JPH09510080A - 電気エネルギーを変換する電子装置およびそれを利用する電源設備 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 各セルに、特にコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ）を含む多レベル変換器。コンデンサは、変換器内のコンデンサのランクに比例する充電公称電圧を有する。多レベル変換器はさらに、各コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ）の端子における平均電圧を評価する手段（ＶＭＯ１、ＶＭＯ２、．．．、ＶＭＯｎ）と、前記コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ）のそれぞれについて、評価された平均充電電圧とこの変換器の公称平均充電電圧との間に差がある場合その差を確認し対応する信号（ＶＥＣ１、ＶＥＣ２、．．．、ＶＥＣｎ）を供給する手段（ＶＥ１、ＶＥ２、．．．、ＶＥｎ）と、前記差を相殺するため、前記差信号を受け取り、その結果二つのコンデンサ間の少なくとも一時的な接続を命令する補正制御手段（ＢＴ、ＥＣ１、ＥＣ２、．．．、ＥＣｎ）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】 電気エネルギーを変換する電子装置および それを利用する電源設備 本発明は、フランス特許出願第２６７９７１５Ａ１号に記載されているタイプ の電気エネルギーを変換する電子装置およびそれを利用する電源設備に関する。 上記特許出願に記載されている変換器は、添付の第１図に一例を図示してある 。変換器は主に、電圧発生源ＳＥと電流発生源Ｃとの間に、制御可能な複数の切 換えセルＣＬ１、ＣＬ２、．．．、ＣＬｎを含み、各セルが二つのスイッチＴ１ 、Ｔ’１；Ｔ２、Ｔ’２、．．．；Ｔｎ、Ｔ’ｎを有し、各二つのスイッチの一 方の極（ｐｏｌｅ）が対の上流側極の一部を構成し、他方の極が対の下流側極の 一部を構成し、一つの上流側セルの対の下流側極が一つの下流側セルの対の上流 側極に接続され、第一セルＣＬ１の対の上流側極が前記電流発生源Ｃに接続され 、最終セルＣＬｎの対の下流側極が前記電圧発生源ＳＥに接続される。この変換 器はまた、各セルごとに、コンデンサＣ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎを備える。前記 電圧発生源ＳＥが最終セルのコンデンサの役割を果たすことが可能であり、最終 セルのコンデンサを省く ことができる場合を除き、各コンデンサは、そのセルの下流極の対を構成する二 つの極の間に接続されている。該変換器は更に制御手段を有し、制御手段は、同 一セルの二つのスイッチが常にそれそれ反対の導通状態（これはｌｃ１などの制 御リンクで図示してある）になり、前記制御手段によって供給されるセル制御信 号に応答して同一セルの二つのスイッチのうちの一つが第一導通状態になり、つ いで周期的に反復される変換器周期の間、第二導通状態になり、さらに、同一で あるが前記変換器周期の一部分だけ時間的にシフトした制御信号に応答して、連 続するセルのスイッチが、同一であるが前記周期の一部分だけ時間的にシフトし た動作を有するように、連続するセルのスイッチに作用して変換器の通常動作を 管理する。 前記周期の一部分はセル数ｎの逆数すなわち２π／ｎに等しいことが好ましい 。これは出力側で発生する高調波に関し最適であり、これにより、変換器のコン デンサの充電電圧の自然にバランスすることが可能になる。ただし、別のシフト もあり得る。 このような変換器においては、連続するコンデンサＣ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ はそれぞれ増加する平均充電電圧を有し、前 記セルのそれぞれに接続されたコンデンサの平均充電電圧は、前記電圧発生源Ｓ Ｅから発生する電圧ＶＥと、変換器のセル数の逆数と、セル列との積、例えばｎ ＝３すなわち変換器が三つのセルしか有さない時には、ＶＥ／３、２ＶＥ／３、 ＶＥに等しい。 もちろん前記説明は、値が２以上であれば他のｎの値にも適用される。 以下の説明においては、前記の説明を満たす変換器を多レベル変換器と呼ぶこ とにする。 本発明の目的は、このような多レベル変換器において、通常の動作条件から逸 脱するのを免れない場合でも、各コンデンサの充電が前記の説明に適合した状態 に留まるようにすることである。 前記の記載に適合する多レベル変換器のコンデンサのうちの一つの充電がどの ように変化するのかをより簡単に調べるため、スイッチＴｋ、Ｔ’ｋを備えた任 意の切換えセルＣＬｋと、このセルに接続されたコンデンサＣｋと、スイッチＴ ｋ＋１、Ｔ’ｋ＋１を備えた次のセルＣＬｋ＋１とを示す第２図を参照すること にする。 各セルのスイッチ間の結合Ｔｋ、Ｔ’ｋ；Ｔｋ＋１、Ｔ’ｋ＋１を考慮する場 合、第２図に示す重ねた二つのセルＴｋ−Ｔｋ＋１のアセンブリは、 ａ）ＴｋおよびＴｋ＋１が非導通であるためＣｋの充電電圧が変化しない第一 状態、 ｂ）ＴｋおよびＴｋ＋１が導通し、Ｔ’ｋおよびＴ’ｋ＋１が非導通であるた めＣｋの充電電圧の変化が停止する第二状態、 ｃ）Ｔｋが導通し、Ｔｋ＋１が非導通であるため、電流発生源ＣがＩに等しい 電流ＩｋがＴｋを通して印加されるが、Ｔ’ｋへの電流Ｉ’ｋは０であり、Ｔｋ ＋１の状態により０の電流Ｉｋ＋１が印加されるが、電流Ｉ’ｋ＋１はＩに等し く、コンデンサＣｋ内の電流Ｉ’ｃｋはＩに等しい第三状態、 ｄ）Ｔｋが非導通であり、Ｔｋ＋１が導通しているため、電流発生源ＣがＩに 等しい電流Ｉ’ｋ＋１がＴ’ｋを通して印加されるが、Ｔｋを通る電流Ｉｋは０ であり、Ｔｋ＋１の状態によりＩに等しい電流Ｉｋ＋１が印加されるが、電流Ｉ ’ｋ＋１は０であり、コンデンサＣｋ内の電流ＩｃｋはＩに等しい第四状態、 の四つの状態を有する。 電流Ｉ’ｃｋ＝Ｉ’ｋ＋１およびＩｃｋ＝Ｉｋ＋１は、上記の第三および第四 状態において、相反する追加的充電をコンデンサＣｋにもたらす。この時、第一 の充電を負と呼び第二の充電を正と呼ぶことにする。この二つの状態に対応する 電流は電流発生源によって印加される。他の条件は同じとして電流発生源が完全 に直流であれば、段階ｃ）およびｄ）において電流発生源によって印加される電 流は、ＴｋおよびＴｋ＋１の導通間隔（これらは、上記の如く、等しく時間的に シフトしている）を通じて常に同じであって方向が反対である。これにより、負 方向と正方向に同じ量だけ変更されるＣｋの充電は、変換器周期の間、変化しな い。 電流ＩｃｋおよびＩ’ｃｋは、電圧発生源の電圧、電流発生源内の電流、およ びコンデンサＣｋの充電電圧Ｖｃｋによって決定される。一般的に電流発生源の インピーダンスが無限大でない時には、電流発生源の電流はその端子における電 圧、したがってコンデンサの電圧Ｖｃｋに依存する。理由の如何にかかわらず、 例えば充電電圧Ｖｃｋがその公称値ＶＥ．ｋ／ｎに比べ過度に高いと、規定値よ りも高くなる傾向を有する放電電流Ｉ’ｃｋおよび低くなる傾向を有する充電電 流Ｉｃｋが生じ、 それにより、コンデンサＣｋの充電率が規定値まで回復する。これにより、多レ ベル変換器の動作が安定していることと、その動作により、電源発生源側および 電流発生側において二方向に振幅の変化が可能であることとが説明される。しか しながら、以下の説明において動的な問題が生じることが理解されよう。 第３図は、ｎ＝３の場合の第１図および第２図に記載の多レベル変換器の動作 例を示す。動作例においては、変調ＰＷＭ型の制御が適用され、その結果電流発 生源Ｃに正弦曲線変調交流電圧が供給される。すなわち、変換器の連続する動作 時間ｐ１、ｐ２、ｐ３、．．．（線分ｔ）の間、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３が、 出力電圧の変調波（以後、変調波と呼ぶ）により継続時間が変化する間隔の間、 連続的に導通する。対応するスイッチＴ’１、Ｔ’２、Ｔ’３は各時点で反対の 位置にある。 もちろん、周知の通り、スイッチの動作の他の変調モードによっても、同じ結 果が得られる。同様に、もちろん変換器はあらゆる他の形態の波または制御直流 電圧を電流発生源に供給するのに使用することも可能である。 まず、変換器の動作時間ｐ１を想定する。この期間中にスイッチＴ１、Ｔ２、 Ｔ３のうちのいずれかが導通すると、他の二 つは非導通となる。これは、二つのセルから成る各アセンブリとこのセル間に含 まれるコンデンサの場合、前述の状態ｃ）およびｄ）に相当し、その状態におい てはコンデンサが負の追加充電と正の追加充電を連続的に受け、それらの合計値 は、実質的に０となる。さらに、重なり合ったセルＣＬ１−ＣＬ２が状態ｄ）に ある時は、隣接するセルＣＬ２−ＣＬ３は状態ｃ）にあり、その結果コンデンサ Ｃ１は、コンデンサＣ２に負の追加充電を供給する同一の電流から正の追加充電 を受ける。 第３図はまた、時間ｐ２、ｐ３などにおける多レベル変換器の動作を例示的に 示す。その時間中、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３の導通時間が短くなり、次いで時 間の１／３を超えるまで長くなり、その結果重なり合うようになる。線ＶＩは、 特にコンデンサが、想定する追加充電によっても端末における電圧がほとんど変 化しないような容量を有していると仮定した場合、電流発生源に伝送される電圧 の理想値を示す。電圧ＶＩは、電圧発生源ＳＥの負極を基準とし、該電圧発生源 ＳＥの電圧ＶＥに対する比で表す。この電圧ＶＩは、変調波の周波数に重要な基 本波と、カットオフ周波数より高い周波数において振幅がより小さく、低域フィ ルタで簡単に取り除くことができる高調波を 含む。 この電流は正弦曲線に従い変化するので、前述の状態ｃ）およびｄ）は変換器 のコンデンサに同等の追加充電をもたらさない。なぜならば、この二つの状態の 間においては電流は変化する時間を有するからである。この変化は、スイッチの 動作時間が変調波の周波数よりも明らかに勝る場合に限っては無視できる。 さらに、電流発生源に供給される交流電流は厳密には正弦波ではなく非対称に 歪んでいることを予想しなければならない。同様に、制御信号またはそれを発生 する信号内のレベル差、あるいは種々のスイッチ間の切換え時間の違いにより、 変換器の動作期間にわたり、スイッチの導通時間が不均一になり、スイッチの周 期導通段階がシフトし、さらにはコンデンサの充電および放電電流が不均一にな る。その結果、実際には、上記のような多レベル変換器においては、冒頭に記載 したような公称動作条件を保証することは不可能である。残留する追加充電差に より、コンデンサの充電のある方向への誤差、従って平均充電電圧の誤差が生じ 、従ってさらに、変換器の動作周波数において、電流発生源に供給される電圧の 歪みが生じる。 この効果は第３図の線ＶＩ’で示してある。この線は線ＶＩと同様であるが、 コンデンサＣ１（第１図）が、一定の振幅のパルスｖｉ１、ｖｉ２、ｖｉ３を供 給する代わりに、公称充電電圧よりも低い電圧で充電され、コンデンサＣ１が独 自の充電電圧を電流発生源Ｃに供給する時には、変換器は振幅の小さい（読み易 くするため縮尺は強調してある）ｖｉ１’などのパルスを供給し、コンデンサＣ １が、電流発生源Ｃに供給された電圧から自分の電圧を差し引く時には変換器は 、振幅の大きいｖｉ２’などのパルスを供給し、コンデンサＣ１が回路外にある 時には変換器は、不変の振幅のｖｉ３’などのパルスを供給する点が異なる。信 号ＶＩ’内では、これにより前記変換器周波数に妨害成分がもたらされることが 容易に理解できよう。 コンデンサがそれぞれ公称電圧で充電される時には、このような妨害成分は存 在しない。妨害成分が発生する場合、妨害成分は通常有害である。 しかしながら、特にスイッチが受ける電圧は二つの隣接するコンデンサの公称 充電電圧の差、すなわち電圧発生源の電圧を変換器の段数で割った値にほぼ等し い状態ではなくなっている。これによりこれらスイッチが危険な状態になること がある。 もちろん、前述のようにコンデンサの充電差は自然に解消される傾向はあるが 、このプロセスは時間を要する。 またこの自然なプロセスは電流発生源を介して行われる。従って電流発生源が 電流を印加しない時にはこのプロセスは効果を有さず、いずれにせよ、電流発生 源の電流値が低い時にはこのプロセスの速度は低下する。 本発明はこれらの観察に基づいて、変換器の各コンデンサの平均充電の公称値 での維持が改善される多レベル変換器を提供する。 本発明によれば、多レベル変換器が、各コンデンサの端子における平均電圧を 評価する手段と、前記コンデンサのそれぞれについて、評価された平均充電電圧 とこの変換器の公称平均充電電圧との間に差がある場合その差を確認し対応する 差信号を供給する手段と、前記差を相殺するため、前記差信号を受け取り、その 結果二つのコンデンサ間の少なくとも一時的な接続を制御する補正制御手段を含 むことにより、この結果が達成される。 一実施形態においては、一つは上流回路において該上流回路の放電を行い、他 の一つは下流回路において該下流回路の再充 電を行うために、前記補正制御手段は、前記差信号および時間軸イネーブル信号 を受信し、これに応答してコンデンサの接続を制御するための二つの電荷移動制 御信号を供給する補正装置を各コンデンサ毎に含む。 一つ下のランクのコンデンサが存在する場合、前記上流回路はそのコンデンサ を含む。 一つ上のランクのコンデンサが存在する場合、前記下流回路はそのコンデンサ を含む。 好ましくは、前記誤差信号が少なくとも一つ存在することにより、前記時間軸 により前記補正装置が連続的にイネーブルされる補正サイクルが発生する。 有利には、前記誤差が所与のしきい値を超過した場合にのみ、前記誤差により 誤差信号が発生する。 一実施形態においては、前記誤差信号の振幅により誤差の大きさが特徴付けら れ、前記補正信号の継続時間が決定される。 変形例によれば、前記補正信号が、補正の増分に相当する所与の一定の継続時 間を有する。 本発明の種々の目的および特徴は、添付図面を参照しながら行う、非限定的例 として示した本発明の実施態様についての以 下の説明においてより明らかになろう。 − 既に説明した第１図は、従来の多レベル変換器の原理を示す線図である。 − 既に説明した第２図は、第１図の多レベル変換器の重なり合った二つの段 のアセンブリの原理を示す線図である。 − 既に説明した第３図は、第１図および第２図の多レベル変換器が三段を含 む場合の、変換器の動作を説明する波形を示す図である。 − 第４図は、本発明の実施を可能にするように構成された第１図、第２図、 第３図の種類の多レベル変換器の制御手段の原理を示す線図である。 − 第５図は、第４図の装置内で使用可能なコンデンサの充電電圧評価手段の 原理を示す線図である。 多レベル変換器については再度説明することはしない。第１図、第２図および 第３図の線図は、フランス特許出願第２６９７７１５号に記載の種類の変換器に 相当する。詳細については同特許を参照されたい。 第４図は、第１図の変換器のコンデンサＣ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎのみを示す 。 本発明によれば、各コンデンサの平均充電電圧を評価することのできる評価装 置ＶＭＯ１、ＶＭＯ２、．．．、ＶＭＯｎが各コンデンサに接続される。この目 的のため、この装置はコンデンサの二つの端子に接続される。装置は、コンデン サの端子に存在する平均充電電圧を示す評価信号ＶＯ１、ＶＯ２、...、ＶＯｎを 供給する。 第５図を参照する。一実施形態によればこの評価装置は、コンデンサＣｋの端 子間に直列に接続するインピーダンスであって、このコンデンサの端子電圧の所 与の一部をアナログ−デジタル変換器ＣＡＮに供給するインピーダンスｐｔｋ１ およびｐｔｋ２で構成される。変換器ＣＡＮは、各パルスｆｋｎ毎に電圧のデジ タル値を平均値計算回路ＳＣｋに供給する。平均値計算回路は、信号ｇｋによっ て起動されるゲート回路ＰＶｋにより、変換器の一サイクルあたり一回読まれる 。有利には、信号ｆｋおよびｇｋは時間軸ＢＴ（第４図）によって発生するもの とし、変換器の動作周期中における信号の位置は、変換器の動作時間中における ｍ回の電圧測定とこの測定の結果の平均値の計算の後、後記するようにコンデン サの充電に万一差があった場合この差を判定するのに最適な時点において、変換 器の一動 作周期あたり一回、回路ＳＣｋの出力部ＶＯｋにおいて測定平均充電電圧の値が 得られるような位置とする。 本発明においては、対応する評価装置から受け取った測定平均充電電圧と、コ ンデンサの公称平均充電電圧との間に差があった場合この差を確認することので きる差確認装置ＶＥ１、ＶＥ２、．．．、ＶＥｎも各コンデンサに接続される。 この差確認装置はそれ自身でこのコンデンサの公称平均充電電圧を計算する。公 称平均充電電圧とは、ｎを変換器の段数とする時、電圧発生源ＳＥの電圧ＶＥを 段のランクＲ倍したものの分数１／ｎである。従ってこの装置は、値ＶＥおよび Ｒと値ｎを受け取り、変換器アセンブリの定数は各装置内に回路として組み込ま れる（また、各段の定数である値Ｒも回路として組み込むことが可能である）。 装置は公称平均充電電圧ＶＥ．Ｒ／ｎを出力し、これを評価平均充電電圧と比較 し、この二つの電圧の差を特徴付ける差信号ＶＥＣ１、ＶＥＣ２、．．．、ＶＥ Ｃｎを供給する。しかしながら変形によれば、差信号を、差が存在することとそ の符号とを示す単純な論理信号（２ビット）とすることができる。有利には、後 記する理由から、コンデンサの充電差が、差確認装置内に回路として組み込んだ 所与のしきい値を 超えた場合のみ、差信号を供給するようにする。 第４図の制御手段はさらに制御モジュールＭＣ１、ＭＣ２、．．．、ＭＣｎを 含む。これら制御モジュールは時間軸ＢＴによるｐ１（第３図）などの周期毎に 発生する信号であって、変換器の切換えセルのシフト制御のため、遅延ユニット Ｒ２、．．．、Ｒｎによりそれぞれ周期の分数だけシフトした起動信号ｓｄ１、 ｓｄ２、．．．、ｓｄｎが派生する信号ｓｄに対する応答として動作する。 制御モジュールＭＣ１、ＭＣ２、．．．、ＭＣｎの主な機能は、信号ＣＴ１、 ＣＴ２、．．．、Ｃｔｎを活動レベルにする制御パルスを各周期中に発生するこ とであり、活動レベルの公称継続時間は、電圧発生源によって供給される電圧の 値ＶＥと変調信号の値Ｍとによって決定される。 これら活動レベルの制御パルスは、スイッチＴ’１、Ｔ’２、．．．、Ｔ’ｎ を非導通な状態にするため、それぞれ直接これらスイッチに送られ、ＮＯＲゲー トｐｅ１、ｐｅ２、．．．、ｐｅｎに供給される。するとこれらゲートは、スイ ッチＴ１、Ｔ２、．．．、Ｔｎを導通させるため、他の入力部のレベルの如何に かかわらず、非活動レベルと呼ばれる反対のレベルを供給する。これら スイッチの位置を第３図に（０＝非導通、１＝導通）の参照番号で示す。 差信号は、時間軸ＢＴ、およびそれぞれが変換器のコンデンサに固有の補正装 置ＥＣ１、ＥＣ２、．．．、ＥＣｎを含む補正制御手段に作用するようになって おり、これら装置は前記差を相殺するため、前記差信号を受け取り、その結果二 つのコンデンサ間の少なくとも一時的な接続を命令する。 この時、これら装置はそれぞれ、一つは上流回路において上流回路の放電を行 い、他の一つは下流回路において下流回路の再充電を行う目的で、前記差信号Ｖ ＥＣ１、ＶＥＣ２、．．．、ＶＥＣｎおよび時間軸ＢＴのイネーブル信号ｖｅを 受信し、これに応答してコンデンサＣ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎの接続を制御する のにあてた二つの電荷移動制御信号ＣＲ１、ＣＲ１’、ＣＲ２、ＣＲ２’、．． ．、ＣＲｎ、ＣＲｎ’を供給する。 例としてコンデンサＣ１を考えた場合、対応する補正装置ＥＣ１は、イネーブ ルされ（方法については後述する）、（所与のしきい値を超える差を示す）差信 号を受信すると、コンデンサが過度に充電されている場合には電荷移動制御信号 ＣＲ１を、コンデンサの充電が不充分な場合には電荷移動制御信号ＣＲ １’を供給する。 まずコンデンサＣ１が過度に充電されている場合を想定すると、活動レベルの 信号ＣＲ１によりゲートｐｅ１の出力が非活動レベルに移行し、その結果スイッ チＴ１を導通させる。このように（第１図）、スイッチＴ’１も導通している（ なぜなら、特に信号ｓｄがないため信号ＣＴ１が非活動であるからである）ため 、コンデンサＣ１はスイッチＴ１およびＴ’１を介しして短絡される。配線要素 を含むこの短絡は必然的に誘導性であり、その結果電荷移動制御信号ＣＲ１は非 常に短い（数マイクロセカンド）ので、コンデンサの充電は一定量しか減少しな い。差信号の振幅が差の大きさを示す時には、信号の継続時間が差信号の振幅に 釣り合うようにすることができる。その場合、コンデンサＣ１の放電に付加され る電流発生源内の電流Ｉを考慮することが望ましい。しかしながら、実施がより 簡単な変形においては、信号の継続時間を一定かつ短くすることもできる。その 場合、コンデンサの充電の調節は幾つもの段階に分けて行われる。この場合、こ れら段階は、最終の補正後残留する充電差が上記の所与のしきい値を下回るよう 、十分に小さくするものとする。 次に、コンデンサＣ１の代わりにコンデンサＣ２を想定すると、動作は同じで あるが、電荷移動制御信号はスイッチＴ２およびＴ’２により、コンデンサＣ２ をコンデンサＣ１に直接接続する。二つのコンデンサの充電電圧の差は、コンデ ンサＣ１の充電量に等しい。従って当初は、同一の物理量を含む短絡が生ずる。 しかしながら、コンデンサＣ２の電荷は次にコンデンサＣ１内に移動されるので 、その端子における電圧が上昇し、結果としてＣ２からＣ１への移動が制限され る。従って充電の移動時間を長くしなければならない（コンデンサの充電電圧が あると電圧移動が微弱になることを考慮しておおむね二倍にする）。また、コン デンサＣ１内に移動された電荷はこのコンデンサ内において過剰となり、その結 果充電電圧の差が確認され、前記に説明したように補正される。さらに、上述し たように電流発生源の電流Ｉも影響する。これは変換器の段全てについて同様で ある。 次に、コンデンサＣ１の充電が不充分な場合を想定すると、信号ＣＲ’１はゲ ートｐｅ２に作用し、ゲートは非活動レベルを出力するので、その結果スイッチ Ｔ２は導通する。このように電荷移動制御信号ＣＲ１’によりコンデンサＣ１は コンデン サＣ２に直接接続され、その結果、上記に説明したように、コンデンサＣ２から コンデンサＣ１への電荷の移動が生じる。しかしながらコンデンサＣ１の充電の 補正により、コンデンサＣ２についての充電差も生じる。この差は前に説明した 方法により後に補正するものとし、以下同様である。 回路ＥＣｎを図示したが、スイッチＴｎ＋１、Ｔｎ＋１’がないため、この回 路には出力部ＣＲｎ’がない。 補正装置の動作を編成するため、第４図の実施例においては、前記差信号ＶＥ Ｃ１、ＶＥＣ２、．．．、ＶＥＣｎの少なくとも一つが存在することがＯＲ型の 回路ＥＴＥによって検出された場合に、時間軸ＢＴに作用し、二つの変換器周期 の間に補正サイクルを発生する手段を設ける。この補正サイクル中に、時間軸Ｂ Ｔにより信号ｖｅが発生し、この信号により、補正装置ＥＣ１を有効にする信号 ｖｅ１が直接供給され、次いで、カスケード遅延回路Ｔ２、．．．、Ｔｎを経由 して、他の補正装置（ＥＣ２、．．．、ＥＣｎ）を連続して有効にする信号ｖｅ ２、．．．、ｖｅｎが供給されるようになっている。 このようにして、通常唯一つの差を検出することにより、補正サイクルが生じ る。補正サイクルにより変換器内の隣接する コンデンサ内で差が生じると、次に別のサイクルが生じる。有利には、適切な方 法で時間軸を設けることにより、これらサイクル間に最小の間隔を設けることが できる。変換器の連続するコンデンサに関する補正作業が時間的にずれているこ とにより、同時に確認された複数の差を同一のサイクル内で補正することができ る。 上記の説明は非限定的例として示したものであり、特に数値は各適用例毎に変 わりうることは明らかである。また本発明は、上記の多レベル変換器を利用した 電源設備にも適用される。同様に、基準電圧又はアースに対し正の電圧を発生す る電圧発生源の場合であってコンデンサの電荷が同一方向にバイアスされ、電流 は電圧発生源の正極から電流発生源の向に流れる場合について説明したが、当業 者であれば、極性が異なる場合でも本発明を適合させることが可能であることは 明らかである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．電圧発生源（ＳＥ）と電流発生源（Ｃ）との間に、制御可能な一連の切換え セル（ＣＬ１、ＣＬ２、．．．、ＣＬｎ）を含む多レベル変換器であって、各セ ルが二つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ’１；Ｔ２、Ｔ’２、．．．；Ｔｎ、Ｔ’ｎ）を 有し、各二つのスイッチの一方の極が対の上流側極の一部を構成し、他方の極が 対の下流側極の一部を構成し、一つの上流側セルの対の下流側極が一つの下流側 セルの対の上流側極に接続され、第一セル（ＣＬ１）の対の上流側極が前記電流 発生源（Ｃ）に接続され、最終セル（ＣＬｎ）の対の下流側極が前記電圧発生源 （ＳＥ）に接続され、該変換器はさらに、各セル毎にコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、 ．．．、Ｃｎ）を有し、前記電圧発生源（ＳＥ）が最終セルのコンデンサの役割 を果たすことが可能であり、該最終セルのコンデンサを省くことができる場合を 除き、各キャパシタは、対応のセルの下流側極の対を構成する二つの極の間に接 続されており、該変換器は更に制御手段を有し、該制御手段は、同一セルの二つ のスイッチが常にそれぞれ反対の導通状態になり、該制御手段によって供給され るセル制御信号（ＣＴ１、 ＣＴ２、．．．、ＣＴｎ）に対する応答として同一セルの二つのスイッチのうち の一つが第一導通状態になり、ついで周期的に反復される変換器周期の間、第二 導通状態になり、さらに、同一であるが前記変換器周期の一部分だけ時間的にシ フトした制御信号に応答して、連続するセルのスイッチが、同一であるが前記周 期の一部分だけ時間的にシフトして動作するよう、連続するセルのスイッチに作 用して変換器の通常動作を管理し、連続するコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、．．．、 Ｃｎ）はそれぞれ増加する平均充電電圧を有し、前記各セルのコンデンサの平均 充電電圧が、前記電圧発生源（ＳＥ）から発生する電圧（ＶＥ）と、変換器のセ ル数の逆数と、セル列との積であり、該多レベル変換器が、各コンデンサ（Ｃ１ 、Ｃ２、．．．、Ｃｎ）の端子における平均電圧を評価する手段(ＶＭＯ１、Ｖ ＭＯ２、．．．、ＶＭＯｎ)と、前記コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ） のそれぞれについて、評価された平均充電電圧と該変換器の公称平均充電電圧と の間に差がある場合その差を確認し対応する差信号（ＶＥＣ１、ＶＥＣ２、．． ．、ＶＥＣｎ）を供給する手段（ＶＥ１、ＶＥ２、．．．、ＶＥｎ）と、前記差 を相殺するため、前記差信号を受け取り、その結果二つのコンデンサ間 の少なくとも一時的な接続を命令する補正制御手段（ＢＴ、ＥＣ１、ＥＣ２、． ．．、ＥＣｎ）を含むことを特徴とする多レベル変換器。 ２．上流回路において該上流回路の放電を行い、下流回路において該下流回路の 再充電を行うべく、コンデンサ(Ｃ１、Ｃ２、．．．、Ｃｎ)の接続を制御するた めの二つの電荷移動制御信号（ＣＲ１、ＣＲ１’、ＣＲ２、ＣＲ２’、．．．、 ＣＲｎ、ＣＲｎ’）を応答として供給するために、前記補正制御手段は、該変換 器内に前記差信号（ＶＥＣ１、ＶＥＣ２、、．．．、ＶＥＣｎ）および時間軸（ ＢＴ）のイネーブル信号を受信する補正装置（ＥＣ１、ＥＣ２、．．．、ＥＣｎ ）を各コンデンサ毎に含むことを特徴とする、請求の範囲第１項に記載の多レベ ル変換器。 ３．一つ下のランクのコンデンサが存在する場合、前記上流回路が該コンデンサ を含むことを特徴とする、請求の範囲第２項に記載の多レベル変換器。 ４．一つ上のランクのコンデンサが存在する場合、前記下流回路が該コンデンサ を含むことを特徴とする、請求の範囲第２項に記載の多レベル変換器。 ５．少なくとも一つの前記差信号が存在することにより、前記 時間軸により前記補正装置（ＥＣ１、ＥＣ２、．．．、ＥＣｎ）が連続的にイネ ーブルされる補正サイクルが発生することを特徴とする、請求の範囲第１項から 第４項のいずれか一項に記載の多レベル変換器。 ６．前記差が所定のしきい値を超過した場合にのみ、前記差により差信号が発生 することを特徴とする、請求の範囲第１項から第５項のいずれか一項に記載の多 レベル変換器。 ７．前記差信号の振幅により差の大きさが特徴付けられ、前記補正信号の継続時 間が決定されることを特徴とする、請求の範囲第１項から第６項のいずれか一項 に記載の多レベル変換器。 ８．前記補正信号が、補正の増分に相当する一定の継続時間を有することを特徴 とする、請求の範囲第１項から第６項のいずれか一項に記載の多レベル変換器。 ９．請求の範囲第１項から第８項のいずれか一項に記載の多レベル変換器を内蔵 する電源設備。