CN1057412C - 多极变换器 - Google Patents

Abstract

一种多极变换器，特别是在其各单元中包括一个电容器(C1，C2，…，Cn)。这些电容器额定具有与它们各自在变换器中的序号成比例的额定充电电压。该变换器还包括用于估计各电容器(C1，C2，…，Cn)的接线端之间的平均电压的装置(VMO1，VMO2，…，VMOn)，用于相对各电容器(C1，C2，…，Cn)，测量所估计的平均充电电压与电容器的标称平均充电电压之间可能出现的任何差值，并且提供一个对应的差值信号(VEC1，VEC2，…，VECn)的装置(VE1，VE2，…，VEn)，以及还有接收所述差值信号，并且相应地在两个电容器之间建立至少一个暂时连接，以便校正所述差值的校正控制装置(BT，EC1，EC2，…，ECn)。

Description

多极变换器

本发明涉及法国专利申请FR 2 679 715 A1所述型式的多极变换器，以及使用该多极变换器的电源装置。

那个专利申请所述的变换器在附图1中举例示出。它在一个电压源SE与一个电流源C之间基本上包括一系列可控的开关单元CL1，CL2，…，CLn，这些开关元件各有两个开关T1，T’1；T2，T’2；…；Tn，T’n，这两个开关各有一个电极构成一对上游电极的一部分，以及这两个开关各有另一个电极构成一对下游电极的一部分，上游单元的下游电极对连接在下游单元的上游电极对上，并且第一单元CL1的上游电极对连接在所述电流源C上，而末尾单元CLn的下游电极对连接在所述电压源SE上，该变换器对于各单元还包括一个相应的电容器C1，C2，…，Cn，除了末尾单元的电容器在所述电压源SE适合于执行与电容器相同的作用时而可以省去之外，各电容器连接在构成其单元的下游电极对的两个电极之间，该变换器还有控制装置(未示出)，控制变换器的额定操作，并且以任何一个单元的两个开关总是处在各自相反的导通状态这样的方式(用控制链，例如1c1来表示)，用在按顺序排列的单元的开关上，这样响应所述控制装置发送的一个单元控制信号，在一个循环重复的变换器周期期间，给定单元中的两个开关中的一个接连处在第一导通状态，并且然后处在第二导通状态，并且这样响应波形完全相同但是按所述变换器周期的分数偏移一定时间的单元控制信号，按顺序排列的单元的开关以相同方式分别起作用，但是按一个周期的所述分数偏移一定时间。

最好是，一个周期的所述分数等于单元数n的倒数，即2π/n，这个倒数就输出端所产生的谐波来说为最优，并且它使变换器的电容器上的充电电压能够自然平衡。不过某种其它偏移亦是可能的。

在这样的变换器中，按顺序排列的电容器C1，C2，…Cn具有各自增加的平均充电电压，与各所述单元有关的电容器的平均充电电压等于变换器中单元数的倒数和单元的序号乘以所述电压源SE输出的电压VE而得到的乘积，即当n＝3时，亦即当变换器只有三个单元时，为VE/3，2VE/3，VE。

自然，只要n不小于2，以上所述适用于其它n值。

以下使用术语“多级变换器”，以指示满足以上所述的变换器。

本发明的目的是准备在这样一个多极变换器中按照以上所述来保持各电容器上的电荷，尽管必然要偏离额定操作条件。

为了更容易地检查电荷应该怎样在以上所述的多级变换器中的一个电容器上额定变化，参考图2，它表示一个任意开关单元CLk以及它的开关Tk和T’k，与该单元相关的电容器Ck，以及还有随后单元CLk+1和它的开关Tk+1和T’k+1。

给定各单元之内开关Tk与T’k或Tk+1与T’k+1之间的连接，则图2所示的两个相邻单元组CLk和CLk+1具有四个状态：

a)第一状态，这里Tk和Tk+1不导通，因此Ck上的电荷不变；

b)第二状态，这里Tk和Tk+1都导通，由于在那些情况下T’k和T’k+1不导通，因此Ck上的充电电压也不变；

c)第三状态，这里Tk导通且Tk+1不导通，在这种情况下电流源C强制一个等于I的电流Ik流过Tk，而通过T’k的电流I’k为零。正是Tk+1的状态强制电流Ik+1为零，而电流I’k+1等于I，因此通过电容器Ck的电流I’ck等于I；以及

d)第四状态，这里Tk不导通且Tk+1导通，因此电流源C强制一个等于I的电流Ik+1通过T’k，而通过Tk的电流Ik为零。Tk+1的状态强制电流Ik+1等于I，而电流I’k+1为零，因此通过电容器Ck的电流Ick等于I。

在上述第三和第四状态下，电流I’ck＝I’k+1和Ick＝Ik+1对电容器Ck供给相反符号的附加电荷；第一种情况被说成为负且第二种情况被说成为正。对应这两种状态的电流由电流源所强制。如果电流源强制一个完全精确的直流电流，并且所有其它因素保持等同，那么在状态c)和d)期间由电流源所强制的电流在整个Tk和Tk+1的导通期间总是相同并且取相反方向(如上所述，Tk和Tk+1的导通期间额定相等并且偏移一定时间)。这意味着Ck上的电荷作正变化，并且然后按相等量作负变化，因此它在变换器的一个周期中不变。

电流Ick和I’ck由电压源的电压，通过电流源的电流，以及电容器Ck上的充电电压Vck所确定。更一般地说，当电流源的阻抗不是无限大时，通过电流源的电流取决于其接线端之间的电压，并且因此取决于电容器上的电压Vck。例如，如果碰巧不论因为什么原因，充电电压Vck比它的额定值VE×k/n高，那么与它们应该有的额定值比较，将引起放电电流I’ck趋于更大，以及充电电流Ick趋于更小，由此使电容器Ck上的电荷趋于返回到它所应该有的值。这就说明了多极变换器的操作是稳定的，并且能适应在电压源和电流源两者处以任何方向的振幅变化。以下说明这样在动态期间会产生问题。

图3是对n＝3情况下图1和图2的多级变换器的操作的例子；为了对电流源C发送正弦调制的交变电压，应用脉冲宽度调制(PWM)式控制，即在变换器操作中(直线t)的顺序周期p1，p2，p3，...期间，开关T1，T2和T3在按照一个用于调制输出电压的波，以下称作“调制”波而作变化的时段期间依次为导通。在各时刻，对应开关T’1，T’2和T’3处在相反位置。

自然，如众所周知，其它调制开关操作的方式可能获得同样结果。同样很清楚，变换器还可以用来对电流源C发送任何其它波形或调整的直流电压。

起初考虑变换器操作中的周期p1。在这个周期期间，当开关T1，T2和T3中任何一个导通之时，其它两个开关不导通。对它们之间的各组两个单元和电容器，这样对应于上述的状态c)和d)，其中电容器顺序接收附加的负电荷和正电荷，其总值额定为零。还应该看到，当相邻单元CL1和CL2处在状态d)之时，相邻单元CL2和CL3处在状态c)，这样电容器C1从对电容器C2提供附加负电荷的同一电流那里接收附加正电荷。

图3还举例表示多极变换器在周期p2，p3，...等期间是怎样操作的，在这些周期期间，开关T1，T2，T3的导通时间变短，并且然后变长，直到它们超过一个周期的三分之一为止，在这种情况下它们重叠。直线VI表示理想情况下，特别是如果电容器的电容量为这样，即所述附加电荷不显著改变它们接线端之间的电压情况下，传输到电流源的电压。在把电压源SE的负极看作电压基准下，电压VI用电压源SE输出的电压VE的分数来表示。可见这个电压VI同时包含一个取调制波频率的较大的基本部分，以及还有频率比斩波频率高，容易用低通滤波器加以消除的低振幅谐波。

由于电流正弦变化，所以上述状态c)和d)将不对变换器的电容器传送同等的附加量电荷，因为在上述两个状态之间，电流将需要时间以作变化。只有在开关的操作时间比调制波的频率充分大时，这样的变化才可忽略。

还应该预料到，提供给电流源的交流电将不会是精确的正弦波，而将会以不对称方式畸变。同样，控制信号的电平或它们所产生信号中的误差值，或实际上所包含的不同开关的开关时间的差值，不可避免地使开关导通持续时间在变换器的一个操作周期期间不等，或者过一定时间将移动开关的导通时段，或者将使电容器充电和放电电流不平衡。因此，一般说来，实际上不可能用所述型式的多极变换器来保证所述那样的额定操作条件起初将事实得到满足。很不幸，附加电荷中的持久误差值将导致电容器上的电荷按一个方向或另一个方向产生误差，并且因此导致其平均充电电压产生误差，由此在发送给电流源的电压中以变换器的操作频率产生畸变。

这个作用由图3中的轨线VI’说明，除了假定电压充电到比其额定充电电压小的电容器C1(图1)防止了变换器发送恒定振幅的脉冲vi1，vi2，vi3之外，这个轨线VI’与轨线VI相似，每当电容器C1对电流源C发送其自身的充电电压时，变换器就替换供给如vi1’那样振幅较小(为了使其更易读，尺度被放大)的脉冲，以及每当电容器C1从被发送到电流源C的电压中减去其自身电压时，就供给如vi2’那样振幅较大的脉冲，以及最后每当电容器C1不在电路中时，同样供给如vi3’那样不变振幅的脉冲。因此容易看出，这样就在信号VI’中以变换器的所述频率引入了干扰分量。

当电容器充电到它们各自的额定电压时，这样的干扰分量不存在。当这样的分量出现时，通常是有害的。

然而，尤其是，开关所承受的电压实质上不再等于两个相邻电容器的额定充电电压之间的差，即被变换器中级数所除的电压源的电压。这样会将开关置于危险之中。

自然，如上所述，电容器上的电荷误差趋于自发地重吸收，但是该过程需要时间。

此外，自发过程是通过电流源来实现。因此当电流源不在强制电流时，它不能起作用，并且在任何情况下每当通过电流源的电流小时，它将被减慢。

根据上述观察结果，本发明提出一种多极变换器，其中变换器的各电容器上的平均电荷更好地维持在它的额定值下。

按照本发明，提供一种多极变换器，特别是在一个电压源和一个电流源之间包括：一系列可控的开关单元，这些开关单元各有两个开关，这两个开关各有一个电极构成一对上游电极的一部分，以及这两个开关各有另一个电极构成一对下游电极的一部分，上游单元的下游电极对连接在下游单元的上游电极对上，并且第一单元的上游电极对连接在所述电流源上，而末尾单元的下游电极对连接在所述电压源上，该变换器对于各单元还包括一个电容器，除了末尾单元的电容器在所述电压源适合于执行与电容器相同的作用而可省去之外，各电容器连接在构成对应单元的下游电极对的两个电极之间，该变换器还包括控制装置，它通过以这样方式，即任何给定单元的两个开关总是处在各自相反的导通状态，作用在按顺序排列的单元的开关上，以便控制变换器的额定操作，这样响应所述控制装置提供的单元控制信号，在一个循环重复的周期期间，一个给定单元中的两个开关中的一个接连处在第一导通状态，并且然后处在第二导通状态，并且这样响应其波形完全相同但是按所述周期的一个分数偏移一定时间的单元控制信号，按顺序排列的单元的开关以相同方式分别操作，但是按一个周期的所述分数偏移一定时间，按顺序排列的电容器具有各自增加的额定平均充电电压，在各所述单元中电容器的额定平均充电电压等于单元数的倒数和单元的序号乘以所述电压源输出的电压而得到的乘积，该变换器的特征在于，它包括用于估计各电容器的接线端之间的平均电压的装置，用于测量各所述电容器上所估计的平均充电电压与电容器的额定平均充电电压之间的任何差值，并且发送对应的差值信号的装置，以及接收所述差值信号，并且因此控制两个电容器之间至少一个暂时连接，以便校正所述差值的校正控制装置。

在一个实施例中，所述校正控制装置在该变换器中对每个电容器包括一个校正电路，各所述电流接收一个所述差值信号，以及一个从时基输出的起动信号，并且通过发送两个电荷转移控制信号中的一个，以用于控制所述考虑的电容器分别与上游电路连接以对其放电，以及与下游电路连接以对其重充电而对其作出响应。

如果只有一个电容器，所述上游电路包括紧邻较低序号的电容器。

如果只有一个电容器，所述下游电路包括紧邻较高序号的电容器。

最好是，至少有一个所述差值信号使一个校正循环发生，其中所述时基依次起动所述校正电路。

有利地，只有在它们超过预定阈值时，所述差值才产生一个差值信号。

在一个实施例中，一个所述差值信号的振幅以差值的大小为特征，并且确定所述校正信号的持续时间。

在一个不同的实施例中，所述校正信号是与校正增量对应的预先固定的持续时间。

在以下作为非限定性例子给出，并且参考附图所作的本发明的实施例的叙述中，本发明的各种目的和特征更为清楚地显露出来，其中：

图1如上所述是一个已知多极变换器的电路图；

图2如上所述是图1多极变换器中两个相邻级组的电路图；

图3如上所述是表示对其包括三级情况，图1和图2多极变换器的操作的波形图；

图4是用于图1、图2和图3所示型式的多极变换器，并且组织为使本发明能够得以实现的控制装置的电路图；以及

图5是用于估计电容器上的充电电压，并且适合用于图4电路的装置的电路图。

不再叙述多极变换器。图1、图2和图3的电路图与专利文件FR2967715A1所述型式的变换器对应，欲知详情，请读者参考该文件。

在图4中仅表示了图1变换器中的电容器C1，C2，...，Cn。

在本发明中，这些电容器各自与一个用于估计各电容器上的平均充电电压的估计电路VMO1，VMO2，...，VMOn关联。为此，各估计电路连接在对应电容器的两个接线端上。它发送一个表示电容器接线端之间现有的平均充电电压的估计信号VO1，VO2，...，VOn。

参考图5，在一个实施例中，估计电路由阻抗ptk1和ptk2构成，阻抗ptk1和ptk2串联连接在电容器Ck的接线端之间，并且对一个模拟-数字转换器ADC发送电容器接线端之间电压的一个确定分数，模拟-数字转换器ADC对各脉冲fkn起作用，以对一个平均电路SCk发送一个数字电压值，平均电路SCk由一个门电路PVk按每个变换器循环来读数一次，门电路PVk由一个信号gk触发。信号fk和gk由一个时基BT有利地产生(图4)，并且它们在变换器的操作周期中的位置为这样，即如下说明那样，在变换器的操作周期中在m个电压测量值之后，并且在算出所述测量的平均结果之后，一旦对变换器的每个操作周期在适合于确定电容器电荷中的可能误差值时，就使所观察到的平均充电电压的值在电路SCk的输出端VOk可得到。

在本发明中，这些电容器各自还与一个差值测量电路VE1，VE2，...，VEn关联，该差值测量电路用于测量如从对应估计电路所接收的吸收平均充电电压与电容器的额定平均充电电压之间可能存在的任何差值。该差值测量电路自身用级序号R乘以电压源SE的电压VE的分数1/n来计算电容器的额定平均充电电压，这里n是变换器中的级数。该电路因此接收值VE和R，而值n对整个变换器为恒定，在各电路中以硬件实现(值R对各级恒定，同样可能以硬件实现)。该电路由此得到额定平均充电电压VE×R/n，并且把它与所估计的平均充电电压比较，以便发送一个表示这两个电压之间差值的差值信号VEC1，VEC2，...，VECn。然而，在一个不同的实施例中，差值信号可能是一个简单的逻辑信号(取两个位)，只表示存在差值及差值的符号。有利地，并且因为以下所说明的原因，只有在电容器电荷差值超过预定阈值时，才提供差值信号，该预定阈值在差值测量电路中以硬件实现。

图4的控制装置还包括控制组件MC1，MC2，...，MCn。这些控制组件响应时基BT在各周期，例如p1(图3)期间产生的信号sd而操作，并且从该信号sd得到由延迟装置R2，...，Rn按该周期的一个分数加以相互偏移的触发信号sd1，sd2，...，sdn，由此以偏移方式控制变换器的开关单元。控制组件MC1，MC2，...，MCn的主要作用是在各周期期间，以电压源提供的电压值VE和调制信号的值M所确定的额定持续时间，产生一个将信号CT1，CT2，...，CTn接到它的工作电平的控制脉冲。

这些工作电平控制脉冲各自直接施加到开关T’1，T’2，...，T’n中一个相应开关上，以便使其不导通，并且各脉冲还发送到一个对应的“或非”门pe1，pe2，...，pen，这些“或非”门于是发送相反的或“停用”的电平，以便使相应开关T1，T2，...，Tn导通，而与“或非”门的其它输入端上的电平无关。开关的状态在图3中用这些基准示出(0＝不导通，1＝导通)。

差值信号是用来作用在包括时基BT和校正电路EC1，EC2，...，ECn的校正控制装置上，各校正电路属于变换器的一个相应电容器，这些电路接收所述差值信号，并且相应地控制两个电容器之间至少一个暂时连接，以便消除所述差值。

在本情况中，这些电路各自接收一个差值信号VEC1，VEC2，...，VECn，以及一个来自时基BT的起动信号ve，并且通过提供两个电荷转移控制信号CR1，CR1’；CR2，CR2’；...；CRn，CRn’中的一个来作出响应，这两个电荷转移控制信号中的一个是用来使所述电容器C1，C2，...，Cn连接在上游电路上以使其放电，以及这两个电荷转移控制信号中的另一个是用来使该电容器连接在下游电路上以使其重充电。

以电容器C1为例，当对应校正电路EC1起动(其怎样起动在下文说明)，并且假如它收到一个误差信号(表示误差超过预定阈值)时，如果电容器有太多的电荷，该校正电路EC1就发送电荷转移控制信号CR1，否则如果电容器没有足够的电荷，就发送电荷转移控制信号CR1’。

取初始情况为电容器C1有太多的电荷，工作电平信号CR1使门pe1的输出取停用电平，并且结果使开关T1变为导通。可见(图1)这样由于开关T’1也为导通(因为尤其是由没有任何信号sd所引起，信号CT1为停用)，所以电容器C1通过开关T1和T’1被短路。由于这个短路包括导线段，所以它不可避免地为电感性，并且结果指定电荷转移控制信号C1非常短暂(几个微妙)，因此获得了电容器上电荷的校正减少。如果误差信号实际上不表示误差的大小，可以准备其持续时间与误差信号的振幅相关。在这样情况下，必须考虑流过电流源的电流I，该电流加到电容器C1的放电电流中。然而，在一个实现更简单的不同实施例中，还可能设置所述持续时间为恒定并且短暂，在这种情况下，电容器上电荷的调节取多步发生。在这样情况下，步要足够小，以便保证在最终校正之后剩余电荷误差比所述预定阈值小。

如果现在考虑电容器C2而不是电容器C1，那么操作相同，通过开关T2和T’2，电荷转移控制信号直接把电容器C2与电容器C1连接。两个电容器的充电电压之间的差值等于电容器C1的充电电压。因此起初有包含相同物理大小的短路。不过，取自电容器C2的电荷然后转移到电容器C1，由此升高其接线端之间的电压，并且因此限制了电荷从C2到C1的转移。电荷转移的持续时间因此需要增加(与电容器的充电电压相比，假定电压偏移较小，则大约要加倍)。并且，转移到电容器C1的电荷构成其中的剩余电荷；它将因此产生所观察的充电电压误差，并且结果如上所述那样被校正。电流源的电流I还有一个如上所说明的作用。同样过程适用于变换器的所有级。

现在考虑电容器C1充电不足的情况，这样信号CR’1作用在门pe2上，门pe2发送停用电平，并且因此使开关T2导通。电荷转移控制信号CR1’因此直接把电容器C1连接在电容器C2上，这样如上所述，电荷从电容器C2转移到电容器C1。不过，电容器C1上的这个电荷校正亦在电容器C2上产生电荷误差，这个误差接着将以上述方式得到校正，以下依次类推。

电路ECn被示出，但是由于没有开关Tn+1和T’n+1，所以它没有输出CRn’。

为了组织校正电路的操作，在图4的实施例中准备至少存在一个所述差值信号VEC1，VEC2，...，VECn，以被一个“或”式电路ETE所探测，以便作用在时基BT上，以使其产生在变换器的两个周期之间所发生的校正循环。在校正循环期间，时基BT产生一个信号ve，该信号ve直接构成起动校正电路EC1的信号ve1，并且然后用串联延迟电路T2，...，Tn产生依次起动其它校正电路EC2，...，ECn的信号ve2，...，ven。

因此，当探测到一个差值时，并且通常一次仅探测到一个，就发生校正循环。如果校正循环引起变换器中邻近电容器中的误差，那么此后发生另一个校正循环；通过适当地组织时基，可以有利地准备好这些循环之间的最小间歇。利用有关变换器中顺序电容器的时间偏移校正操作，有可能使同时观察到的多个差值在单个循环中得到校正。

自然上述叙述仅仅作为非限定性例子给出，并且特别是数值能在各个应用中加以改变。本发明还扩展到使用以上所述的多极变换器的电源装置。类似地，该叙述与相对参考电压或地而提供正电压的电压源有关，电容器上的电荷按同样方向偏置，且电流从电压源的正极流向电流源。同样一清二楚，本领域技术人员可以使本发明适应极性不同的情况。

Claims (5)

1.一种多极变换器，特别是在一个电压源(SE)和一个电流源(C)之间包括：一系列可控的开关单元(CL1，CL2，…，CLn)，这些开关单元各有两个开关(T1，T’1；T2，T’2；…，Tn；T’n)，这两个开关各有一个电极构成一对上游电极的一部分，以及这两个开关各有另一个电极构成一对下游电极的一部分，上游单元的下游电极对连接在下游单元的上游电极对上，并且第一单元(CL1)的上游电极对连接在所述电流源(C)上，而末尾单元(CLn)的下游电极对连接在所述电压源(SE)上，该变换器对于各单元还包括一个电容器(C1，C2，…，Cn)，除了末尾单元的电容器在所述电压源(SE)适合于执行与电容器相同的作用而可省去之外，各电容器连接在构成对应单元的下游电极对的两个电极之间，该变换器还包括控制装置，它通过以这样方式，即任何给定单元的两个开关总是处在各自相反的导通状态，作用在按顺序排列的单元的开关上，以便控制变换器的额定操作，这样响应所述控制装置提供的单元控制信号(CT1，CT2，…，CTn)，在一个循环重复的周期期间，一个给定单元中的两个开关中的一个接连处在第一导通状态，并且然后处在第二导通状态，并且这样响应其波形完全相同但是按所述周期的一个分数偏移一定时间的单元控制信号，按顺序排列的单元的开关以相同方式分别操作，但是按一个周期的所述分数偏移一定时间，按顺序排列的电容器(C1，C2，…，Cn)具有各自增加的额定平均充电电压，在各所述单元中电容器的额定平均充电电压等于单元数的倒数和单元的序号乘以所述电压源(SE)输出的电压(VE)而得到的乘积，该变换器的特征在于，它包括用于估计各电容器(C1，C2，…，Cn)的接线端之间的平均电压的装置(VMO1，VMO2，…，VMOn)，用于测量各所述电容器(C1，C2，…Cn)上所估计的平均充电电压与电容器的额定平均充电电压之间的任何差值，并且发送对应的差值信号(VEC1，VEC2，…，VECn)的装置(VE1，VE2，…，VEn)，以及接收所述差值信号，并且因此控制两个电容器之间至少一个暂时连接，以便校正所述差值的校正控制装置(BT，EC1，EC2，…，ECn)。

2.按照权利要求1的多极变换器，其特征在于，所述校正控制装置对变换器中每个电容器包括一个校正电路(EC2，EC2，…，ECn)，各所述电路接收一个所述差值信号(VEC1，VEC2，…，VECn)以及一个时基(BT)输出的起动信号，并且通过发送两个电荷转移控制信号(CR1，CR1’；CR2，CR2’；…；CRn，CRn’)中的一个而对其作出响应，这两个电荷转移控制信号用于控制所述考虑的电容器(C1，C2，…，Cn)分别连接在上游电路上以对其放电，以及连接在下游电路上以对其重充电。

3.按照权利要求2的多极变换器，其特征在于，所述上游电路包括紧邻较低序号的电容器。

4.按照权利要求2的多极变换器，其特征在于，所述下游电路包括紧邻较高序号的电容器。

5.按照权利要求2-4中任一项的多极变换器，其特征在于，至少有一个差值信号使一个校正循环发生，其中所述时基依次起动所述校正电路(EC1，EC2，…，ECn)。

Images