JP3414750B2 - 電気エネルギーを変換する電子装置およびそれを利用する電源設備 - Google Patents

電気エネルギーを変換する電子装置およびそれを利用する電源設備

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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、フランス特許出願第2679715A1号に記載さ
れているタイプの電気エネルギーを変換する電子装置お
よびそれを利用する電源設備に関する。
上記特許出願に記載されている変換器は、添付の第１
図に一例を図示してある。変換器は主に、電圧発生源SE
と電流発生源Ｃとの間に、制御可能な複数の切換えセル
CL1、CL2、...、CLnを含み、各セルが二つのスイッチT
1、T'1;T2、T'2、...;Tn、T'nを有し、各二つのスイッ
チの一方の極（pole）が対の上流側極の一部を構成し、
他方の極が対の下流側極の一部を構成し、一つの上流側
セルの対の下流側極が一つの下流側セルの対の上流側極
に接続され、第一セルCL1の対の上流側極が前記電流発
生源Ｃに接続され、最終セルCLnの対の下流側極が前記
電圧発生源SEに接続される。この変換器はまた、各セル
ごとに、コンデンサC1、C2、...、Cnを備える。前記電
圧発生源SEが最終セルのコンデンサの役割を果たすこと
が可能であり、最終セルのコンデンサを省くことができ
る場合を除き、各コンデンサは、そのセルの下流極の対
を構成する二つの極の間に接続されている。該変換器は
更に制御手段を有し、制御手段は、同一セルの二つのス
イッチが常にそれぞれ反対の導通状態（これはlc1など
の制御リンクで図示してある）になり、前記制御手段に
よって供給されるセル制御信号に応答して同一セルの二
つのスイッチのうちの一つが第一導通状態になり、つい
で周期的に反復される変換器周期の間、第二導通状態に
なり、さらに、同一であるが前記変換器周期の一部分だ
け時間的にシフトした制御信号に応答して、連続するセ
ルのスイッチが、同一であるが前記周期の一部分だけ時
間的にシフトした動作を有するように、連続するセルの
スイッチに作用して変換器の通常動作を管理する。
前記周期の一部分はセル数ｎの逆数すなわち２π/nに
等しいことが好ましい。これは出力側で発生する高調波
に関し最適であり、これにより、変換器のコンデンサの
充電電圧の自然にバランスすることが可能になる。ただ
し、別のシフトもあり得る。
このような変換器においては、連続するコンデンサC
1、C2、...、Cnはそれぞれ増加する平均充電電圧を有
し、前記セルのそれぞれに接続されたコンデンサの平均
充電電圧は、前記電圧発生源SEから発生する電圧VEと、
変換器のセル数の逆数と、セル列との積、例えばｎ＝３
すなわち変換器が三つのセルしか有さない時には、VE/
3、2VE/3、VEに等しい。
もちろん前記説明は、値が２以上であれば他のｎの値
にも適用される。
以下の説明においては、前記の説明を満たす変換器を
多レベル変換器と呼ぶことにする。
本発明の目的は、このような多レベル変換器におい
て、通常の動作条件から逸脱するのを免れない場合で
も、各コンデンサの充電が前記の説明に適合した状態に
留まるようにすることである。
前記の記載に適合する多レベル変換器のコンデンサの
うちの一つの充電がどのように変化するのかをより簡単
に調べるため、スイッチTk、T'kを備えた任意の切換え
セルCLkと、このセルに接続されたコンデンサCkと、ス
イッチTk＋１、T'k＋１を備えた次のセルCLk＋１とを示
す第２図を参照することにする。
各セルのスイッチ間の結合Tk、T'k;Tk＋１、T'k＋１
を考慮する場合、第２図に示す重ねた二つのセルTk−Tk
＋１のアセンブリは、 ａ）TkおよびTk＋１が非導通であるためCkの充電電圧が
変化しない第一状態、 ｂ）TkおよびTk＋１が導通し、T'kおよびT'k＋１が非導
通であるためCkの充電電圧の変化が停止する第二状態、 ｃ）Tkが導通し、Tk＋１が非導通であるため、電流発生
源ＣがＩに等しい電流IkをがTkを通して印加されるが、
T'kへの電流I'kは０であり、Tk＋１の状態により０の電
流IK＋１が印加されるが、電流I'k＋１はＩに等しく、
コンデンサCk内の電流I'ckはＩに等しい第三状態、 ｄ）Tkが非導通であり、Tk＋１が導通しているため、電
流発生源ＣがＩに等しい電流I'k＋１がT'kを通して印加
されるが、Tkを通る電流IKは０であり、Tk＋１の状態に
よりＩに等しい電流Ik＋１が印加されるが、電流I'k＋
１は０であり、コンデンサCk内の電流IckはＩに等しい
第四状態、 の四つの状態を有する。
電流I'ck＝I'k＋１およびIck＝Ik＋１は、上記の第三
および第四状態において、相反する追加的充電をコンデ
ンサCkにもたらす。この時、第一の充電を負と呼び第二
の充電を正と呼ぶことにする。この二つの状態に対応す
る電流は電流発生源によって印加される。他の条件は同
じとして電流発生源が完全に直流であれば、段階ｃ）お
よびｄ）において電流発生源によって印加される電流
は、TkおよびTk＋１の導通間隔（これらは、上記の如
く、等しく時間的にシフトしている）を通じて常に同じ
であって方向が反対である。これにより、負方向と正方
向に同じ量だけ変更されるCkの充電は、変換器周期の
間、変化しない。
電流IckおよびI'ckは、電圧発生源の電圧、電流発生
源内の電流、およびコンデンサCkの充電電圧Vckによっ
て決定される。一般的に電流発生源のインピーダンスが
無限大でない時には、電流発生源の電流はその端子にお
ける電圧、したがってコンデンサの電圧Vckに依存す
る。理由の如何にかかわらず、例えば充電電圧Vckがそ
の公称値VE.k/nに比べ過度に高いと、規定値よりも高く
なる傾向を有する放電電流I'ckおよび低くなる傾向を有
する充電電流Ickが生じ、それにより、コンデンサCkの
充電率が規定値まで回復する。これにより、多レベル変
換器の動作が安定していることと、その動作により、電
源発生源側および電流発生側において二方向に振幅の変
化が可能であることとが説明される。しかしながら、以
下の説明において動的な問題が生じることが理解されよ
う。
第３図は、ｎ＝３の場合の第１図および第２図に記載
の多レベル変換器の動作例を示す。動作例においては、
変調PWM型の制御が適用され、その結果電流発生源Ｃに
正弦曲線変調交流電圧が供給される。すなわち、変換器
の連続する動作時間p1、p2、p3、...（線分ｔ）の間、
スイッチT1、T2、T3が、出力電圧の変調波（以後、変調
波と呼ぶ）により継続時間が変化する間隔の間、連続的
に導通する。対応するスイッチT'1、T'2、T'3は各時点
で反対の位置にある。
もちろん、周知の通り、スイッチの動作の他の変調モ
ードによっても、同じ結果が得られる。同様に、もちろ
ん変換器はあらゆる他の形態の波または制御直流電圧を
電流発生源に供給するのに使用することも可能である。
まず、変換器の動作時間p1を想定する。この期間中に
スイッチT1、T2、T3のうちのいずれかが導通すると、他
の二つは非導通となる。これは、二つのセルから成る各
アセンブリとこのセル間に含まれるコンデンサの場合、
前述の状態ｃ）およびｄ）に相当し、その状態において
はコンデンサが負の追加充電と正の追加充電を連続的に
受け、それらの合計値は、実質的に０となる。さらに、
重なり合ったセルCL1−CL2が状態ｄ）にある時は、隣接
するセルCL2−CL3は状態ｃ）にあり、その結果コンデン
サC1は、コンデンサC2に負の追加充電を供給する同一の
電流から正の追加充電を受ける。
第３図はまた、時間p2、p3などにおける多レベル変換
器の動作を例示的に示す。その期間中、スイッチT1、T
2、T3の導通時間が短くなり、次いで時間の1/3を超える
まで長くなり、その結果皮成り合うようになる。線VI
は、特にコンデンサが、想定する追加充電によっても端
末における電圧がほとんど変化しないような容量を有し
ていると仮定した場合、電流発生源に伝送される電圧の
理想値を示す。電圧VIは、電圧発生源SEの負極を基準と
し、該電圧発生源SEの電圧VEに対する比で表す。この電
圧VIは、変調波の周波数に重要な基本波と、カットオフ
周波数より高い周波数において振幅がより小さく、低域
フィルタで簡単に取り除くことができる高調波を含む。
この電流は正弦曲線に従い変化するので、前述の状態
ｃ）およびｄ）は変換器のコンデンサに同等の追加充電
をもたらさない。なぜならば、この二つの状態の間にお
いては電流は変化する時間を有するからである。この変
化は、スイッチの動作時間が変調波の周波数よりも明ら
かに勝る場合に限っては無視できる。
さらに、電流発生源に供給される交流電流は厳密には
正弦波ではなく非対称に歪んでいることを予想しなけれ
ばならない。同様に、制御信号またはそれを発生する信
号内のレベル差、あるいは種々のスイッチ間の切換えの
違いにより、変換器の動作期間にわたり、スイッチの導
通時間が不均一になり、スイッチの周期導通段階がシフ
トし、さらにはコンデンサの充電および放電電流が不均
一になる。その結果、実際は、上記のような多レベル変
換器においては、冒頭に記載したような公称動作条件を
保証することは不可能である。残留する追加充電差によ
り、コンデンサの充電のある方向への誤差、したがって
平均充電電圧の誤差が生じ、従ってさらに、変換器の動
作周波数において、電流発生源に供給される電圧の歪み
が生じる。
この効果は第３図の線VI'で示してある。この線は線V
Iと同様であるが、コンデンサC1（第１図）が、一定の
振幅のパルスvi1、vi2、vi3を供給する代わりに、公称
充電電圧よりも低い電圧で充電され、コンデンサC1が独
自の充電電圧を電流発生源Ｃに供給する時には、変換器
は振幅の小さい（読み易くするため縮尺は強調してあ
る）vi1'などのパルスを供給し、コンデンサC1が、電流
発生源Ｃに供給された電圧から自分の電圧を差し引く時
には変換器は、振幅の大きいvi2'などのパルスを供給
し、コンデンサC1が回路外にある時には変換器は、不変
の振幅のvi3'などのパルスを供給する点が異なる。信号
VI'内では、これにより前記変換器周波数に妨害成分が
もたらされることが容易に理解できよう。
コンデンサがそれぞれ公称電圧で充電される時には、
このような妨害成分は存在しない。妨害成分が発生する
場合、妨害成分は通常有害である。
しかしながら、特にスイッチが受ける電圧は二つの隣
接するコンデンサの公称充電電圧の差、すなわち電圧発
生源の電圧を変換器の段数で割った値にほぼ等しい状態
ではなくなっている。これによりこれらスイッチが危険
な状態になることがある。
もちろん、前述のようにコンデンサの充電差は自然に
解消される傾向はあるが、このプロセスは時間を要す
る。
またこの自然なプロセスは電流発生源を介して行われ
る。従って電流発生源が電流を印加しない時にはこのプ
ロセスは効果を有さず、いずれにせよ、電流発生源の電
流値が低い時にはこのプロセスの速度は低下する。
本発明はこれらの観察に基づいて、変換器の各コンデ
ンサの平均充電の公称値での維持が改善される多レベル
変換器を提供する。
本発明によれば、多レベル変換器が、各コンデンサの
端子における平均電圧を評価する手段と、前記コンデン
サのそれぞれについて、評価された平均充電電圧とこの
変換器の公称平均充電電圧との間に差がある場合その差
を確認し対応する差信号を供給する手段と、前記差を相
殺するため、前記差信号を受け取り、その結果二つのコ
ンデンサ間の少なくとも一時的な接続を制御する補正制
御手段を含むことにより、この結果が達成される。
一実施形態においては、一つは上流回路において該上
流回路の放電を行い、他の一つは下流回路において該下
流回路の再充電を行うために、前記補正制御手段は、前
記差信号および時間軸イネーブル信号を受信し、これに
応答してコンデンサの接続を制御するための二つの電荷
移動制御信号を供給する補正装置を各コンデンサ毎に含
む。
一つ下のランクのコンデンサが存在する場合、前記上
流回路はそのコンデンサを含む。
一つ上のランクのコンデンサが存在する場合、前記下
流回路はそのコンデンサを含む。
好ましくは、前記誤差信号が少なくとも一つ存在する
ことにより、前記時間軸により前記補正装置が連続的に
イネーブルされる補正サイクルが発生する。
有利には、前記誤差が所与のしきい値を超過した場合
にのみ、前記誤差により誤差信号が発生する。
一実施形態においては、前記誤差信号の振幅により誤
差の大きさが特徴付けられ、前記補正信号の継続時間が
決定される。
変形例によれば、前記補正信号が、補正の増分に相当
する所与の一定の継続時間を有する。
本発明の種々の目的および特徴は、添付図面を参照し
ながら行う、非限定的例として示した本発明の実施態様
についての以下の説明においてより明らかになろう。
− 既に説明した第１図は、従来の多レベル変換器の原
理を示す線図である。
− 既に説明した第２図は、第１図の多レベル変換器の
重なり合った二つの段のアセンブリの原理を示す線図で
ある。
− 既に説明した第３図は、第１図および第２図の多レ
ベル変換器が三段を含む場合の、変換器の動作を説明す
る波形を示す図である。
− 第４図は、本発明の実施を可能にするように構成さ
れた第１図、第２図、第３図の種類の多レベル変換器の
制御手段の原理を示す線図である。
− 第５図は、第４図の装置内で使用可能なコンデンサ
の充電電圧評価手段の原理を示す線図である。
多レベル変換器については再度説明することはしな
い。第１図、第２図および第３図の線図は、フランス特
許出願第2697715号に記載の種類の変換器に相当する。
詳細については同特許を参照されたい。
第４図は、第１図の変換器のコンデンサC1、C
2、...、Cnのみを示す。
本発明によれば、各コンデンサの平均充電電圧を評価
することのできる評価装置VMO1、VMO2、...、VMOnが各
コンデンサに接続される。この目的のため、この装置は
コンデンサの二つの端子に接続される。装置は、コンデ
ンサの端子に存在する平均充電電圧を示す評価信号VO
1、VO2、...、VOnを供給する。
第５図を参照する。一実施形態によればこの評価装置
は、コンデンサCkの端子間に直列に接続するインピーダ
ンスであって、このコンデンサの端子電圧の所与の一部
をアナログ−デジタル変換器CANに供給するインピーダ
ンスptk1およびptk2で構成される。変換器CANは、各パ
ルスfkn毎に電圧のデジタル値を平均値計算回路SCkに供
給する。平均値計算回路は、信号gkによって起動される
ゲート回路PVkにより、変換器の一サイクルあたり一回
読まれる。有利には、信号fkおよびgkは時間軸BT（第４
図）によって発生するものとし、変換器の動作周期中に
おける信号の位置は、変換器の動作時間中におけるｍ回
の電圧測定とこの測定の結果の平均値の計算の後、後記
するようにコンデンサの充電に万一差があった場合この
差を判定するのに最適な時点において、変換器の一動作
周期あたり一回、回路SCkの出力部VOkにおいて測定平均
充電電圧の値が得られるような位置とする。
本発明においては、対応する評価装置から受け取った
測定平均充電電圧と、コンデンサの公称平均充電電圧と
の間に差があった場合この差を確認することのできる差
確認装置VE1、VE2、...、VEnも各コンデンサに接続され
る。この差確認装置はそれ自身でこのコンデンサの公称
平均充電電圧を計算する。公称平均充電電圧とは、ｎを
変換器の段数とする時、電圧発生源SEの電圧VEを段のラ
ンクＲ倍したものの分数1/nである。従ってこの装置
は、値VEおよびＲと値ｎを受け取り、変換器アセンブリ
の定数は各装置内に回路として組み込まれる（また、各
段の定数である値Ｒも回路として組み込むことが可能で
ある）。装置は公称平均充電電圧VE.R/nを出力し、これ
を評価平均充電電圧と比較し、この二つの電圧の差を特
徴付ける差信号VEC1、VEC2、...、VECnを供給する。し
かしながら変形によれば、差信号を、差が存在すること
とその符号とを示す単純な論路信号（２ビット）とする
ことができる。有利には、後記する理由から、コンデン
サの充電差が、差確認装置内に回路として組み込んだ所
与のしきい値を超えた場合のみ、差信号を供給するよう
にする。
第４図の制御手段はさらに制御モジュールMC1、MC
2、...、MCnを含む。これら制御モジュールは時間軸BT
によるp1（第３図）などの周期毎に発生する信号であっ
て、変換器の切換えセルのシフト制御のため、遅延ユニ
ットR2、...、Rnによりそれぞれ周期の分数だけシフト
した起動信号sd1、sd2、...、sdnが派生する信号sdに対
する応答として動作する。
制御モジュールMC1、MC2、...、MCnの主な機能は、信
号CT1、CT2、...、Ctnを活動レベルにする制御パルスを
各周期中に発生することであり、活動レベルの公称継続
時間は、電圧発生源によって供給される電圧の値VEと変
調信号の値Ｍとによって決定される。
これらの活動レベルの制御パルスは、スイッチT'1、
T'2、...、T'nを非導通な状態にするため、それぞれ直
接これらスイッチに送られ、NORゲートpe1、pe2、...、
penに供給される。するとこれらゲートは、スイッチT
1、T2、...、Tnを導通させるため、他の入力部のレベル
の如何にかかわらず、非活動レベルと呼ばれる反対のレ
ベルを供給する。これらスイッチの位置を第３図に（０
＝非導通、１＝導通）の参照番号で示す。
差信号は、時間軸BT、およびそれぞれが変換器のコン
デンサに固有の補正装置EC1、EC2、...、ECnを含む補正
制御手段に作用するようになっており、これら装置は前
記差を相殺するため、前記差信号を受け取り、この結果
二つのコンデンサ間の少なくとも一時的な接続を命令す
る。
この時、これら装置はそれぞれ、一つは上流回路にお
いて上流回路の放電を行い、他の一つは下流回路におい
て下流回路の再充電を行う目的で、前記差信号VEC1、VE
C2、...、VECnおよび時間軸BTのイネーブル信号veを受
信し、これに応答してコンデンサC1、C2、...、Cnの接
続を制御するのにあてた二つの電荷移動制御信号CR1、C
R1'、CR2、CR2'、...、CRn、CRn'を供給する。
例としてコンデンサC1を考えた場合、対応する補正装
置EC1は、イネーブルされ（方法については後述す
る）、（所与のしきい値を超える差を示す）差信号を受
信すると、コンデンサが過度に充電されている場合には
電荷移動制御信号CR1を、コンデンサの充電が不充分な
場合には電荷移動制御信号CR1'を供給する。
まずコンデンサC1が過度に充電されている場合を想定
すると、活動レベルの信号CR1によりゲートpe1の出力が
非活動レベルに移行し、その結果スイッチT1を導通させ
る。このように（第１図）、スイッチT'1も導通してい
る（なぜなら、特に信号sdがないため信号CT1が非活動
であるからである）ため、コンデンサC1はスイッチT1お
よびT'1を介して短絡される。配線要素を含むこの短絡
は必然的に誘導性であり、その結果電荷移動制御信号CR
1は非常に短い（数マイクロセカンド）ので、コンデン
サの充電は一定量しか減少しない。差信号の振幅の差の
大きさを示す時には、信号の継続時間が差信号の振幅に
釣り合うようにすることができる。その場合、コンデン
サC1の放電に付加される電流発生源内の電流Ｉを考慮す
ることが望ましい。しかしながら、実施がより簡単な変
形においては、信号の継続時間を一定かつ短くすること
もできる。その場合、コンデンサの充電の調節は幾つも
の段階に分けて行われる。この場合、これら段階は、最
終の補正後残留する充電差が上記の所与のしきい値を下
回るよう、十分に小さくするものとする。
次に、コンデンサC1の代わりにコンデンサC2を想定す
ると、動作は同じであるが、電荷移動制御信号はスイッ
チT2およびT'2により、コンデンサC2をコンデンサC1に
直接接続する。二つのコンデンサの充電電圧の差は、コ
ンデンサC1の充電量に等しい。従って当初は、同一の物
理量を含む短絡が生ずる。しかしながら、コンデンサC2
の電荷は次にコンデンサC1内に移動されるので、その端
子における電圧が上昇し、結果としてC2からC1への移動
が制限される。従って充電の移動時間を長くしなければ
ならない（コンデンサの充電電圧があると電圧移動が微
弱になることを考慮しておおむね二倍にする）。また、
コンデンサC1内に移動された電荷はこのコンデンサ内に
おいて過剰となり、その結果充電電圧の差が確認され、
前記に説明したように補正される。さらに、上述したよ
うに電流発生源の電流Ｉも影響する。これは変換器の段
全てについて同様である。
次に、コンデンサC1の充電が不充分な場合を想定する
と、信号CR'1はゲートpe2に作用し、ゲートは非活動レ
ベルを出力するので、その結果スイッチT2は導通する。
このように電荷移動制御信号CR1'によりコンデンサC1は
コンデンサC2に直接接続され、その結果、上記に説明し
たように、コンデンサC2からコンデンサC1への電荷の移
動が生じる。しかしながらコンデンサC1の充電の補正に
より、コンデンサC2についての充電差も生じる。この差
は前に説明した方法により後に補正するものとし、以下
同様である。
回路ECnを図示したが、スイッチTn＋１、Tn＋1'がな
いため、この回路には出力部CRn'がない。
補正装置の動作を編成するため、第４図の実施例にお
いては、前記差信号VEC1、VEC2、...、VECnの少なくと
も一つが存在することがOR型の回路ETEによって検出さ
れた場合に、時間軸BTに作用し、二つの変換器周期の間
に補正サイクルを発生する手段を設ける。この補正サイ
クル中に、時間軸BTにより信号veが発生し、この信号に
より、補正装置EC1を有効にする信号ve1が直接供給さ
れ、次いで、カスケード遅延回路T2、...、Tnを経由し
て、他の補正装置（EC2、...、ECn）を連続して有効に
する信号ve2、...、venが供給されるようになってい
る。
このようにして、通常唯一つの差を検出することによ
り、補正サイクルが生じる。補正サイクルにより変換器
内の隣接するコンデンサ内で差が生じると、次に別のサ
イクルが生じる。有利には、適切な方法で時間軸を設け
ることにより、これらサイクル間に最小の間隔を設ける
ことができる。変換器の連続するコンデンサに関する補
正作業が時間的にずれていることにより、同時に確認さ
れた複数の差を同一のサイクル内で補正することができ
る。
上記の説明は非限定的例として示したものであり、特
に数値は各適用例毎に変わりうることは明らかである。
また本発明は、上記の多レベル変換器を利用した電源設
備にも適用される。同様に、基準電圧又はアースに対し
正の電圧を発生する電圧発生源の場合であってコンデン
サの電荷が同一方向にバイアスされ、電流は電圧発生源
の正極から電流発生源の向に流れる場合について説明し
たが、当業者であれば、極性が異なる場合でも本発明を
適合させることが可能であることは明らかである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−137320（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−111241（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−503224（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 3/07

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電圧発生源（SE）と電流発生源（Ｃ）との
    間に、制御可能な一連の切換えセル（CL1、CL2、...、C
    Ln）を含む多レベル変換器であって、各セルが二つのス
    イッチ（T1、T'1;T2、T'2、...;Tn、T'n）を有し、各二
    つのスイッチの一方の極が対の上流側極の一部を構成
    し、他方の極が対の下流側極の一部を構成し、一つの上
    流側セルの対の下流側極が一つの下流側セルの対の上流
    側極に接続され、第一セル（CL1）の対の上流側極が前
    記電流発生源（Ｃ）に接続され、最終セル（CLn）の対
    の下流側極が前記電圧発生源（SE）に接続され、該変換
    器はさらに、各セル毎にコンデンサ（C1、C2、...、C
    n）を有し、前記電圧発生源（SE）が最終セルのコンデ
    ンサの役割を果たすことが可能であり、該最終セルのコ
    ンデンサを省くことができる場合を除き、各キャパシタ
    は、対応のセルの下流側極の対を構成する二つの極の間
    に接続されており、該変換器は更に制御手段を有し、該
    制御手段は、同一セルの二つのスイッチが常にそれぞれ
    反対の導通状態になり、該制御手段によって供給される
    セル制御信号（CT1、CT2、...、CTn）に対する応答とし
    て同一セルの二つのスイッチのうちの一つが第一導通状
    態になり、ついで周期的に反復される変換器周期の間、
    第二導通状態になり、さらに、同一であるが前記変換器
    周期の一部分だけ時間的にシフトした制御信号に応答し
    て、連続するセルのスイッチが、同一であるが前記周期
    の一部分だけ時間的にシフトして動作するよう、連続す
    るセルのスイッチに作用して変換器の通常動作を管理
    し、連続するコンデンサ（C1、C2、...、Cn）はそれぞ
    れ増加する平均充電電圧を有し、前記各セルのコンデン
    サの平均充電電圧が、前記電圧発生源（SE）から発生す
    る電圧（VE）と、変換器のセル数の逆数と、セル列との
    積であり、該多レベル変換器が、各コンデンサ（C1、C
    2、...、Cn）の端子における平均電圧を評価する手段
    （VMO1、VMO2、...、VMOn）と、前記コンデンサ（C1、C
    2、...、Cn）のそれぞれについて、評価された平均充電
    電圧と該変換器の公称平均充電電圧との間に差がある場
    合その差を確認し対応する差信号（VEC1、VEC2、...、V
    ECn）を供給する手段（VE1、VE2、...、VEn）と、前記
    差を相殺するため、前記差信号を受け取り、その結果二
    つのコンデンサ間の少なくとも一時的な接続を命令する
    補正制御手段（BT、EC1、EC2、...、ECn）を含むことを
    特徴とする多レベル変換器。
  2. 【請求項２】上流回路において該上流回路の放電を行
    い、下流回路において該下流回路の再充電を行うべく、
    コンデンサ（C1、C2、...、Cn）の接続を制御するため
    の二つの電荷移動制御信号（CR1、CR1'、CR2、CR
    2'、...、CRn、CRn'）を応答として供給するために、前
    記補正制御手段は、該変換器内に前記差信号（VEC1、VE
    C2、、...、VECn）および時間軸（BT）のイネーブル信
    号を受信する補正装置（EC1、EC2、...、ECn）を各コン
    デンサ毎に含むことを特徴とする、請求の範囲第１項に
    記載の多レベル変換器。
  3. 【請求項３】一つ下のランクのコンデンサが存在する場
    合、前記上流回路が該コンデンサを含むことを特徴とす
    る、請求の範囲第２項に記載の多レベル変換器。
  4. 【請求項４】一つ上のランクのコンデンサが存在する場
    合、前記下流回路が該コンデンサを含むことを特徴とす
    る、請求の範囲第２項に記載の多レベル変換器。
  5. 【請求項５】少なくとも一つの前記差信号が存在するこ
    とにより、前記時間軸により前記補正装置（EC1、EC
    2、...、ECn）が連続的にイネーブルされる補正サイク
    ルが発生することを特徴とする、請求の範囲第１項から
    第４項のいずれか一項に記載の多レベル変換器。
  6. 【請求項６】前記差が所定のしきい値を超過した場合に
    のみ、前記差により差信号が発生することを特徴とす
    る、請求の範囲第１項から第５項のいずれか一項に記載
    の多レベル変換器。
  7. 【請求項７】前記差信号の振幅により差の大きさが特徴
    付けられ、前記補正信号の継続時間が決定されることを
    特徴とする、請求の範囲第１項から第６項のいずれか一
    項に記載の多レベル変換器。
  8. 【請求項８】前記補正信号が、補正の増分に相当する一
    定の継続時間を有することを特徴とする、請求の範囲第
    １項から第６項のいずれか一項に記載の多レベル変換
    器。
  9. 【請求項９】請求の範囲第１項から第８項のいずれか一
    項に記載の多レベル変換器を内蔵する電源設備。
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