CN115411731A - 控制装置及控制方法 - Google Patents

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Abstract

保持多个电力变换器间的直流电压平衡，并维持输出电压的高次谐波品质。实施方式中的控制装置是控制与交流电压源并联连接的多个电力变换器的控制装置，具备信号生成部件，该信号生成部件在决定了将用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲相加后的整体输出电压脉冲的电平之后，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。

Description

控制装置及控制方法
技术领域
本发明的实施方式涉及控制装置及控制方法。
背景技术
通常，在太阳能发电或风力发电等的可再生能源电源上连接有在直流－交流间进行电力变换的包括转换器、逆变器在内的电力变换装置，该电力变换装置与电力系统等的交流电压源连接。
为了增加输出，电力变换装置大多由多个电力变换器构成。在该情况下，这多个电力变换器并联地与电力系统等的交流电压源连接。
作为这样的技术，有日本的专利公报日本专利第5180457号公报(专利文献1)。
发明内容
在将多个电力变换器与电力系统等的交流电压源并联连接时，重要的是维持各电力变换器各自的直流电压部的电压平衡。
特别是，在将各电力变换器与发电电力容易变动的太阳能发电或风力发电等可再生能源电源连接的情况下，在电力变换器之间输出电力的电压振幅、相位等容易有很大不同，在电力变换器之间高次谐波电流没有被抵消，有可能有大量的高次谐波流出到电力系统等的交流电压源。
本发明要解决的课题在于，提供能够保持多个电力变换器间的直流电压平衡，并维持输出电压的高次谐波品质的控制装置及控制方法。
实施方式中的控制装置，是控制与交流电压源并联连接的多个电力变换器的控制装置，具备信号生成部件，该信号生成部件在决定了将用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲相加后的整体输出电压脉冲的电平之后，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。
发明的效果
根据本发明，能够保持多个电力变换器间的直流电压平衡，并维持输出电压的高次谐波品质。
附图说明
图1是表示包括第一实施方式的多个电力变换器和控制它们的微型计算机的系统整体的结构的一例的图。
图2是表示在与第一实施方式的对比中使用的现有技术的输出信号脉冲的生成步骤的图。
图3是表示第一实施方式的输出信号脉冲的生成步骤的图。
图4是表示通过图1中所示的计算机100实现的各种功能的结构的一例的图。
图5表示具有图4所示的各种功能的计算机100的整体动作的一例的流程图。
图6是表示在图5中的步骤S2中进行的动作的一例的流程图。
图7是表示在图5中的步骤S3中进行的动作的一例的流程图。
图8是表示将在图5中的步骤S3中进行的动作进一步具体化的一例的流程图。
图9是表示包括第二实施方式的多个电力变换器和控制它们的微型计算机的系统整体的结构的一例的图。
图10是表示在与第二实施方式的对比中使用的现有技术的输出信号脉冲的生成步骤的图。
图11是表示第二实施方式的输出信号脉冲的生成步骤的图。
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式进行说明。
(第一实施方式)
首先，对第一实施方式进行说明。
图1是表示包括第一实施方式的多个电力变换器和控制它们的微型计算机的系统整体的结构的一例的图。
如图1所示，在本系统中设有n个电力变换器1，2，…，n，还设有控制它们的微型计算机(控制装置)100。在本实施方式中，对电力变换器1，2，…，n分别为三相三电平电力变换器的情况进行说明。
电力变换器1，2，…，n分别通过n个绝缘变压器Tr并联连接，并与相当于三相电力系统的交流电压源Gr连接。另外，电力变换器1，2，…，n分别与太阳能发电或风力发电等可再生能源电源(未图示)连接。另外，在图1中，省略了与可再生能源电源连接的一侧的各电力变换器的电路的一部分的图示。各电力变换器具备将具备电容器的直流电压部共享的转换器及逆变器，通过它们中分别包括的多个半导体开关元件在微型计算机100的控制下进行接通(ON)/断开(OFF)的开关动作来切换通电状态，从而形成向各电力变换器流入的电力的波形。
在本系统中，从电力变换器1，2，…，n分别输出的三相的输出电流iR1，iR2，…，iRn、iS1，iS2，…，iSn、iT1，iT2，…，iTn(以下简称为输出电流iR1…n、iS1…n、iT1…n)通过未图示的电流传感器来测量，将该测量值被供给至微型计算机100。
另外，在本系统中，电力变换器1，2，…，n各自的直流电压部中的直流电压vDC1，vDC2，…，vDCn(以下简称为vDC1…n)通过未图示的电压传感器来测量，该测量值被供给至微型计算机100。
微型计算机100(以下简称为“计算机100”)使用由各传感器测量到的三相的输出电流iR1…n、iS1…n、iT1…n以及直流电压vDC1…n，生成与驱动各电力变换器的各个半导体开关元件的栅极的栅极信号相当的三相的输出电压脉冲gR1，gR2，…，gRn、gS1，gS2，…，gSn、gT1，gT2，…，gTn(以下简称为gR1…n、gS1…n、gT1…n。)。
上述计算机100具备如下功能：在向电力变换器1，2，…，n供给输出电压脉冲gR1…，n、gS1…，n、gT1…，n时，按照每相，先决定将输出电压脉冲gR1…，n、gS1…，n、gT1…，n相加后的整体输出电压脉冲gR、gS、gT，然后，根据电力变换器1，2，…，n的直流电压vDC1…n的大小关系来决定输出电压脉冲gR1…，n、gS1…，n、gT1…，n的电平的分配。可以说上述整体输出电压脉冲gR、gS、gT表示将n个电力变换器汇总视为一个电力变换器的情况下的输出电压脉冲。该整体输出电压脉冲的电平以2n+1级表现，表示n，…，0，…，－n中的任一个值。关于导出该整体输出电压脉冲gR、gS、gT的方法，在后面说明。
接着，参照图2及图3，对现有技术的输出信号脉冲的生成步骤与本实施方式的输出信号脉冲的生成步骤的不同进行说明。
在此，为了容易理解说明，对电力变换器的数量为两个的情况(N＝2的情况)进行说明。另外，在此仅对构成三相的R相、S相、T相中的R相的情况进行例示，但S相、T相的情况也相同。
在现有技术中，使用如图2所示那样、与电力变换器1对应的电压指令值(交流的输出电压的指令值)vR1*和与电力变换器2对应的电压指令值(交流的输出电压的指令值)vR2*。
最初，如图2所示，进行与电力变换器1对应的电压指令值vR1*和载波调制波(两个三角波)C1的比较，并且进行与电力变换器2对应的电压指令值vR2*和载波调制波C2(将上述载波调制波C1的相位错开180°后的波)的比较。然后，基于电压指令值vR1*与载波调制波C1的比较结果，生成对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1，基于电压指令值vR2*与载波调制波C2的比较结果，生成对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2。
例如，在电压指令值vR1*表示正值的时间段，在电压指令值vR1*表示比载波调制波(2个三角波)C1大的值时，输出电压脉冲gR1的电平成为+1，在除此以外时，输出电压脉冲gR1的电平成为0。另外，在电压指令值vR1*表示负值的时间段，在电压指令值vR1*表示比载波调制波(2个三角波)C1的值小的值时，输出电压脉冲gR1的电平成为－1，在除此以外时，输出电压脉冲gR1的电平成为0。
同样地，在电压指令值vR2*表示正值的时间段，在电压指令值vR2*表示比载波调制波(2个三角波)C2大的值时，输出电压脉冲gR2的电平成为+1，在除此以外时，输出电压脉冲gR2的电平成为0。另外，在电压指令值vR2*表示负值的时间段，在电压指令值vR2*表示比载波调制波(2个三角波)C2的值小的值时，输出电压脉冲gR2的电平成为－1，在除此以外时，输出电压脉冲gR2的电平成为0。
将电力变换器1的输出电压脉冲gR1和电力变换器2的输出电压脉冲gR2合成后的脉冲成为输出电压脉冲gR。
在图2所示的现有技术的情况下，若将对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1和对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2进行比较，则电平成为+1的状态时的脉冲宽度的总量相同，另外，电平成为－1的状态时的脉冲宽度的总量也相同，因此流入各电力变换器的电力也相等。因此，在电力变换器1和电力变换器2之间输出电力存在较大的电力差时，在电力变换器之间输出电力的电压振幅、相位等很大不同，在电力变换器之间高次谐波电流不被抵消，存在极大的高次谐波流出到交流电压源的可能性。
另一方面，在本实施方式中，如图3所示，使用将与电力变换器1、2对应的各个电压指令值合成后的整体电压指令值vR*。
最初，如图3所示，进行整体电压指令值vR*与载波调制波(两个三角波)C1的比较，并且进行整体电压指令值vR*与载波调制波C2(将上述载波调制波C1的相位错开180°后的波)的比较。然后，基于整体电压指令值vR*与载波调制波C1的比较结果以及整体电压指令值vR*与载波调制波C2的比较结果，生成整体输出电压脉冲gR。
例如，在整体电压指令值vR*表示正值的时间段，在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(2个三角波)C1大的值并且不表示比载波调制波(2个三角波)C2大的值时，或者在表示比载波调制波(2个三角波)C2大的值并且不表示比载波调制波(2个三角波)C1大的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为+1，在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(两个三角波)C1、C2中的任一个都大的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为+2，在除此以外时整体输出电压脉冲gR的电平成为0。
另外，在整体电压指令值vR*表示负值的时间段，在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(2个三角波)C1小的值并且不表示比载波调制波(2个三角波)C2小的值时，或者在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(2个三角波)C2小的值并且不表示比载波调制波(2个三角波)C1小的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为－1，在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(2个三角波)C1、C2中的任一个都小的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为－2，在除此以外时整体输出电压脉冲gR的电平成为0。
然后，基于整体输出电压脉冲gR的电平，根据电力变换器1、2各自的直流电压vDC1、vDC2的大小关系来决定输出电压脉冲gR1、gR2的电平的分配。
在图3的例子中，在电流极性为从电力变换器朝向负载的方向时，且在整体电压指令值vR*表示正值的区域中，以使针对直流电压vDC1…n最大的电力变换器的栅极信号输出优先、针对该电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1、gR2中的任一个)的电平高于或等于其他电力变换器的方式决定各个输出电压脉冲的电平。另外，在电流极性为从负载朝向电力变换器的方向时，且在整体电压指令值vR*表示负值的区域中，以使针对直流电压vDC1…n最小的电力变换器的栅极信号输出优先、针对该电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1、gR2中的任一个)的电平低于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平。但是，输出电压脉冲gR1、gR2的电平被控制为，分别表示+1、0、+1的任一个值，而不会成为+2或－2的值。例如，在整体输出电压脉冲gR的电平为+2的情况下，输出电压脉冲gR1、gR2的电平分别被设定为+1。
即，以如下方式进行控制：在电流极性为从电力变换器朝向负载的方向时，直流电压vDC1…n越大的电力变换器，所提供的输出电压脉冲的电平越优先被设定为1，另外，在电流极性为从负载朝向电力变换器的方向时，直流电压vDC1…n越小的电力变换器，所提供的输出电压脉冲的电平越优先被设定为－1。输出电压脉冲的电平为+1的状态持续越长(即，电平为+1的脉冲宽度越大)，越促进从直流电压部的电容器的放电，直流电压下降，另一方面，输出电压脉冲的电平为－1的状态持续越长(即，电平为－1的脉冲宽度越大)，越促进向直流电压部的电容器的充电，直流电压上升。
在图3所示的例子中，如果比较对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1和对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2，则电平成为+1的状态时的脉冲宽度的总量不同，另外，电平成为－1的状态时的脉冲宽度的总量也不同，所以流入各电力变换器的电力也不同。即，即使在电力变换器1与电力变换器2之间输出电力存在较大的电力差时，也能够根据直流电压vDC1、vDC2的大小关系来调整流入各电力变换器的电力，因此能够保持电力变换器间的直流电压平衡。在这种情况下，在电力变换器之间高次谐波电流被抵消，抑制大量的高次谐波流出到交流电压源Gr。
图4是表示由图1中所示的计算机100实现的各种功能的结构的一例的图。
另外，图2所示的各个功能是通过由处理器执行程序(软件)来实现的，但也可以根据需要通过电路等硬件来实现一部分功能。
如图4所示，计算机100具备平均化处理部11、减法部12、PI控制部13、平均化处理部14～16、三相DQ变换部17、减法部18、PI控制部19、减法部20、PI控制部21、三相DQ逆变换部22以及栅极信号生成部(信号生成部件)23，作为各种功能。
平均化处理部11生成直流电压(测量值)vDC1…n的平均值vDC。
减法部12生成直流电压指令值vDC*与直流电压(测量值)的平均值vDC之间的差分。
PI控制部13使用由减法部12生成的差分，进行PI控制，生成有效电流指令值iD*。
平均化处理部14～16生成三相输出电流(测量值)iR1…n、iS1…n、iT1…n各自的平均值iR、iS、iT。
三相DQ变换部17使用三相输出电流(测量值)各自的平均值iR、iS、iT，实施三相DQ变换，生成有效电流iD、无效电流iQ。
减法部18生成有效电流指令值iD*与有效电流iD的差分。
PI控制部19使用由减法部18生成的差分，进行PI控制，生成有效电压指令值vD*。
减法部20生成无效电流指令值iQ*与无效电流iQ的差分。
PI控制部21使用由减法部20生成的差分，进行PI控制，生成无效电压指令值vQ*。
三相DQ逆变换部22使用有效电压指令值vD*和无效电压指令值vQ*，实施三相DQ逆变换，生成整体电压指令值vR*、vS*、vT*。
栅极信号生成部23使用整体电压指令值vR*、vS*、vT*，并且使用三相输出电流(测量值)各自的平均值iR、iS、iT，生成与驱动各电力变换器的各个半导体开关元件的栅极的栅极信号相当的三相输出电压脉冲gR1…n、gS1…n、gT1…n。
在该图4的例子中，可以说整体电压指令值vR*、vS*、vT*是基于使电力变换器1，2，…，n的输出电流iR1…n、iS1…n、iT1…n的平均值iR、iS、iT接近电流指令值iD*的电流控制的结果而生成的。另外，该电流控制中使用的电流指令值(iD*)可以说是基于使电力变换器1，2，…，n的直流电压的平均值vDC接近直流电压指令值vDC*的电压控制的结果而生成的。
接着，参照图5的流程图，对具有图4所示的各种功能的计算机100的整体动作的一例进行说明。
计算机100取入由未图示的电流传感器及电压传感器测量出的各电力变换器的三相输出电流iR1…n、iS1…n、iT1…n的测量值及直流电压vDC1…n的测量值S1)，使用它们生成整体电压指令值vR*、vS*、vT*(S2)，最后生成对各电力变换器的栅极信号，即三相的输出电压脉冲gR1…n、gS1…n、gT1…n的生成(S3)。这些步骤S1～S3的一系列处理被反复实施。
接着，参照图6的流程图，说明在图5中的步骤S2中进行的动作的一例。在此，也适当参照图4。
计算机100通过平均化处理部11生成直流电压(测量值)vDC1…n的平均值vDC，通过减法部12生成直流电压指令值vDC*与直流电压(测量值)的平均值vDC之间的差分，通过PI控制部13使用通过减法部12生成的差分进行PI控制，生成有效电流指令值iD*(S11)。
另外，计算机100通过平均化处理部14～16，生成三相输出电流(测量值)iR1…n、iS1…n、iT1…n各自的平均值iR、iS、iT，通过三相DQ变换部17，使用三相输出电流(测量值)各自的平均值iR、iS、iT，实施三相DQ变换，生成有效电流iD、无效电流iQ(S12)。
进而，计算机100通过减法部18生成有效电流指令值iD*与有效电流iD的差分，通过PI控制部19使用通过减法部18生成的差分进行PI控制，生成有效电压指令值vD*，并且通过减法部20生成无效电流指令值iQ*与无效电流iQ的差分，通过PI控制部21使用通过减法部20生成的差分进行PI控制，生成无效电压指令值vQ*(S13)。
最后，计算机100通过三相DQ逆变换部22，使用有效电压指令值vD*及无效电压指令值vQ*，实施三相DQ逆变换，生成整体电压指令值vR*、vS*、vT*，将它们发送给栅极信号生成部23(S14)。
接着，参照图7的流程图，说明在图5中的步骤S3中进行的动作的一例。在此，也适当参照图3及图4。
计算机100通过栅极信号生成部23，使用整体电压指令值vR*、vS*、vT*或直流电压(测量值)vDC1…n，决定整体输出电压脉冲gR、gS、gT(S21)，然后，决定各电力变换器的输出电压脉冲gR1…n、gS1…n、gT1…n(S22)。
接着，参照图8的流程图，说明将在图5中的步骤S3中进行的动作进一步具体化的一例。在此，也适当参照图3及图4。另外，在此仅对构成三相的R相、S相、T相中的R相的情况进行例示，但S相、T相的情况也相同。
栅极信号生成部23比较整体电压指令值vR*和载波调制波(两个三角波)C1，并且比较整体电压指令值vR*和载波调制波C2(将上述载波调制波C1的相位错开180°后的波)，基于整体电压指令值vR*和载波调制波C1的比较结果以及整体电压指令值vR*和载波调制波C2的比较结果，决定整体输出电压脉冲gR的电平(S31)。
接着，栅极信号生成部23判定判定“各电力变换器的输出电流的平均值iR×整体电压指令值vR*”是否表示正值(S32)。
在“各电力变换器的输出电流的平均值iR×整体电压指令值vR*”表示正值的情况下(S32的是)，栅极信号生成部23以使针对直流电压vDC1…n最大的电力变换器的栅极信号输出优先、使针对该电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1…n中的任一个)的电平高于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平，对该电力变换器输出栅极信号(S33、S35)。但是，在直流电压最大的电力变换器相当于在上次的S33、S35的处理中已经将电平设为+1而输出栅极信号的电力变换器的情况下，该电力变换器被从决定直流电压最大的电力变换器时的对象中排除。
另一方面，在“各电力变换器的输出电流的平均值iR×整体电压指令值vR*”表示负值的情况下(S32的否)，栅极信号生成部23以使针对直流电压vDC1…n最小的电力变换器的栅极信号输出优先、使针对该电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1…n中的任一个)的电平低于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平，对该电力变换器输出栅极信号(S34、S35)。但是，在直流电压最小的电力变换器相当于在上次的S34、S35的处理中已经将电平设为－1而输出栅极信号的电力变换器的情况下，该电力变换器被从决定直流电压最小的电力变换器时的对象中排除。
根据第一实施方式，在控制多个三相三电平电力变换器时，即使在电力变换器间输出电力存在较大的电力差时，也能够根据电力变换器间的直流电压的大小关系来调整流入各电力变换器的电力，因此能够得到如下效果：保持电力变换器间的直流电压平衡，在电力变换器间高次谐波电流被抵消，抑制大量的高次谐波流出到交流电压源Gr。
(第二实施方式)
下面，对第二实施方式进行说明。另外，在此省略与第一实施方式共通的部分的说明，以不同的部分为中心进行说明。
图9是表示包括第二实施方式的多个电力变换器和控制它们的微型计算机的系统整体的结构的一例的图。
在上述第一实施方式中，采用了多个三相三电平电力变换器，但在该第二实施方式中，取而代之采用多个三相二电平电力变换器。
伴随于此，从计算机100向各电力变换器的各个半导体开关元件的栅极发送的栅极信号，即三相的输出电压脉冲gR1…n、gS1…n、gT1…n的电平以两级表现，取+1或－1的值。另外，整体输出电压脉冲的电平以三级表现，表示+1、0或－1中的任一个值。
另外，是采用该第二实施方式那样的三电平变换器，或者是采用上述的第一实施方式那样的二电平变换器，只要考虑电力变换器容量、直流电压、开关频率、使用元件、成本效率(costperformance)来决定即可。
接着，参照图10及图11说明现有技术的输出信号脉冲的生成步骤与本实施方式的输出信号脉冲的生成步骤的不同。
在此，为了容易理解说明，对电力变换器的数量为两个的情况(N＝2的情况)进行说明。另外，在此仅对构成三相的R相、S相、T相中的R相的情况进行例示，但S相、T相的情况也相同。
在现有技术中，如图10所示，使用与电力变换器1对应的电压指令值(交流的输出电压的指令值)vR1*和与电力变换器2对应的电压指令值(交流的输出电压的指令值)vR2*。
最初，如图10所示，进行与电力变换器1对应的电压指令值vR1*和载波调制波(一个三角波)C1的比较，并且进行与电力变换器2对应的电压指令值vR2*和载波调制波C2(将上述载波调制波C1的相位错开180°后的波)的比较。然后，根据电压指令值vR1*与载波调制波C1的比较结果，生成对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1，基于电压指令值vR2*与载波调制波C2的比较结果，生成对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2。
例如，在电压指令值vR1*表示正值的时间段，在电压指令值vR1*表示比载波调制波(一个三角波)C1大的值时，输出电压脉冲gR1的电平成为+1，在除此以外时，输出电压脉冲gR1的电平成为－1。另外，在电压指令值vR1*表示负值的时间段，在电压指令值vR1*表示比载波调制波(一个三角波)C1的值小的值时，输出电压脉冲gR1的电平成为－1，在除此以外时，输出电压脉冲gR1的电平成为+1。
同样地，在电压指令值vR2*表示正值的时间段，在电压指令值vR2*表示比载波调制波(一个三角波)C2大的值时，输出电压脉冲gR2的电平成为+1，在除此以外时，输出电压脉冲gR2的电平成为－1。另外，在电压指令值vR2*表示负值的时间段，在电压指令值vR2*表示比载波调制波(一个三角波)C2的值小的值时，输出电压脉冲gR2的电平成为－1，在除此以外时，输出电压脉冲gR2的电平成为+1。
将电力变换器1的输出电压脉冲gR1和电力变换器2的输出电压脉冲gR2合成后的脉冲成为输出电压脉冲gR。
在图10所示的现有技术的情况下，若将对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1和对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2进行比较，则电平成为+1的状态时的脉冲宽度的总量相同，另外，电平成为－1的状态时的脉冲宽度的总量也相同，因此流入各电力变换器的电力也相等。因此，在电力变换器1和电力变换器2之间输出电力存在较大的电力差时，在电力变换器之间输出电力的电压振幅、相位等差异较大，在电力变换器之间高次谐波电流不被抵消，有可能使大量的高次谐波流出到交流电压源。
另一方面，在本实施方式中，如图11所示，使用将与电力变换器1、2对应的各个电压指令值合成后的整体电压指令值vR*。
最初，如图11所示，进行整体电压指令值vR*与载波调制波(一个三角波)C1的比较，并且进行整体电压指令值vR*与载波调制波C2(将上述载波调制波C1的相位错开180°后的波)的比较。然后，根据整体电压指令值vR*与载波调制波C1的比较结果以及整体电压指令值vR*与载波调制波C2的比较结果，生成整体输出电压脉冲gR。
例如，在整体电压指令值vR*表示正值的时间段，当整体电压指令值vR*表示比载波调制波(一个三角波)C1、C2中的任一个都大的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为+1，在除此以外时，整体输出电压脉冲gR的电平成为0。
另外，在整体电压指令值vR*表示负值的时间段，在整体电压指令值vR*表示比载波调制波(一个三角波)C1、C2中的任一个都小的值时，整体输出电压脉冲gR的电平成为－1，在除此以外时，整体输出电压脉冲gR的电平成为0。
然后，基于整体输出电压脉冲gR的电平，根据电力变换器1、2各自的直流电压vDC1、vDC2的大小关系来决定输出电压脉冲gR1、gR2的电平的分配。
在图11的例子中，在电流极性是从电力变换器朝向负载的方向时，且在整体电压指令值vR*表示正值的区域中，以使针对直流电压vDC1…n最大的电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1、gR2中的任一个)的电平高于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平。另外，在电流极性为从负载朝向电力变换器的方向时，且在整体电压指令值vR*表示负值的区域中，以使针对直流电压vDC1…n最小的电力变换器的输出电压脉冲(输出电压脉冲gR1、gR2中的任一个)的电平低于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平。但是，输出电压脉冲gR1、gR2的电平被控制为分别表示+1、－1中的任一个值，而不成为0、+2、－2的值。
即，以如下方式进行控制：在电流极性为从电力变换器朝向负载的方向时，直流电压vDC1…n越大的电力变换器，所提供的输出电压脉冲的电平越优先被设定为1，另外，在电流极性为从负载朝向电力变换器的方向时，直流电压vDC1…n越小的电力变换器，所提供的输出电压脉冲的电平越优先被设定为－1。输出电压脉冲的电平为+1的状态持续越长(即，电平为+1的脉冲宽度越大)，越促进从直流电压部的电容器的放电，直流电压下降，另一方面，输出电压脉冲的电平为－1的状态持续越长(即，电平为－1的脉冲宽度越大)，越促进向直流电压部的电容器的充电，直流电压上升。
在图11所示的例子中，若比较对电力变换器1赋予的输出电压脉冲gR1和对电力变换器2赋予的输出电压脉冲gR2，则电平成为+1的状态时的脉冲宽度的总量不同，另外，电平成为－1的状态时的脉冲宽度的总量也不同，所以流入各电力变换器的电力也不同。即，即使在电力变换器1与电力变换器2之间输出电力存在较大的电力差时，也能够根据直流电压vDC1、vDC2的大小关系来调整流入各电力变换器的电力，因此能够保持电力变换器间的直流电压平衡。在这种情况下，在电力变换器之间高次谐波电流被抵消，抑制大量的高次谐波流出到交流电压源Gr。
另外，本实施方式的计算机100的动作与图5～图8中说明的动作相同，因此省略其说明。
根据第二实施方式，即使在控制多个三相二电平电力变换器的情况下，也能够得到与第一实施方式相同的效果。
如以上详细叙述的那样，根据各实施方式，能够保持多个电力变换器间的直流电压平衡，并维持输出电压的高次谐波品质。
说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内，能够进行各种省略，置换，变更。这些实施方式及其变形包括在发明的范围及主旨内，并且包括在权利要求书所记载的发明及其均等的范围内。
附图标记
1，2，n电力变换器；11平均化处理部；12减法部；13PI控制部；14，15，16平均化处理部；17三相DQ变换部；18减法部；19PI控制部；20减法部；21PI控制部；22三相DQ逆变换部；23栅极信号生成部；100微型计算机；Gr交流电压源；TR绝缘变压器。

Claims (12)

1.一种控制装置，控制与交流电压源并联连接的多个电力变换器，
该控制装置具备信号生成部件，该信号生成部件在决定了将用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲相加后的整体输出电压脉冲的电平之后，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其中，
所述信号生成部件根据所述多个电力变换器的直流电压的大小关系，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。
3.根据权利要求1或2所述的控制装置，其中，
所述信号生成部件分别比较将针对所述多个电力变换器的电压指令值进行合成后的整体电压指令值的电平和所述多个电力变换器的各个载波调制波的电平，根据各自的大小关系，决定所述整体输出电压脉冲的电平。
4.根据权利要求3所述的控制装置，其中，
所述信号生成部件，在“各电力变换器的输出电流的平均值×整体电压指令值”表示正值的期间，以针对直流电压最大的电力变换器的输出电压脉冲的电平高于或等于其他电力变换器的方式决定各个输出电压脉冲的电平，在“各电力变换器的输出电流的平均值×整体电压指令值”表示负值的期间，以针对直流电压最小的电力变换器的输出电压脉冲的电平低于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平。
5.根据权利要求3所述的控制装置，其中，
还具备基于使所述多个电力变换器的输出电流的平均值与电流指令值接近的电流控制的结果来生成所述整体电压指令值的部件。
6.根据权利要求5所述的控制装置，其中，
还具备基于使所述多个电力变换器的直流电压的平均值与直流电压指令值接近的电压控制的结果来生成在所述电流控制中使用的电流指令值的部件。
7.一种控制方法，由控制装置来控制与交流电压源并联连接的多个电力变换器，所述控制方法包括：
第一步骤，由所述控制装置决定将用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲相加后的整体输出电压脉冲的电平；以及
第二步骤，在由所述控制装置决定了所述整体输出电压脉冲的电平之后，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其中，
所述第二步骤包括：根据所述多个电力变换器的直流电压的大小关系，决定用于分别驱动所述多个电力变换器的各个输出电压脉冲的电平的分配。
9.根据权利要求7或8所述的控制方法，其中，
所述第一步骤包括：分别比较将针对所述多个电力变换器的电压指令值进行合成后的整体电压指令值的电平和所述多个电力变换器的各个载波调制波的电平，根据各自的大小关系，决定所述整体输出电压脉冲的电平。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其中，
在所述第二步骤中，在“各电力变换器的输出电流的平均值×整体电压指令值”表示正值的期间，以针对成为电平分配对象的电力变换器中直流电压最大的电力变换器的输出电压脉冲的电平高于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平，在“各电力变换器的输出电流的平均值×整体电压指令值”表示负值的期间，以针对成为电平分配对象的电力变换器中直流电压最小的电力变换器的输出电压脉冲的电平低于或等于其他电力变换器的方式，决定各个输出电压脉冲的电平。
11.根据权利要求9所述的控制方法，其中，
还包括如下步骤：通过所述控制装置，基于使所述多个电力变换器的输出电流的平均值与电流指令值接近的电流控制的结果，生成所述整体电压指令值。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，
还包括如下步骤：通过所述控制装置，基于使所述多个电力变换器的直流电压的平均值与直流电压指令值接近的电压控制的结果，生成在所述电流控制中使用的电流指令值的步骤。
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