6中的V2开关组的比特序列将是互补的。在针对该操作模式上电时，上电复位将电路状态初始化为区域1中的ST10000。
图7B是针对图6的5级DC至DC转换器电路600的用于区域2与区域3之间的边界区域的一个可能的边界区域转变模式的状态转变图。区域内的状态转变和区域间的状态转变的模式与图7A类似，但是每个状态的比特序列值不同。类似地，图7C是针对图6的5级DC至DC转换器电路600的用于区域3与区域4之间的边界区域的一个可能的边界区域转变模式的状态转变图。区域内的状态转变和区域间的状态转变的模式与图7A类似(同样，每个状态的比特序列值不同)。
因此，当在边界区域操作模式下时，时钟和控制电路602利用开关状态的16转变周期控制图6的V1开关组和V2开关组。相比之下，当在正常操作模式下时(即，不在区域边界附近或不在区域边界处)，时钟和控制电路602利用开关状态的8转变周期控制V1开关组和V2开关组。
由图5A和图7A至图7C中的二进制值表示的比特序列(以及它们的互补比特序列)控制图6中的哪些开关被设置为导通或断开。时钟和控制电路602生成比特序列并输出合适的开关电压以为图6中的开关
Figure BDA0003162583990000131
设置对应的导通状态或断开状态。可以使用简单的3比特控制代码来为时钟和控制电路602选择区域或边界区域操作的模式；表3中示出了这样的区域选择代码的示例。替选地，时钟和控制电路602可以耦接至用于每个区域的直接控制线(即，非二进制编码的)；因此，对于当前示例，将需要7条控制线来在区域(包括边界区域)之中进行选择。在任何一种情况下，可以通过选择(静态地或动态地)特定输出电压V2来确定区域选择代码的值，选择(静态地或动态地)特定输出电压V2又可以通过向时钟和控制电路602施加数字代码或者模拟电压或电流而引起。
控制线# 区域选择代码 活动区域/边界区域
1 000 区域1
2 001 边界区域1-2
3 010 区域2
4 011 边界区域2-3
5 100 区域3
6 101 边界区域3-4
7 110 区域4
表3
时钟和控制电路602可以包括根据常规区域、边界区域和周期时间值的V2(相对于V1)的映射。可以通过建模、计算和/或经验校准来针对特定电路确定映射值。该映射可以以查找表(LUT)或以组合逻辑实现。时钟和控制电路的更详细的示例在下面关于图11进行描述。
使用子区域的边界区域转变
虽然图7A至图7C示出了图6中的哪些开关被设置为导通或断开以实现在理论区域间边界附近或在理论区域间边界处的输出电压V2，但是可以进行增强以平滑区域至区域的转变。特别地，在状态之间切换电容器C1至C3和电感器L1的复杂性可能需要针对每个选定的区域操作模式对占空比(脉冲宽度)进行一些动态控制，以更好地匹配区域转变边界处的V2。因此，设计时钟和控制电路602以生成提供区域边界附近和区域边界处的平滑的V2电压斜坡的占空比通常是有用的。
在误差放大器的极性被周期性地反转以允许增加误差放大器有效输出电压范围的一些实施方式中，已经发现将边界区域细分为两部分是有用的，其中一部分在理论区域边界的较低电压侧，并且另一部分在理论区域边界的较高电压侧。在这样的实施方式中，在两个部分或子区域的交界处，误差放大器极性反转。例如，可以对区域1与区域2之间的边界区域进行划分以包括区域1-2_低子区域和区域1-2_高子区域；可以对区域2与区域3之间的边界区域以及区域3与区域4之间的边界区域进行类似的细分。除了在这些实施方式中误差放大器极性反转之外，在低边界子区域与高边界子区域之间时钟同步在固定脉冲宽度与调制脉冲宽度之间改变，如下文进一步描述的。
以超区域1-2作为示例，当Vl＝3V时，表4A示出了针对在区域1与区域2之间的边界的低侧附近的区域1中的操作(朝向区域2转变)的可能占空比。在ST1状态下选定值为周期时间的6％并且在ST2状态下选定值为周期时间的94％的情况下，V2＝-0.922V。如果特定的时钟和控制电路602不能生成小于6％的占空比，则边界区域转变可以用于获得更接近区域1与区域2之间的理论边界以及在区域1与区域2之间的理论边界处的V2值。例如，使用图7A中所示的16状态转变周期，针对ST1的17％的区域1-2_低子区域占空比和针对ST2的83％的区域1-2_低子区域占空比生成V2＝-0.785V，并且针对ST3的6％的区域1-2_低子区域占空比和针对ST2的94％的区域1-2_低子区域占空比生成V2＝-1.082V，平均V2为-0.934V(请记住，其他电路系统例如输出存储电容器可以用于进一步平滑V2)。值得注意的是，在区域1-2_低子区域中ST1-ST2状态转变的占空比实际上增加以生成较低的V2电压以抵消ST2-ST3状态转变的较高V2电压。
Figure BDA0003162583990000151
表4A
类似地，表4B示出了针对区域1-2_高子区域中的操作(还是朝向区域2转变)的可能占空比。针对ST1的6％的占空比和针对ST2的94％的占空比生成V2＝-0.922，并且针对ST3的17％的占空比和针对ST2的83％的占空比生成V2＝-1.24V，平均V2为-1.081V。获得更高的V2值最终需要在区域1与区域2之间的理论边界的高侧附近的区域2中操作。在ST2状态下选定值为周期时间的94％并且在ST3状态下选定值为周期时间的6％的情况下，V2＝-1.082V。注意，区域1-2_低与区域1-2_高之间的转变可以被认为(并被实施)为占空比的极性反转(区域1-2_低中的17/83/94/6％与区域1-2_高中的6/94/83/17％)。
Figure BDA0003162583990000152
表4B
表4A和表4B中的示例占空比示出了V2从低到高平滑地斜升。可以针对子区域区域2-3_低和区域2-3_高以及子区域区域3-4_低和区域3-4_高生成类似的表。应该清楚的是，其他占空比值(以及V1的其他值)将产生V2的其他值。然而，目标是选择将(a)在区域内但靠近边界区域的V2与(b)边界区域在其之间切换的两个区域的平均V2密切匹配的占空比。
图7D是一组图，其示出了与区域1、子区域区域1-2_低和区域1-2_高以及区域2对应的针对图7A中所示的状态转变在表4A和表4B中描述的占空比。针对区域1的占空比图对应于表4A中的区域1可变宽度“误差放大器”路径值。针对区域1-2_低的图是以下两个占空比的组合：表4A中的区域1-2_低可变宽度“误差放大器”路径值和区域1-2_低固定宽度“固定偏置”路径值。针对区域1-2_高的图是以下两个占空比的组合：表4B中的区域1-2_高固定宽度“固定偏差”路径值和可变宽度“误差放大器”路径值。针对区域2的占空比图对应于表4B中的区域2可变宽度“误差放大器”路径值。
在所示的实施方式中，对于非常接近从区域1-2_低到区域1-2_高的转变(“极性反转边界”)的输出设置，占空比可以被认为是区域1-2_低组合占空比和区域1-2_高组合占空比的混合。例如，图7E是示出第一实施方式的在极性反转边界附近的占空比的混合的图。请注意，一些脉冲宽度是固定的，并且一些脉冲宽度是可变的，并且可变宽度脉冲的百分比是终点值。在该示例中，针对ST1和ST3的可变脉冲宽度的范围可以在6％与17％之间。随着可变脉冲宽度远离极性反转边界而朝向区域1(左侧)或区域2(右侧)移动，可变脉冲宽度增加，并且可变宽度脉冲在极性反转边界附近从17％变为6％或从6％变为17％通常花费许多周期。当用于下面在图11中示出的电路的控制回路针对当前条件(选定的设置和负载)稳定到正确输出电压时，可变脉冲宽度将停止改变。每当命令输出电压改变或存在负载阶跃瞬变(意味着输出负载电流改变)时，可变脉冲宽度将再次改变。
图7F是示出第二实施方式的在极性反转边界附近的占空比的混合的图。上面针对图7E的描述适用于图7F，唯一的不同是固定宽度ST3与ST1脉冲之间的极性反转边界的位置，而在图7E中，极性反转边界在可变宽度ST1与ST3脉冲之间。图7E和图7F的混合占空比模式是替选方案；实际上，通常将使用仅一种混合占空比模式。
可以使用简单的4比特控制代码来为时钟和控制电路602选择区域操作的模式——区域转变或边界子区域转变(低或高)；表5中示出了这样的区域选择代码的示例。替选地，时钟和控制电路602可以耦接至每个区域的直接控制线(即，非二进制编码的)；因此，对于当前示例，将需要10条控制线来在区域与边界子区域之间进行选择。在任何一种情况下，通过对特定输出电压V2的选择(静态地或动态地)来确定区域选择代码的值，对特定输出电压V2的选择(静态地或动态地)又可以是通过向时钟和控制电路602施加数字代码或者模拟电压或电流而引起。
控制线# 区域选择代码 活动区域/边界子区域
1 0000 区域1
2 0001 区域1-2_低(边界子区域)
3 0010 区域1-2_高(边界子区域)
4 0011 区域2
5 0100 区域2-3_低(边界子区域)
6 0101 区域2-3_高(边界子区域)
7 0110 区域3
8 0111 区域3-4_低(边界子区域)
9 1000 区域3-4_高(边界子区域)
10 1001 区域4
表5
在下面关于图11详细描述了用于选择活动区域(包括边界子区域)的特定时钟和控制电路。
电容器电压平衡-第一实施方式
如上所述，多级DC至DC转换器电路的一个挑战是确保电容器电压基本上完全成比例平衡，使得所有FET开关均经受类似的漏极至源极电压VDS，因为由于暴露于高电压，不平衡的电容器可以导致FET开关的击穿。对于图6的5级DC至DC转换器电路600，完全成比例平衡的电容器目标电压将如上面表2中所示；在这样的目标电压下，所有开关将看到1/4(V1–V2)的VDS下降。还要注意的是，即使在具有单个电容器C1的3级中，也需要管理(平衡)电容器电压使得耦接的FET开关经受类似的漏极至源极电压VDS。然而，由于上述可以导致电容器电压失去平衡的非理想情况，因此需要将电容器电压实时恢复到目标电压，以防止FET开关看到过高的电压。
在多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的一种解决方案是提供并联“影子”电路，该并联“影子”电路有条件地将电容器Cx耦接至源电压以对该电容器充电，或有条件地将两个或更多个电容器Cx耦接在一起以将电荷从较高电压电容器转移到较低电压电容器，或有条件地将电容器Cx耦接至电压吸收器以使该电容器放电，这些都是在实时电容器电压测量的控制下。对于许多实际实施方式，优选的是将电容器电压保持在通常约250mV，但不超过约500mV的目标电压之内。然而，请注意，这两个数字是针对特定实施方式任意选择的。更一般地，小的电压容差更好，但应该足够大以不受电路级瞬态噪声的影响。
例如，图8是根据本发明的包括电容器电压平衡电路的多级DC至DC转换器电路800的第一实施方式的示意图。为清楚起见，省略了图6中所示的控制电路系统以及电压检测和校正信号生成电路804与电容器Cx的连接。所示电容器电压平衡电路的一个方面是包括串联连接的成对的开关SWx和电阻Rx的开关电阻网络802，开关SWx和电阻Rx也与DC至DC转换器电路(在该示例中为5级电路)的主开关
Figure BDA0003162583990000181
和电容器Cx并联耦接。每个成对的开关SWx和电阻Rx与至少一个主开关
Figure BDA0003162583990000182
Figure BDA0003162583990000183
并联耦接。在所示的实施方式中，最里面的一对主开关
Figure BDA0003162583990000184
二者均被单个并联的成对的开关SWx和电阻Rx(在该示例中为SW4和R4)跨越。
图8中的开关SWx可以是例如场效应晶体管(特别是MOSFET)，并且可以实现在集成电路“芯片”上。虽然针对每个开关SWx示出了单个开关符号，但是开关SWx中的一个或更多个可以包括晶体管(特别是MOSFET)的串联堆叠，例如以处理较高的电压。
在一个示例实施方式中，电阻Rx具有表6中示出的值(作为参考点，在这些示例电阻的情况下，主开关
Figure BDA0003162583990000185
具有大约10毫欧的导通电阻RON，其比电容器电压平衡电路的开关-电阻器对SWx-Rx的电阻小大约2500倍到5000倍)。在另一示例实施方式中，每个开关和电阻器对被设置为具有大约50欧姆的电阻。请注意，这些电阻值是针对特定实施方式选择的。可以相对于电容器值(例如，C1、C2、C3)和可以以其控制电容器电压的速度使用高或较低电阻器值。
Figure BDA0003162583990000186
Figure BDA0003162583990000191
表6
在图8所示的具体示例中，控制最外面的开关SW1、SW7以将电容器C3连接至输入DC电压源V1和输出V2以进行充电；控制最里面的开关SW4以通过电阻器R4短接电容器C1以进行放电；控制中间开关SW2、SW3、SW5、SW6以将对应的电容器连接在一起以转移电荷。电荷将总是从较高电压电容器转移到较低电压电容器，从而降低较高电压电容器的电压并增加较低电压电容器的电压。
耦接至电容器Cx的电压检测和校正信号生成电路804(也在图6中示出)不断地感测电容器电压相对于对应参考值的偏差并且生成具有“向上”(例如，Cx∧)或“向下”(例如，Cx∨)值的对应定向校正信号。可以例如使用误差放大器或类似的比较器将参考电压与对应电容器两端的瞬时电压进行比较来实现电压检测和校正信号生成电路804。然而，本领域的普通技术人员可以利用多种已知的模拟和/或数字电压测量电路中的任何一种来生成这样的校正信号。在任何情况下，使用迟滞误差放大器或比较器——其中迟滞电压是控制容差——可能是有用的。如本领域中已知的，迟滞设置上限阈值和下限阈值以消除在太高的频率下的多个转变。在缓冲器或比较器的输入处的缓慢移动信号上存在噪声的情况下，迟滞通常用于消除输出“颤动”。在该示例中，迟滞量可以被选择为与电容器电压控制容差相同。
在所示示例中，生成耦接至组合电路806的六个电容器引导信号(C3∧/C3∨、C2∧/C2∨和C1∧/C1∨)，该组合电路806对一些引导信号进行组合并且生成四个控制信号：
Figure BDA0003162583990000192
和
Figure BDA0003162583990000193
其中，
Figure BDA0003162583990000194
是C3∨和C2∧校正信号的逻辑或(OR)，并且
Figure BDA0003162583990000195
是C2∨和C1∧校正信号的逻辑或(OR)。四个控制信号耦接至开关电阻网络802的串联连接的开关SWx(其中在该示例中x＝7)；相同的控制信号可以耦接至多于一个开关。注意，组合电路806被示为单独的部件仅是为了清楚地说明由组合电路806和电压检测和校正信号生成电路804提供的不同功能；然而，两个电路的功能可以组合成单个定向校正电路808。
电容器电压平衡电路与主开关
Figure BDA0003162583990000201
的正常操作并行工作，但由电容器电压平衡电路生成的控制信号的时序与主开关
Figure BDA0003162583990000202
的时钟信号时序无关。此外，在用于主开关
Figure BDA0003162583990000203
的时钟互补(异相)时，用于电感器L1两侧的电容器平衡开关SWx的控制信号是同相的。
在示出的5级多级DC至DC转换器电路800中，每个生成的控制信号使对应的一个开关或多个开关接通，以通过直接连接至电压源或吸收器或者通过允许在对应电容器之间共享电荷来允许对应的电容器开始充电或开始放电。因此，例如，当开关SW1和SW7通过
Figure BDA0003162583990000204
控制信号接通时，电容器C3耦接至V1和V2并开始充电。当电容C3两端的电压与施加到电压检测和校正信号生成电路804的对应参考电压匹配时，将不生成
Figure BDA0003162583990000205
控制信号，并且开关SW1和SW7将恢复到断开状态。作为另一示例，当开关SW4通过
Figure BDA0003162583990000206
控制信号接通时，电容器C1通过R4被短接并开始放电。当电容器C1两端的电压与施加到检测和校正信号生成电路804的对应参考电压匹配时，将不生成
Figure BDA0003162583990000207
控制信号，并且开关SW4恢复到断开状态。作为又一示例，如果开关SW2和SW6通过
Figure BDA0003162583990000208
组合控制信号接通，则电容器C2和C3连接在一起并且过量的电荷从较高电压电容器转移到较低电压电容器，直到控制信号恢复到断开状态。
因此，可以通过来自定向校正电路808的一个或更多个控制信号将电容器Cx两端的电压VCx相对于彼此朝向平衡状态向上(至较高的电压)或向下(至较低的电压)“引导”。表7针对图8的示例5级多级DC至DC转换器电路800阐述了控制信号和对应的引导效果。
Figure BDA0003162583990000209
表7
应该清楚的是，虽然图8的示例示出了5级多级DC至DC转换器电路800，但是用于平衡电容器Cx两端的电压的示例电路系统可以扩展到其他多级DC至DC转换器电路，包括降压转换器电路、升压转换器电路、或降压-升压转换器电路(其中任何一个均可以是反相或非反相的)。基于开关的电容器电压平衡方法和电路系统可以与任何级的多级DC至DC转换器电路一起使用，并且可以与常规的多级DC至DC转换器电路以及使用边界区域转变(例如，如图7A至图7C中所示的状态转变模式)的多级DC至DC转换器电路结合使用。
图8中所示类型的电容器电压平衡电路的一个优点是，通过开关电阻网络802的电流与负载电流无关。另一个优点是，对于具有表6中阐述的电阻值的特定示例5级多级DC至DC转换器电路800，电容器电压平衡电路将电容器电压保持在表2的通常约为500mV的目标电压内。
电容器预充电
图8中所示类型的电容器电压平衡电路的另一个优点是，该电路可以用于在多级DC至DC转换器电路的启动期间的电容器预充电。作为多级DC至DC转换器电路的启动序列的一部分，在正常开关能够开始之前，应将电容器充电到对应的目标电压电平(例如，参见表2中的电压)。当电容器Cx较大时(例如，大于约20μF)，可能需要相当可观的时间量来预充电。如果输入电压V1高(例如，>3.6V，当对于主开关
Figure BDA0003162583990000211
使用单个MOSFET时)，则输入电压斜坡需要足够慢使得电容器电压可以按比例上升，以防止主开关
Figure BDA0003162583990000212
上的电压过应力。
有利地，当主开关
Figure BDA0003162583990000213
保持在初始状态时(即，V1主开关组全部断开，V2主开关组全部导通)，可以通过使图8中所示类型的电容器电压平衡电路在初始V1斜升期间有效来在启动期间初始化多级DC至DC转换器电路中的电容器Cx。在该时间期间，电容器电压将逐渐稳定到指定的目标电压。时间长度将取决于电容器Cx的电容——通常，电容器达到目标电压电平可能花费长达3毫秒。
作为经由电容器电压平衡电路进行预充电的示例，图9是时序图900，该时序图900示出了针对5级多级DC至DC转换器电路的根据时间(以毫秒为单位)的电容器电压(以相对伏特为单位)。在该示例中，多级DC至DC转换器电路被设置为输出目标电压V2＝-11V。在V1主开关组全部断开并且V2主开关组全部导通的预充电时段902期间，电压检测和校正信号生成电路804将检测到电容器C3两端的电压低，从而生成引导控制信号
Figure BDA0003162583990000214
该引导信号将使开关SW1和SW7接通，从而将电容器C3连接至V1和V2(在该示例中为3V)。请注意，V2通过电感器L1连接至电路接地，其表现为DC处短路。因此，电容器C3开始通过开关SW1和SW7充电。同时，电压检测和校正信号生成电路804将检测到电容C2和C1两端的电压，并针对开关SW2至SW6生成对应的引导控制信号，使电容器C3上的一些电荷经由开关SW2和SW6转移到电容器C2，以及使电容器C2上的一些电荷经由开关SW3和SW5转移到电容器C1。在示出的图表中，电容器C3两端的电压在当电荷向电容器C2和C1转移时的一点处下降，但通过电容器电压平衡电路的进一步作用，电容器C3两端的电压恢复。在该示例中在接近2ms时，主开关
Figure BDA0003162583990000221
的正常切换开始，并且输出V2在转变时段904期间从0V转变到-11V的目标电压。
由于如图9所示，通过电容器电压平衡电路的作用以相对缓慢并且均匀的电压速率对电容器C1至C3预充电，因此电容器电压成比例上升，并且从而防止主开关
Figure BDA0003162583990000222
上的电压过应力。
电容器电压平衡-第二实施方式
图8中所示类型的电容器电压平衡电路系统通常工作良好，但这样的电路被认为是“有损耗的”，因为通过开关电阻网络802的平衡电流将作为热量消散，从而降低效率。替选的电压平衡解决方案是使用无损方法，在该无损方法中，允许在正常操作期间发生多级DC至DC转换器电路的无序状态转变。无序状态转变的净效应是增加或减少特定电容器两端的电压。
例如，图10是用于图6的5级DC至DC转换器电路600的一种可能的无损电容器电压平衡状态转变模式的状态转变图。实线箭头指示当电容器电压被平衡时正常正向有序状态转变；带注释的实线箭头指示由于转变而发生的对应电容器两端的电压变化的方向(向上或向下)。因此，例如，针对从ST1 0000到ST2 1000的正向转变的“VC3 ∧”意味着电容器C3两端的电压因转变而增加。类似地，针对从ST3 1100到ST2 0100的正向转变的“VC2 ∧、VC3∨”意味着电容器C2两端的电压因转变而增加，而电容器C3两端的电压因转变而降低。实线箭头上没有注释意味着电容器两端的电压基本上不会因正向转变而改变。示出了状态转变的一个周期(但请注意，最下面一行斜体数字表示下一个周期的开始)。
当电容器电压变得不平衡时，本发明的一个方面允许反向无序状态转变，以将电容器电压向平衡状态引导。在图10中，无序状态转变由虚线箭头指示。在一个示例实施方式中，图8的电压检测和校正信号生成电路804可以用于不断地感测图6的5级DC至DC转换器电路600的电容器电压，并生成相对于对应参考值具有“向上”(例如VCx ∧)或“向下”(VCx∨)值的电压校正信号。然后使用生成的电压校正信号来迫使周期的状态转变模式经历合适的无序转变以到达有助于平衡电容器电压的状态。在图10中，每个虚线箭头均具有指示对应电压校正信号VCx ∧、VCx∨的注释，对应电压校正信号VCx ∧、VCx∨单独或以逻辑或(OR)组合的形式迫使进行无序状态转变以尝试平衡对应电容器两端的电压。
例如，在区域2中，ST2 0100将正常地转变到ST3 0110(记住使用格雷码的益处)。然而，如果电压检测和校正信号生成电路804确定电容器C2两端的电压在低侧失去平衡——并且因此需要被引导至较高的电压——则产生的校正信号VC2 ∧将迫使从ST2 0100转变回ST3 1100。
作为另一示例，在区域2状态ST2 0010下，如果生成的电压校正信号指示电容器C1和C3两端的电压二者均应该被引导至较高(即，电压校正信号是VC1 ∧和VC3 ∧)，则将发生从ST2 0010到ST3 0110的无序状态转变，因为VC1 ∧控制信号使无序决策条件为真：“VC1 ∧ORVC3∨”(因此，VC3 ∧控制信号被忽略)。下一个状态转变将正向进行，从ST3 0110到ST2 0010。如果电压校正信号VC1 ∧继续存在，则将反向发生从ST2 0010到ST3 0110的另一个无序状态转变(除非连续的无序状态转变被阻止，如下面讨论的)。
注意，可选地，可以允许“链接的”无序状态转变。例如，如果VC3V存在，则ST2 0010被迫使返回到ST3 0110，但如果VC3∨存在，则还存在从ST3 0110到ST2 0100的无序状态转变路径。取决于电容器电压平衡的期望速率，可以允许或不允许这样的链接的无序状态转变。例如，在负载电流高的情况下，可能需要禁止背对背(链接的)无序状态转变以减慢电压平衡速率。
从图8的电压检测和校正信号生成电路804生成的电压校正信号可以应用于组合电路或查找表，以改变正向转变状态的正常生成。例如，图10的逻辑可以概括为允许从当前状态到正向状态的转变继续进行，除非接收到特定的生成的一个或多个电压校正信号(即，在图10中等号之后的信号)，在这种情况下，转变方向从当前状态改变为反向状态。
应当理解，图10中所示的无序状态转变的模式针对不同的实施方式而不同，并且本发明不限于图10中所示的特定模式。然而，一般来说，如果针对状态比特序列的反射二进制码(例如格雷码)被指定为设计要求以减少开关损耗和电压瞬变的大小，则无序状态转变的模式被约束。对于图10中所示的示例，对于区域2和区域3转变，没有可能的其他无序的状态转变，因为对于特定状态，对于格雷码转变仅有两个选项。然而，对于区域1和区域4，对于任何ST1/ST2转变和任何ST4/ST5转变有四个选项。
允许无序状态转变的优点在于，电感器L1上的电流用于平衡电容器电压，因此效率不会退化——也就是说，该过程基本上是无损的。
无损电容器电压平衡方法和电路可以与任何级的多级DC至DC转换器电路一起使用，包括降压转换器电路、升压转换器电路或降压-升压转换器电路(其中任何一个可以是反相或非反相的)，并且可以与常规的多级DC至DC转换器电路以及使用边界区域转变(例如，如图7A至图7C中示出的状态转变模式)的多级DC至DC转换器电路结合使用。另外，无损电容器电压平衡方法和电路可以与诸如图8中所示类型的有损电容器电压平衡方法和电路结合使用。例如，如果一个或更多个电容器完全失去平衡——这可能在输出电流负载高的情况下发生，则将图8的开关电阻网络802连接到电路中以用于异步电容器电压平衡可能是有用的。然而，在较低负载水平下，断开开关电阻网络802并且替代地利用无损的无序状态转变可能是有用的。另一种方法是包括电路配置(即，开关电阻网络802和用于无损的无序状态转变的逻辑)并且将用于无损电压平衡的电容器电压容限设置在较低值(例如，250mV)处同时将用于有损电压平衡的电容器电压容限设置在较高值(例如，500mV)处。通过这样做，如果无损无序状态转变电容器电压平衡不能将电压限制保持在较高值内，则有损开关电阻网络电压平衡电路将补充无损平衡技术并同时进行工作。
无序转变的流程控制
在用于5级DC至DC转换器电路的正常开关流程中，每周期在区域1到区域4中的每一个中有8个状态转变。对于被配置成使用边界区域的5级DC至DC转换器电路，每周期在边界区域1-2、边界区域2-3和边界区域3-4中有16个状态转变。当通过无损电容器电压平衡方法引导电容器电压时，如上所描述的引入无序状态转变，因此每个周期实现更多状态转变。每个完整的8转变或16转变周期所允许的无序状态转变的数目将确定电容器电压可以朝向相应的目标值移动得多快。
可能会发生多个电容器两端的电压可能同时变得失去平衡。在简单的电容器电压平衡方案中，可以平衡一个电容器，然后再尝试平衡另一个电容器。例如，在上面的示例中，在试图平衡电容器C1两端的电压VC1时，状态转变可以在ST2 0010与ST3 0110之间来回切换。这意味着也存在——但被忽略——的VC3 ∧控制信号在切换序列期间将继续被忽略。未调节的状态转变将允许在ST2 0010与ST3 0110之间来回切换，并且VC1电压将以最大速率被引导向其目标电压。然而，电容器C3两端的电压VC3并未被平衡并且将下降地越来越低，因为利用VC3 ∧控制信号的决策状态不是在ST2 0010和ST3 0110状态下，而是在ST2 1000和ST31100状态下。因此，这种情景可能会在VC1正在恢复平衡的同时使VC3失去平衡。更糟糕的情况是，如果C1的电容大于C3，则会导致更多的转变状态切换周期用于平衡VC1，因此VC3更快地失去平衡。
转变状态切换问题的一种解决方案是对无序状态转变序列的数目施加限制，该序列是无序反向状态转变，然后是正向状态转变(即，在两个转变状态之间切换)。这样的限制将使得每个电容器有机会根据需要使其电压被引导，而不是使得对一个电容器进行电压平衡然后对另一个电容器进行电压平衡。例如，如果每个完整的区域1周期仅允许一个无序状态转变序列，则上述示例中的VC3电压将以较低的速率向其目标电压被引导，因为状态转变中的许多状态转变完全不会引导VC3电压(例如，ST2 1000到ST1 0000)，并且一些状态转变甚至可能将VC3电压引导地更低(例如，ST1 0000到ST2 0100)。请注意，在正常正向转变的完整周期中，所有电容器将看到相等数目的向上转变和向下转变，因此使每个完整的正常转变周期仅具有一个无序状态转变不会对电容器电压产生任何显著的负面影响(即，仅对电容器电压进行微小改变)。
因此，改进的电容器平衡方案不会尝试首先平衡任何单个电容器电压然后继续对另一个电容器进行电压平衡；相反，所有电容器均获得进行电压平衡的一定程度上同时发生的机会，使得减少与对应电容器电压目标的总体电压偏差。此外，可以针对同一电容器对所允许的连续无序状态转变序列的数目施加上限(例如，1至4)。限制所允许的连续无序状态转变换序列的数目也将使状态转变能够在周期中遍历所有状态，使得每个电容器均有机会通过与该特定电容器有关的适当的无序转变进行平衡。例如，可以通过具有无序状态转变序列计数器来实现这样的改进的方案，该无序状态转变序列计数器在使正向转变恢复之前仅允许N个无序状态转变序列，继而计数器被重置。在一些实施方式中，对于所有无序状态转变序列，N可以相同(例如，计数为1或2)。在其他实施方式中，N可以基于当前状态，使得与其他状态相比一些状态允许更多的无序转变序列。在一些实施方式中，可以允许N根据电容器电压失去平衡的程度而变化。例如，可能存在两个级别的电容器电压容限检测。如果电容器电压失去平衡达例如250mV，则可以使用较低数目的N。如果电容器电压失去平衡达例如500mV，则可以使用较大数目的N。
可以注意到，虽然电感器L1上的电流有益地用于平衡电容器电压，但电感器电流取决于负载电流，因此电容器电压可以被平衡的速度随负载电流而变化。如果负载电流高，则平衡电流也高，因此电容器电压可以更快地移动并且更快地达到其相应的目标电压。然而，当负载电流小时，可用于移动电容器电压的电流非常小。例如，可能会出现负载电流从高到低突然阶梯性变化的情况，这会导致电容器两端的电压失去平衡——但由此产生的低负载电流会导致用于平衡电容器电压的时间更长。
因此，本发明的实施方式的一个方面是以下方法：根据负载电流自适应地调节和改变每周期无序转变序列和/或连续无序状态转变序列的数目，以优化无损电容器电压平衡的速率。例如，如果如上所描述的使用无序状态转变序列计数器，则N可以根据负载电流而变化。例如，对于低负载电流，N可以被设置为4或5以准许更多的无序转变序列，并且对于低负载电流，N可以被设置为1或2以准许更少的无序转变序列。
更一般地，对于高负载电流的情况，本发明的实施方式可以在每周期引入最少数目的无序状态转变序列，例如两个、一个或甚至没有(即，在特定周期中跳过任何无序状态转变序列，每周期仅有效地启用分数数目的无序状态转变序列)。结果是，电容器电压可以移动的速度由每周期的任何无序状态转变序列的频率控制。限制每周期的无序状态转变序列的数目可以是有益的，因为不限制的情况下，如果在一个周期中允许过多的无序状态转变序列，则电容器电压可能会移动得太快。当电容器电压移动地比电容器平衡控制环路延迟快时，可能会导致振荡。
对于低负载电流的情况，每周期可以允许更多的无序状态转变序列以更快地移动电容器电压；否则，电容器电压可能会移动得太慢，并且电容器可能会在不期望的过电压条件下花费太多时间。
图6包括一种以下方式：根据负载电流调节无序状态转变序列的频率以管理电容器电压达到平衡的速率。负载电流检测和校正信号生成电路606因此被连接以感测DC至DC转换器电路600的输出处的负载电流并且生成负载校正(LC)信号。LC信号可以被施加到时钟和控制电路602以根据负载电流限制无序状态转变序列的生成。例如，LC信号可以调节(门控)上面提到的无序状态转变序列计数器以改变N的值，使得低负载电流情况准许每周期更多的无序转变序列，并且高负载电流情况准许每周期更少的无序转变序列。应当理解，可以使用许多不同的电路来根据负载电流向上或向下调整无序状态转变序列计数器等。
根据负载电流调节无序状态转变序列的频率可以与任何级的多级DC至DC转换器电路一起使用，并且可以与常规的多级DC至DC转换器电路以及使用边界区域转变(例如图7A至图7C中所示的状态转变模式)的多级DC至DC转换器电路结合使用。
总之，本发明的各种实施方式可以包括以下中的一个或更多个：限制每周期无序状态转变序列的总数目；限制连续无序状态转变序列的数目；和/或根据负载限制每周期无序状态转变序列和/或连续无序状态转变序列的数目。
时钟和控制电路示例
本领域普通技术人员将理解，根据上述公开内容，存在实现用于边界区域转变、有损电容器电压平衡、启动期间电容器预充电、无损电容器电压平衡和/或状态转变流程控制的逻辑电路的多种方式。作为一个示例，图11是用于图6中所示类型的多级DC至DC转换器电路的时钟和控制电路的一个实施方式的示意图。
图11的时钟和控制电路包括耦接至第一多路复用器1104的输入的多波形和时钟生成器(简称为“生成器电路”)1102。在该示例中，生成器电路1102输出系统时钟和多个三角波形，多个三角波形中的任何三角波形可以在波形选择信号的控制下由第一多路复用器1104选择。请注意，虽然该示例使用三角波形，但针对特定应用可以使用其他波形例如锯齿波。
为了对占空比时序进行精细控制，图11的示例电路具有两个可选择的脉宽调制(PWM)时钟信号路径。在用于区域内(即，非边界区域)情况和边界区域情况二者的第一“误差放大器”路径中，第一多路复用器1104的输出耦接至第一比较器1106的一个输入，第一比较器1106的另一个输入耦接至误差放大器1108。误差放大器1108的输入是参考电压VREF和与V2成比例的反馈电压VFB。例如，在一个实施方式中，VFB＝-1/6V2；因此，将VREF从0V控制到2V将使得能够将V2从0V设置到-12V。参考电压VREF不需要是静态的，并且可以例如被动态设置以获得V2的期望值。如果需要，误差放大器1108的输出电压VEAOut可以由滤波器1110平滑，并且提供稳定的闭环反馈电路。
参考电压VREF和反馈电压VFB被示为耦接至“蝶形”开关1112，“蝶形”开关1112允许误差放大器1108的输入在误差放大器极性信号的控制下被交换。在所示实施方式中，当在子区域之间转变(例如，从区1-2_低到区域1-2_高，反之亦然)时，误差放大器极性信号改变极性。
误差放大器1108的输出电压VEAOut连同来自第一多路复用器1104的选定三角波形馈入到第一比较器1106以生成PWM波形，该PWM波形确定主输出开关的适当占空比。
对于边界区域转变的实现，已经发现利用不同峰值电压的多个三角波形来生成动态地改变占空比(特别是关于子区域)所需的必要PWM时钟信号是有用的。例如，图12是以下时序图：该时序图示出了由图11的生成器电路1102生成的三个三角波形1102a、1102b、1102c，加上根据误差电压VEAOut和各种偏置电压的区域转变。如示例所示，三角波形1102a、1102b、1102c每个在不同的时间长度内均具有高于可设置阈值电压VX的电压。因此，对于选定的VX值，与选择波形1102a相比，选择波形1102b将产生更宽的脉冲；类似地，与选择波形1102a相比，选择波形1102c将产生更窄的脉冲。例如，当多级DC至DC转换器电路需要6％的占空比时，可以使用波形1102c，而当需要17％的占空比时，可以使用波形1102b(还参见上面的表4A和表4B)。作为另一示例，当需要17％的占空比时，可以使用波形1102b，而当误差放大器路径需要6％的占空比时可以使用波形1102a。应该清楚，生成器电路1102和第一多路复用器1104可以被配置成生成和选择其他数目的多个波形。
当与缓慢移动的误差放大器1108输出电压VEAOut相比时，在具有不同幅度的三角波形之间切换使得能够在区域边界处基本上即刻从宽脉冲宽度改变为窄脉冲宽度，并且因此最小化区域边界转变点处的输出电压瞬态阶跃。对于一个示例实施方式，当误差放大器输出电压VEAOut接近峰值时，波形1102a和1102b用于超区域1-2和超区域3-4，而当误差放大器输出电压VEAOut接近波谷时，波形1102a和1102c用于超区域2-3。
在用于边界区域情况的第二“固定偏置”路径中，第二多路复用器1116耦接至第二比较器1118的一个输入，第二比较器1118的另一个输入耦接至生成器电路1102的输出(在该示例中，来自图12的波形1102a)。第二多路复用器1116允许选择来自偏置电压生成器1117的多个固定偏置电压中的一个固定偏置电压以施加到第二比较器1118。选定的固定偏置连同波形1102a将生成等效于先前描述的边界区域占空比(例如，6％)的窄脉冲以控制多级DC至DC转换器电路的主开关，因此逐个区域设置边界区域占空比值。在所示示例中，固定偏置电压对应于上面关于图7A至图7B描述的超区域(即超区域1-2、2-3和3-4)。固定偏置值可以通过计算来选择，并且然后通过模拟和/或校准进行微调。微调固定偏置电压可以调整固定脉冲宽度以最小化超区域内的边界转变处的输出电压瞬态阶跃。
第一比较器1106的输出和第二比较器1118的输出耦接至第三多路复用器1114的相应输入。来自“误差放大器”路径的第一比较器1106或来自“固定偏置”路径的第二比较器1118的波形作为PWM信号由第三多路复用器1114传递至边沿至脉冲生成器1120。在所示实施方式中，在非边界区域情况下，第三多路复用器1114仅选择第一比较器1106输出，并且第一多路复用器1104被设置为仅选择三角波形1102a。在边界区域中，第三多路复用器1114将在第一比较器1106输出与第二比较器1118输出之间切换。更具体地，在所示的实施方式中，第一多路复用器1104被设置为针对边界区域1-2和3-4选择波形1102b。对于边界区域2-3，第一多路复用器1104被设置为选择波形1102c。第二比较器1118总是输出固定的脉冲宽度。对于边界区域1-2和3-4，由第二多路复用器1116选择Vbias2(参见图12)。连同三角波形1102a，第二比较器1118产生小的固定脉冲宽度。对于边界区域2-3，由第二多路复用器1116选择Vbias3(参见图12)。连同三角波形1102a，第二比较器1118产生窄的固定脉冲宽度。
因此，仅“误差放大器”路径将用于确定针对多级DC至DC转换器电路的操作的占空比。在边界区域之外，第三多路复用器1114仅选择第一比较器1106，因此每个PWM时钟脉冲均是真正脉宽调制的(即，具有可变脉宽)。然而，在边界区域内，电路在“固定偏置”路径与“误差放大器”路径之间切换。在所示示例中，仅每隔一个时钟脉冲是真正脉宽调制的(即，来自第一比较器1106的可变宽度脉宽)，而来自第二比较器1118的时钟脉冲具有固定脉宽。
在所示实施方式中，边界区域需要附加的同步。例如，参考图7A(和图7E，对于区域1-2_低和区域1-2_高)，状态转变发生在具有时钟同步的超区域之间，如以下列表中指示的：
·对于区域1-2_低，ST1-ST2转变是可变脉冲宽度，而ST2-ST3转变是固定脉冲宽度；
·对于区域1-2_高，ST1-ST2转变是固定脉冲宽度，而ST2-ST3转变是可变脉冲宽度；
·对于区域2-3_低，ST2-ST3转变是可变脉冲宽度，而ST3-ST4转变是固定脉冲宽度；
·对于区域2-3_高，ST2-ST3转变是固定脉冲宽度，而ST3-ST4转变是可变脉冲宽度；
·对于区域3-4_低，ST3-ST4转变是可变脉冲宽度，而ST4-ST5转变是固定脉冲宽度；
·对于区域3-4_高，ST3-ST4转变是固定脉冲宽度，而ST4-ST5转变是可变脉冲宽度。
边沿至脉冲生成器1120将PWM波形的每个边沿(上升沿或下降沿)转换为单个小的上升沿/下降沿脉冲。边沿至脉冲生成器1120的小脉冲时钟输出对上升沿触发的状态寄存器1122计时达确定的占空比。状态寄存器1122向图6的V1组中的开关输出开关控制信号；相同信号的互补版本被发送至图6中的V2开关组(反相器未示出)。在所示示例中，开关控制信号中的4比特被施加到图6或图8中所示类型的5级DC至DC反相降压-升压转换器电路的开关。另外的2比特用于允许区分区域1和区域4中的不同状态，因为所有四个区域1状态均是“0000”，并且所有四个区域4状态均是“1111”；使用额外的2比特进行区分可以确保四个状态中的每一个均可以正确转变到下一个区域2或区域3状态。
耦接至状态寄存器1122的状态机1124包含用于根据上面针对本发明的各个方面描述的逻辑针对开关控制信号生成下一状态比特序列的逻辑。将不仅取决于当前状态而且还取决于所有其他输入来生成状态机1124的下一状态。状态机1124可以以组合逻辑(包括计数器和寄存器)实现，或者可以被实现为查找表或者组合逻辑和查找表的组合。
状态机1124还输出选择信号——波形选择、PWM选择和区域选择——用于控制相应的多路复用器1104、1114、1116。另外，状态机1124输出上面描述的误差放大器极性信号。来自状态机1124的区域选择输出包括用于选择子边界区域以及将区域转变同步到PWM时钟的比特(参见上面的表3)。
用于确定下一状态的状态机1124的一个输入是来自数字控制1126的指定例如对无序状态转变的限制的一组N个流控制信号。可以存在任何期望数目的流控制线来控制无序状态转变的频率。例如，参考图10，对于所有区域总共有6组无序状态转变。区域1中有一组，如由从左到右的虚线示出。在区域2和区域3二者中有两组：一组由从左到右的虚线示出，并且另一组由从右到左的虚线示出。在区域4中，有由从右到左的虚线示出的一组。这六组中的任何一个均可以独立地实时禁用，以进一步限制无序状态转变的频率。为了启用/禁用这六组，将有6个非编码流控制信号。可能有附加的流控制信号(编码或非编码的)来控制允许多少连续无序状态转变。作为另一示例，数字控制1126的一个输入可以是例如多级DC至DC转换器电路的输出处的负载电流(如果负载电流输入为模拟形式，则数字控制1126可以包括模拟至数字转换器子电路)。因此，流控制信号可以将无序状态转变的频率控制成根据负载电流，以管理电容器电压达到平衡的速率。
状态机1124的另一个输入是来自电容器电压平衡控制1128的一组电容器平衡信号，电容器电压平衡控制1128基本上类似于图8的电压检测和校正信号生成电路804操作，以不断地感测电容器电压并生成对应校正信号。校正信号具有“向上”(例如，Cx∧)或“向下”(例如，Cx∨)值，该值用于引导状态机1124的下一状态值输出以用于无损电容器电压平衡，如上面所描述的。
状态机1124的另一个输入是来自区域检测器1130的一组区域状态信号，区域检测器1130本质上是比较器。区域检测器1130的输入是误差放大器1108的输出电压VEAOut和来自偏置电压生成器1117的偏置电压。区域检测器1130比较模拟输入电压以确定实际的当前区域或子区域，并生成指定当前区域状态(例如，参见上面表5中的区域状态)的数字控制信号。
对于图11的示例电路，并且参考图12中所示的根据误差电压VEAOut和各种偏置电压的区域转变，在启动时，输出电压V2为0V，其在区域1中。参考电压VREF将缓慢斜升至其目标电压设置；因此，VEAOut开始时低。随着V2朝向更负的电压降低，VEAOut增加。同时，将VREF与反馈电压VFB进行比较；如上所述，在所示示例中，VFB＝-1/6V2。一旦VFB达到VREF，输出电压将已经达到目标。同时，通过区域检测器1130连续地将VEAOut与来自偏置电压生成器1117的偏置电压进行比较。一旦VEAOut达到图12中的波形1102a的6％/94％点(例如，Vbias2)，则区域状态从区域1转变到区域1-2_低。VEAOut将继续增加，并且一旦VEAOut达到波形1102b的6％/94％点(例如Vbias1)，则区域状态从区域1-2_低转变到区域1-2_高并且误差放大器极性反转，其使VEAOut开始减小。一旦VEAOut达到波形1102a的6％/94％点(例如Vbias2)，则区域状态从区域1-2_高转变到区域2。类似地，一旦VEAOut达到波形1102a的94％/6％点(例如Vbias3)，则区域状态从区域2转变到区域2-3_低。一旦VEAOut达到波形1102c的94％/6％点(例如Vbias4)，则区域状态从区域2-3_低转变到区域2-3_高。
如果最终VREF电压对应于区域4，则该特定过程可以一直持续到区域4；也就是说，电路将始终从0V开始，进入区域1，并通过相邻区域直到到达目标区域。一旦到达目标区域，如果VREF向上或向下变化，则将相应地发生区域状态变化，注意，区域状态总是在相邻区域之间移动，并且不会跳过区域。
注意，如果有足够的误差放大器输出电压动态范围，则不需要任何误差放大器极性反转。例如，如果误差放大器输出线性范围可以从1V到8V，则可以简单地将7V范围细分为多个区域(例如，1、1-2、2、2-3、3、3-4和4)，并使用适当的偏置电压划界。
应用
根据本发明的DC至DC转换器电路可以单独使用或与其他部件、电路和设备结合使用。本发明的实施方式可以整体或部分地(例如，以片外电感器和/或电容器)被制造为集成电路(IC)，其可以装入IC封装和/或模块中以易于处理、制造和/或改进性能。
本发明的实施方式在广泛的各种较大的射频(RF)电路和系统中可以是有用的，例如显示驱动器、雷达系统(包括相控阵和汽车雷达系统)、无线电系统(包括蜂窝无线电系统)和测试装备。这样的电路在一些或所有RF范围(例如，从约3kHz至约300GHz)上操作的系统中可以是有用的。
无线电系统使用包括使用各种技术和协议的无线RF系统(包括基站、中继站和手持收发器)，各种技术和协议包括各种类型的正交频分复用(“ODFM”)、正交幅度调制(“QAM”)、码分多址(“CDMA”)、宽带码分多址(“W-CDMA”)、全球微波接入互通(“WIMAX”)、全球移动通信系统(“GSM”)、GSM演进增强型数据速率(EDGE)、长期演进(“LTE”)、5G新无线电(NR)以及其他无线电通信标准和协议。
无线设备能够使用上述电信协议中的一个或更多个与多个无线通信系统通信。无线设备还能够与一个或更多个卫星例如导航卫星(例如，GPS)和/或通讯卫星通信。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线使能的计算机或平板电脑或者一些其他无线通信单元或设备。无线设备也可以被称为移动站、用户装备、接入终端或一些其他术语。
作为可以使用本发明从DC源提供各种不同的DC电压电平的系统的示例，图13是可以在无线设备例如蜂窝电话中使用的典型现有技术收发器1300的框图。如所示出的，收发器1300包括用于在RF信号路径上直接传送和/或变换信号的RF模拟电路、用于RF信号路径之外的操作需要(例如，用于偏置电压和开关信号)的非RF模拟电路以及用于控制和用户接口需求的数字电路的混合。在该示例中，接收器路径Rx包括RF前端、IF块、后端和基带部分(请注意，在一些实现方式中，各部分之间的区分可能不同)。
接收器路径Rx通过天线1302和开关单元1304接收空中RF信号，开关单元1304可以通过有源开关设备(例如，场效应晶体管或FET)来实现，或者通过实现频率域多路复用的无源设备例如同向双工器或双工器来实现。RF滤波器1306将期望的接收到的RF信号传递到低噪声放大器(LNA)1308，低噪声放大器(LNA)1308的输出在混频器1310中与第一本地振荡器1312的输出组合以产生中频(IF)信号。IF信号可以由IF放大器1314放大并且在被施加到解调器1318之前经过IF滤波器1316，解调器1318可以耦接至第二本地振荡器1320。解调器1318的解调输出由模拟至数字转换器1322转换为数字信号并提供给一个或更多个系统部件1324(例如，用于视觉显示器(LED、OLED、LCD等)的显示驱动器、视频图形电路、声音电路、存储设备等)。转换后的数字信号可以表示例如视频或静止图像、声音或符号，例如文本或其他字符。
在所示示例中，发射器路径Tx包括基带、后端、IF块和RF前端部分(同样，在一些实现方式中，各部分之间的区分可能不同)。来自一个或更多个系统部件1324的数字数据由数字至模拟转换器1326转换成模拟信号，数字至模拟转换器1326的输出被施加到调制器1328，调制器1328也可以耦接至第二本地振荡器1320。调制器1328的调制输出在被IF放大器1332放大之前可以经过IF滤波器1330。然后在混频器1334中将IF放大器1332的输出与第一本地振荡器1312的输出组合以产生RF信号。RF信号可以由驱动器1336放大，驱动器1336的输出被施加到功率放大器(PA)1338。放大的RF信号可以耦接至RF滤波器1340，RF滤波器1340的输出通过开关单元1304耦接至天线1302。收发器1300的操作由微处理器1342以已知方式控制，微处理器1342与系统控制部件(例如，用户接口、存储器/存储设备、应用程序、操作系统软件、电力控制等)交互。另外，收发器1300通常将包括其他电路，例如偏置电路1346(其可以靠近晶体管器件分布在整个收发器1300中)、静电放电(ESD)保护电路、测试电路(未示出)、工厂编程接口(未示出)等。在现代收发器中，通常有多于一个接收器路径Rx和发射器路径Tx，例如以适应多种频率和/或信令模式。此外，对于本领域的普通技术人员明显的是，收发器1300的一些部件可以以不同的顺序定位(例如，滤波器)或被省略。可以(并且通常)添加其他部件(例如，附加滤波器、阻抗匹配网络、可变移相器/衰减器、功率分配器等)。
方法
本发明的另一方面包括在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中生成全范围输出电压的方法。例如，图14是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中生成全范围输出电压的一种方法的过程流程图1400。该方法包括：以至少两种模式设置转换器电路的状态，至少两种模式限定具有对应输出电压范围的各个区域，至少一个区域相对于至少一个其他区域通过对应边界区域分隔开(框1402)；以及以边界区域转变模式设置转换器电路的状态，边界区域转变模式生成在对应边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压(框1404)。
上述方法和用于实现这样的方法的对应电路可以包括以下中的一个或更多个：其中，边界区域转变模式在区域中的第一区域内的状态转变与区域中的第二区域内的状态转变之间交替；其中，边界区域转变模式包括以反射二进制码编码的多个状态转变；其中，限定区域的模式具有相应的区域占空比，并且用于区域之间的边界区域的边界区域转变模式包括具有第一占空比组合的第一子区域以及具有第二占空比组合的第二子区域，第一占空比组合和第二占空比组合不同于区域占空比；以及/或者选择第一占空比组合和第二占空比组合以使每个区域与边界区域之间的转变处的平均输出电压近似匹配区域中的输出电压和边界区域附近的输出电压。
本发明的另一方面包括用于在多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的方法。例如，图15是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的第一方法的过程流程图1500。在该示例中，转换器电路包括电感器、能够通过多个串联耦接的主开关选择性地耦接至电感器、电压源和/或电压吸收器的至少一个电容器、以及被配置成以至少两种模式设置主开关的状态的控制电路，至少两种模式限定具有对应输出电压范围的各个区域。该方法包括：感测至少一个电容器两端的电压的偏差(框1502)；生成与所感测到的偏差对应的定向校正信号(框1504)；以及单独或组合地施加所生成的定向校正信号以选择性地将至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导(框1506)。
上述方法和用于实现这样的方法的对应电路可以包括以下中的一个或更多个：单独或组合地施加所生成的定向校正信号，以通过将一个或更多个电容器耦接至源电压以对这样的一个或更多个电容器充电和/或将两个或更多个电容器耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷和/或将一个或更多个电容器耦接至电压吸收器以使这样的一个或更多个电容器放电，来选择性地将至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导；其中，主开关包括场效应晶体管；其中，多级DC至DC转换器电路为降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一；其中，多级DC至DC转换器电路为3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一；感测至少一个电容器两端的电压的偏差，生成与感测到的偏差对应的定向校正信号，以及在预充电时段期间单独或组合地施加所生成的定向校正信号，以选择性地引导至少一电容器两端的电压以将至少一个电容器充电至对应的选定初始电压；和/或其中，每个区域相对于至少一个其他区域通过边界区域分隔开，还包括将控制电路配置成以边界区域转变模式设置主开关的状态，该边界区域转变模式生成在边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
作为另一示例，图16是在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的第二方法的过程流程图1600。在该示例中，转换器电路包括电感器、能够通过多个串联耦接的开关选择性地耦接至电感器、电压源和/或电压吸收器的至少一个电容器以及被配置成以至少两种模式设置开关的状态的控制电路，至少两种模式限定各个区域，所述各个区域每个均限定对应的输出电压范围，至少一种模式具有正向有序转变状态变化。该方法包括：感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差(框1602)；生成与所感测的偏差对应的定向校正信号(框1604)；以及单独或组合地施加所生成的定向校正信号以迫使至少一种模式进行反向无序转变状态变化，以选择性地将耦接的至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导(框1606)。
上述方法以及用于实现这样的方法的对应电路可以包括以下中的一个或更多个：其中，开关包括场效应晶体管；其中，多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一；其中，多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一；其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括将反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目；其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括将连续反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目；其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括根据多级DC至DC转换器电路上的电负载将反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目；其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括根据多级DC至DC转换器电路上的电负载将连续反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目；和/或其中，每个区域相对于至少一个其他区域通过边界区域分隔开，还包括将控制电路配置成以边界区域转变模式设置开关的状态，该边界区域转变模式生成在一个或更多个边界区域内的输出电压。
制造技术和选项
如在本公开内容中使用的，术语“MOSFET”意指具有绝缘栅极并且包括金属或类金属、绝缘体和半导体结构的任何场效应晶体管(FET)。术语“金属”或“类金属”包括至少一种导电材料(例如铝、铜或其他金属或高掺杂多晶硅、石墨烯或其他电导体)，“绝缘体”包括至少一种绝缘材料(例如氧化硅或其他介电材料)，并且“半导体”包括至少一种半导体材料。
如本说明书中所使用的，术语“射频”(RF)是指在约3kHz至约300GHz范围内的振荡速率。该术语还包括无线通信系统中使用的频率。RF频率可以是电路中的电磁波或交流电的频率。
本领域的普通技术人员应当容易明白，可以实施本发明的各种实施方式以满足各种规格。例如，明确地想到，可以进行和利用上述和/或权利要求中阐述的发明和/或方法的一个或更多个的任何和所有组合以满足特定应用的要求。
除非在上面另外指出，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施方式可以以任何合适的集成电路(IC)技术(包括但不限于MOSFET结构)或者以混合或离散电路形式来实现。可以使用任何合适的基板和工艺制造集成电路实施方式，包括但不限于标准散体硅、绝缘体上硅(SOI)和蓝宝石上硅(SOS)。除非在上面另外指出，否则本发明可以以其他晶体管技术实现，例如双极、GaAs HBT、GaN HEMT、GaAs pHEMT和MESFET技术。然而，上述本发明构思对基于SOI的制造工艺(包括SOS)以及具有类似特性的制造工艺特别有用。SOI或SOS工艺上的CMOS的制造使电路能够具有低功耗、由于FET堆叠而在操作期间能够承受高功率信号、良好的线性度和高频操作(即，高达50GHz以及超过50GHz的无线电频率)。单片IC实现方式特别有用，因为通过仔细的设计，寄生电容通常可以被保持为低(或保持在最小值处、在所有单元上保持均匀、允许它们被补偿)。
可以根据特定规范和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS和增强模式或耗尽模式晶体管器件)调整电压电平和/或反转电压和/或逻辑信号极性。部件电压、电流和功率处理能力可以根据需要调整，例如，通过调整器件大小、串行“堆叠”部件(特别是FET)来承受更大的电压和/或并行地使用多个部件以处理更大的电流。可以添加附加电路部件以增强所公开的电路的能力和/或提供附加功能，而不会显著改变所公开的电路的功能。
结论
已经描述了本发明的许多实施方式。应当理解，可以在不脱离本发明的范围的情况下进行各种修改。例如，上述步骤中的一些步骤可以是与顺序无关的，并且因此可以以与所描述的顺序不同的顺序执行。此外，上述步骤中的一些步骤可以是可选的。可以以重复、串行或并行方式执行关于上面标识的方法描述的各种活动。
应当理解，前述描述意在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求的范围来限定，并且其他实施方式在权利要求的范围内。特别地，本发明的范围包括所附权利要求中阐述的过程、机器、制造或物质组成中的一种或更多种的任何和所有可行组合。(注意，权利要求元素的括号里的标记用于易于指代这样的元素，并且本身不指示特定的所要求的排序或元件的枚举；此外，在不被视为开始互相冲突的标记序列的情况下，可以在从属权利要求中重复使用这样的标记以指代附加元素)。

Claims (69)

1.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括控制电路，所述控制电路被配置成以至少两种模式设置所述转换器电路的状态，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，至少一对区域通过对应边界区域分隔开，其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置所述转换器电路的状态，所述边界区域转变模式生成在所述对应边界区域内的输出电压。
2.根据权利要求1所述的发明，其中，所述边界区域转变模式在所述区域中的第一区域内的状态转变与所述区域中的第二区域内的状态转变之间交替。
3.根据权利要求1所述的发明，其中，所述边界区域转变模式区域包括以反射二进制码编码的多个状态转变。
4.根据权利要求1所述的发明，其中，限定区域的所述模式具有相应的区域占空比，并且用于所述至少一对区域之间的边界区域的所述边界区域转变模式包括具有第一占空比组合的第一子区域和具有第二占空比组合的第二子区域，所述第一占空比组合和所述第二占空比组合不同于所述区域占空比。
5.根据权利要求4所述的发明，其中，所述第一占空比组合和所述第二占空比组合被选择成使在所述区域中的一个区域与所述对应边界区域之间的转变处的平均输出电压近似匹配所述区域中的靠近所述对应边界区域处的输出电压。
6.根据权利要求1所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
7.根据权利要求1所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
8.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括：
(a)开关路径，其包括与第二组串联耦接的开关串联耦接的第一组串联耦接的开关，其中，所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的每对开关通过相应的节点分隔开；
(b)电感器，其具有耦接在所述第一组串联耦接的开关与所述第二组串联耦接的开关之间的第一端子和能够配置为输入、输出或到电路接地的分流器的第二端子；
(c)对于所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的对应节点，对应电容器将所述第一组串联耦接的开关中的对应节点耦接至所述第二组串联耦接的开关中的对应节点；以及
(d)控制电路，其耦接至所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的开关，被配置成以至少两种模式设置所述耦接的开关的状态，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，至少一个区域相对于至少一个相邻区域具有区域边界，并且其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置所述耦接的开关的状态，所述边界区域转变模式生成在一个或更多个区域边界附近以及在一个或更多个区域边界处的输出电压。
9.根据权利要求8所述的发明，其中，所述边界区域转变模式在所述区域中的与所述区域边界相邻的第一区域内的状态转变与所述区域中的与所述区域边界相邻的第二区域内的状态转变之间交替。
10.根据权利要求8所述的发明，其中，所述边界区域转变模式包括以反射二进制码编码的多个状态转变。
11.根据权利要求8所述的发明，其中，限定区域的所述模式具有相应的区域占空比，并且用于所述区域之间的区域边界的所述边界区域转变模式包括具有第一占空比组合的第一子区域和具有第二占空比组合的第二子区域，所述第一占空比组合和所述第二占空比组合不同于所述区域占空比。
12.根据权利要求11所述的发明，其中，所述第一占空比组合和所述第二占空比组合被选择成使在所述区域与对应区域边界之间的转变处的平均输出电压近似匹配所述区域中的靠近所述区域边界处的输出电压。
13.根据权利要求8所述的发明，其中，所述开关路径和所述电感器以降压-升压配置或升压配置或降压配置中的一个配置连接以将输入电压转换为输出电压。
14.根据权利要求8所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
15.根据权利要求8所述的发明，其中，所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关均包括至少两个串联耦接的开关。
16.根据权利要求8所述的发明，其中，所述串联耦接的开关包括场效应晶体管。
17.一种在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中生成全范围输出电压的方法，包括：
(a)以至少两种模式设置所述转换器电路的状态，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，至少一个区域相对于至少一个其他区域通过对应边界区域分隔开；以及
(b)以边界区域转变模式设置所述转换器电路的状态，所述边界区域转变模式生成在所述对应边界区域中的一个或更多个对应边界区域内的输出电压。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述边界区域转变模式在所述区域中的第一区域内的状态转变与所述区域中的第二区域内的状态转变之间交替。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述边界区域转变模式包括以反射二进制码编码的多个状态转变。
20.根据权利要求17所述的方法，其中，限定区域的所述模式具有相应的区域占空比，并且用于所述区域之间的所述对应边界区域的所述边界区域转变模式包括具有第一占空比组合的第一子区域和具有第二占空比组合的第二子区域，所述第一占空比组合和所述第二占空比组合不同于所述区域占空比。
21.根据权利要求20所述的方法，还包括选择所述第一占空比组合和所述第二占空比组合以使在每个区域与所述边界区域之间的转变处的平均输出电压近似匹配所述区域中的靠近所述边界区域处的输出电压。
22.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括：
(a)多个串联耦接的主开关；
(b)耦接至所述多个串联耦接的主开关内的节点的电感器；
(c)至少一个电容器，其与所述多个串联耦接的主开关并联耦接，并且能够通过所述多个串联耦接的主开关选择性地耦接至所述电感器和/或电压源和/或电压吸收器；
(d)控制电路，其耦接至所述主开关并且被配置成以至少两种模式设置所述主开关的状态，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域；
(e)开关电阻网络，其耦接至至少一个电容器和至少一个主开关；以及
(f)定向校正电路，其耦接至至少一个电容器和所述开关电阻网络，并且被配置成感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差，并生成至所述开关电阻网络的对应定向校正信号，所述对应定向校正信号单独或组合地动态改变所述至少一个电容器的充电状态或放电状态的模式以选择性地将所述耦接的至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导。
23.根据权利要求22所述的发明，其中，所述定向校正信号控制所述开关电阻网络以有条件地将一个或更多个电容器耦接至源电压以对这样的一个或更多个电容器充电，和/或有条件地将两个或更多个电容器耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷，和/或有条件地将一个或更多个电容器耦接至电压吸收器以使这样的一个或更多个电容器放电。
24.根据权利要求22所述的发明，其中，所述主开关包括场效应晶体管。
25.根据权利要求22所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
26.根据权利要求22所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
27.根据权利要求22所述的发明，其中，所述定向校正电路和所述开关电阻网络在预充电时段期间被激活以将至少一个电容器充电至对应的选定初始电压。
28.根据权利要求22所述的发明，其中，每个区域相对于至少一个区域通过边界区域分隔开，并且其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置所述主开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
29.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括：
(a)开关路径，其包括与第二组串联耦接的主开关串联耦接的第一组串联耦接的主开关，其中，所述第一组串联耦接的主开关和所述第二组串联耦接的主开关中的每对主开关通过相应的节点分隔开；
(b)电感器，其具有耦接在所述第一组串联耦接的主开关与所述第二组串联耦接的主开关之间的第一端子和能够配置为输入、输出或到电路接地的分流器的第二端子；
(c)对于所述第一组串联耦接的主开关和所述第二组串联耦接的主开关中的对应节点，对应电容器将所述第一组串联耦接的主开关中的对应节点耦接至所述第二组串联耦接的主开关中的对应节点；
(d)控制电路，其耦接至所述第一组串联耦接的主开关和所述第二组串联耦接的主开关中的主开关，被配置成以至少两种模式设置所述耦接的主开关的状态，所述至少两种模式限定在电压输出处具有对应输出电压范围的相应区域；
(e)开关电阻网络，其包括串联连接的成对的开关和电阻，其中，至少一对成对的开关和电阻与所述第一组串联耦接的主开关或所述第二组串联耦接的主开关中的至少一个对应主开关并联耦接；以及
(f)定向校正电路，其耦接至至少一个电容器和所述开关电阻网络中的至少一个成对的开关，被配置成感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差并生成至所述开关电阻网络的对应定向校正信号，所述对应定向校正信号单独或组合地动态改变耦接的至少一个成对的开关的开关状态的模式以选择性地激活所述耦接的至少一个成对的开关，以便将所述耦接的至少一个电容器向平衡电压状态引导。
30.根据权利要求29所述的发明，其中，对耦接的成对的开关的选择性激活有条件地将一个或更多个电容器耦接至源电压以对这样的一个或更多个电容器充电，和/或有条件地将两个或更多个电容器耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷，和/或有条件地将一个或更多个电容器耦接至电压吸收器以使这样的一个或更多个电容器放电。
31.根据权利要求29所述的发明，其中，所述成对的开关包括场效应晶体管。
32.根据权利要求29所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
33.根据权利要求29所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
34.根据权利要求29所述的发明，其中，所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关在所述多级DC至DC转换器电路的预充电时段期间保持在初始状态下，并且其中，所述定向校正电路和所述开关电阻网络在所述预充电时段期间被激活以将至少一个电容器充电至对应的选定初始电压。
35.根据权利要求29所述的发明，其中，每个区域相对于至少一个区域通过边界区域分隔开，并且其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置耦接的开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
36.一种在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的方法，所述转换器电路包括电感器、能够通过多个串联耦接的主开关选择性地耦接至所述电感器和/或电压源和/或电压吸收器的至少一个电容器以及被配置成以至少两种模式设置所述主开关的状态的控制电路，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，所述方法包括：
(a)感测至少一个电容器两端的电压的偏差；
(b)生成与所感测的偏差对应的定向校正信号；以及
(c)单独或组合地施加所生成的定向校正信号以动态地改变所述至少一个电容器的充电状态或放电状态的模式，以选择性地将所述至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导。
37.根据权利要求36所述的方法，其中，单独或组合地施加所生成的定向校正信号以选择性地将所述至少一个电容器两端的电压向平衡状态引导包括：将一个或更多个电容器耦接至源电压以对这样的一个或更多个电容器充电，和/或将两个或更多个电容器耦接在一起以从较高电压电容器向较低电压电容器转移电荷，和/或将一个或更多个电容器耦接至电压吸收器以使这样的一个或更多个电容器放电。
38.根据权利要求36所述的方法，其中，所述主开关包括场效应晶体管。
39.根据权利要求36所述的方法，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
40.根据权利要求36所述的方法，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
41.根据权利要求36所述的方法，还包括；感测至少一个电容器两端的电压的偏差，生成与所感测的偏差对应的定向校正信号，以及在预充电时段期间单独或组合地施加所生成的定向校正信号以便选择性地引导所述至少一个电容器两端的电压以将所述至少一个电容器充电到对应的选定初始电压。
42.根据权利要求36所述的方法，其中，每个区域相对于至少一个其他区域通过边界区域分隔开，还包括将所述控制电路配置成以边界区域转变模式设置所述主开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
43.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括：
(a)多个串联耦接的主开关；
(b)耦接至所述多个串联耦接的主开关内的节点的电感器；
(c)至少一个电容器，其与所述多个串联耦接的主开关并联耦接，并且能够通过所述多个串联耦接的主开关选择性地耦接至所述电感器、电压源和/或电压吸收器；
(d)控制电路，其耦接至所述开关并且被配置成以至少两种模式设置所述开关的状态，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，至少一种模式具有正向有序转变状态变化；以及
(e)定向校正电路，其耦接至至少一个电容器和所述控制电路，被配置成感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差并生成对应定向校正信号，所述对应定向校正信号单独或组合地迫使至少一种模式进行反向无序转变状态变化，以便选择性地将所述耦接的至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导。
44.根据权利要求43所述的发明，其中，所述开关包括场效应晶体管。
45.根据权利要求43所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
46.根据权利要求43所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
47.根据权利要求43所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且反向无序转变状态变化被限制为每周期选定数目。
48.根据权利要求43所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且连续反向无序转变状态变化被限制为每周期选定数目。
49.根据权利要求43所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且反向无序转变状态变化根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载被限制为每周期选定数目。
50.根据权利要求43所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且连续反向无序转变状态变化根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载被限制为每周期选定数目。
51.根据权利要求43所述的发明，其中，每个区域相对于至少一个区域通过边界区域分隔开，并且其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置所述开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
52.一种用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路，包括：
(a)开关路径，其包括与第二组串联耦接的开关串联耦接的第一组串联耦接的开关，其中，所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的每对开关通过相应的节点分隔开；
(b)电感器，其具有耦接在所述第一组串联耦接的开关与所述第二组串联耦接的开关之间的第一端子和能够配置为输入、输出或到电路接地的分流器的第二端子；
(c)对于所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的对应节点，对应电容器将所述第一组串联耦接的开关中的对应节点耦接至所述第二组串联耦接的开关中的对应节点；
(d)控制电路，其耦接至所述第一组串联耦接的开关和所述第二组串联耦接的开关中的开关，被配置成以至少两种模式设置所述耦接的开关的状态，所述至少两种模式限定在电压输出处具有对应输出电压范围的相应区域，至少一种模式具有正向有序转变状态变化；以及
(e)定向校正电路，其耦接至至少一个电容器和所述控制电路，被配置成感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差并生成对应定向校正信号，所述对应定向校正信号单独或组合地迫使至少一种模式进行反向无序转变状态变化，以便选择性地将所述耦接的至少一个电容器两端的电压向电压平衡状态引导。
53.根据权利要求52所述的发明，其中，所述开关包括场效应晶体管。
54.根据权利要求52所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
55.根据权利要求52所述的发明，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
56.根据权利要求52所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且反向无序转变状态变化被限制为每周期选定数目。
57.根据权利要求52所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且连续反向无序转变状态变化被限制为每周期选定数目。
58.根据权利要求52所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且反向无序转变状态变化根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载被限制为每周期选定数目。
59.根据权利要求52所述的发明，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，并且连续反向无序转变状态变化根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载被限制为每周期选定数目。
60.根据权利要求52所述的发明，其中，每个区域相对于至少一个区域通过边界区域分隔开，并且其中，所述控制电路还被配置成以边界区域转变模式设置所述开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
61.一种在用于将输入电压转换为输出电压的多级DC至DC转换器电路中平衡电容器电压的方法，所述转换器电路包括电感器、能够通过多个串联耦接的开关选择性地耦接至所述电感器、电压源和/或电压吸收器的至少一个电容器以及被配置成以至少两种模式设置所述开关的状态的控制电路，所述至少两种模式限定具有对应输出电压范围的相应区域，至少一种模式具有正向有序转变状态变化，所述方法包括：
(a)感测耦接的至少一个电容器两端的电压的偏差；
(b)生成与所感测的偏差对应的定向校正信号；以及
(c)单独或组合地施加所生成的定向校正信号以迫使至少一种模式进行反向无序转变状态变化，以便选择性地将所述耦接的至少一个电容器两端的电压向平衡电压状态引导。
62.根据权利要求61所述的方法，其中，所述开关包括场效应晶体管。
63.根据权利要求61所述的方法，其中，所述多级DC至DC转换器电路是降压-升压多级DC至DC转换器电路或升压多级DC至DC转换器电路或降压多级DC至DC转换器电路中之一。
64.根据权利要求61所述的方法，其中，所述多级DC至DC转换器电路是3级DC至DC转换器电路或4级DC至DC转换器电路或5级DC至DC转换器电路中之一。
65.根据权利要求61所述的方法，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括将反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目。
66.根据权利要求61所述的方法，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括将连续反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目。
67.根据权利要求61所述的方法，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载将反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目。
68.根据权利要求61所述的方法，其中，每个模式由正向有序转变状态变化的周期构成，还包括根据所述多级DC至DC转换器电路上的电负载将连续反向无序转变状态变化限制为每周期选定数目。
69.根据权利要求61所述的方法，其中，每个区域相对于至少一个其他区域通过边界区域分隔开，还包括将所述控制电路配置成以边界区域转变模式设置所述开关的状态，所述边界区域转变模式生成在所述边界区域中的一个或更多个边界区域内的输出电压。
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